專利名稱：單芯片cmos發(fā)射器/接收器以及電壓控制振蕩器－混合器結(jié)構(gòu)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明是有關(guān)于一通信系統(tǒng)，更明確而言，是關(guān)于一互補式金屬氧化半導(dǎo)體射頻(RF)通信系統(tǒng)。本發(fā)明亦有關(guān)一壓控振蕩器(VCO)與混合器，而更明確而言，是關(guān)于一多相VCO與混合器。
相關(guān)技術(shù)的背景目前，一RF通信系統(tǒng)具有包括PCS通信與IMT系統(tǒng)的多種通信應(yīng)用。因此，追求該系統(tǒng)的一互補式金屬氧化半導(dǎo)體的芯片集成來減少成本、大小與功率消耗。
通常，該RF通信系統(tǒng)是由RF前端方塊與一基帶數(shù)字信號處理(DSP)方塊所組成。目前，該基帶DSP方塊能以低成本與低功率的互補式金屬氧化半導(dǎo)體技術(shù)實現(xiàn)。然而，該RF前端方塊不能夠由互補式金屬氧化半導(dǎo)體技術(shù)實現(xiàn)，因為受限于速度與噪聲特性，這些特征是低于目前所使用的RF通信系統(tǒng)速度與噪聲規(guī)格。
例如，該PCS手機系統(tǒng)是以超過2.0GHz的頻率操作，但是目前的互補式金屬氧化半導(dǎo)體技術(shù)可靠度從速度與噪聲的觀點只可在多達(dá)大約1.0GHz操作。因此，該RF前端方塊可使用二極管或雙互補式金屬氧化半導(dǎo)體技術(shù)實現(xiàn)，其具有比互補式金屬氧化半導(dǎo)體技術(shù)有更好的速度與噪聲特征，但是更昂貴及消耗較多的功率。
目前，稱為“直接轉(zhuǎn)換”與“倍轉(zhuǎn)換(double conversion)”的兩不同類型RF結(jié)構(gòu)用于互補式金屬氧化半導(dǎo)體RF通信系統(tǒng)。兩結(jié)構(gòu)具有以互補式金屬氧化半導(dǎo)體實施的優(yōu)點與缺點。


圖1是顯示一相關(guān)技術(shù)直接轉(zhuǎn)換互補式金屬氧化半導(dǎo)體RF通信系統(tǒng)100，其包括一天線105、一RF濾波器110、一低噪聲放大器(LNA)120、一第一混合器140、一第二混合器145、一鎖相環(huán)路(PLL)130、一第一低通濾波器(LPF)150、一第二LPF155、一第一模擬/數(shù)字(A/D)轉(zhuǎn)換器160、一第二模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器165、一第三混合器160及一功率放大器170。
該天線105接收RF信號，而該選取的RF信號然后會在RF濾波器110濾波。該濾波的RF信號是在LNA 120增益放大，而通過LNA 120的該RF信號是通過在第一及第二混合器140、145上的90度相位差相乘而直接解調(diào)成基帶信號。該PLL 130理想地是使用一電壓控制振蕩器(VCO)產(chǎn)生兩類型的時鐘信號，I信號與Q信號。除了相位差之外，該I時鐘與Q時鐘信號是相同的。I信號理想地與Q信號具有90度相位差。即是，Q信號與I信號有90度的相位移。兩組信號I、Q理想地是用來增加RF系統(tǒng)的能力，以識別或維持接收的數(shù)據(jù)，而不管噪聲與干擾。傳送具有不同相位的兩類型信號可減少數(shù)據(jù)損失或變化的可能性。圖1的解調(diào)頻率f0等于調(diào)制頻率f0。
該解調(diào)基帶信號的頻率為最初頻率減去頻率f0，以通過該第一及第二LPF 150、155，而最后在該第一及第二模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器160、165上變成模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換所需的各信號。該數(shù)字信號然后會轉(zhuǎn)移到基帶離散時間信號處理(PSP)方塊(在圖中未顯示出)。通道選擇是通過改變在鎖相環(huán)路(PLL)130上的頻率f0執(zhí)行。
在互補式金屬氧化半導(dǎo)體技術(shù)可信度上大約1GHz限制的一個可能原因是在PLL 130的VCO與混合器的結(jié)構(gòu)。圖2是顯示一背景電壓控制振蕩器-混合器的電路圖，其中該VCO 10是包括4個差分延遲單元12、14、16與18，并具有類似環(huán)振蕩器的結(jié)構(gòu)。該4個延遲單元12、14、16、18是串聯(lián)，并產(chǎn)生時鐘信號LO+與反向時鐘信號LO-，每個時鐘信號具有一頻率f0。產(chǎn)生一頻率控制信號的VCO 10控制電路包括一相位頻率檢測器4、將頻率控制信號輸出到該每一延遲單元12、14、16、18的一充電泵(pump)6與一環(huán)路濾波器8。該相位頻率檢測器4接收分別來自一參考時鐘分割器電路2的一參考時鐘信號fref與來自-VCO時鐘分割器電路3的一VCO時鐘信號fVCO。該時鐘信號LO+與LO-的頻率f0是以M/K(fref)=f0表示。因此，該頻f0是基于該參考時鐘信號fref與分割器電路2、3。
例如，一Gilbert-乘法器的混合器20將該輸入信號，例如RF信號RF+與RF-乘以時鐘信號LO+與LO-。該混合器20包括耦合至源電壓VDD的兩負(fù)載電阻R1、R2、8個N型金屬氧化半導(dǎo)體晶體管(NMOS)21-28、及一電流源Is1。該NMOS晶體管21、22的門極耦合到接收該時鐘信號LO+，而NMOS晶體管的門極23、24耦合接收反向時鐘信號LO-。該NMOS晶體管25、26的門極接收一共偏壓VBias°該NMOS晶體管27、28的門極分別接收RF信號RF+、RF-。因此，只有當(dāng)該晶體管25、27或晶體管26、28同時轉(zhuǎn)換到“ON”狀態(tài)之時，該時鐘信號LO+、LO-便會乘以該RF信號RF+、RF-。混合器20的該輸出信號OUT+、OUT-頻率低于原始頻率的量為該時鐘信號LO+、LO-的頻率f0。
