專利名稱：無(wú)線電接收系統(tǒng)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及基于正交調(diào)制通信方法的無(wú)線電接收系統(tǒng)，特別涉及通過(guò)設(shè)定帶通濾波器的頻率特性補(bǔ)償由于取樣操作引起的孔徑效應(yīng)的無(wú)線電接收系統(tǒng)，該帶通濾波器只允許在分配給該無(wú)線電接收系統(tǒng)從中接收信號(hào)的一通信系統(tǒng)的頻帶上的信號(hào)通過(guò)，以便防止該孔徑效應(yīng)。
基于直接交換接收方法和具有簡(jiǎn)化的無(wú)線電部分的接收機(jī)是使用信道濾波器實(shí)現(xiàn)的，該信道濾波器取樣輸入信號(hào)或進(jìn)行模擬-數(shù)字變換操作，而在變換為基帶信號(hào)之前該輸入信號(hào)仍保持在高頻狀態(tài)，并且使量化后的信號(hào)進(jìn)行具有高精度的穩(wěn)定數(shù)字信號(hào)處理操作。但是該信道濾波器有以下四個(gè)問(wèn)題。
第一，由于取樣操作的結(jié)果，取樣頻率使整個(gè)無(wú)線電接收系統(tǒng)的頻率特性不均勻。因此，數(shù)字化信號(hào)的解調(diào)差錯(cuò)率高。
第二，為了高精度地執(zhí)行取樣操作，該取樣電路的前面和后面各級(jí)必須具有保證在相當(dāng)寬的頻率范圍內(nèi)取樣電路的速度性能所要求的高速特性，以達(dá)到避免孔徑效應(yīng)目的。結(jié)果，取樣電路具有比接收信號(hào)的帶寬寬得多的帶寬。簡(jiǎn)言之，盡管為了限制接收信號(hào)的帶寬為預(yù)定的帶寬在前級(jí)中提供了帶通濾波器，在后級(jí)中提供的電路必須具有比該帶通濾波器寬得多的帶寬。由該后級(jí)中提供的電路引起的熱噪聲超過(guò)在現(xiàn)有無(wú)線電接收系統(tǒng)中引起的熱噪聲量，這也導(dǎo)致差錯(cuò)率的增加。
第三，根據(jù)直接變換接收方法，需要提供具有代替在現(xiàn)有接收機(jī)的IF(中頻)級(jí)傳統(tǒng)上提供的信道濾波器功能的基帶電路。為此目的，還需要一個(gè)HF級(jí)(高頻)，其濾波不足以保持寬的動(dòng)態(tài)范圍和寬的帶寬。還有，需要對(duì)具有這樣寬動(dòng)態(tài)范圍及帶寬的信號(hào)進(jìn)行濾波的濾波器。
第四，取樣的信號(hào)通常包括直流(d．c．)分量。由于該信號(hào)變得易受d．c．噪聲、漂移或偏移損害，在基于數(shù)字調(diào)制的便攜蜂窩電話的情況下包含這樣噪聲的信號(hào)導(dǎo)致大的差錯(cuò)率。
圖9表示使用有限帶寬取樣方法的現(xiàn)有直接變換接收機(jī)的一個(gè)例子。這個(gè)電路相應(yīng)于在“125 MSPS單片取樣放大器AD 9101”中使用的直接IF取樣電路，該新產(chǎn)品在1997年7月Anolog Devises Co．，Ltd．公司“模擬器件變換器數(shù)據(jù)手冊(cè)”第1版中敘述。有一些敘述說(shuō)明“采用奈奎斯特理論能夠消除IF頻率和重構(gòu)基帶信號(hào)。例如，40Mhz IF信號(hào)以具有10MHz帶寬的信號(hào)進(jìn)行調(diào)制，和要檢測(cè)的信號(hào)以25MSPS的取樣率檢測(cè)”。以具有10MHz帶寬的信號(hào)調(diào)制的40MHz IF信號(hào)通常以40MHz頻率兩倍高的取樣頻率進(jìn)行檢測(cè)。但是，由于該信號(hào)被限制在10MHz的帶寬，IF信號(hào)可利用“香農(nóng)(Shannon)取樣定理”以25MHz的取樣頻率檢測(cè)，根據(jù)該取樣定理，IF信號(hào)能夠以10MHz頻率的兩倍或更高的頻率取樣。
圖10A至10D是表示在通過(guò)有限帶寬取樣操作執(zhí)行直接變換接收時(shí)頻譜成分變化的視圖。圖10A表示在無(wú)線電頻帶中的希望波形及相鄰波形，以及包含這些波形的帶通濾波器特性。在該圖中，fs表示取樣頻率，其設(shè)置為通信帶寬或有限帶寬濾波器帶寬的兩倍或更大寬度的頻率。
圖10B表示具有以取樣頻率變換為基帶頻率的頻率的希望波形及相鄰波形的頻譜成分?；鶐ьl率范圍fBB原則上與fBW相同。
圖10C表示通過(guò)信道濾波操作該希望信號(hào)的提取結(jié)果，其中對(duì)作為取樣操作的結(jié)果得到的量化信號(hào)進(jìn)行數(shù)字信號(hào)處理操作。
圖10D表示在這時(shí)由取樣操作產(chǎn)生的孔徑效應(yīng)。換句話說(shuō)，該圖表示所謂的取樣功能的頻譜成分。該頻譜成分具有｛sin(πf／fs)｝／｛πf／fs｝的特性，而且在取樣頻率fs出現(xiàn)一個(gè)零。雖然在零點(diǎn)不出現(xiàn)在比取樣頻率的一半更小的范圍中的希望波形，但是該波形具有向較高頻率逐漸衰減波形的頻率特性。
本發(fā)明涉及具有內(nèi)置信道濾波器的接收機(jī)電路，該信道濾波器與分配有一個(gè)偏移頻率的無(wú)線電接收系統(tǒng)一起使用(在日本專利申請(qǐng)公開平-9-266452“接收系統(tǒng)”和日本專利申請(qǐng)平-9028271“接收系統(tǒng)”中披露了，這兩個(gè)專利申請(qǐng)都是由本專利申請(qǐng)的申請(qǐng)人提交的)并包括一個(gè)復(fù)系數(shù)濾波器。在包括本發(fā)明所基于的復(fù)系數(shù)濾波器的信道濾波器中，要作復(fù)數(shù)運(yùn)算的正與負(fù)頻率成分的中心不必一定出現(xiàn)在零頻率。為此原因，使頻率成分的中心出現(xiàn)在零頻率的信道濾波器的孔徑特性使該運(yùn)算產(chǎn)生畸變，導(dǎo)致運(yùn)算精度明顯降低。而且，即使使用后續(xù)根奈奎斯特(Subsequent root Nyquist)濾波器來(lái)整形頻率成分以便具有完整的奈奎斯特特性，該頻率成分也不能具有完整的奈奎斯特特性。
本發(fā)明致力于解決現(xiàn)有無(wú)線電接收系統(tǒng)的上述問(wèn)題，和本發(fā)明的目的是通過(guò)給帶通濾波器提供補(bǔ)償由于取樣操作引起的孔徑效應(yīng)的特性來(lái)解決該問(wèn)題，該帶通濾波器放置在無(wú)線電接收系統(tǒng)的接收機(jī)電路的接收輸入級(jí)，其中信道濾波器通過(guò)取樣以量化接收的信號(hào)和對(duì)這樣量化的信號(hào)進(jìn)行數(shù)字化信號(hào)處理操作來(lái)實(shí)現(xiàn)。
本發(fā)明的第一方面針對(duì)無(wú)線電接收系統(tǒng)，其中信道濾波器通過(guò)利用取樣以量化接收的信號(hào)和對(duì)這樣量化的信號(hào)進(jìn)行數(shù)字化信號(hào)處理操作而構(gòu)成，其中在輸入接收級(jí)提供具有補(bǔ)償由于取樣操作引起的孔徑效應(yīng)的特性的帶通濾波器。使用具有前述特性的帶通濾波器能夠補(bǔ)償由于取樣操作引起的孔徑效應(yīng)。
根據(jù)本發(fā)明的第二方面，該無(wú)線電接收系統(tǒng)特征在于還包括取樣與保持電路，用于取樣并保持來(lái)自帶通濾波器的輸出；和積分電路，具有在取樣與保持電路的取樣操作期間積分所接收信號(hào)的功能。由于無(wú)線電接收系統(tǒng)具備該積分功能的結(jié)果，希望的波形信號(hào)的能量可被積分。特別是，即使在收到弱的無(wú)線電波和希望波形信號(hào)被埋藏在電路的熱噪聲中的情況下，以正常電平進(jìn)行取樣操作能夠只在出現(xiàn)孔徑效應(yīng)的期間從輸入信號(hào)產(chǎn)生能量。但是，根據(jù)權(quán)利要求2的無(wú)線電接收系統(tǒng)具有能夠通過(guò)積分所接收的信號(hào)加倍該能量的效果，同時(shí)積分該接收信號(hào)的時(shí)間期間延長(zhǎng)了。
根據(jù)本發(fā)明的第三方面，如在第二方面定義的無(wú)線電接收系統(tǒng)的特征在于，該積分電路的積分工作時(shí)間可以改變或從多個(gè)值中選擇。因此，取樣與保持電路的積分工作時(shí)間相對(duì)于該輸入信號(hào)的頻率或帶寬的變化而變化，使得能夠?qū)崿F(xiàn)希望的積分效果。
根據(jù)本發(fā)明的第四方面，如第三方面所定義的無(wú)線電接收系統(tǒng)的特征在于，該積分電路的積分容量是可變的。因此，取樣與保持電路的積分工作時(shí)間相應(yīng)于該輸入信號(hào)的頻率或帶寬的變化而變化，使得能夠?qū)崿F(xiàn)希望的積分效果。
根據(jù)本發(fā)明的第五方面，如第二方面所定義的無(wú)線電接收系統(tǒng)的特征在于，設(shè)置該積分電路的積分選通功能以便產(chǎn)生奈奎斯特信號(hào)波形。因此，可實(shí)現(xiàn)提供良好的信噪比的高效的取樣與保持電路。
根據(jù)本發(fā)明的第六方面，如第二或第三方面所定義的無(wú)線電接收系統(tǒng)的特征在于，設(shè)定取樣與保持電路的時(shí)間常數(shù)變得比取樣頻率更長(zhǎng)。因此，熱噪聲或隨機(jī)信號(hào)可充分地從較低的頻率成分中去除。而且，取樣頻率的降低導(dǎo)致由取樣與保持電路或由所接到的外圍電路所消耗的功率減少。
根據(jù)本發(fā)明的第七方面，如第一至第三方面的任一個(gè)方面所定義的無(wú)線電接收系統(tǒng)的特征在于，還包括取樣裝置，它由一個(gè)取樣與保持電路構(gòu)成并取樣所接收的信號(hào)；差值計(jì)算裝置，用于計(jì)算從該取樣與保持電路接收的當(dāng)前取樣的信號(hào)和先前取樣的信號(hào)之間的差；和用于計(jì)算從該差值計(jì)算裝置的輸出與該帶通濾波器的輸出之間的差并且輸入這樣得到的差給取樣與保持電路的裝置。因此，無(wú)線電接收系統(tǒng)具有能夠防止原來(lái)不希望的成分如取樣電路的溫度漂移或輸入電路的d．c．偏移混合入接收的信號(hào)中的效果。
根據(jù)本發(fā)明的第八個(gè)方面，如第一至第三方面的任一個(gè)方面所定義的無(wú)線電接收系統(tǒng)的特征在于，還包括取樣裝置，它由一個(gè)取樣與保持電路構(gòu)成并且取樣所接收的信號(hào)；希爾伯特(Hilbert)變換裝置，它從該取樣與保持電路輸出的樣值中產(chǎn)生矩形成分；差值計(jì)算裝置，用于計(jì)算從變換裝置接收的矩形成分之一與先前取樣的相同類型的矩形成分之間的差；以及用于計(jì)算差值計(jì)算裝置的輸出與帶通濾波器的輸出之間的差并且輸入這樣得到的差給取樣與保持電路的裝置。因此，無(wú)線電接收系統(tǒng)在去除包含在樣值輸出的d．c．分量是有效的，該樣值輸出是在取樣與保持電路對(duì)接收信號(hào)與d．c．分量或混合在樣值輸出中原始不需要的成分，諸如取樣與保持電路的溫度漂移或該輸入電路的d．c．偏移進(jìn)行采樣時(shí)產(chǎn)生的。
