專利名稱：噪聲減小的有限沖激響應濾波器均衡器及其噪聲減小方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種噪聲減小的有限沖激響應濾波器(FIR)均衡器及其噪聲減小方法。
FIR(有限沖激響應濾波器)均衡器結構簡單、易于實現(xiàn)，在HDTV接收機中是均衡器的一個可選方案，尤其在研制初期是首選方案。但100多節(jié)的FIR均衡器對噪聲有較大的增強作用，對接收機接收信號十分不利。
自適應FIR均衡器原理如

圖1所示。FIR均衡器實際上就是一個橫向濾波器。Z-1單元是延時單元，將信號延遲一個時鐘周期；CO～CN是節(jié)點抽頭系數(shù)。各延時信號乘以相應系數(shù)，累加起來就得到輸出結果。CO～CN是自適應調節(jié)的，e(n)乘以步長a0用以調節(jié)各抽頭系數(shù)。
FIR均衡器工作原理的數(shù)學表達式如下
均衡器輸入
r(KT)
均衡器輸出使用均方誤差最小準則時，誤差的梯度為其無偏估計為
因此可得系數(shù)更新算法
Cn(k+1)=Cn(k)-Δekr(kT-nT)
前饋均衡器的優(yōu)點是①環(huán)路總是穩(wěn)定的。②既可以消除延遲地付徑也可以消除超前的付徑。缺點是①在消除付徑干擾時，將信號延遲、乘系數(shù)、加到原信號中，在這個過程中，噪聲將增大。②在消除一個付徑干擾時，前饋均衡器會產生另一個時延是原付徑兩倍、幅度為原付徑平方的多徑干擾。這個次生的付徑干擾也可以消除，但要產生一系列幅度逐漸變小的次生多徑干擾。到最后，新產生未被消除的次生干擾幅度變得很小，類似于信號中的噪聲，可以被糾錯編碼糾正，或在“量化”過程中消失。而要達到這種效果，要求橫向濾波器相當長，具有足夠多的節(jié)點和抽頭系數(shù)。
例如使用自適應的FIR濾波器作均衡器，均衡器參數(shù)自動調節(jié)到最佳。當設計多徑信道付徑時延為3，付徑相對主徑幅度為0.1時，F(xiàn)IR均衡器各節(jié)點的系數(shù)達到穩(wěn)定收斂時，依此為1,0,0,-0.1,0,0,+0.01,0,0,-0.001,0,0,0.0001,0,0,-0.00001……。系數(shù)0.1抵消信道付徑，產生0.01的付徑。抵消0.01的付徑時產生0.001和0.0001的付徑，這個過程不是簡單的重復，即抵消第二個付徑時產生不止一個付徑。
圖2示意了FIR均衡器產生次生付徑的過程。
計算機仿真發(fā)現(xiàn)對延時n，幅度為A的付徑，產生一系列延時為了2n,3n,4n,5n,…幅度為A**2,A**3,A**4,A**5…的次生付徑，并依次抵消。
均衡器的節(jié)點數(shù)目是逐步增加的。在數(shù)字微波通信中，用于消除信道失真的均衡器長度為5-6節(jié)。在2.4kb/s以上速率的Modem中，用于消除電話信道的均衡器長度一般為十幾節(jié)到二十幾節(jié)。在HDTV中，為了消除時延較大的鬼影失真，美國大聯(lián)盟方案中均衡器的長度第一次超過100級。
使用這么長的FIR均衡器，帶來的問題主要有①由于FIR濾波器噪聲是積累的，當級數(shù)多時信噪比要下降。②級數(shù)多時抽頭系數(shù)調節(jié)步長減小，收斂速度變慢，要訓練更多的輸入信號點抽頭系數(shù)才能調節(jié)到最佳。③硬件復雜性大大增加。
HDTV中均衡器硬件實現(xiàn)是非常困難的，在分析了①專用信號處理器(DSP)實現(xiàn)，②超大規(guī)?，F(xiàn)場可編程門陣列(FPGA)實現(xiàn)，③超大規(guī)模專用集成電路(ASIC)實現(xiàn)之后，得到的結論是HDTV中均衡器只能使用TMS320C31 DSP加L64240組成的系數(shù)可以重新置入的自動均衡器。L64240負責作橫向濾波，DSP負責為L64240提供系數(shù)。