雖然廣泛的頻率范圍與一低相位噪聲需要于各種不同的應(yīng)用，但是該電壓控制振蕩器-混合器結(jié)構(gòu)10、20只能支援多達(dá)具有可靠度相位噪聲與頻率范圍的大約1GHz頻率。該電壓控制振蕩器-混合器結(jié)構(gòu)10、20的性能會因相位噪聲與頻率范圍惡化，而且當(dāng)來自VCO的該時鐘信號LO+、LO-頻率增加之時，無法接受。因此，當(dāng)該時鐘信號LO+、LO-的頻率f0超過大約1GHz之時，該VCO10與混合器20不能夠?qū)崿F(xiàn)。
如上所述，相關(guān)技術(shù)的直接轉(zhuǎn)換RF系統(tǒng)100具有互補式金屬氧化半導(dǎo)體RF集成的優(yōu)點，因為它較簡單。在相關(guān)技術(shù)的直接轉(zhuǎn)換RF系統(tǒng)中，只需要單一PLL，而高品質(zhì)濾波器是不需要的。然而，該相關(guān)技術(shù)的直接轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)具有使單芯片集成困難或不可能的缺點。
如圖3A所示，來自諸如VCO的一本地振蕩器(LO)的時鐘信號cosωLOt可泄漏至混合器輸入端或天線，其中放射線會發(fā)生，因為該本地振蕩器(LO)是與RF載波相同的頻率。不需要的傳輸時鐘信號Δ(t)cosωLOt會在物體附近反射，并由混合器“重新接收”。該低通濾波器因為泄漏時鐘信號會輸出一信號M(t)+Δ(t)。如圖3B所示，本地振蕩器的自我混合會在該混合器的輸出上造成諸如時間變化或“徘徊”直流偏置的問題。
圖3B是描述時間變化與直流偏置?！癆”表示在混合器之前的信號，而“B”表示混合器之后的信號。時間變化直流偏置連同固有的電路偏置很明顯地可減少接收器部分的動態(tài)范圍。此外，直接轉(zhuǎn)換RF系統(tǒng)需要通道選擇的一高頻率、低相位噪聲PLL，其不容易使用一集成的互補式金屬氧化半導(dǎo)體電壓控制振蕩器(VCO)達(dá)成，對于至少部分的理由已在上面討論。
圖4是根據(jù)考慮所有潛在通道與頻率晶體管的倍轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)而顯示一相關(guān)技術(shù)的RF通信系統(tǒng)300的方塊圖。該RF通信系統(tǒng)300包括一天線305、一RF濾波器310、一LNA320、一第一混合器340、一第二混合器345、及一第一LPF350、一第二LPF355、第二級混合器370-373、一第一加法器374、及一第二加法器375。該RF通信系統(tǒng)300進一步包括一第三LPF380、一第四LPF385、一第一模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器390、一第二模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器395、第一及第二PLL330、335、一第三混合器360及一功率放大器370。
該混合器340、345、370-373皆用于解調(diào)，而第三混合器360用于調(diào)制。該第一及第二混合器340、345用于一選擇的RF頻率，而第二級混合器370-373是選取用于一中頻(IF)。該第一PLL 330可在一高頻或RF頻率產(chǎn)生時鐘信號，該第二PLL 335可產(chǎn)生具有低頻或中頻(IF)的時鐘信號。
傳輸數(shù)據(jù)與具有來自PLL 330的RF頻率的時鐘信號相乘，以便具有從來自一最初傳輸數(shù)據(jù)頻率減去RF頻率的頻率。該第三混合器360的輸出信號在功率放大器370做增益放大，然后經(jīng)由天線305發(fā)射。
對于接收數(shù)據(jù)而言，該天線305接收RF信號，而濾波器RF 310濾波該RF信號。該濾波的RF信號由LNA 320放大，并由90度相位差混合器340、345與一通常為VCD的單一頻率本地振蕩器轉(zhuǎn)換成中頻信號。該PLL 330可產(chǎn)生RF信號的I信號與Q信號的時鐘信號。該第一混合器340可將該RF信號與具有RF頻率的I信號的時鐘信號相乘，而該第二混合器345可將RF信號與具有RF頻率的Q信號相乘。該LPF 350、355是在中頻級(亦即，第一級)使用，以便在轉(zhuǎn)換成中頻信號之時，移除任何未轉(zhuǎn)換的頻率成分，其允許所有的通道能經(jīng)過該第三級混合器370-373。在中頻級的所有通道然后可通過可調(diào)PLL 335而將頻率直接轉(zhuǎn)換成基帶頻率信號以便做通道選擇。
解調(diào)基帶信號C經(jīng)過濾波器(LPF)380、385，并由模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器390、395轉(zhuǎn)換成數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)。該數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)然后會轉(zhuǎn)換到一基帶離散時間信號處理(DSP)方塊(在圖中未顯示出)。
如上所述，相關(guān)技術(shù)的倍轉(zhuǎn)換RF系統(tǒng)300具有各種不同的優(yōu)點。該相關(guān)技術(shù)了倍轉(zhuǎn)換RF系統(tǒng)300可使用較低的頻率來執(zhí)行通道調(diào)制，亦即，中頻、第二PLL 335，而不是高頻，亦即，RF、第一PLL 330。結(jié)果，該高頻RF PLL 330可以是能夠更有效最佳化的固定頻率PLL。此外，既然通道調(diào)制是使用中頻PLL 335而在較低頻操作執(zhí)行，所以通道選擇的相位噪聲產(chǎn)生便可減少。