本發(fā)明的第九方面在于通過(guò)使用多個(gè)級(jí)聯(lián)信道濾波器接收直接交換接收模式中的信號(hào)的無(wú)線電接收系統(tǒng)，每個(gè)信道濾波器包括一個(gè)復(fù)系數(shù)濾波器，其中初級(jí)信道濾波器的操作精度與隨后的信道濾波器比較時(shí)改善了。因此，該無(wú)線電接收系統(tǒng)能夠更有效率地衰減離開所需要波形的相鄰波形間隔頻率，以及給后級(jí)的濾波器電路提供只從去除了強(qiáng)電平的相鄰波形信號(hào)的所需波形信號(hào)附近來(lái)的所需波形的信號(hào)。因此，即使設(shè)置在后級(jí)的濾波器電路是以較低精度地制造的即，濾波器電路不具有足夠的去除與需要被相鄰的大電平的波形的能力，該無(wú)線電接收系統(tǒng)也能不易于出現(xiàn)問(wèn)題。
根據(jù)本發(fā)明的第十方面，如在第九方面所定義的無(wú)線電接收系統(tǒng)的特征在于在前級(jí)提供的信道濾波器的操作精度與在后級(jí)提供的信道濾波器的操作精度相比時(shí)，為了改善信道濾波器的操作精度，作為在后級(jí)提供的信道濾波器的構(gòu)成元件的電容器的電容量被設(shè)置，以便該電容器可以以高的尺寸精度制造，而作為在前級(jí)提供的信道濾波器的構(gòu)成元件的電容器電容量被設(shè)置為使得當(dāng)它們級(jí)聯(lián)時(shí)，其電容量比前述的各電容器的總電容量更小。因此，通過(guò)使用具有以最大可能精度實(shí)現(xiàn)的電容量的電容器改善了信道濾波器的精度。而且，使用具有改善的尺寸精度的電容器，可實(shí)現(xiàn)其電容量小于所述各電容器的總電容量的電容器。
圖1是表示根據(jù)本發(fā)明第一實(shí)施例的無(wú)線電接收系統(tǒng)的接收機(jī)電路結(jié)構(gòu)的方框圖；圖2是表示包括本發(fā)明所有實(shí)施例相同的復(fù)系數(shù)濾波器的信道濾波器基本結(jié)構(gòu)的方框圖；圖3是說(shuō)明所有實(shí)施例相同的單級(jí)復(fù)系數(shù)濾波器的頻率特性的圖；圖4A至4D是表示所有實(shí)施例相同的包括復(fù)系數(shù)濾波器的信道濾波器基本結(jié)構(gòu)的理論特征值的曲線圖；圖5A至5C是說(shuō)明所有實(shí)施例相同的復(fù)系數(shù)濾波器各個(gè)級(jí)中相位旋轉(zhuǎn)的圖；圖6是表示所有實(shí)施例相同的復(fù)系數(shù)濾波器各個(gè)級(jí)中出現(xiàn)的相位旋轉(zhuǎn)量與整個(gè)信道濾波器出現(xiàn)的相位旋轉(zhuǎn)總量A之間關(guān)系的曲線圖；圖7A至7C是表示兩個(gè)級(jí)聯(lián)信道濾波器的總的頻率特性的曲線圖，每個(gè)信道濾波器包括所有實(shí)施例相同的復(fù)系數(shù)濾波器，其中在后級(jí)提供的信道濾波器的取樣頻率減少到原始頻率的四分之一；圖8是表示這兩個(gè)級(jí)聯(lián)信道濾波器的具體結(jié)構(gòu)的方框圖，每個(gè)信道濾波器包括所有實(shí)施例相同的復(fù)系數(shù)濾波器；圖9是表示使用有限帶寬取樣方法的現(xiàn)有無(wú)線電接收系統(tǒng)的無(wú)線電部分結(jié)構(gòu)的方框圖；圖10A至10D是表示頻率圖和在根據(jù)第一實(shí)施例接收設(shè)備使用包括復(fù)系數(shù)濾波器的信道濾波器的情況下取樣操作對(duì)頻率圖的影響的示意圖；圖11表示基于希爾伯特變換和所有實(shí)施例公用的正交調(diào)制波形分離電路的具體電路結(jié)構(gòu)；圖12A至12G是表示基于希爾伯特變換和對(duì)所有實(shí)施例操作相同的正交調(diào)制波形分離電路定時(shí)的時(shí)序圖；圖13是表示根據(jù)本發(fā)明第二實(shí)施例無(wú)線電接收系統(tǒng)的具體電路結(jié)構(gòu)的電路圖14A至14C是說(shuō)明根據(jù)第二實(shí)施例無(wú)線電接收系統(tǒng)操作的曲線圖；圖15是表示補(bǔ)償由于取樣操作引起的孔徑效應(yīng)的帶通濾波器的特性的視圖；圖16是表示根據(jù)本發(fā)明的第三實(shí)施例可變延遲器件結(jié)構(gòu)的電路圖；圖17是表示根據(jù)本發(fā)明第四實(shí)施例無(wú)線電接收系統(tǒng)具體電路結(jié)構(gòu)的電路圖；圖18是表示根據(jù)本發(fā)明第五實(shí)施例無(wú)線電接收系統(tǒng)具體電路結(jié)構(gòu)的電路圖；圖19A和19B是說(shuō)明根據(jù)第五實(shí)施例無(wú)線電接收系統(tǒng)操作的定時(shí)圖；圖20是表示根據(jù)本發(fā)明第六實(shí)施例無(wú)線電接收系統(tǒng)具體電路結(jié)構(gòu)的電路圖；圖21A和21B是說(shuō)明根據(jù)第六實(shí)施例無(wú)線電接收系統(tǒng)操作的定時(shí)圖；圖22是說(shuō)明根據(jù)第六實(shí)施例無(wú)線電接收系統(tǒng)原理的曲線圖；圖23是表示根據(jù)本發(fā)明第七實(shí)施例無(wú)線電接收系統(tǒng)接收機(jī)電路結(jié)構(gòu)的方框圖；圖24是表示根據(jù)本發(fā)明第八實(shí)施例無(wú)線電接收系統(tǒng)接收機(jī)電路結(jié)構(gòu)的方框圖；圖25是表示根據(jù)本發(fā)明第九實(shí)施例無(wú)線電接收系統(tǒng)接收機(jī)電路結(jié)構(gòu)的方框圖；圖26A是說(shuō)明在電容器形成時(shí)在電容器的電容中如何出現(xiàn)誤差的示意圖；和圖26B是說(shuō)明在本發(fā)明第十實(shí)施例中使用的電容器是如何形成的示意圖。
本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例將參見(jiàn)附圖敘述。
第一實(shí)施例圖1表示根據(jù)本發(fā)明第一實(shí)施例的無(wú)線電接收系統(tǒng)。無(wú)線電接收系統(tǒng)23包括Q軸分量檢測(cè)／信道濾波器部分4，和I信號(hào)根奈奎斯特濾波器20；Q信號(hào)根奈奎斯特濾波器21和信號(hào)檢測(cè)解調(diào)部分22。Q軸分量檢測(cè)／信道濾波器部分4還包括第一濾波器2，第一濾波器2只允許在分配給無(wú)線電接收系統(tǒng)從其接收信號(hào)的通信系統(tǒng)的頻帶上的信號(hào)通過(guò)；低噪聲自動(dòng)增益控制HF放大器3；取樣與保持電路5；希爾伯特變換部分6；第一信道濾波器7；和第二信道濾波器2；第N信道濾波器9。接收機(jī)電路23接收從天線來(lái)的輸入信號(hào)1、提供給取樣與保持電路5的取樣時(shí)鐘信號(hào)10、提供給希爾伯特變換電路6的時(shí)鐘信號(hào)11、提供給第一信道濾波器7的時(shí)鐘信號(hào)12、提供給第二信道濾波器8的時(shí)鐘信號(hào)13、提供給第N信通濾波器9的時(shí)鐘信號(hào)14、基準(zhǔn)時(shí)鐘信號(hào)16和時(shí)鐘控制信號(hào)17。
接收機(jī)電路的操作將參照?qǐng)D1敘述。本發(fā)明原理上是根據(jù)專利申請(qǐng)(日本專利申請(qǐng)公開平第-9-266452號(hào)“接收系統(tǒng)”和日本專利申請(qǐng)平第9028271“接收系統(tǒng)”，二者都是由本專利申請(qǐng)的申請(qǐng)人提交的)，因此將敘述本發(fā)明為接收機(jī)電路新提供的附加特性和這些特性所要求的原理。
回到圖1，從天線接收的輸入信號(hào)1通過(guò)第一濾波器2，第一濾波器2只通過(guò)分配給無(wú)線電接收系統(tǒng)從其接收信號(hào)的通信系統(tǒng)的頻帶上的信號(hào)。在由低噪聲HF放大器3放大之后，該輸入信號(hào)流過(guò)取樣與保持電路5、希爾伯特變換部分6和包括第一信道濾波器7至第N信道濾波器9的一組信道濾波器。希爾伯特變換部分6和包括第一信道濾波器7至第N信道濾波器9的該組信道濾波器接收由時(shí)鐘信號(hào)發(fā)生器產(chǎn)生的各類時(shí)鐘信號(hào)10、11、12、13和14，該時(shí)鐘信號(hào)發(fā)生器包括時(shí)鐘信號(hào)整形／控制部分15和用作信道濾波器。
正交調(diào)制的波形檢測(cè)／信道濾波器部分4的輸出是正交調(diào)制的波形檢測(cè)輸出，它作為I信號(hào)輸出18提供給I信號(hào)根奈奎斯特濾波器20和作為Q信號(hào)輸出19提供給Q信號(hào)根奈奎斯特濾波器21。在已整形以便具有奈奎斯特特性之后，這些信號(hào)利用信號(hào)檢測(cè)／解調(diào)部分22解調(diào)為基帶信號(hào)25。
圖11表示圖1所示的希爾伯特變換部分6的I軸分量分離電路61和Q軸分量分離電路62的具體例子，而圖12表示分頻器的操作。
翻到圖11，取樣與保持電路5輸出的取樣與保持信號(hào)提供給開關(guān)SW21和開關(guān)SW31。倒相放大器U1利用電容器C3來(lái)的負(fù)反饋起著并聯(lián)反饋放大器的作用。當(dāng)開關(guān)SW21和SW22處于如圖11所示的狀態(tài)時(shí)，取樣與保持電路5的輸出由存儲(chǔ)在電容器C1中的電荷確定的端電壓給定。
當(dāng)在時(shí)間t0開關(guān)S21和S22變?yōu)榕c圖中狀態(tài)相反時(shí)，接到倒相放大器U1的輸出端并且到目前倒相放大器輸出的電壓充電的電容器C2利用開關(guān)SW22連接到倒相放大器U1的輸入端。在電容器C2的電容與電容器C3相同的情況下，倒相放大器U1輸出電壓的電位被保持在相同的電位。同時(shí)，開關(guān)SW21連接取樣與保持電路5的輸出端到電容器C1，從而，相應(yīng)于新取樣值的電壓存儲(chǔ)在電容器C1中。
當(dāng)在時(shí)間t1開關(guān)SW21和SW22再回到如圖11所示的狀態(tài)時(shí)，存儲(chǔ)取樣與保持電路5輸出電壓的電容器C1的輸出端接到倒相放大器U1。如果電容器C1和C3具有相同的電容，則在倒相放大器U1的輸出端產(chǎn)生對(duì)應(yīng)于新取樣值的電壓。簡(jiǎn)言之，倒相放大器U1起著相對(duì)于取樣與保持電路5的輸出的緩沖放大器作用，具有和取樣與保持電路5相同的極性。
相反，倒相放大器U2起著從電容器C6接收負(fù)反饋的并聯(lián)反饋放大器的作用。當(dāng)開關(guān)SW32和SW33保持在如圖11所示的狀態(tài)中時(shí)，取樣與保持電路的輸出由存儲(chǔ)在電容器C5中的電荷確定的端電壓給定。在這時(shí)，電容器C4由取樣與保持電路5輸出的電壓充電。