L64240是我們目前能夠得到的做橫向濾波器的規(guī)模最大的芯片。L64240是為FIR設計的芯片，在其使用手冊中指明用于FIR時可以多片擴展構成長的濾波器，但L64240的使用手冊中沒有說明構成IIR時可以多片擴展構成長的濾波器?？上攵瑯嫵蒁FE時困難比FIR大許多。因此，使用L64240構成FIR均衡器，是HDTV中均衡器實現(xiàn)的一個重要方案。
本發(fā)明的目的是提供一種噪聲減小的有限沖激響應濾波器(FIR)均衡器及其噪聲減小方法。它給均衡器抽頭系數(shù)設置一個門限值，小于門限值的抽頭系數(shù)都置為零可以顯著地降低噪聲的影響，明顯地減小FIR均衡器帶來的系統(tǒng)門限信噪比的上升，提高FIR均衡器的性能。
按照本發(fā)明的一種噪聲減小的有限沖激響應濾波器(FIR)均衡器，它由一個數(shù)字信號處理器(DSP)，第一橫向濾波器和第二橫向濾波器組成，數(shù)字信號處理器(DSP)實現(xiàn)自適應濾波，橫向濾波器實現(xiàn)高速的橫向濾波；數(shù)字信號處理器(DSP)從輸入的數(shù)據(jù)取出同步信號，計算出均衡器128個節(jié)點的抽頭系數(shù)，分別送到第一和第二橫向濾波器的系數(shù)輸入端，數(shù)字信號處理器(DSP)還控制著第一和第二橫向濾波器的工作狀態(tài)，即提供橫向濾波器控制字；第一橫向濾波器接受來自外部的輸入數(shù)據(jù)，由其DI0端輸入，外部的輸入數(shù)據(jù)在第一橫向濾波器中經過64級延時，由其SR端輸出，送到級聯(lián)的第二橫向濾波器的DI0輸入端；各個橫向濾波器的節(jié)點延時的輸入數(shù)據(jù)與節(jié)點抽頭系數(shù)相乘后累加，結果由DO端輸出即完成了橫向濾波；第一和第二橫向濾波器的輸出通過一個加法器相加后即得到均衡器的輸出結果；
其特征在于所說數(shù)字信號處理器(DSP)從輸入的數(shù)據(jù)中檢測碼間干擾(付徑、帶內波動等)的強度，根據(jù)輸入信噪比設定門限值，低于這個門限值的碼間干擾都判為噪聲，把沒有付徑而只有噪聲的抽頭系數(shù)都固定為零，即給抽頭系數(shù)設定一個門限值，低于門限值的抽頭系數(shù)都用零系數(shù)代替。
按照本發(fā)明的有限沖激響應濾波器(FIR)均衡器的噪聲減小方法，所說有限沖激響應濾波器(FIR)均衡器由一個數(shù)字信號處理器(DSP)，第一橫向濾波器和第二橫向濾波器組成，數(shù)字信號處理器(DSP)實現(xiàn)自適應濾波，橫向濾波器實現(xiàn)高速的橫向濾波；其特征在于
所說數(shù)字信號處理器(DSP)將抽頭系數(shù)分別送到第一和第二橫向濾波器的系數(shù)輸入端并控制著第一和第二橫向濾波器的工作狀態(tài)，即提供橫向濾波器的控制字；
所說數(shù)字信號處理器(DSP)從輸入的數(shù)據(jù)中檢測碼間干擾(付徑、帶內波動等)的強度，根據(jù)輸入信噪比設定門限值，低于這個門限值的碼間干擾都判為噪聲，把沒有付徑而只有噪聲的抽頭系數(shù)都固定為零，即給抽頭系數(shù)設定一個門限值，低于門限值的抽頭系數(shù)都用零系數(shù)代替。
下面將結合附圖對本發(fā)明的實施例進行詳細說明。
圖1是自適應FIR均衡器的原理圖。
圖2是FIR均衡器產生次生付徑的示意圖。
圖3是按照本發(fā)明的噪聲減小的有限沖激響應濾波器(FIR)均衡器的原理圖。
圖4是按照本發(fā)明的噪聲減小的有限沖激響應濾波器(FIR)均衡器的方框圖。
圖5是按照本發(fā)明的噪聲減小的有限沖激響應濾波器(FIR)均衡器的詳細結構圖。