然而，相關(guān)技術(shù)的倍轉(zhuǎn)換RF系統(tǒng)300具有各種不同的缺點。該相關(guān)技術(shù)的倍轉(zhuǎn)換RF系統(tǒng)具有不容易集成在單芯片的兩PLL300。此外，第一PLL的頻率是保持在要以互補式金屬氧化半導(dǎo)體技術(shù)實現(xiàn)，更明確而言，是使用一互補式金屬氧化半導(dǎo)體VCD。該VCD與混合器的結(jié)構(gòu)在互補式金屬氧化半導(dǎo)體技術(shù)的可信度上具有大約1GHz限制。此外，一自我混合問題仍然會發(fā)生，因為該第二PLL是在需要的中頻載波的相同頻率上。圖5A是描述在RF通信系統(tǒng)300中的時鐘信號泄漏，而圖B是描述時間變化與“徘徊”的直流偏置，由于在圖4的RF通信系統(tǒng)300中的泄漏時鐘信號Δ(t)cosωLO2(t)(例如，自我混合)。
在圖5A，該第一混合器是將該RF信號與具有頻率WLO1的RF的時鐘信號cosωLO1相乘，并輸出M(t)cosωLO2t的RF信號，其具有減去頻率WLO1的頻率。該第二混合器將來自第一混合器的RF信號與具有頻率ωLO2的中頻之時鐘信號cosωLO2相乘。然而，在LPF之前，既然該第二混合器的輸出信號頻率是與需要的RF載波頻率相同。因此，該第二混合器的輸出信號可泄漏至一基底或重新泄漏至第二混合器。該時間變化直流偏置連同固有的電路偏置會明顯地減少接收器部分的動態(tài)范圍。
上述參考文件在此列出供參考，其對于額外或選擇性細(xì)節(jié)、特征及技術(shù)背景有詳實的描述。
發(fā)明概述本發(fā)明的一目的是要至少實質(zhì)避免相關(guān)技術(shù)的問題與缺點。
本發(fā)明的一進一步目的是要制造一互補式金屬氧化半導(dǎo)體RF前端及使用該前端的方法，其允許一RF通信系統(tǒng)的一芯片集成。
本發(fā)明的另外目的是要提供減少成本與功率需求的一RF通信系統(tǒng)及方法。
仍然為本發(fā)明的另一目的是要提供一可靠高速、低噪聲互補式金屬氧化半導(dǎo)體RF通信系統(tǒng)及該系統(tǒng)的使用方法。
本發(fā)明進一步目的是要增加一RF通信系統(tǒng)的RF前端的頻率范圍。
本發(fā)明進一步目的是要在單一基底上制造一電壓控制振蕩器一混合器。
本發(fā)明的另一目的是要增加一電壓控制振蕩器-混合器結(jié)構(gòu)的頻率范圍。
仍然為本發(fā)明的另一目的是要減少一電壓控制振蕩器結(jié)構(gòu)的噪聲。
本發(fā)明的另一目的是要增加該電壓控制振蕩器-混合器結(jié)構(gòu)的性能。
若要根據(jù)本發(fā)明的目的而達(dá)成其中至少整個或部分的上述目的與優(yōu)點，如同具體表達(dá)與廣泛地描述，本發(fā)明的結(jié)構(gòu)包括接收信號的一接收單元，該信號包括具有載頻的選擇性信號，一PLL，可產(chǎn)生頻率不同于一載頻的多相時鐘頻率信號與具有載頻的一參考頻率，一解調(diào)混合單元，可將接收的信號與多相時鐘信號混合，以輸出具有減去載頻頻率的該選擇性信號。
若要進一步根據(jù)本發(fā)明的目的而達(dá)成整個或部分的目的，一單芯片RF通信系統(tǒng)包括用以接收和發(fā)送RF信號的一發(fā)送接收機，及用以產(chǎn)生2N相位時鐘信號的PLL，該2N相位時鐘信號具有小于載頻的一頻率2*f/N，其中N是一當(dāng)作相位值的正整數(shù)，而f0是載頻，一解調(diào)混合單元，用以將來自發(fā)送接收機的RF信號與來自PLL的2N相位時鐘信號混合，以輸出具有減去載頻的頻率的RF信號，并包含多個兩輸入混合器，及一模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換單元，用以將來自解調(diào)混合單元的RF信號轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號。
仍然是進一步根據(jù)本發(fā)明的目的而達(dá)成整個或部分的目的，一RF通信系統(tǒng)的操作方法包括接收信號，其包括具有載頻的選擇性信號，產(chǎn)生具有不同于載頻的頻率的多相時鐘信號及具有載頻的一參考信號，并將接收的選擇性信號與多相時鐘信號混合，以輸出具有減去載頻的頻率的選擇性信號。
若要根據(jù)本發(fā)明的目的而達(dá)成如實施例與廣泛描述的優(yōu)點，本發(fā)明的結(jié)構(gòu)包含一時鐘產(chǎn)生器，其可產(chǎn)生具有不同相位的多個第一時鐘信號，每個第一時鐘信號具有小于一參考頻率的第一頻率，一混合器，耦合至該時鐘產(chǎn)生器，用以接收多個第一時鐘信號，以產(chǎn)生具有一第二頻率的多個第二時鐘信號，而該第二頻率實質(zhì)與參考頻率相同，其中該混合器可將多個第三時鐘信號與輸入信號相乘，以提供輸出信號。
本發(fā)明的額外優(yōu)點、目的、及特征部分經(jīng)由下面描述與部分具有在技術(shù)中的技術(shù)的描述而變得更顯然，或從本發(fā)明的實施而可了解。本發(fā)明的目的與優(yōu)點，及從附錄權(quán)利要求書所特別指出的可清楚地了解。
附圖的簡單說明本發(fā)明將參考下列附圖詳細(xì)描述，其類似的參考數(shù)字是表示相同的元件，其中圖1是顯示一相關(guān)技術(shù)RF通信系統(tǒng)的電路圖；圖2是一相關(guān)技術(shù)電壓控制振蕩器-混合器結(jié)構(gòu)的電路圖；圖3A是顯示在圖1的電路時鐘信號泄漏；圖3B是顯示圖3A的電路的“自我混合”圖式；圖4是顯示另一相關(guān)技術(shù)RF通信系統(tǒng)的電路圖；圖5A是顯示在圖4的電路中時鐘信號泄漏；圖5B是顯示在圖5A的電路中的“自我混合”圖式；圖6是根據(jù)本發(fā)明而顯示一多相低頻(MPLF)RF通信系統(tǒng)的第一實施例圖式；圖7是顯示PLL電路范例方塊圖；圖8是根據(jù)本發(fā)明的另一實施例而顯示一RF通信系統(tǒng)的接收部分方塊圖9是顯示具有6個相位的圖8的RF通信系統(tǒng)方塊圖；圖10是仍然根據(jù)本發(fā)明的實施例而顯示一RF通信系統(tǒng)的接收部分方塊圖；圖11是顯示具有6個相位的圖10的RF通信系統(tǒng)方塊圖；圖12是仍然根據(jù)本發(fā)明的實施例而顯示一RF通信系統(tǒng)的接收部分方塊固；圖13A是顯示一電壓控制振蕩-混合器結(jié)構(gòu)范例的方塊圖；圖13B是顯示圖13A的電壓控制振蕩器-混合器結(jié)構(gòu)電路圖；圖14是顯示另一電壓控制振蕩器-混合器范例的電路圖；及圖15A-15H是顯示圖14的操作時序波形圖式。