當(dāng)在時(shí)間t0開關(guān)S31和S32變?yōu)榕c圖11中狀態(tài)相反時(shí)，接到倒相放大器U2的輸入端并且到目前控制取樣與保持電路5的輸出電壓的電容器C5利用開關(guān)SW33連接到倒相放大器U2的輸出端。同時(shí)，開關(guān)SW31接地，開關(guān)SW32接到倒相放大器U2的輸入端。因此，如果電容器C4和C6具有相同的電容，則在倒相放大器U2的輸出端產(chǎn)生相應(yīng)于取樣與保持電路5輸出的取樣值的電壓。而且，在同時(shí)，由于電容器C5利用開關(guān)SW33連接到倒相放大器U2的輸出端，倒相放大器U2的輸出存儲(chǔ)在電容器C5中。
當(dāng)在時(shí)間t1開關(guān)SW32和SW33再次回到圖11所示的狀態(tài)時(shí)，電容器C1的輸出端連接到倒相放大器U1的輸入端，因此更進(jìn)一步保持取樣與保持電路輸出的電位。簡(jiǎn)而言之，倒相放大器U2用作使取樣與保持電路5輸出的極性反相的放大器。
D型觸發(fā)器U3接收作為輸入的取樣時(shí)鐘信號(hào)10，而倒相的輸出Q饋送回觸發(fā)器輸入端D，因此構(gòu)成一個(gè)分頻器。類似地，觸發(fā)器U4也構(gòu)成一個(gè)分頻器。由于這些級(jí)聯(lián)的觸發(fā)器U3和U4的結(jié)果，通過(guò)這些分頻器的頻率被4倍分頻。
現(xiàn)在利用圖12所示的操作定時(shí)中提供的信號(hào)操作的例子來(lái)敘述分頻器的操作。取樣時(shí)鐘信號(hào)在均勻時(shí)間間隔到達(dá)分頻器即t1、t2、t3、t4、t5、t6、t7、t8、t9、…。如前所述，取樣時(shí)鐘信號(hào)的波形是具有負(fù)載比約50％的矩形波。當(dāng)收到這樣的取樣時(shí)鐘信號(hào)時(shí)，觸發(fā)器U3產(chǎn)生邏輯1作為在奇數(shù)定時(shí)t1、t3、t5、t7、…的輸出Q信號(hào)。當(dāng)收到觸發(fā)器U3的輸出時(shí)，觸發(fā)器U4產(chǎn)生邏輯1作為在定時(shí)t1、t2、t5、t6、t9、…的輸出Q信號(hào)。
為了在相位空間分開正交調(diào)制的信號(hào)為兩個(gè)信號(hào)分量，所有要做的只是在相同頻率對(duì)正交調(diào)制的信號(hào)進(jìn)行相位鑒別。正交調(diào)制的波形檢測(cè)操作等效于對(duì)只具有π／2偏移的信號(hào)的取樣。為了從通過(guò)一個(gè)取樣操作取樣的一系列值中產(chǎn)生經(jīng)相位鑒別的信號(hào)，使用余弦和正弦函數(shù)對(duì)正交調(diào)制的信號(hào)進(jìn)行相乘和鑒別。
雖然如果接收的信號(hào)以取樣頻率限制來(lái)取樣，這樣取樣的值相應(yīng)于具有π／2時(shí)間間隔的取樣時(shí)鐘信號(hào)，如圖12A所示。簡(jiǎn)而言之，通過(guò)使用圖12A所示的取樣時(shí)鐘信號(hào)的四個(gè)脈沖來(lái)取樣最高頻率成分。在這時(shí)，只要求同時(shí)地取樣矩形分量，而為了提取正交分量目的的余弦和正弦函數(shù)設(shè)定為相應(yīng)于最高頻率的頻率。
簡(jiǎn)而言之，在通過(guò)使用取樣時(shí)鐘信號(hào)來(lái)取樣其頻率為取樣時(shí)鐘信號(hào)“a”周期頻率四分之一的正弦波形的情況下，余弦函數(shù)的+1、-1在如圖12D所示的位置取樣，而正弦函數(shù)的+1、-1以如圖12E所示的方式在相對(duì)于余弦函數(shù)的那些位置對(duì)應(yīng)于一個(gè)樣值只延遲π／2的位置取樣。
因此，通過(guò)在圖12D所示的位置反向樣值信號(hào)的極性得到I軸分量，和通過(guò)在圖12E所示的位置反向樣值信號(hào)的極性得到Q軸分量。
通過(guò)前述操作，等效于通過(guò)取樣正交調(diào)制信號(hào)得到的取樣輸出信號(hào)的取樣輸出信號(hào)可從通過(guò)取樣操作的單個(gè)信道得到的樣值中產(chǎn)生。如果在圖12D中所示的I軸乘法系數(shù)和圖12E所示的Q軸乘法系數(shù)按相同極性的每個(gè)段被分成組，以便使電路執(zhí)行前述取樣操作，從圖12F可看出，每?jī)蓚€(gè)取樣周期構(gòu)成一對(duì)。
由于I軸正交分量和Q軸正交分量交替地輸出，它們可用如圖12G所示的那樣的方式表示。很明顯，前述級(jí)聯(lián)觸發(fā)器的輸出在通過(guò)使用一個(gè)電路管理輸出狀態(tài)的這種變化方面是有效的。
包括復(fù)系數(shù)濾波器的信道濾波器的基本原理和結(jié)構(gòu)在專利申請(qǐng)(日本專利申請(qǐng)公開平-8-95891“接收系統(tǒng)”和日本專利申請(qǐng)平-9028271“接收系統(tǒng)”，二者都由本專利申請(qǐng)的申請(qǐng)人提交)中敘述。因此，將只詳細(xì)說(shuō)明本發(fā)明新提供的附加特性。
圖2表示包括復(fù)系數(shù)濾波器的信道濾波器的基本結(jié)構(gòu)。該圖由前述專利申請(qǐng)(日本專利申請(qǐng)公開平-8-95891“接收系統(tǒng)”)的說(shuō)明書的圖1，11，19，21，24，29和32A構(gòu)成。
現(xiàn)在敘述作為圖2所示的信道濾波器的心臟的三級(jí)復(fù)系數(shù)濾波器的頻率特性的理論。圖3是說(shuō)明單級(jí)復(fù)系數(shù)濾波器頻率特性的視圖。假定被旋轉(zhuǎn)的和具有幅度A0的一個(gè)信號(hào)矢量在時(shí)間t0位于點(diǎn)P0和在每個(gè)時(shí)間τ執(zhí)行取樣操作，則下一個(gè)信號(hào)矢量P+1位于只從點(diǎn)P0位移了對(duì)應(yīng)角頻率ω和時(shí)間τ的乘積的一個(gè)位置。相反，假定為了消除相鄰波形的目的矢量的旋轉(zhuǎn)量為θ，該矢量P0在時(shí)間t0移到點(diǎn)Pr0。復(fù)系數(shù)濾波器的輸出相應(yīng)于矢量P+1和矢量Pr0之和。作為正交調(diào)制信號(hào)的正交分量的I軸分量和Q軸分量分別表示如下Ir(nT)=I(τ)+Ir=Ao(cosωτ+cosθ)Qr(nT)=Q(τ)+Qr=jAo(sinωτ-sinθ)得到的矢量的頻率特性以該信號(hào)矢量的包絡(luò)即以輸入電功率表示。更具體地，功率=｜Ir(nT)｜2+｜Qr(nT)｜2=｜Ao(cosωτ+cos θ)｜2+｜jAo(sinωτ-sinθ)｜2=Ao2｛cos2ωτ+2cosωτcosθ+cos2θ｝+Ao2｛sin2ωτ+2sinωτsinθ+sin2θ｝=Ao2｛cos2ωτ+sin2ωτ+cos2θ+sin2θ｝+Ao2｛cosωτcosθ-2sinωτsinθ｝=2Ao2｛1+cos(ωτ+θ)｝前述表達(dá)式代表功率對(duì)應(yīng)于該矢量的頻率特性，該矢量具有角頻率ω而且包括取樣間隔τ和旋轉(zhuǎn)的相移量θ。假定Ao=1，復(fù)系數(shù)濾波器的增益為1和取樣間隔τ為1，則使用ω作為變量的頻率函數(shù)示于圖4A至4D。
圖4A表示圖2所示的第一級(jí)復(fù)系數(shù)濾波器塊的特性，取該濾波器的相位角旋轉(zhuǎn)為-π／4。圖4B表示以分貝表示的特性。圖4C表示在第一、第二和第三級(jí)中提供的復(fù)系數(shù)濾波器的特性。這些濾波器分別旋轉(zhuǎn)相位角-π／4、-2π／4和-3π／4。圖4D表示圖4C中所示的并且級(jí)聯(lián)為三級(jí)的濾波器的合成特性。相鄰波形之一的中心頻率被衰減到-125dB或更多。在相鄰波形之間的邊界區(qū)中還有-25dB的衰減。
如在專利申請(qǐng)(日本專利申請(qǐng)公開平-8-95891“接收系統(tǒng)”)中所述的，前述特性保證四個(gè)信道的濾波頻率范圍在每個(gè)取樣頻率的上和下側(cè)。而且，在頻率變換操作時(shí)使用對(duì)應(yīng)于基帶頻率的偏移頻率來(lái)消除除希望波形外的波形的三級(jí)梳狀濾波器零頻率被放置在相鄰波形之間的中心頻率。更具體地，該信道濾波器的特征在于能夠利用取樣頻率保證鏡象頻率之間的四個(gè)信道。
信道濾波器后接均衡器。均衡器所要求的相位補(bǔ)償量將參照?qǐng)D5和6在理論上進(jìn)行說(shuō)明。圖5A表示有關(guān)消除第一相鄰波形的復(fù)系數(shù)濾波器I的說(shuō)明。如圖5A所示，假定負(fù)頻帶(-ωo)中相鄰波形位于其相位為零的位置矢量Po處，在一個(gè)取樣時(shí)鐘之后該波形的相位只順時(shí)針偏移π／8到位置矢量P-1。在這時(shí)，為了從位置矢量Po產(chǎn)生抵消矢量位置P-1的矢量Pro，位置矢量Po只反時(shí)針旋轉(zhuǎn)7π／8。圖5A以下式數(shù)學(xué)表示。很明顯，矢量Pr0通過(guò)將時(shí)間t0的矢量Po乘以cosθ和sinθ而產(chǎn)生。
Ir(nT)=Ao cos(-ωo(to)+θ)=Ao cos(-ωo(to))×cosθ-Ao sin(-ωo(to))×sinθ=I0(to)×cosθ-Q0(to)×sinθQr(nT)=Ao sin(-ωo(to)+θ)=Ao sin(-ωo(to))×cosθ-Ao cos(-ωo(to))×sinθ=Q0(to)cosθ+I0(to)×sinθ同樣地，圖5B和5C表示為了消除在下一個(gè)和第三個(gè)相鄰信道中的相鄰波形的目的的相位旋轉(zhuǎn)角。
用于消除下一相鄰信道中相鄰波形的相位旋轉(zhuǎn)角為5π／8，和用于消除第三相鄰信道中相鄰波形的相位旋轉(zhuǎn)角為3π／8。
如前所述，相位旋轉(zhuǎn)表明相位特性畸變。圖6表示由每個(gè)復(fù)系數(shù)濾波器I至III產(chǎn)生的相位畸變。在該信號(hào)通過(guò)該三級(jí)濾波器之后該信號(hào)的相位特性以圖6所示的參考符號(hào)AB表示。相位偏移值是點(diǎn)B表示的15π／16。