下面結合圖3-5對本發(fā)明的噪聲減小的有限沖激響應濾波器(FIR)均衡器及其噪聲減小方法進行詳細說明。
數(shù)字傳輸系統(tǒng)有一個門限信噪比。當傳輸系統(tǒng)輸出的信噪比低于門限信噪比時，信息完全無法傳輸。當傳輸系統(tǒng)輸出的信噪比略高于門限信噪比時，信息就可以很好地傳輸，此時傳輸系統(tǒng)繼續(xù)提高信噪比，并不能提高系統(tǒng)傳輸信息的能力。HDTV地面廣播系統(tǒng)門限信噪比為14.9dB。即均衡器輸出的信噪比(有用信號與噪聲、殘余碼間等有害信號之比)必須高于14.9dB。FIR均衡器有噪聲增強作用，輸入FIR均衡器的白噪聲(不包括碼間干擾)必須更小，相當于提高了系統(tǒng)的門限信噪比。
理論分析和計算機仿真都說明128節(jié)的FIR均衡器在輸入信噪比為16～20dB時輸出信噪比將下降1～2dB。也就是說，使用FIR均衡器要求調制解調器系統(tǒng)的門限信噪比提高1～2dB。
然而，為了得到14.9dB的門限信噪比，HDTV系統(tǒng)使用了復雜的RS碼的糾錯編碼和碼率為2/3的TCM(格狀編碼調制)，用軟判決Viterbi譯碼方法解碼。FIR均衡器1～2dB的門限信噪比損失實在太大了。而且在系統(tǒng)信噪比富余量小時這會使系統(tǒng)難以正常工作。因此，F(xiàn)IR均衡器的噪聲問題成為阻礙HDTV中均衡器正常工作的關鍵問題，必須解決。
從時域分析，F(xiàn)IR均衡器與判決反饋IIR均衡器工作原理類似，都是利用輸出的沖擊響應函數(shù)逐一對消延遲的碼間干擾。即利用主徑適當延時并乘以系數(shù)，對消付徑等碼間干擾。當系數(shù)正確調節(jié)時，可以把碼間干擾消除掉。不同之處在于FIR均衡器要產生次生的付徑，IIR均衡器不產生次生的付徑。
根據(jù)HDTV信道的特征，無線視距傳輸存在反射，折射等，產生付徑，這種付徑的數(shù)目是有限的幾條，加拿大通信研究中心在渥太華地區(qū)201MHz頻道的實測結果表明，發(fā)射機到接收機的傳輸信號的多徑數(shù)目平均為3.33條。
因此，在只有多徑而無噪聲的情況下，100多級的FIR均衡器工作時抽頭系數(shù)只有幾個不為零，其余絕大多數(shù)都應該為零。不為零處就是付徑和次生付徑所在處。計算機仿真證實了理論分析得到的這個結論。
加入噪聲時，計算機仿真發(fā)現(xiàn)抽頭系數(shù)一般不為零，而是一些小的數(shù)值。這是由于噪聲造成的。
HDTV系統(tǒng)中，信道編解碼有相當強的糾錯能力，完全可以對付相當大的噪聲(-15dB以下)以及幅度小于或等于噪聲的付徑等碼間干擾，因此，均衡器只要設計成能對付幅度相當大(大于-15dB)的付徑即可。
在大的付徑(包括次生付徑)的位置均衡器抽頭系數(shù)不為零。其余近百個均衡器抽頭系數(shù)應該為零，不為零也是噪聲的影響，所以可以把沒有付徑出現(xiàn)的所有抽頭系數(shù)都強制為零。
具體實現(xiàn)方法是均衡器中使用信號處理DSP檢測碼間干擾(付徑、帶內波動等)的強度，根據(jù)輸入信噪比設定門限值，低于這個門限值的碼間干擾都判為噪聲(實際上幅度小的碼間干擾，其影響就如同噪聲一樣)，把沒有付徑而只有噪聲的抽頭系數(shù)都固定為零。即給抽頭系數(shù)設定一個門限值，低于門限值的抽頭系數(shù)都用零系數(shù)代替。
圖3顯示了本發(fā)明的噪聲減小的有限沖激響應濾波器(FIR)均衡器的原理圖。與圖1比較，差別只是在抽頭系數(shù)Cn送到乘法器之前加了一個門限電路，小于門限電平的Cn都變成了零。