較佳實施例的詳細(xì)說明使用互補式金屬氧化半導(dǎo)體技術(shù)所形成的一單芯片RF通信系統(tǒng)具有各種不同的需求。一互補式金屬氧化半導(dǎo)體電壓控制振蕩器(VCO)具有較差噪聲特性。因此，一互補式金屬氧化半導(dǎo)體鎖相環(huán)路(PLL)集成是需要的，然而，PLL的數(shù)目應(yīng)該很小，而一PLL的中頻理想地應(yīng)充分地不同于一傳輸?shù)腞F頻率(例如，理想地是足夠低)，以便使用該互補式金屬氧化半導(dǎo)體VCO來控制一相位噪聲結(jié)果。高品質(zhì)濾波器理想地可除去，因為相關(guān)的缺點區(qū)域與功率規(guī)格。而且，在互補式金屬氧化半導(dǎo)體RF系統(tǒng)中的許多元件應(yīng)很小或減少，而不會降低效率。
本發(fā)明的第一較佳實施例是在圖6所示的“多相低頻”(MPLF)轉(zhuǎn)換RF通信系統(tǒng)500，而且理想上能在單一互補式金屬氧化半導(dǎo)體芯片上形成。該第一較佳實施例能以超過大約1GHz的頻率操作。“多相位低頻轉(zhuǎn)換”用語會被使用，因為具有高頻的一單相周期信號理想地可通過乘以多相位低頻周期信號獲得。該MPLF轉(zhuǎn)換RF通信系統(tǒng)500的第一較佳實施例是包括一前端MPLF RF方塊502與一數(shù)字信號處理(DSP)方塊504，其理想地是基帶。如上所述，相關(guān)技術(shù)DSP方塊能以互補式金屬氧化半導(dǎo)體技術(shù)形成。因此，包括一數(shù)字信號處理器550的DSP方塊的詳細(xì)描述便會省略。
該MPLF轉(zhuǎn)換RF方塊502包括一天線505、一RF濾波器510(例如，帶通濾波器)、一低噪聲放大器(LNA)520及第一與第二混合器530、560。該MPLF轉(zhuǎn)換RF方塊502進一步包括一鎖相環(huán)路(PLL)540、一低通濾波器(LPF)580、一模擬/數(shù)字(A/D)轉(zhuǎn)換器590、及在第二混合器560與天線505之間耦合的一功率放大器570。該PLL 540可產(chǎn)生一調(diào)制與解調(diào)時鐘，亦即，本地振蕩器(LO)，其頻率是由一參考時鐘(REF f0)決定。
圖7是顯示PLL 540的實施例方塊圖。該PLL 540分別包括參考與主分割器610、620、一相位比較器630、一環(huán)路濾波器640、及一電壓控制振蕩器(VCO)650。該VCO 650輸出LO頻率f0，該頻率由相位比較器630與參考時鐘信號相比較。該相位比較器630的輸出信號會經(jīng)過環(huán)路濾波器640，當(dāng)作VCO 650的控制信號(例如，頻率)。根據(jù)該通信系統(tǒng)，該LO的頻率理想上地是可變的。例如，個人通信系統(tǒng)(PCS)的LO頻率能夠是大約1.8GHz，而IMT2000系統(tǒng)的LO頻率是大約2.0GHz。
在圖6所示的MPLF轉(zhuǎn)換RF通信系統(tǒng)500的第一較佳實施例中，傳輸數(shù)據(jù)是由MPLF RF方塊502從DSP方塊504接收。該傳輸數(shù)據(jù)是在LO頻率由一理想地調(diào)制第二混合器560所調(diào)制。該調(diào)制數(shù)據(jù)是由功率放大器570放大，并由天線505輸出。
該低噪聲放大器(LNA)520可接收來自天線505的輸入信號，并放大信號電平以輸出RF信號。該RF BPF 520理想地是在天線505與LNA 520之間耦合。該RF信號理想地在與調(diào)制頻率相同的頻率上通過解調(diào)第一混合器530來解調(diào)。該解調(diào)混合器530的輸出通過通過LPF 580而變成接收數(shù)據(jù)。該接收的數(shù)據(jù)理想地是由模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器590轉(zhuǎn)換成一數(shù)字信號，并輸出至DSP 550。
為了要使用足夠低于傳輸RF頻率的中頻的單一PLL，該MPLF轉(zhuǎn)換RF通信系統(tǒng)500的第一較佳實施例是使用通過乘以一多相低頻周期信號所獲得的一單相高頻周期信號(亦即，RF頻率)。特別地，雖然本發(fā)明非意在要限制，但是一高頻“正弦”與“余弦”信號需使用在RF系統(tǒng)。具有ωRF頻率的正弦與余弦信號能通過乘以具有如下列方程式1和2所示的2ωRF/N頻率的N相位正弦信號獲得cosωRF=2N2-1Πk=0N2-1sin(2.ωRFN.t-2.k.πN+πN)---(1)]]>sinωRF=2N2-1Πk=0N2-1sin(2.ωRFN.t-2.kπN)---(2)]]>一乘法因子不是“N”而是“N/2”，因為其余的N/2個正弦信號可以是第一N/2正弦信號的一反向。該反向信號理想地是用來制造一差分輸入混合器的差分信號。
圖8是根據(jù)本發(fā)明而顯示一RF方塊的第二較佳實施例的接收部分700，其能夠使用在MPLF轉(zhuǎn)換RF通信系統(tǒng)的第一較佳實施例。該接收部分700包括一天線715、一RF濾波器720、一LNA 725與一解調(diào)混合器730。該RF方塊的接收部分700進一步包括一PLL740、一低通濾波器780與一模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器790。該PLL 740可產(chǎn)生一解調(diào)時鐘，亦即，等于2*f0/N的本地振蕩器(LO)，其頻率是由一參考時鐘(在圖中未顯示出)決定。天線715、RF濾波器720、LNA 725、LPF 780與模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器790在操作上類似于第一較佳實施例，因此便省略詳細(xì)的描述。