現(xiàn)在對(duì)前面的敘述進(jìn)行說(shuō)明。復(fù)系數(shù)濾波器I的零點(diǎn)設(shè)置為相鄰波形的中心頻率-fb；復(fù)系數(shù)濾波器II的零點(diǎn)設(shè)置為相鄰波形的中心頻率-3fb；和復(fù)系數(shù)濾波器III的零點(diǎn)設(shè)置為相鄰波形的中心頻率-5fb。利用16倍的過(guò)取樣頻率，對(duì)應(yīng)于一個(gè)取樣時(shí)間的期間的希望波形相位中變化是π／8。在一個(gè)取樣時(shí)間的期間具有中心頻率-fb的相鄰波形中出現(xiàn)相位差-π／8。為了通過(guò)旋轉(zhuǎn)前面取樣的信號(hào)矢量來(lái)抵消當(dāng)前取樣的信號(hào)矢量，前次取樣的信號(hào)矢量只旋轉(zhuǎn)7π／8。在這時(shí)，希望的波形相對(duì)抵消的信號(hào)矢量具有π／8相位差，因此仍然作為2sin(π／8)矢量留下來(lái)。簡(jiǎn)而言之，假定在時(shí)間t0取樣的值的I軸分量表示為Io，和其Q軸分量表示為Qo，則在時(shí)間t1的每個(gè)位置矢量的旋轉(zhuǎn)分別表示為I軸位置矢量=Io×cos7π／8-Qo×sin7π／8，和Q軸位置矢量=Io×sinπ／8+Qo×cos7π／8關(guān)于所述得到的矢量，它是在時(shí)間t1取樣的信號(hào)矢量和通過(guò)旋轉(zhuǎn)在前一取樣時(shí)間取樣的信號(hào)矢量得到的矢量二者之和，從復(fù)系數(shù)濾波器I輸出的I軸分量表示為I1，而從該復(fù)系數(shù)濾波器I輸出的Q軸分量表示為Q1，每個(gè)以下式表示I1=Io(t=to+ts)+Io(t=to)×cos7π／8-Qo(t=to)×sin7π／8……(1)Q1=Qo(t=to+ts)+Io(t=to)×sin7π／8+Qo(t=to)×cos7π／8……(2)式中t和to代表時(shí)間，而ts代表取樣時(shí)間間隔。
類似地，為了消除下一相鄰信道的相鄰波形的目的，復(fù)系數(shù)濾波器II旋轉(zhuǎn)該位置矢量5π／8，和為了消除該下一信道之后的相鄰信道中的相鄰波形的目的，復(fù)系數(shù)濾波器III旋轉(zhuǎn)該位置矢量3π／8。從復(fù)系數(shù)濾波器II輸出的I軸分量表示為I2，其輸出的Q軸分量表示為Q2，各表示為I2=I1(t=to+ts)+I1(t=to)×cos5π／8-Q1(t=to)×sin5π／8……(3)Q2=Q1(t=to+ts)+I1(t=to)×sin5π／8+Q1(t=to)×cos5π／8……(4)從復(fù)系數(shù)濾波器III輸出的I軸分量表示為I3，其輸出的Q軸分量表示為Q3，各表示為I3=I2(t=to+ts)+I2(t=to)×cos3π／8-Q2(t=to)×sin3π／8……(5)Q3=Q2(t=to+ts)+I2(t=to)×sin3π／8+Q2(t=to)×cos3π／8……(6)
至于圖5B，取希望波形的中心頻率為+ωo，和取在較低的相鄰三個(gè)信道的各個(gè)相鄰波形的中心頻率為-ωo、-3ωo和-5ωo，消除相鄰波形的復(fù)系數(shù)濾波器I、II和III的相位特性P分別表示為消除-ωo的復(fù)系數(shù)濾波器IP=-πω／16ωo+3π／16消除-3ωo的復(fù)系數(shù)濾波器IIP=-πω／16ωo+5π／16消除-5ωo的復(fù)系數(shù)濾波器IIIP=-πω／16ωo+7π／16這三個(gè)濾波器的這些相位特性表示為三條向右下傾斜的平行線。這三個(gè)濾波器相位特性之和表示為P=-3πω／16ωo+15π／16并且以在圖6所示的線A表示。在ω=0線A的截距以對(duì)應(yīng)于15π／16的點(diǎn)B表示。因此，很明顯，需要均衡器使相位移位以便抵消15π／16。
從圖6很明顯，各復(fù)系數(shù)濾波器I、II和III的相位特性是線性的。因此，這些濾波器特性之和明顯地為線性。
在多個(gè)信道濾波器是串聯(lián)的情況下，信道波濾器的總特性以下式表示，很明顯總特性以對(duì)于頻率的線性函數(shù)表示。更具體地講，第一級(jí)信道濾波器的相位特性表示為P1=｛-πω／16ωo+3π／16｝+｛-ω／16ωo+5π／16｝+｛-πω／16ωo+7π／16｝=-3πω／16ωo+15π／16假定第二級(jí)中的信道濾波器減小取樣時(shí)鐘信號(hào)的取樣頻率到其原始頻率的四分之一，在第二級(jí)的希望波形的頻率變?yōu)棣?／4，因此第二級(jí)信道濾波器的相位特性P2表示為P2=｛-4πω／16ωo+3π／16｝+｛-4πω／16ωo+5π／16｝+｛-4πω／16ωo+7π／16｝=｛-πω／4ωo+3π／16｝+｛-πω／4ωo+5π／16｝+｛-πω／4ωo+7π／16｝=-3πω／4ωo+15π／16第n信道濾波器的相位特性Pn表示為
Pn=｛-4nπω／64ωo+3π／16｝+｛-4nπω／64ωo+5π／16｝+｛-4nπω／64ωo+7π／16｝=｛-nπω／16ωo+3π／16｝+｛-nπω／16ωo+5π／16｝+｛-nπω／16ωo+7π／16｝=-3nπω／16ωo+15π／16因此，第n級(jí)信道濾波器的總特性P總表示為P總=∑i-1n(-3iπω／16ωo+15π／16)=-3n(n-1)πω／32πωo+15nπ／16從前面的說(shuō)明中，很明顯該相位特性以對(duì)頻率π的線性函數(shù)表示。
因此，很明顯，均衡器通過(guò)旋轉(zhuǎn)信號(hào)矢量15nπ／16補(bǔ)償相位特性失真。
信道濾波器串聯(lián)連接在多個(gè)信道濾波器串聯(lián)連接的情況下，每個(gè)信道濾波器包括前述復(fù)系數(shù)濾波器，很明顯取樣頻率減少到其原始頻率的四分之一能夠?qū)崿F(xiàn)在頻率特性方面具有超對(duì)稱的非常高效的濾波器。
圖7A至7C表示當(dāng)兩個(gè)信道濾波器是串聯(lián)時(shí)信道濾波器的理論特性。
圖7A表示當(dāng)圖2所示的信道濾波器以64倍于信道濾波器頻率帶寬的寬度的過(guò)取樣頻率激活時(shí)的頻率特性。圖7B表示在信道濾波器以與圖4B所示的相同方式以16倍于該信道頻率帶寬的寬度的過(guò)取樣頻率激活時(shí)的頻率特性。圖7C表示具有前述特性的這兩個(gè)濾波器的總特性。從圖7C很明顯，16個(gè)信道包含在取樣波形之間。通過(guò)下一個(gè)相鄰波形和在該下一個(gè)相鄰波形后的相鄰波形之間的邊界區(qū)的信號(hào)被衰減到-30dB，而通過(guò)第七相鄰波形和第八相鄰波形之間邊界區(qū)的信號(hào)被衰減到-60dB或更多。當(dāng)然，零點(diǎn)出現(xiàn)在該濾波器中相鄰波形的中心頻率上，而且出現(xiàn)-125dB或更多的衰減。
頻率偏移的消除圖8表示具體的實(shí)施例，其中每個(gè)包括一個(gè)復(fù)系數(shù)濾波器的信道濾波器串聯(lián)連接。在圖8中，輸入信號(hào)輸入帶通濾波器，和輸出希望的頻帶分量。這樣輸出的信號(hào)在取樣與保持電路中以取樣時(shí)鐘信號(hào)的頻率取樣。取樣與保持電路的輸出由希爾伯特變換部分分離為正交分量。這些正交分量傳送給串聯(lián)的信道濾波器1和2。
在信道濾波器1中，這些正交分量通過(guò)復(fù)系數(shù)濾波器I、II和III，因此允許希望的頻帶分量通過(guò)。由復(fù)系數(shù)濾波器產(chǎn)生的正交分量相位的旋轉(zhuǎn)中的誤差由在后級(jí)中提供的均衡器補(bǔ)償。正交分量通過(guò)平均電路，平均電路起著低通濾波器的作用，用于消除高頻范圍中的重復(fù)噪聲，輸入分頻器或取樣與保持電路，分頻器或取樣與保持電路變換取樣頻率為在后級(jí)中的信道濾波器2所要求的較低的取樣頻率。隨后，改變正交分量的偏移頻率。正交分量的偏移頻率必須保持在相同頻率，即使是在這些分量已完成了經(jīng)歷分頻操作之后。
如圖7A所示，希望波形被分配一個(gè)頻率偏移，該頻率偏移是該希望波形帶寬的一半或是信道濾波器／通帶帶寬的四分之一。如果取樣頻率減小并且提供給信道濾波器2，則頻率偏移減少到信道濾波器2確定的通帶帶寬的四分之一。結(jié)果，在圖7A和7B所示的通帶帶寬的中心頻率之間出現(xiàn)不一致。防了避免這樣的不一致，在信道濾波器1末端提供頻率偏移電路。
信道濾波器1的輸出提供給信道濾波器2。信道濾波器2的操作和結(jié)構(gòu)與信道濾波器1相同，除了在信道濾波器2中使用的取樣頻率與信道濾波器1中使用的取樣頻率不同之外。得到了如圖7B所示的濾波效果。
因此，圖8所示的多頻帶接收濾波器表現(xiàn)出如圖7C所示的總特性。利用在信道濾波器2末端提供的頻率偏移電路消除了到目前加到正交分量上的頻率偏移，而I和Q信號(hào)作為完全的基帶信號(hào)輸出。
從前面的敘述，本發(fā)明第一實(shí)施例的所含理論變得顯而易見(jiàn)了。第一實(shí)施例將進(jìn)一步進(jìn)行敘述。圖10D表示由于取樣操作即取樣操作的頻譜特性｛sin(πf／fs)｝／(πf／fs)引起的孔徑效應(yīng)對(duì)圖4C所示的三級(jí)濾波器的合成特性或?qū)D7C所示的多頻帶接收濾波器特性的影響。
為了避免孔徑效應(yīng)的影響，為了只允許在分配給根據(jù)第一實(shí)施例的無(wú)線電接收系統(tǒng)從其接收信號(hào)的通信系統(tǒng)的頻帶上的信號(hào)通過(guò)的目的，第一濾波器(即帶通濾波器)2的頻率特性被設(shè)定以便成為與取樣操作引起的孔徑效應(yīng)相反，其方式如圖15所示。具有這樣特性的帶通濾波器可使用SAW(表面聲波)濾波器很容易實(shí)現(xiàn)。
第二實(shí)施例如前所述，為了高精確地執(zhí)行取樣操作，為了避免孔徑效應(yīng)的目的，取樣電路的前級(jí)和后級(jí)必須具有在相當(dāng)寬范圍內(nèi)保證取樣電路的速度性能所要求的高速特性。例如，為了以8比特的精度取樣具有100MHz載波的1MHz信號(hào)，孔徑時(shí)間必須減少至13．67ps或更少。為了提供這樣高速特性給取樣電路，為了保持的目的電容器的電容必須減少至幾個(gè)PF。結(jié)果，包括保持電容器的保持電路具有高速特性，和使用具有100MHz帶寬的電路提取具有1MHz帶寬的信號(hào)。
換句話說(shuō)，保持電路的帶寬變得比接收信號(hào)帶寬明顯寬。為了限制接收信號(hào)為預(yù)定帶寬的目的，盡管在前級(jí)中提供了帶通濾波器，在后級(jí)提供的電路的帶寬必須比該帶通濾波器帶寬明顯寬。由保持電路產(chǎn)生的熱噪聲量變得比在現(xiàn)有接收機(jī)電路中產(chǎn)生的熱噪聲量大得多，這又導(dǎo)致差錯(cuò)率的增加。即使是以IF信號(hào)使用的現(xiàn)有電路，如圖9所示的電路，也具有該保持電路后的電路的寬帶寬，以及熱噪聲增加的缺點(diǎn)。根據(jù)本發(fā)明第二實(shí)施例無(wú)線電接收系統(tǒng)是通過(guò)量化經(jīng)過(guò)取樣的接收信號(hào)和使這樣量化的信號(hào)進(jìn)行數(shù)字化信號(hào)處理操作來(lái)構(gòu)成信道濾波器的無(wú)線電接收系統(tǒng)。該無(wú)線電接收系統(tǒng)包括用于取樣與保持來(lái)自帶通濾波器的輸出的取樣與保持電路，該帶通濾波器補(bǔ)償由于取樣操作引起的孔徑效應(yīng)，和具有在取樣與保持電路取樣時(shí)間期間對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行積分功能的積分電路。