圖4顯示了本發(fā)明的噪聲減小的有限沖激響應濾波器(FIR)均衡器的方框圖。它由一個數(shù)字信號處理器(DSP)TMS320C31，第一橫向濾波器(L64240)和第二橫向濾波器(L64240)組成。橫向濾波器(L64240)和數(shù)字信號處理器(DSP)TMS320C31各有優(yōu)點，前者可以實現(xiàn)高速的橫向濾波，后者可以實現(xiàn)自適應濾波。兩者各完成HDTV中自適應均衡器的一種功能，結合起來才能實現(xiàn)HDTV中的均衡器。數(shù)字信號處理器(DSP)TMS320C31從輸入的數(shù)據(jù)中取出同步信號，計算出均衡器128個節(jié)點的抽頭系數(shù)，分別送到第一和第二橫向濾波器(L64240)的系數(shù)輸入端。數(shù)字信號處理器(DSP)TMS320C31還控制著第一和第二橫向濾波器(L64240)的工作狀態(tài)，即提供橫向濾波器(L64240)控制字。
為了減小噪聲，數(shù)字信號處理器(DSP)TMS320C31還從輸入的數(shù)據(jù)中檢測碼間干擾(付徑、帶內波動等)的強度，根據(jù)輸入信噪比設定門限值，低于這個門限值的碼間干擾都判為噪聲(實際上幅度小的碼間干擾，其影響就如同噪聲一樣)，把沒有付徑而只有噪聲的抽頭系數(shù)都固定為零。即給抽頭系數(shù)設定一個門限值，低于門限值的抽頭系數(shù)都用零系數(shù)代替。
第一橫向濾波器(L64240)接受來自外部的輸入數(shù)據(jù)，由其DI0端輸入。外部的輸入數(shù)據(jù)在第一片橫向濾波器(L64240)中經過64級延時，由其SR端輸出，送到級聯(lián)的第二橫向濾波器(L64240)的DI0輸入端。每個各個橫向濾波器(L64240)的節(jié)點延時的輸入數(shù)據(jù)與節(jié)點抽頭系數(shù)相乘后累加(參見圖3)，結果由DO端輸出即完成了橫向濾波。第一和第二橫向濾波器(L64240)的輸出通過一個加法器相加后即得到本發(fā)明的均衡器的輸出結果，所說加法器可以是第二橫向濾波器(L64240)中現(xiàn)成的加法器。
橫向濾波器(L64240)一片可以完成8bit精度，64節(jié)點的橫向濾波。因為橫向濾波器(L64240)本身考慮了多片級聯(lián)構成更大的濾波器的問題，所以橫向濾波器(L64240)可以很自然地級聯(lián)起來完成更長的FIR濾波器。實際電路調試表明兩片橫向濾波器(L64240)級聯(lián)組成一個128節(jié)的FIR濾波器除了總時延增加一個時鐘周期以外，沒有任何其他困難。
圖5是按照本發(fā)明的噪聲減小的有限沖激響應濾波器(FIR)均衡器的詳細結構圖。它是一個128節(jié)的FIR電路。圖中左邊的數(shù)字信號處理器(DSP)TMS320C31提供系數(shù)和控制字給兩片橫向濾波器(L64240)的所有節(jié)點。數(shù)字信號處理器(DSP)TMS320C31本身實際上是一個慢速的自適應濾波器。右邊兩片橫向濾波器(L64240)構成128級的高速橫向濾波器。兩片橫向濾波器(L64240)級聯(lián)的方法是第一片的SR接第二片的DI，第一片的DO接第二片的PR，第一片的DI是總輸入，第二片的DO是總輸出。接法比較簡單。對抽頭系數(shù)Cn的門限判決和置零都是由數(shù)字信號處理器(DSP)TMS320C31的軟件實現(xiàn)的。
本發(fā)明帶來的效果是非常明顯的。根據(jù)計算機仿真結果，只要適當選取門限值，被抬高的門限信噪比的升高值的70％以上都可以降回去。例如信噪比為16dB的輸入信號，經過FIR均衡器后輸出信噪比為15.5dB左右。如果均衡器抽頭系數(shù)門限定為