RF方塊的接收部分700使用一PLL 740。該PLL 740使用2*f0/N頻率，并產(chǎn)生總共2N相位時鐘信號。該PLL 740可產(chǎn)生N相位±LOcos(k,t)與N相位±LOsin(k,t)信號，其理想地是由如在下列方程式3-4決定。±LOcos(k,t)=±sin(2ωRFNt-2kπN+πN)wbere,k=0,1,2...N2-1---(3)]]>±LOsin(k,t)=±sin(2ωRFNt-2kπN)wbere,k=0,1,2,...N2-1---(4)]]>如圖8所示，該RF方塊的接收部分700具有分成上面與下面混合器陣列732、734的解調(diào)混合器730。該每一上面與下面混合器陣列732、734包括多個傳統(tǒng)的2一輸入混合器735。該上面混合器陣列732是將N相位(N/2非反向，N/2反向)(頻率為(2ωRF)/N)的正弦信號與一RF信號相乘，其是等于將單相ωRF頻率的余弦信號與RF信號相乘。非反向與反向的正弦信號需用以輸入單一混合器，因為該傳統(tǒng)的2輸入混合器需要差分輸入。該下面混合器陣列734是將N相位(N/2非反向，N/2反向)(頻率為ωRF/N)的正弦信號與RF信號，其是等于單相的ωRF正弦信號與RF信號相乘。因此，該RF方塊的接收部分700在功能上是類似在圖1所示的直接轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)。然而，根據(jù)本發(fā)明的接收部分700是使用N相位，2ωRF/N的頻率的正弦信號解調(diào)而不是單相的ωRF正弦信號。
如上所述，該PLL 740可產(chǎn)生2N相位時鐘信號。N相位時鐘信號是N相位正弦信號與N相位余弦信號。兩個N相位信號包括N/2非反向信號與N/2反向信號。該N相位正弦信號會連同RF信號輸入上面混合器陣列732，而該N相位正弦信號會連同RF信號輸入下面混合器陣列734。該上面與下面混合器陣列732和734分別具有多個混合器735與M個級數(shù)。該M個級數(shù)包括第一級，(例如，735)、第二級(例如，735’)、…、第M-1級、及第M級(例如，735”)。每一混合器陣列的每一級包括至少具有兩輸入的一混合器。在第一級上的混合器數(shù)目K1是最高的級數(shù)目。最后一級第M級在整個級中具有混合器的最少數(shù)目(KM)。在級之中的混合器相對級數(shù)能以非等式表示K1＞K2＞K3＞K4……KM-1＞KM。
每一混合器735具有兩個輸入。每一輸入具有反向信號的一反向信號與一非反向信號，因為該混合器735的每一輸入是輸入兩不同的信號。如上所述，來自LNA 725的RF信號與來自PLL 746的N信號是在第一級上當(dāng)作混合器735的輸入信號。在第一級上的混合器73的輸出信號是在第二級上當(dāng)作混合器735’的輸入信號使用。以相同的方式，在第M-1級上的混合器輸出信號是當(dāng)作混合器735”的兩輸入信號使用，其是在上面混合器陣列732與下面混合器陣列734的第M級上的單一混合器。
圖9是顯示MPLF轉(zhuǎn)換RF通信系統(tǒng)的接收部分700的6相位范例，其是使用傳統(tǒng)的2輸入混合器。一PLL 840產(chǎn)生能夠傳送給混合器830的12相位正弦信號。在毗連兩信號之間的相位差是π/6(亦即，2π/12)。相位(0、2、4、6、8、10)是當(dāng)作上面混合器832的輸入使用，并與理想地的RF輸入相乘，其是等于cos(ωRFt)與RF輸入的乘積。相位(1、3、5、7、9、11)會輸入下面混合器834，而且理想地會與RF輸入相乘，而等于sin(ωRFt)與RF輸入的乘積。因此，當(dāng)時鐘信號與RF信號相乘之時，該時鐘信號的頻率是f0。
該PLL 840包括諸如一電壓控制源(VCO)的時鐘產(chǎn)生器，而如此便可在調(diào)制之時產(chǎn)生與RF相乘的12相位時鐘信號。該產(chǎn)生的時鐘信號具有低于頻率f0的頻率2*f0/P(P=相位數(shù)目)，以與RF信號相乘。來自PLL 840的時鐘信號具有較低頻率2*f0/P，因為PLL 840會產(chǎn)生多相時鐘信號相位0、……、相位12。濾波的RF信號是在LNA725做增益放大，并與多相時鐘信號相乘，因而在混合器陣列830生成用以調(diào)制的12個正弦信號。與時鐘信號相乘的RF信號頻率低于最初頻率的量為時鐘信號的最后頻率f0。
來自PLL 840的時鐘信號的最初頻率2*f0/P會改變成f0，用以在混合器(例如，混合器陣列)830與RF信號相乘。因此，該上面混合器陣列832與該下面混合器陣列834可組合成具有2*f0/P的時鐘信號，并將具有頻率f0的時鐘信號與RF信號相乘。結(jié)果，具有減小了頻率f0的頻率的RF信號可通過LPF 780與模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器790，并傳送至DSP部分(在圖中未顯示出)。PLL 840所產(chǎn)生的12相位正弦信號如下所示相位0sin(ωRF3t+Π6)]]>相位1sin(ωRf3.t)]]>相位2sin(ωRF3t-Π6)]]>相位3sin(ωRF3t-2Π6)]]>相位4sin(ωRF3t-3Π6)]]>相位5sin(ωRF3t-4Π6)]]>相位6-sin(ωRF3t+Π6)]]>相位7-sin(ωRF3t)]]>相位8-sin(ωRF3t-Π6)]]>相位9-sin(ωRF3t-2Π6)]]>相位10-sin(ωRF3t-3Π6)]]>相位11-sin(ωRf3t-4Π6)]]>
圖10是根據(jù)本發(fā)明的第三較佳實施例而顯示一RF方塊的MPLF轉(zhuǎn)換接收部分900，其可使用在MPLF轉(zhuǎn)換RF通信系統(tǒng)的第一較佳實施例。該接收部分900包括一天線915、一RF濾彼器920、一LNA925與混合器930。RF方塊的接收部分900進一步包括一PLL 940、一LPF 90及一模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器990。該PLL 940理想地可產(chǎn)生一解調(diào)時鐘，亦即，理想地等于2*fRF/N的本地振蕩器(LO)，其頻率是由一參考時鐘(在圖中未顯示出)決定。天線915、RF濾波器920、LNA 925、LPF 980及模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器990在操作上類似于第一較佳實施例，因此將詳細(xì)描述省略。