圖13是說(shuō)明根據(jù)本發(fā)明第二實(shí)施例無(wú)線電接收系統(tǒng)的電路圖。如圖13所示，具有積分功能的積分電路加到用于說(shuō)明本發(fā)明第一實(shí)施例的圖1所示的取樣與保持電路5。
在圖13中，根據(jù)第二實(shí)施例的無(wú)線電接收系統(tǒng)包括取樣與保持電路A和積分電路B。輸入信號(hào)提供給取樣與保持電路A和積分電路B。在取樣與保持電路A中，輸放信號(hào)101由分配器102分為兩個(gè)信號(hào)分量。這樣分開的兩個(gè)信號(hào)由耦合電容器103和104分別放大并且分別饋送到放大晶體管105和106。放大晶體管105和106的輸出傳遞給取樣與保持開關(guān)晶體管113、114和115、116。為了控制取樣與保持開關(guān)晶體管113、114和115、116的目的，門電路119和120由接收作為輸入的取樣脈沖信號(hào)117的取樣脈沖放大器118進(jìn)行控制。
取樣與保持晶體管113和114的輸出端利用接到保持電容器122的輸出線121連接到一起。開關(guān)晶體管115t 116的輸出端接地，因此在保持期間允許輸入信號(hào)流動(dòng)。保持電容器122的端電壓由緩沖放大器124增加和從取樣與保持輸出信號(hào)125中輸出。
放大晶體管105和106利用緩沖電阻111和112分別接到電流鏡象晶體管107和108。電流鏡象晶體管107和108從恒流電源109和110接收恒定電流。取樣脈沖信號(hào)117被指定一個(gè)波形操作，如圖14B所示的。
在積分電路B中，輸入信號(hào)101提供給衰減器1100，衰減器1100的衰減量利用衰減控制信號(hào)1101控制。衰減器1100的輸出由分配器1102分為兩個(gè)信號(hào)分量。這樣分開的兩個(gè)信號(hào)分別由耦合電容器1103和1104放大并且分別饋送給放大晶體管1105和1106。放大晶體管1105和1106的輸出傳送給取樣與保持開關(guān)晶體管1113、1114和1115、1116。
為了控制取樣與保持開關(guān)晶體管1113、1114和1115、1116的目的，門電路1119和1120由接收積分控制信號(hào)1117作為輸入的取樣脈沖放大器1118進(jìn)行控制。取樣與保持晶體管1113和1114的輸出端利用接到保持電容器1122的輸出線1121連接在一起。
開關(guān)晶體管1115和1116的輸出端接地，從而在保持期間允許輸入信號(hào)流動(dòng)。保持電容器1122的端電壓由緩沖放大器124增加并且從取樣與保持輸出信號(hào)125輸出。放大晶體管1105和1106利用緩沖電阻1111和1112分別接到電流鏡象晶體管1107和1108。電流鏡象晶體管1107和1108從恒流電源1109和1110接收恒定電流。積分控制信號(hào)117被指定一個(gè)波形操作，如圖14C所示的。
取樣與保持電路A與積分電路B的差別有兩點(diǎn)第一，它們使用不同的控制信號(hào)。第二，耦合電容器103和104接到相應(yīng)放大晶體管105和106的漏極并且直接接到包括晶體管113、114、115和116的橋電路。相反，耦合電容器1103和1104接到相應(yīng)放大晶體管1105和1106的柵極并且利用放大晶體管1105和1106的漏極接到包括晶體管1113、1114、1115和1116的橋電路。
因此，利用從耦合電容器103及104和放大晶體管105及106形成的電路結(jié)構(gòu)，輸入信號(hào)101作為電壓信號(hào)提供給包括晶體管113、114、115和116的橋電路。從耦合電容器1103和1104輸入的信號(hào)利用放大晶體管1105和1106從電壓信號(hào)變換為電流信號(hào)，這樣變換的電流信號(hào)提供給包括晶體管1113、1114、1115和1116的橋電路。
圖14A至14C表示根據(jù)圖13所示的本發(fā)明第二實(shí)施例的無(wú)線電接收系統(tǒng)操作原理。如圖14A至14C所示，輸入信號(hào)在t1、t2、t3、t4和t5取樣。在時(shí)間t1、t2、t3、t4和t5取樣與保持電路A從跟蹤(tracking)狀態(tài)改變?yōu)榉e分狀態(tài)，在跟蹤狀態(tài)中該電路在取樣定時(shí)之前立即保持。
如圖14A至14C所示，跟蹤狀態(tài)表示為從t1p至t1，從t2p至t2，從t3p至t3，從t4p至t4和從t5p至t5的間隔。該輸入信號(hào)在t1與t1s之間，t2與t2s之間，t3與t3s之間、t4與t4s之間和t5與t5s之間的△t期間被積分。
該電路在整個(gè)操作過(guò)程中按相同原理工作，因此把在時(shí)刻t1電路的工作作為例子進(jìn)行說(shuō)明。取樣與保持電路A在時(shí)間t1p開始跟蹤操作并在時(shí)間t1進(jìn)行保持狀態(tài)。在時(shí)間t1時(shí)輸入信號(hào)101的電壓為P1，而電位P′1是經(jīng)過(guò)取樣與保持電路從保持電容器CH接收的。隨后，輸入信號(hào)101利用積分電路的晶體管1105和1106變換為電流。在從t1至t1p時(shí)間期間，晶體管1113和1114導(dǎo)通，因此將電流存儲(chǔ)入保持電容器122。換句話說(shuō)，從t1至t1p輸入到積分電路的信號(hào)被積分，而這樣得到的積分值疊加在電位P′1上，因此產(chǎn)生電位P″1。在執(zhí)行取樣與保持操作和積分操作時(shí)，由式7表示的電位存儲(chǔ)在保持電容器122中。在執(zhí)行積分操作時(shí)，由式8表示的電位存儲(chǔ)在保持電容器122中。
為了簡(jiǎn)化計(jì)算起見(jiàn)，輸入信號(hào)表示為簡(jiǎn)單的正弦波(即具有幅度1)。而且，取樣與保持電路A的輸出和積分電路B的輸出之間的關(guān)系由衰減器1100控制，衰減器1100通過(guò)使用衰減控制信號(hào)1101控制衰減的量。
保持電容器的端電壓=cos2πfct(t=t1)+∫t1+Δtt1cos2πfc tdt=cos2πfct(t=t1)+[(1／2πfc)sin2πfct]t1+Δtt1=cos2πfct1+(1／2πfc)｛sin2πfc(t1+△t)-sin2πfc△t｝……(7)假定取樣點(diǎn)t1位于△t的中心和△t放在2△τ，以便簡(jiǎn)化計(jì)算，則前面表示式變?yōu)楸３蛛娙萜鞯亩穗妷?cos2πfct1+(1／2πfc)｛sin2πfc(t1+△τ)-sin2πfc(t1-△τ)｝=cos2πfct1+(1／2πfc)｛sin2πfct1cos2πfc△τ+cos2πfc t1sin2πfc△τ-sin2πfc t1cos2πfc△τ+cos2πfc t1sin2πfc△τ｝=cos2πfct1+(1／πfc)cos2πfc t1sin2πfc△τ=cos2πfct1｛1+(1／πfc)sin2πfc△τ｝……(8)簡(jiǎn)而言之，很明顯，如忽略對(duì)頻率敏感的幅度因子1／πfc被乘以cos2πfct1的輸出的事實(shí)，sin2πfc△τ的變化被加到從電壓的取樣得到的cos2πfct1的輸出。從這里的敘述中，可確定在△τ不導(dǎo)致輸入信號(hào)中量化誤差的范圍內(nèi)輸入信號(hào)不發(fā)生畸變。
由于實(shí)際輸入信號(hào)包括在有限帶寬中出現(xiàn)的各種干擾波或噪聲，必須考慮對(duì)應(yīng)于載頻與該帶寬之比而不是簡(jiǎn)單正弦波的干擾。干擾值通常認(rèn)為是0．1或更小，因此該值實(shí)際上可利用前式計(jì)算。因此，如果量化精度是8比特，則△τ的密度設(shè)定為數(shù)據(jù)率的一周期的1／256或更小。
假定只允許指定給無(wú)線電接收設(shè)備從其接收信號(hào)的通信系統(tǒng)的頻帶上的信號(hào)通過(guò)的第一濾波器2的帶寬為1MHz，則△τ可擴(kuò)展為1μs的1／256，即4ns或更少。
接收信號(hào)的積分具有能夠積分希望波形信號(hào)的能量的效果。特別地，甚至在收到弱的無(wú)線電波和希望的波形信號(hào)被埋沒(méi)在電路中的熱噪聲中時(shí)，在正常電壓執(zhí)行的取樣操作使得能夠只在出現(xiàn)孔徑效應(yīng)的時(shí)間期間從輸入信號(hào)產(chǎn)生功率。但是，根據(jù)本實(shí)施例的無(wú)線電接收系統(tǒng)積分所接收的信號(hào)而能量被積分期間的時(shí)間期間擴(kuò)展了，因此功率加倍了。而且，作為積分的結(jié)果，隨機(jī)信號(hào)如熱噪聲自己抵消掉，能夠改善信噪比。
與普通取樣與保持電路相比，根據(jù)第二實(shí)施例的取樣保持電路使保持電容器的電容能夠增加到對(duì)應(yīng)于孔徑時(shí)間與積分動(dòng)作時(shí)間之比的程度，因此該電容器一端的高頻阻抗可減少到相當(dāng)小的值。因此，可防止噪聲的混合和熱噪聲的出現(xiàn)。
例如，在前述實(shí)施例中，孔徑時(shí)間為13．67ps或更小，和積分動(dòng)作時(shí)間為4ns或更小。孔徑時(shí)間對(duì)積分動(dòng)作時(shí)間的比為292．6。雖然具有0．3PF左右電容的保持電容器用于現(xiàn)有取樣與保持電路，但是在第二實(shí)施例中該電容器的電容可增加到約87．8PF。簡(jiǎn)而言之，現(xiàn)有的取樣與保持電路對(duì)于具有100MHz帶寬的信號(hào)有5．30千歐的高阻抗，而根據(jù)本實(shí)施例的取樣與保持電路對(duì)于相同信號(hào)具有18．1歐姆的低阻抗。假定由于1PF的寄生電容，噪聲混合入來(lái)自具有50歐姆信號(hào)原阻抗的噪聲源的輸入信號(hào)，具有約0．3PF電容的保持電容器產(chǎn)生只有-2．56dB的衰減，但是具有87．7PF電容的保持電容器產(chǎn)生-39．2dB的衰減，因此減少噪聲到36dB或更多。
第三實(shí)施例如由式8所示的，提供給取樣電路的接收信號(hào)的載波頻率fc和積分動(dòng)作時(shí)間△t彼此以直接的方式對(duì)應(yīng)。例如，在接收載波頻率fc增加的情況下，保持電容器的端電壓=cos2πfct1｛1+(1／πfc)sin2πfc△τ｝，如果積分動(dòng)作時(shí)間△τ對(duì)于在上式中的fc不改變，則△τ偏離由量化精度確定的希望值相對(duì)于數(shù)據(jù)速率的一個(gè)周期。
因此，在考慮多頻帶兼容無(wú)線電接收系統(tǒng)的情況下即，改變?nèi)宇l率以便對(duì)應(yīng)接收信號(hào)的載波頻率或帶寬的改變，如果積分常數(shù)是固定的，輸出被驅(qū)動(dòng)至飽和或減少，影響根據(jù)本發(fā)明的無(wú)線電接收系統(tǒng)的原來(lái)期望的功能。
在其取樣頻率改變時(shí)使用取樣與保持電路的情況下，如果取樣周期△τ是固定的，則當(dāng)然降低第二實(shí)施例的期望效果。