，則輸出信號的信噪比為15.5dB左右。又如，信噪比為20dB的輸入信號，經過FIR均衡器后輸出信噪比為19dB左右。如果均衡器抽頭系數(shù)門限定為
，則輸出信號的信噪比為19.7dB左右。
在實際的HDTV功能樣機系統(tǒng)中，均衡器采用上述方法得到了很好的效果，可以看到均衡器輸出噪聲明顯降下來了。
權利要求
1，一種噪聲減小的有限沖激響應濾波器(FIR)均衡器，它由一個數(shù)字信號處理器(DSP)，第一橫向濾波器和第二橫向濾波器組成，數(shù)字信號處理器(DSP)實現(xiàn)自適應濾波，橫向濾波器實現(xiàn)高速的橫向濾波；數(shù)字信號處理器(DSP)從輸入的數(shù)據(jù)取出同步信號，計算出均衡器128個節(jié)點的抽頭系數(shù)，分別送到第一和第二橫向濾波器的系數(shù)輸入端，數(shù)字信號處理器(DSP)還控制著第一和第二橫向濾波器的工作狀態(tài)，即提供橫向濾波器控制字；第一橫向濾波器接受來自外部的輸入數(shù)據(jù)，由其DI0端輸入，外部的輸入數(shù)據(jù)在第一橫向濾波器中經過64級延時，由其SR端輸出，送到級聯(lián)的第二橫向濾波器的DI0輸入端；各個橫向濾波器的節(jié)點延時的輸入數(shù)據(jù)與節(jié)點抽頭系數(shù)相乘后累加，結果由DO端輸出即完成了橫向濾波；第一和第二橫向濾波器的輸出通過一個加法器相加后即得到均衡器的輸出結果；
其特征在于所說數(shù)字信號處理器(DSP)從輸入的數(shù)據(jù)中檢測碼間干擾(付徑、帶內波動等)的強度，根據(jù)輸入信噪比設定門限值，低于這個門限值的碼間干擾都判為噪聲，把沒有付徑而只有噪聲的抽頭系數(shù)都固定為零，即給抽頭系數(shù)設定一個門限值，低于門限值的抽頭系數(shù)都用零系數(shù)代替。
2，一種有限沖激響應濾波器(FIR)均衡器的噪聲減小方法，所說有限沖激響應濾波器(FIR)均衡器由一個數(shù)字信號處理器(DSP)，第一橫向濾波器和第二橫向濾波器組成，數(shù)字信號處理器(DSP)實現(xiàn)自適應濾波，橫向濾波器實現(xiàn)高速的橫向濾波；其特征在于
所說數(shù)字信號處理器(DSP)將抽頭系數(shù)分別送到第一和第二橫向濾波器的系數(shù)輸入端并控制著第一和第二橫向濾波器的工作狀態(tài)，即提供橫向濾波器的控制字；
所說數(shù)字信號處理器(DSP)從輸入的數(shù)據(jù)中檢測碼間干擾(付徑、帶內波動等)的強度，根據(jù)輸入信噪比設定門限值，低于這個門限值的碼間干擾都判為噪聲，把沒有付徑而只有噪聲的抽頭系數(shù)都固定為零，即給抽頭系數(shù)設定一個門限值，低于門限值的抽頭系數(shù)都用零系數(shù)代替。
全文摘要
一種噪聲減小的有限沖激響應濾波器(FIR)均衡器及其噪聲減小方法,所說有限沖激響應濾波器(FIR)均衡器由一個數(shù)字信號處理器(DSP),第一橫向濾波器和第二橫向濾波器組成,數(shù)字信號處理器(DSP)實現(xiàn)自適應濾波,橫向濾波器實現(xiàn)高速的橫向濾波;其特征在于:所說數(shù)字信號處理器(DSP)從輸入的數(shù)據(jù)中檢測碼間干擾(付徑、帶內波動等)的強度,根據(jù)輸入信噪比設定門限值,低于這個門限值的碼間干擾都判為噪聲,把沒有付徑而只有噪聲的抽頭系數(shù)都固定為零,即給抽頭系數(shù)設定一個門限值,低于門限值的抽頭系數(shù)都用零系數(shù)代替。
文檔編號H03H17/02GK1213898SQ98117980
公開日1999年4月14日 申請日期1998年9月11日 優(yōu)先權日1998年9月11日
發(fā)明者宋杭賓, 王匡, 歸琳 申請人:國家科學技術委員會高技術研究發(fā)展中心