RF方塊的接收部分900只使用一個PLL。該PLL 940包括理想地使用2*f0/N頻率的一時鐘產(chǎn)生器942。該時鐘產(chǎn)生器942理想地可產(chǎn)生N相位±LOcos(k,t)與N相位±LOsin(k,t)信號，其總地有2N相位信號。該時鐘產(chǎn)生器942理想地是一多相VCO，而混合部分930亦是多相混合器。
如圖10所示，RF方塊的接收部分900使用多相混合器932與934。該上面多相混合器932取代該上面混合器陣列732的功能，而該下面多相混合器934取代該下面混合器陣列734的功能。
該PLL 940產(chǎn)生用以調(diào)制與解調(diào)的時鐘信號。該PLL 940的時鐘產(chǎn)生器942可產(chǎn)生時鐘信號，其具有用以解調(diào)與調(diào)制的頻率2*f0/N(N=相位數(shù)目)。該時鐘產(chǎn)生器942可產(chǎn)生具有頻率2*f0/N的時鐘信號，因為根據(jù)互補式金屬氧化半導(dǎo)體裝置實施的頻率限度。對于一RF通信系統(tǒng)的互補式金屬氧化半導(dǎo)體實施而言，該時鐘產(chǎn)生器942的頻率應(yīng)是不同于并低于混合部分930的頻率。
圖11是顯示使用多相輸入混合器的一MPLF轉(zhuǎn)換RF通信系統(tǒng)的接收部分1000的6相位范例。一PLL 1040可產(chǎn)生12相位正弦信號，這些信號傳送給一多相混合器1030。相位(0、2、4、6、8、10)是當(dāng)作一上面混合器1032的輸入使用，并與理想地的RF輸入相乘，其等于cos(ωRFt)與RF輸入的乘積。相位(1、3、5、7、9、11)是輸入下面的混合器1034，而理想地是與RF輸入相乘，其是等于sin(ωRFt)與RF輸入的乘積。
圖12是根據(jù)本發(fā)明的第四較佳實施例而顯示一RF方塊的MPLF轉(zhuǎn)換傳輸部分1100，其可使用在MPLF轉(zhuǎn)換RF通信系統(tǒng)的第一較佳實施例。該接收部分1100包括一天線1105、一混合器1160、一PLL 1140、多個LPF 1180、多個數(shù)字/模擬(D/A)轉(zhuǎn)換器1190及耦合在混合器1160與天線1105之間的一功率放大器1170。該PLL 1140可使用一時鐘產(chǎn)生器1142來產(chǎn)生時鐘信號。該時鐘產(chǎn)生器1142理想地可使用本地振蕩器(LO)來產(chǎn)生一調(diào)制與解調(diào)時鐘信號，其頻率是由一參考時鐘(fRF)決定。
在一RF方塊的傳送部分1100的第四較佳實施例中，數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)是從DSP方塊(在圖中未顯示出)接收，并由數(shù)字/模擬轉(zhuǎn)換器1190轉(zhuǎn)換成一模擬信號，并由LPF 1180濾波。該混合器1160理想地是從PLL 1140接收多相低頻(亦即，2*f0/N)時鐘信號及來自LPF 1180的一基帶信號，以產(chǎn)生頻率是fRP的一調(diào)制RF信號。該混合器1160理想地包括多相向上轉(zhuǎn)換混合器1165。圖12亦顯示多相向上轉(zhuǎn)換混合器1165的實施例方塊圖。該混合器1165使用兩個控制電路方塊1162和1164，其可接收時鐘信號LO(0、…、N-1)、/LO(0、…、N-1)，以產(chǎn)生該調(diào)制的RF信號。該調(diào)制的RF數(shù)據(jù)是由功率放大器1170放大，而然后由天線1105輸出。
如上所述，解調(diào)的混合器可通過將RF信號與時鐘信號相乘而減少具有時鐘信號頻率的高頻RF信號。在第四較佳實施例中，該混合器1160理想地可調(diào)制傳輸數(shù)據(jù)，以便增加低頻傳輸數(shù)據(jù)的頻率，增量為組合時鐘信號頻率。當(dāng)調(diào)制時，噪聲對傳輸數(shù)據(jù)的影響不如解調(diào)時那樣顯著。然而，減少時鐘信號LO(0、…、N-1)的頻率可確實減少或除去諸如寄生電容的噪聲。此外，大約1GHz的互補式金屬氧化半導(dǎo)體技術(shù)的頻率界限可以克服。因此，該第四較佳實施例具有與第三較佳實施例相同的優(yōu)點。
圖13A是根據(jù)本發(fā)明的一較佳實施例的一電壓控制振蕩器-混合器結(jié)構(gòu)方塊圖。該電壓控制振蕩器-混合器電路已在Kyeongho Lee所申請的美國專利案號09/121,863，名稱“VOC-MIXERSTRUCTURE”中描述，在此僅列出供參考。該結(jié)構(gòu)包括一多相電壓控制振蕩器VCO 1250及一多相混合器1200。該多相混合器1200包括一差分放大電路1200A及一組合電路1200B。
當(dāng)使用具有fREF=f0參考時鐘的一參考頻率信號之時，該多相VCO 1250可產(chǎn)生具有2*f0/N頻率的多個N相位時鐘信號LO(i=0至N-1)，其中N=ND*2，而ND等于在多相VCO 1250中的延遲單元數(shù)目。換句話說，該VCO 1250可將頻率f0減少到2*f0/N。如此便可減少多相VCO的相位噪聲及增加頻率范圍。