例如，在接收信號(hào)的載波頻率fc增加的情況下，改變積分動(dòng)作時(shí)間△τ以便對(duì)應(yīng)于載波頻率的這種增加，式8中CH的電容，即保持電容器的端電壓=(1／2πfcCH)cos2πfc1｛1+(1／πfc)sin2πfc△τ｝必須改變，因此降低了積分輸出和從而降低信噪比。
為了解決前述問(wèn)題，在根據(jù)第二實(shí)施例的無(wú)線電接收系統(tǒng)中使用的積分電路被安排以便能夠改變積分動(dòng)作時(shí)間或從第三實(shí)施例的多個(gè)值中選擇。
圖16是說(shuō)明根據(jù)本發(fā)明第三實(shí)施例的無(wú)線電接收系統(tǒng)的示意圖。圖16所示的延遲裝置被設(shè)計(jì)使得要加到圖13所示的和在第二實(shí)施例敘述的取樣與保持電路的取樣脈沖信號(hào)117的寬度可變。
圖16所示的電路整個(gè)地構(gòu)成一個(gè)可變延遲裝置，該可變延遲裝置接收作為輸入信號(hào)的基本信號(hào)130和產(chǎn)生取樣脈沖信號(hào)117。延遲指令信號(hào)132以數(shù)字形式加到該可變延遲裝置，和該延遲裝置相應(yīng)于工作條件管理延遲程度并且確定積分動(dòng)作時(shí)間△t的長(zhǎng)度。
更具體地講，可變延遲裝置包括接收延遲指令信號(hào)132的數(shù)模變換器141、接收數(shù)模變換器141輸出電壓的變?nèi)荻O管142、發(fā)送存儲(chǔ)在變?nèi)荻O管中的電荷的耦合電容器143和積分并存儲(chǔ)從該電容器放電的電荷的單穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器144。
雖然在前述例子中通過(guò)提供延遲指令信號(hào)132該可變延遲裝置可改變?nèi)用}沖信號(hào)的寬度，但取樣脈沖本身可從多個(gè)取樣脈沖信號(hào)中選擇。
利用前述結(jié)構(gòu)，取樣與保持電路的積分動(dòng)作時(shí)間根據(jù)輸入信號(hào)的頻率或帶寬的變化而改變，從而實(shí)現(xiàn)所希望的積分效果。
第四實(shí)施例在考慮多頻帶兼容的無(wú)線電接收系統(tǒng)的情況即取樣頻率被改變以便對(duì)應(yīng)于接收信號(hào)的載波頻率或帶寬的變化，需要改變加到取樣與保持電路的積分電路的積分動(dòng)作時(shí)間。
如果積分電路的積分容量是固定的，而改變積分動(dòng)作時(shí)間，輸出被驅(qū)動(dòng)至飽和或被減少，損害了無(wú)線電接收系統(tǒng)原來(lái)期望的功能。如由式8所示的，加到取樣電路的接收信號(hào)的載波頻率fc和由積分動(dòng)作時(shí)間△t規(guī)定的積分容量彼此以直接方式對(duì)應(yīng)。例如，在接收的載波頻率fc增加的情況下，假定積分動(dòng)作時(shí)間△τ改變以便對(duì)應(yīng)于載波頻率的增加，式8中電容CH即保持電容器的端電壓=(1／2πfcCH)cos2πfct1｛1+(1／πfc)sin2πfc△τ｝被改變，降低積分輸出，結(jié)果信噪比降低。
為了解決前述問(wèn)題，在根據(jù)第三實(shí)施例的無(wú)線電接收系統(tǒng)中使用的積分電路被安排使得能夠改善積分動(dòng)作時(shí)間或從第四實(shí)施例的多個(gè)值中選擇。
圖17是說(shuō)明根據(jù)本發(fā)明第四實(shí)施例的無(wú)線電接收系統(tǒng)的示意圖。圖17表示加到取樣與保持電路5的保持電容器122的可變電容器，取樣與保持電路5示于圖13和在第三實(shí)施例中敘述。
圖17所示的電路整個(gè)地構(gòu)成可變保持電容器。更具體地講，可變保持電容器包括接收積分指令信號(hào)155的數(shù)模變換器151、接收數(shù)模變換器151的輸出電壓的變?nèi)荻O管152、發(fā)送在變?nèi)荻O管中存儲(chǔ)的電荷的耦合電容器153和連接數(shù)模變換器151到變?nèi)荻O管152的電流耦合裝置154。
利用前述結(jié)構(gòu)，取樣與保持電路的積分能力根據(jù)輸入信號(hào)的頻率或帶寬的變化而改變，因此，實(shí)現(xiàn)希望的積分效果。
第五實(shí)施例雖然在第二實(shí)施例中已敘述了提供用于減少噪聲的積分電路的方法，但是在積分動(dòng)作時(shí)間期間沒(méi)有執(zhí)行加權(quán)。因而，降低了希望信號(hào)的檢測(cè)精度。為此，積分動(dòng)作時(shí)間被限制到由式2規(guī)定的范圍。換句話說(shuō)，積分電路在降低該范圍外的低頻噪聲一方面效果不好。
由于必須使取樣脈沖信號(hào)的前沿和后沿陡峭，要求提供取樣信號(hào)的放大器具有驅(qū)動(dòng)能力和高速性能。同時(shí)，來(lái)自該放大器的不必要外部輻射易于增加。
為了解決上述問(wèn)題，在根據(jù)第二實(shí)施例的無(wú)線電接收系統(tǒng)中使用的積分電路被安排提供對(duì)于第五實(shí)施例的奈奎斯特信號(hào)波形的積分門功能。
圖18是說(shuō)明根據(jù)本發(fā)明第五實(shí)施例的無(wú)線電接收系統(tǒng)的示意圖。從輸入信號(hào)101到取樣與保持輸出信號(hào)125的單元與圖13所示的相同并且用于說(shuō)明第二實(shí)施例。取樣脈沖信號(hào)117提供給奈奎斯特濾波器161，和奈奎斯特濾波器161的輸出162提供給取樣脈沖放大器118。
圖19A和19B是使用波形說(shuō)明圖18所示的取樣與保持電路的操作的定時(shí)圖。圖19A表示取樣脈沖信號(hào)117的波形，而圖19B表示已通過(guò)奈奎斯特濾波器161的輸出162。
在圖19B所示的奈奎斯特信號(hào)的基礎(chǔ)上積分接收的信號(hào)。更具體地講，接收的信號(hào)被積分作為已通過(guò)由該奈奎斯特信號(hào)的波形形成的窗口的結(jié)果。在傳輸脈沖功率變?yōu)樵β实囊话氲钠陂g即取樣與保持周期取為τ1期間，則積分動(dòng)作時(shí)間以類似于前面提到的方式取為△t，和△t表示為2τ。
在以正態(tài)分布波形的形式表示奈奎斯特波形的情況下，將得到一個(gè)關(guān)系，如3τ1_…△t。簡(jiǎn)而言之，總的積分動(dòng)作期間約為根據(jù)第二實(shí)施例的電路要求積分動(dòng)作時(shí)間的1．5倍那樣長(zhǎng)。在積分動(dòng)作時(shí)間的67％內(nèi)，該電路獲得接收信號(hào)功率的99％。而且，基本上所有的脈沖頻率成分集中在1／2τ的頻率上，因此避免了要不然將在普通脈沖信號(hào)的高頻部分出現(xiàn)的高次諧波。
利用前述結(jié)構(gòu)，可實(shí)現(xiàn)具有積分功能和提供較高信噪比的有效取樣與保持電路。
第六實(shí)施例在具有根據(jù)第二至第五實(shí)施例的積分電路的任何一個(gè)取樣與保持電路中，該積分電路具有積分動(dòng)作時(shí)間，該積分動(dòng)作時(shí)間比接收信號(hào)的載波信號(hào)周期短。為此，積分電路不能從低頻成分中有效地消除隨機(jī)信號(hào)，諸如熱噪聲。
本發(fā)明的第六實(shí)施例是針對(duì)解決前述問(wèn)題和其特征在于使根據(jù)第二或第三實(shí)施例無(wú)線電接收系統(tǒng)的取樣與保持電路的時(shí)間帶數(shù)比取樣周期更長(zhǎng)。
圖20是說(shuō)明根據(jù)本發(fā)明第六實(shí)施例的無(wú)線電接收系統(tǒng)的示意圖。翻到圖20，從輸入信號(hào)101到取樣與保持輸出信號(hào)125的單元與圖13所示和已根據(jù)第二實(shí)施例描述的單元相同。該系統(tǒng)包括取樣脈沖信號(hào)1117、接收該取樣脈沖信號(hào)的計(jì)數(shù)器171、從計(jì)數(shù)器171輸出的長(zhǎng)周期取樣與保持信號(hào)172和提供有關(guān)計(jì)算的數(shù)量的指令給計(jì)數(shù)器171的控制信號(hào)173。復(fù)位信號(hào)系統(tǒng)的說(shuō)明將省略。在圖21A和21B中示出無(wú)線電接收系統(tǒng)的示例操作。圖21A表示取樣脈沖信號(hào)1117，和圖21B表示計(jì)數(shù)器117的輸出。無(wú)線電接收系統(tǒng)的原理示于圖22。
圖20所示的取樣脈沖信號(hào)1117以圖21A所示的方式以均等間隔t1n、t2n、t3n、…、tn-1n、tnn、tnm3、…、tm-1m、tmm、…到達(dá)計(jì)數(shù)器171。當(dāng)收到控制信號(hào)173時(shí)，計(jì)數(shù)器171產(chǎn)生長(zhǎng)周期脈沖，在n個(gè)脈中周期期間產(chǎn)生積分操作，和在m個(gè)脈沖周期期間保持該信號(hào)。這樣產(chǎn)生的長(zhǎng)周期信號(hào)是長(zhǎng)周期取樣與保持信號(hào)172。即，取樣與保持信號(hào)在t1n變?yōu)镠(高)，在tnn變?yōu)長(zhǎng)(低)，以及在tmm回到H。取樣與保持信號(hào)重復(fù)地執(zhí)行這些操作循環(huán)。結(jié)果，長(zhǎng)周期取樣與保持信號(hào)172的周期增加到取樣脈沖信號(hào)1117周期(n+m)那樣長(zhǎng)。這樣的取樣與保持信號(hào)的狀態(tài)以頻率特性的形式表示。
圖22所示的特性曲線代表在以取樣頻率fs取樣該接收信號(hào)時(shí)輸出的頻率特性即，一般稱為取樣特性。該輸出的頻率特性以｛sin(πf／fs)｝／(πf／fs)表示，假定d．c．范圍取為相對(duì)幅度1。
一般地，確定取樣頻率的輸入頻帶寬度以便衰減量化誤差范圍內(nèi)的δa。本發(fā)明第六實(shí)施例的特征在于在四倍于取樣頻率fs的頻率位置與五倍于取樣頻率的頻率位置之間出現(xiàn)的頻譜波即使用4fs與5fs之間出現(xiàn)的頻譜波。取樣特性的頻譜波峰值出現(xiàn)在約4．5fs的頻率位置，和在峰值A(chǔ)n+m的頻譜波電平約為0．05。雖然δb的量化精度內(nèi)的頻率范圍fBW可參照該頻譜波的峰值使用。換句話說(shuō)，被取樣的接收信號(hào)的頻率fc和取樣頻率fs之間的關(guān)系規(guī)定為4．5∶1，得到諸如在圖22中所示的取樣特性曲線。雖然在本例子中取樣輸出被衰減到0．05，噪聲在4．5倍于噪聲那樣長(zhǎng)的長(zhǎng)周期內(nèi)積分。因此，取決于噪聲的性質(zhì)，前述取樣操作在減少噪聲中非常有效。而且，取樣頻率的減少有助于減少由取樣與保持電路和所接的外圍設(shè)備消耗的電功率的減少。
第七實(shí)施例在第二至第六實(shí)施例中，取樣基本上在d．c．范圍中的信號(hào)分量。即使取樣輸出進(jìn)行a．c．耦合操作，也很難去掉通過(guò)取樣提取的d．c．信息分量。因此，很難消除不要的分量，諸如取樣電路的溫度漂移或輸入電路的d．c．偏移。