具有2*f0/N頻率的多個N相位中間時鐘信號LO(0)、LO(1)、……、LO(N-1)輸入到多相混合器1200的組合電路1200B，而諸如RF信號RF+、RF-的輸入信號輸入到該差分放大電路1200A。該差分放大電路1200B可差分放大該無線電頻率信號RF+、RF-。該組合電路1200B響應(yīng)于一偏壓Vbias，并組合N相位中間時鐘信號LO(0)-LO(N-1)，以產(chǎn)生具有最初頻率f0的輸出時鐘信號LOT+、LOT-。該混合器1200然后可達(dá)成輸出時鐘信號LOT+、LOT-與該RF信號RF+、RF-的相乘。圖13B是描述電壓控制振蕩器-混合器結(jié)構(gòu)1250、1200的電路圖范例。多相VCO 1250包括串聯(lián)的延遲單元12501-1250ND數(shù)目?；谠撆渲茫摱嘞郪CO可產(chǎn)生多個N相位中間時鐘信號LO(0)-LO(N-1)，這些信號具有2*f0/N頻率。用以產(chǎn)生一頻率控制信號的VCO 1250控制電路包括一相位頻率檢測器1254、一充電泵1256及一環(huán)路濾波器1258，其可將該頻率控制信號輸出至該每一延遲單元12501-1250ND。該相位頻率檢測器1254可接收分別來自一參考時鐘分割器電路與一VCO時鐘分割器電路1253的一參考時鐘信號fref與一VCO時鐘信號。該時鐘信號LO(φ)-LO(N-1)的頻率是由M’/K’(fref)=2f0/N表示。因此，頻率f0是基于參考時鐘信號fref與該分割器電路1252、1253。換句話說，fVCO可以是設(shè)定分割器電路1252、1253的M’/K’的2f0/N。
該多相混合器1200的差分放大電路1200A包括兩負(fù)載電阻R1’、R2’，這些負(fù)載電阻分別耦合至兩差分放大器1200A1、1200A2。該第一差分放大器1200A1包括兩NMOS晶體管1210、1212，而該第二差分放大器1200A2亦包括兩NMOS晶體管1214、1216。該NMOS晶體管1210,1216的漏極分別耦合至該負(fù)載電阻R1’、R2’，而該NMOS晶體管1210、1216的門極耦合用以接收RF信號RF+。此外，該NMOS晶體管1212、1214的漏極是分別耦合至該負(fù)載電阻R2’、R1’，而門極是耦合用以接收RF信號RF一。NMOS晶體管1210、1212與NMOS晶體管1214、1216的源極是彼此耦合，及連接至多相混合器的組合電路1200B。
該差分放大器1200A1、1200A2分別差分放大該RF信號RF+、RF-，以便獲得更精確的輸出信號OUT-、OUT+。此外，該差分放大可移除可能加入該RF信號RF+、RF-的噪聲。在目前較佳的實施例中，包括兩差分放大器1200A1、1200A2。然而，在本發(fā)明替代的實施例中可以亦只使用該差分放大器之一實現(xiàn)。
該組合電路1200B包括偏壓NMOS晶體管1232、1234、第一組合單元1200B、及第二組合單元1200B2，后二者分別耦合至偏壓NMOS晶體管1232、1234，及一電流源Is1，其耦合至該第一及第二組合單元1200B1、1200B2。該第一組合單元1200B1，包括多個晶體管單元12200、12202、…、1220N-2，而該第二組合單元包括第二多個晶體管單元12201、12203、…、1220N-1。
理想地，多個晶體管單元的每一個包括多個串聯(lián)晶體管，其中該串聯(lián)晶體管與多個晶體管單元的串聯(lián)晶體管并聯(lián)耦合。理想地，每一晶體管單元包括兩(2)串聯(lián)晶體管。因此，在較佳實施例中，在每一組合單元1200A或1200B中，整個有N/2的晶體管單元數(shù)目，以致于NMOS晶體管的總數(shù)是2*N。
該偏壓NMOS晶體管1232、1234的門極耦合用以接收偏壓VBias，而在該第一及第二多個晶體管單元中的晶體管門極耦合用以接收一相應(yīng)的具有2*f0/N頻率的N相位中間時鐘信號LO(i)與/LO(i)，其中/LO(i)=LO(N/2+i),i=0、1…、N/2-1。在目前的較佳實施例中，包括該偏壓NMOS晶體管1232、1234用以避免錯誤。然而，這類晶體管可在替代實施例中省略。此外，組合電路1200B的2*N數(shù)目NMOS晶體管的順序?qū)ㄒ魂P(guān)閉操作相應(yīng)于NAND邏輯電路，其在另一實施例中可以同等的邏輯電路與結(jié)構(gòu)替代。
圖13B結(jié)構(gòu)允許在單芯片上集成多相VCO 1250與多相混合器1200，亦即，在一單半導(dǎo)體基底上使用互補式金屬氧化半導(dǎo)體技術(shù)。此結(jié)構(gòu)與設(shè)計可減少包括由寄生電容所產(chǎn)生的噪聲。如上所述，在差分放大電路1200A使用該RF信號RF十與RF-的差分放大可減少噪聲。
具有2*f0/N頻率的N相位中間時鐘信號LO(i)除以參考頻率f0也可以減小噪聲。當(dāng)多個晶體管在同一基底上形成之時，例如互補式金屬氧化半導(dǎo)體技術(shù)的半導(dǎo)體基底，多個P-N節(jié)便可在基底上形成。該寄生電容大多存在于P-N節(jié)。如果運用于晶體管門極的頻率非常高，與2*f0/N的減少頻率相較比，較高頻的f0便會造成更多的噪聲。
此外，該差分放大器電路1200A與該組合電路1200B的操作決定于具有f0頻率的輸出時鐘信號LOT+、LOT-，后二者信號分別由該第一及第二組合單元1200B1、1200B2提供，這是通過組合具有2*f0/N頻率的N相位中間時鐘信號LO(i)來實現(xiàn)。當(dāng)施加該偏壓電壓VBias時，該NMOS晶體管1232、1234便會基于該輸出信號LOT+、LOT-而轉(zhuǎn)變成導(dǎo)通與關(guān)閉狀態(tài)。雖然該NMOS晶體管1210、1212、1214與1216通過提供給門極的該PF信號RF+、RF-可轉(zhuǎn)變成導(dǎo)通狀態(tài)，當(dāng)該偏壓NMOS晶體管1232、1234由時鐘信號LOT+、LOT-導(dǎo)通之時，用以產(chǎn)生該輸出信號OUT+、OUT-的該RF信號RF+、RF-的放大與輸出時鐘信號LOT+、LOT-的放大便會執(zhí)行。
圖14是描述當(dāng)ND=3與N=6時的多相VCO與多相混合器的另一較佳實施例，而圖15A-15H是描述在圖14中所示的較佳實施例電路的操作時序圖。該多相VCO 1250包括3個延遲單元12501-12503，以產(chǎn)生6相位中間時鐘信號LO(0)-LO(5)。包括延遲單元12501-12503(亦即，該延遲單元12501)的5個晶體管的電路范例亦顯示出。為了說明，如果該輸入時鐘信號具有頻率f0=1.5GHz,6相位中間時鐘信號LO(0)-LO(5)便具有0.5GHz的頻率。