第七實(shí)施例致力于解決前述問(wèn)題和提供無(wú)線電接收系統(tǒng)，其中信道濾波器通過(guò)量化經(jīng)過(guò)取樣的接收信號(hào)和對(duì)這些量化的信號(hào)進(jìn)行數(shù)字信號(hào)處理操作形成的，該系統(tǒng)包括取樣裝置，由取樣與保持電路構(gòu)成并且取樣接收的信號(hào)；差值計(jì)算裝置，用于計(jì)算從取樣與保持電路接收的當(dāng)前取樣的信號(hào)與先前取樣的信號(hào)之間的差；和用于計(jì)算該差值計(jì)算裝置的輸出與帶通濾波器輸出之間的差并輸入這樣得到的差給該取樣與保持電路的裝置。
圖23是說(shuō)明根據(jù)第七實(shí)施例的無(wú)線電接收系統(tǒng)的電路圖。在圖23中，以下單元與圖2所示的相同即RF信號(hào)201、帶通濾波器202、帶通濾波器202的輸出203、取樣與保持電路204、取樣與保持信號(hào)205、取樣與保持電路輸出206、希爾伯特變換電路207、用于希爾伯特變換目的的時(shí)鐘信號(hào)298、用于希爾伯特變換目的的初始相位控制信號(hào)209、希爾伯特變換的I輸出210、希爾伯特變換的Q輸出211、復(fù)系數(shù)濾波器I212、復(fù)系數(shù)濾波器II213、復(fù)系數(shù)濾波器III214、復(fù)系數(shù)濾波器I的輸出215和復(fù)系數(shù)濾波器Q的輸出216。雖然初始相位控制信號(hào)209加到希爾伯特變換器207，但這個(gè)信號(hào)用來(lái)控制到圖11所示的觸發(fā)器U3及U4的復(fù)位輸入以便得到I=0和Q=0。
現(xiàn)在參照?qǐng)D23敘述根據(jù)本發(fā)明新加到無(wú)線電接收系統(tǒng)的單元結(jié)構(gòu)。新加到圖23所示的該電路的單元是把在初始級(jí)的類似突發(fā)式脈沖輸入的影響平緩地傳送給隨后電路的斜坡(ramping)電路221、第一減法器222、第一減法器222的輸出223、數(shù)據(jù)延遲裝置224和第二減法器225。
斜坡電路221接收類似突發(fā)式脈沖串的取樣與保持電路206的輸出和利用斜坡電路221提供這樣接收的信號(hào)給第一減法器222。當(dāng)收到第一減法器222的輸出223時(shí)，延遲裝置224提供先前取樣的數(shù)據(jù)組給第一減法器222，同時(shí)該數(shù)據(jù)組的符號(hào)反向。因此，第一減法器222的輸出223逐漸地改變以指示取樣與保持電路輸出206的平均d．c．電位。指示平均d．c．電位的輸出223加到第二減法器225，平均d．c．電位從帶通濾波器202的輸出203中去掉。
從前面的敘述中，很明顯，前述電路在消除取樣與保持電路取樣接收信號(hào)時(shí)產(chǎn)生的取樣輸出中包含的d．c．分量是有效的，該接收信號(hào)包括混合在取樣輸出中的d．c．分量或原始不要的分量，如取樣與保持電路的溫度漂移或輸入電路的d．c．偏移。
第八實(shí)施例雖然在第七實(shí)施例中I信號(hào)和Q信號(hào)交替地輸入到第一減法器222，每四個(gè)數(shù)據(jù)組執(zhí)行不必要的d．c．電平的計(jì)算，因此互相不相關(guān)的I和Q信號(hào)的d．c．電平對(duì)于感興趣數(shù)據(jù)組的前及后兩數(shù)據(jù)組互相比較。
為了解決上述問(wèn)題，根據(jù)本發(fā)明第八實(shí)施例的無(wú)線電接收系統(tǒng)，其中信道濾波器通過(guò)量化取樣的接收信號(hào)和對(duì)這樣量化的信號(hào)進(jìn)行數(shù)字化信號(hào)處理操作形成，該無(wú)線電接收系統(tǒng)包括取樣裝置，由取樣與保持電路構(gòu)成和取樣接收的信號(hào)；希爾伯特變換裝置，從取樣與保持電路的取樣輸出中產(chǎn)生矩形分量；差值計(jì)算裝置，用于計(jì)算從該變換裝置接收的矩形分量之一和相同類型的先前取樣的矩形分量之間的差；和用于計(jì)算該差計(jì)算裝置的輸出與帶通濾波器輸出之間的差和輸入這樣得到的差給取樣與保持電路的裝置。
圖24是說(shuō)明根據(jù)第七實(shí)施例的無(wú)線電接收系統(tǒng)的電路圖。在圖23中，以下單元是與圖2所示的單元相同即，RF信號(hào)201、帶通濾波器202、帶通濾波器202的輸出203、取樣與保持信號(hào)205、取樣與保持電路輸出206、希爾伯特變換電路207、為希爾伯特變換目的的時(shí)鐘信號(hào)298、為希爾伯特變換目的的初始相位控制信號(hào)209、希爾伯特變換的I輸出210、希爾伯特變換的Q輸出211、復(fù)系數(shù)濾波器I212、復(fù)系數(shù)濾波器I213、復(fù)系數(shù)濾波器III214、復(fù)系數(shù)濾波器I的輸出215和復(fù)系數(shù)濾波器Q的輸出216。雖然初始相位控制信號(hào)209加到希爾伯特變換器207，這個(gè)信號(hào)用于控制到圖11所示的觸發(fā)器U3和U4的復(fù)位輸入以便得到I=0和Q=0。
現(xiàn)在參照?qǐng)D23敘述新加到根據(jù)本發(fā)明的無(wú)線電接收系統(tǒng)的單元的結(jié)構(gòu)。新加到圖23所示的電路的單元是斜坡電路221，用于把在初始級(jí)輸入的類似突發(fā)式脈沖信號(hào)的影響平緩地傳送給后級(jí)電路；第一減法器222；第一減法器222的輸出223；數(shù)據(jù)延遲裝置224和第二減法器225。
斜坡電路221接收類似突發(fā)式脈沖的取樣與保持電路206的輸出和利用該斜坡電路221提供這樣接收的信號(hào)給第一減法器222。當(dāng)收到第一減法器222的輸出223時(shí)，延遲裝置224提供先前取樣的數(shù)據(jù)組給第一減法器222，同時(shí)該數(shù)據(jù)組的符號(hào)反向。因此，第一減法器222的輸出223逐漸地改變以便指示取樣與保持電路輸出206的平均d．c．電位。指示平均d．c．電位的輸出223提供給第二減法器225，在減法器225中平均d．c．電位從帶通濾波器202的輸出203中去掉。
從前面的敘述中，很明顯，前述電路在去除取樣與保持電路取樣接收的信號(hào)時(shí)產(chǎn)生的取樣輸出中包含的d．c．分量是有效的，包括d．c．分量或混合在取樣輸出中的原始不要的分量，如取樣與保持電路的溫度漂移或輸入電路的d．c．偏移。
第八實(shí)施例在第七實(shí)施例中I信號(hào)和Q信號(hào)交替地輸入第一減法器222。更具體地說(shuō)，每四個(gè)數(shù)據(jù)組必須計(jì)算輸入信號(hào)的d．c．電平。該輸入信號(hào)之前的數(shù)據(jù)組的d．c．電平與該輸入信號(hào)的數(shù)據(jù)組的d．c．電平和該輸入信號(hào)之后的數(shù)據(jù)組的d．c．電平與該輸入信號(hào)的數(shù)據(jù)組的d．c．電平彼此進(jìn)行比較。
為了解決前述問(wèn)題，第八實(shí)施例針對(duì)一種無(wú)線電接收系統(tǒng)，其中信道濾波器通過(guò)量化經(jīng)取樣的接收信號(hào)和對(duì)這樣量化的信號(hào)進(jìn)行數(shù)字化信號(hào)處理操作構(gòu)成，該系統(tǒng)還包括取樣裝置，由取樣與保持電路構(gòu)成并且取樣該接收的信號(hào)；希爾伯特變換裝置，從該取樣與保持電路輸出的樣值中產(chǎn)生矩形分量；差值計(jì)算裝置，用于計(jì)算從該變換裝置接收的一個(gè)矩形分量與相同類型的先前取樣的矩形分量之間的差；和用于計(jì)算該差值計(jì)算裝置的輸出與帶通濾波器的輸出之間的差并且輸入這樣得到的差給該取樣與保持電路。
圖24是說(shuō)明根據(jù)第八實(shí)施例的無(wú)線電接收系統(tǒng)的電路圖。在圖24中，下面的單元與圖2或23中的那些單元相同即，RF信號(hào)201、帶通濾波器202、帶通濾波器202的輸出203、取樣與保持電路204、取樣與保持信號(hào)205、取樣與保持電路輸出206、希爾伯特變換電路207、用于希爾伯特變換目的的時(shí)鐘信號(hào)298、用于希爾伯特變換目的的初始相位控制信號(hào)209、希爾伯特變換的I輸出210、希爾伯特變換的Q輸出211、復(fù)系數(shù)濾波器I212，復(fù)系數(shù)濾波器II213、復(fù)系數(shù)濾波器III214、復(fù)系數(shù)濾波器I的輸出215和復(fù)系數(shù)濾波器Q的輸出216。
根據(jù)本發(fā)明新加到該無(wú)線電接收系統(tǒng)的單元的結(jié)構(gòu)將參照?qǐng)D24進(jìn)行敘述。新加到圖24所示的該電路的單元是一個(gè)斜坡電路231，用于把在初始級(jí)輸入的類似突發(fā)式脈沖信號(hào)平緩地發(fā)送給隨后電路；第一減法器232；第一減法器232的輸出233；數(shù)據(jù)延遲裝置234和第二減法器235。
希爾伯特變換的I輸出210或希爾伯特變換的Q輸出211經(jīng)過(guò)斜坡電路231提供給第一減法器232。當(dāng)收到第一減法器232的輸出233時(shí)，延遲裝置234提供先前取樣的數(shù)據(jù)組給第一減法器232同時(shí)反向該數(shù)據(jù)組的符號(hào)。因此，逐漸地改變第一減法器232的輸出233，以便指示取樣與保持電路輸出206的平均d．c．電位。指示平均d．c．電位的輸出233加到第二減法器235，在這里平均d．c．電位從帶通濾波器202的輸出203中去除。由于該信號(hào)指定給I或Q信號(hào)，所以計(jì)算的結(jié)果不浪費(fèi)。
從前面的敘述中，很明顯，前述電路正確地響應(yīng)和在去除取樣與保持電路取樣接收的信號(hào)時(shí)產(chǎn)生的取樣輸出中包含的d．c．分量是有效的，包括d．c．分量或混合在取樣輸出中的原始不要的分量，如取樣與保持電路的溫度漂移或輸入電路的d．c．偏移。
第九實(shí)施例在直接變換接收方法的情況下，需要提供具有替代信道濾波器功能的基帶電路，該信道濾波器常規(guī)地設(shè)置在現(xiàn)有接收機(jī)的IF級(jí)。為此目的，還需要一個(gè)HF級(jí)，其濾波不足以保持寬的動(dòng)態(tài)范圍和寬的帶寬。另外，需要濾波具有這樣寬的動(dòng)態(tài)范圍和帶寬的信號(hào)的濾波器。
圖7A至7C表示由兩組級(jí)聯(lián)的三級(jí)復(fù)系數(shù)濾波器構(gòu)成的信道濾波器的理論特性。包括三級(jí)復(fù)系數(shù)濾波器的前述信道濾波器在相鄰波形的中心頻率產(chǎn)生-125dB或更大的衰減。即使在相鄰波形之間的邊界區(qū)中，取得-25dB的衰減。換句話說(shuō)，由于信道頻率的帶寬，在取樣波形中形成的鏡象頻率之間可保證四個(gè)信道。具有超對(duì)稱的非常高效的濾波器可通過(guò)串聯(lián)連接這些信道濾波器和減少該取樣頻率為后級(jí)中原始取樣頻率的四分之一實(shí)現(xiàn)，每個(gè)信道濾波器包括前述復(fù)系數(shù)濾波器。
圖7A表示在該濾波器以過(guò)取樣頻率啟動(dòng)時(shí)包括圖2所示的復(fù)系數(shù)濾波器的初級(jí)信道濾波器的頻率特性，該濾波器的帶寬為頻帶寬的64倍寬。圖7B表示當(dāng)該濾波器以其帶寬為16倍頻帶寬的寬度的頻率啟動(dòng)時(shí)，包括具有圖4D所示的相同結(jié)構(gòu)的后面三級(jí)復(fù)系數(shù)濾波器的信道濾波器的頻率特性。圖7C表示在這二個(gè)信道濾波器串聯(lián)連接時(shí)得到的合成特性。從圖7C所示的特性已明顯，在取樣頻率之間保證16個(gè)信道。也很明顯，通過(guò)該信道濾波器的信號(hào)量在下一個(gè)相鄰波形與下一個(gè)之后的相鄰波形之間的邊界區(qū)中被衰減到-30dB或更多，和該信號(hào)在第七相鄰波形與第八相鄰波形之間的邊界中被衰減至-60dB。當(dāng)然，很明顯在該濾波器中零點(diǎn)出現(xiàn)在相鄰波形的中心頻率和有-125dB或更大衰減。
從前面敘述中，很清楚，包括64倍過(guò)取樣頻率啟動(dòng)的三級(jí)復(fù)系數(shù)濾波器的主信道濾波器具有從希望的波形中衰減相鄰波形間隔頻率的顯著效果。
本發(fā)明的第九實(shí)施例致力于解決前述問(wèn)題。圖25是說(shuō)明第九實(shí)施例的方框圖。在包括以有限的精度制造的單元的積分電路中，改善了通過(guò)高次取樣以優(yōu)先方式啟動(dòng)主信道濾波器的精度。因此，更有效地改善了從希望的波形中衰減相鄰波形間隔頻率的效果。設(shè)置在后級(jí)中的信道濾波器電路可只從希望波形鄰近接收希望波形的信號(hào)，其中強(qiáng)電平的相鄰波形的信號(hào)被去掉，即其動(dòng)態(tài)范圍被減少至較低電平的信號(hào)。接著，如果設(shè)置在后級(jí)的信道濾波器在精度方面低于在前級(jí)設(shè)置的信道濾波器，或者如果后-信道濾波器具有不足以消除大電平的相鄰波形的能力，則無(wú)線電接收系統(tǒng)較不易于出現(xiàn)問(wèn)題。
第十實(shí)施例在包括以有限精度制造的單元和用于敘述第九實(shí)施例的積分電路中，不容易改善通過(guò)高次取樣以優(yōu)先方式啟動(dòng)的主信道濾波器的精度。其原因是，在接收的信號(hào)以模擬離散信號(hào)的形式接收和通過(guò)使用模擬電路計(jì)算這樣接收的信號(hào)的情況中，確定計(jì)算精度的裝置由電路器件的制造精度確定。所有的電路器件取得等效于-60dB精度或大于1／1000的高精度是不可能的。在模擬電路的情況中，為了通過(guò)使用一個(gè)轉(zhuǎn)換的電容器實(shí)現(xiàn)高精度，要求制造具有1／1000或更高精度的電容器。在普通電容器的情況下，相對(duì)金屬板的面積越大，電容器制造精度增加越高。簡(jiǎn)言之，當(dāng)制造具有較小靜電電容的電容器時(shí)，電容器制造精度降低了。
由于這些復(fù)系數(shù)濾波器不具有相同的系數(shù)，當(dāng)然，需要具有小靜電電容的電容器。換句話說(shuō)，計(jì)算精度主要由具有最小靜電電容的電容器的電容中的誤差確定。
由于以高次過(guò)取樣頻率啟動(dòng)的主信道濾波器響應(yīng)于比后一信道濾波器所響應(yīng)的取樣操作更高的取樣操作，需要其電容小于后一濾波器的初級(jí)濾波器。簡(jiǎn)言之，要求初級(jí)信道濾波器的電容器的電容小于其后信道濾波器的電容器的電容。
本發(fā)明的第十實(shí)施例致力于解決前述問(wèn)題。更具體地說(shuō)，為了實(shí)現(xiàn)具有小電容和改進(jìn)精度的電容器，通過(guò)串聯(lián)連接電容量大于希望電容器的電容的電容器實(shí)現(xiàn)該電容器。簡(jiǎn)言之，通過(guò)使用能以高精度制造的電容器改進(jìn)電容器的尺寸精度，而具有較小電容的電容器通過(guò)串聯(lián)連接可保證其尺寸精度的多個(gè)電容器實(shí)現(xiàn)。圖26A和26B表示它們的例子。這些圖用于說(shuō)明根據(jù)本發(fā)明的第十實(shí)施例的無(wú)線電接收系統(tǒng)。圖26A是說(shuō)明在制造電容器期間出現(xiàn)誤差的原理的圖解表示，而圖26B是表示第十實(shí)施例的原理的圖解表示。
圖26A-1表示在制造具有電容Co的電容器中使用的電極的電極形狀。
圖26A-2表示在制造具有電容nCo的電容器中使用的電極形狀。
假定n=9，圖26A-1和26A-2所示的電極在幾何形狀上互相相似，電容器制造的尺寸精度表示為絕對(duì)量±δ，圖26A-1所示的電極和圖26A-2所示的電極二者都具有±δ的誤差，和圖26A-1所示的電極與圖26A-2所示的電極的電容比為“n”。圖26A-1所示電極的一側(cè)與圖26A-2所示電極一側(cè)的比對(duì)應(yīng)于“n”的平方根。在n=9的情況，9的平方根為3。假定圖26A-1所示電極具有誤差30％，圖26A-2所示電極具有誤差30／3。假定電極具有方形，圖26A-1所示電極具有(1±0．3)2的面積誤差和具有±0．1的誤差。圖26A-2所示電極具有(1±0．3／3)2和具有±0．01的誤差。很明顯，圖26A-1所示電極與圖26A-2所示電極的誤差比為10∶1。
圖26B-1表示一個(gè)電容器，而圖26B-2表示n個(gè)電容器，其總?cè)萘颗c圖26B-1所示電容器的電容相同，其中“n”為9。給定圖26B-1所示電容器的電容為C0，圖26B-2所示的每個(gè)電容器的電容為C1，C2，C3，C4，C5，C6，C7，C8，C9，而且C1=C2=C3=C4=C5=C6=C7=C8=C9，9Co=C1。如可從圖26A可看到的，雖然圖26B-1所示電容器的靜電電容具有±10％的誤差，圖26B-2所示電容器靜電電容的誤差減少至±1％。
如前所述的，為了允許只通過(guò)在分配給根據(jù)第一實(shí)施例的無(wú)線電接收系統(tǒng)從其接收信號(hào)的通信系統(tǒng)的頻帶的信號(hào)的目的，第一濾波器(即帶通濾波器)的頻率特性被設(shè)置為與由于取樣操作引起的孔徑效應(yīng)相反。具有這種特性的帶通濾波器很容易通過(guò)使用SAW(表面聲波)濾波器實(shí)現(xiàn)。
權(quán)利要求
1．一種無(wú)線電接收系統(tǒng)，包括信道濾波器，通過(guò)量化經(jīng)取樣的接收信號(hào)和對(duì)這樣量化的信號(hào)進(jìn)行數(shù)字化信號(hào)處理操作而構(gòu)成；和帶通濾波器，具有補(bǔ)償由于取樣操作引起的孔徑效應(yīng)的特性和設(shè)置在輸入接收級(jí)。
2．根據(jù)權(quán)利要求1的無(wú)線電接收系統(tǒng)，還包括取樣與保持電路，用于取樣和保持該帶通濾波器的輸出；和積分電路，在該取樣與保持電路取樣操作期間具有積分該接收信號(hào)的功能。
3．根據(jù)權(quán)利要求2的無(wú)線電接收系統(tǒng)，其中該積分電路的積分動(dòng)作時(shí)間可被改變或從多個(gè)值中選擇。
4．根據(jù)權(quán)利要求3的無(wú)線電接收系統(tǒng)，其中該積分電路的積分容量是可變的。
5．根據(jù)權(quán)利要求2的無(wú)線電接收系統(tǒng)，其中安排所述積分電路的積分選通功能以產(chǎn)生奈奎斯特信號(hào)波形。
6．根據(jù)權(quán)利要求2或3的無(wú)線電接收系統(tǒng)，其中該取樣與保持電路的時(shí)間常數(shù)被設(shè)置為長(zhǎng)于該取樣頻率。
7．根據(jù)權(quán)利要求1-3的任一個(gè)權(quán)利要求的無(wú)線電接收系統(tǒng)，還包括取樣裝置，由取樣與保持電路構(gòu)成并且取樣該接收的信號(hào)；差值計(jì)算裝置，用于計(jì)算從該取樣與保持電路接收的當(dāng)前取樣的信號(hào)和前面取樣的信號(hào)之間的差；以及用于計(jì)算該差值計(jì)算裝置的輸出和該帶通濾波器的輸出之間的差并且輸入這樣得到的差給該取樣與保持電路的裝置。
8．根據(jù)權(quán)利要求1-3的任一個(gè)權(quán)利要求的無(wú)線電接收系統(tǒng)，還包括取樣裝置，由取樣與保持電路構(gòu)成并且取樣該接收的信號(hào)；希爾伯特變換裝置，從該取樣與保持電路的取樣輸出中產(chǎn)生矩形分量；差值計(jì)算裝置，用于計(jì)算從該變換裝置接收的矩形分量之一和相同類型的前面取樣的矩形分量之間的差；以及用于計(jì)算該差值計(jì)算裝置的輸出和該帶通濾波器的輸出之間的差并且輸入這樣得到的差給該取樣與保持電路的裝置。
9．一種無(wú)線電接收系統(tǒng)，其通過(guò)使用多個(gè)級(jí)聯(lián)的信道濾波器接收直接變換接收模式中的信號(hào)，每個(gè)信道濾波器包括一個(gè)復(fù)系數(shù)濾波器，其中當(dāng)與后級(jí)信道濾波器相比時(shí)，初級(jí)信道濾波器的操作精度改善了。
10．根據(jù)權(quán)利要求9的無(wú)線電接收系統(tǒng)，其中為了改善初級(jí)信道濾波器與后級(jí)信道濾波器相比的操作精度，作為所述后級(jí)信道濾波器的構(gòu)成單元的電容器的電容被設(shè)置，使得該電容器能夠以高的尺寸精度制造，和作為所述初級(jí)信道濾波器的構(gòu)成單元的電容器的電容被設(shè)置，使得在所述初級(jí)信道濾波器的各電容器以級(jí)聯(lián)形式連接時(shí)其電容小于所述后級(jí)信道濾波器的電容器的總電容。
全文摘要
一種無(wú)線電接收系統(tǒng)包括正交調(diào)制的波形檢測(cè)/信道濾波器部分4、I信號(hào)根奈奎斯特濾波器20、Q信號(hào)根奎斯濾波器21和信號(hào)檢測(cè)/解調(diào)部分25。正交調(diào)制的波形檢測(cè)/信道濾波器部分4還包括:第一濾波器(帶通濾波器)2,只允許通過(guò)在指定給該無(wú)線電接收系統(tǒng)從其接收信號(hào)的通信系統(tǒng)的頻帶上的信號(hào);取樣與保持電路5;希爾伯特變換器6;第一信道濾波器7至第N信道濾波器9;和時(shí)鐘信號(hào)整形/控制部分15。帶通濾波器2裝有抵消由取樣操作引起的孔徑效應(yīng)的特性,以補(bǔ)償由取樣操作引起的孔徑效應(yīng)。
文檔編號(hào)H03D3/00GK1204187SQ9811487
公開日1999年1月6日 申請(qǐng)日期1998年5月13日 優(yōu)先權(quán)日1997年5月13日
發(fā)明者太田現(xiàn)一郎, 豬飼和則, 須藤浩章, 佐佐木富士雄 申請(qǐng)人:松下電器產(chǎn)業(yè)株式會(huì)社