該6相位混合器1280包括一差分放大電路1280A及一組合電路1280B。該差分放大電路1280A包括一第一差分放大器1280A1，其具有NMOS晶體管1260與1262；一第二差分放大器1280A2，具有NMOS晶體管1264與1266，該兩個差分放大器分別耦合至負(fù)載電阻R3和R4。該組合電路1280B包括一第一及第二組合單元1280B1、1280B2，二者共同耦合至電流源Is2。該第一及第二組合單元1280B1、1280B2經(jīng)由偏壓NMOS晶體管1282、1284而分別耦合至該第一及第二差分放大器1280A1、1280A2，后二者受到偏壓電壓VBias的偏壓。重復(fù)地，該第一及第二組合單元1250B1,1250B2包括6個晶體管單元12700-12705，而整個有10個晶體管。
如圖15A-15F所示，該6相位VCO 1250可產(chǎn)生具有降低的頻率f0/3的6相位中間時鐘信號LO(1)-LO(5)。該6相位混合器1250接收6相位中間時鐘信號LO(1)-LO(5)及該RF信號RF+與RF-。每個中間時鐘信號LO(1)-LO(5)和/LO(0)-/LO(2)(其中/LO(0)=LO(3)、/LO(1)=LO(4)及/LO(2)=LO(5))被施加到該第一及第二組合單元1280B1、1280B2的一相應(yīng)的晶體管。該第一及第二組合單元1280B1、1280B2組合具有頻率f0/3的6相位中間時鐘信號LO(0)、LO(1)、…、LO(4)、LO(5)，以產(chǎn)生具有頻率f0的該輸出時鐘信號LOT+與LOT-。
當(dāng)LO(0)是高電位而LO(1)是低電位(LO(4)高)時，兩輸出信號LOT+、LOT-分別是低電位和高電位。當(dāng)LO(1)是高電位而LO(2)是低電位(LO(5)高)時，該輸出信號LOT+、LOT-分別為高電位和低電位。當(dāng)LO(2)是高電位而LO(3)是低電位(LO(0)高)時，該輸出信號LOT+、LOT-分別為低電位和高電位。當(dāng)LO(3)是高電位而LO(4)是低電位(LO(1)高)時，該輸出信號LOT+、LOT-分別為高電位與低電位。當(dāng)LO(4)是高電位而LO(5)是低電位(LO(2)高)時，該混合器503的輸出信號LOT+、LOT-分別是低和高電位。當(dāng)LO(5)高電位而LO(0)是低電位(LO(3)高)時，該輸出信號LOT+，LOT-分別是低與高電位。
在組合電路中每一對NMOS晶體管是依序接通，由此產(chǎn)生如圖15G和15H所示的輸出信號LOT+與LOT-。
如上所述，該較佳實施例具有各種不同的優(yōu)點。MPLF轉(zhuǎn)換RF通信系統(tǒng)的較佳實施例不需要任何的高品質(zhì)濾波器，而只使用1個PLL。因此，該MPLF轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)可容易地在一互補式金屬氧化半導(dǎo)體芯片上集成。此外，通道選擇PLL的頻率是從FRP減少到(2fRP)/N，這導(dǎo)致VCO的一時鐘產(chǎn)生電路的相位噪聲減少及易于實施通道選擇。特別地，該PLL頻率(LO)不同于(例如小于)載頻。結(jié)果，MTLF RF通信系統(tǒng)的較佳實施例包括至少有關(guān)技術(shù)的直接轉(zhuǎn)換與倍轉(zhuǎn)換通信系統(tǒng)的優(yōu)點，而除去兩結(jié)構(gòu)的缺點。
此外，一堅固而低噪聲CO與混合器可在單一基底上制造，理想地可使用互補式金屬氧化半導(dǎo)體技術(shù)在半導(dǎo)體基底上實施。由輸入信號與輸入時鐘信號所造成的干擾可明顯地減少，因為中間時鐘信號的頻率偏離調(diào)制頻單。該相鎖環(huán)路(PLL)頻率范圍能夠增加，因為PLL頻率范圍可容易地在低頻情況上增加。而且，此結(jié)果會提高在RF通信系統(tǒng)中RF前端的通道選擇能力。
先前的實施例只用以舉例說明，而不是構(gòu)成對本發(fā)明的限制。本發(fā)明的宗旨可容易地運用于其他類型的裝置。本發(fā)明的描述是意在說明，而不是限制申請專利的范圍。許多的替代、修改、及變化在該技術(shù)中是熟知的。在權(quán)利要求書中，裝置加功能的敘述意在覆蓋在此所述的功能結(jié)構(gòu)，不僅是結(jié)構(gòu)上的等同物，而且亦是等同的結(jié)構(gòu)。
權(quán)利要求
1.一種通信系統(tǒng)，包含一接收器單元，其接收包括具有一載頻的選擇信號的信號；一鎖相環(huán)路，其產(chǎn)生具有不同于該載頻的一頻率的多相時鐘信號及具有該載頻的參考信號；及一解調(diào)混合單元，其混合由接收器單元所接收的該選擇信號和該多相時鐘信號，以輸出具有減去該載頻的頻率的選擇信號。
2.如權(quán)利要求1所述的通信系統(tǒng)，其中該頻率小于載頻，且其中該載頻大于約1GHz，再者，其中該鎖相環(huán)路包括一時鐘產(chǎn)生器。
3.如權(quán)利要求1所述的通信系統(tǒng)，其中該接收器單元是一發(fā)送接收機，其進一步包含一調(diào)制混合器，其將該多相時鐘信號與傳輸數(shù)據(jù)混合，以調(diào)制該傳輸數(shù)據(jù)；及一功率放大器，其放大調(diào)制的傳輸數(shù)據(jù)，及將數(shù)據(jù)傳送給發(fā)送接收機以便傳輸。
4.如權(quán)利要求1所述的通信系統(tǒng)，其進一步包含一RF濾波器，其耦合至接收器單元，用于濾波由該接收器單元所接收的選擇信號；一低噪聲放大器，其耦合至RF濾波器，其以一增益放大由RF濾波器所濾波的該選擇信號；一低通濾波器，其耦合至解調(diào)混合單元，可濾波具有減去該載頻的頻率的選擇信號；一模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換單元，其將來自該混合單元的該選擇信號轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號；及一離散時間信號處理單元，其接收該數(shù)字信號。
5.如權(quán)利要求1所述的通信系統(tǒng)，其中該通信系統(tǒng)是一RF接收器部分；該選擇性信號是RF信號；該多相時鐘信號具有(2*載頻/N)的頻率，其中N是正整數(shù)；及該RF通信系統(tǒng)是在單一互補式金屬氧化半導(dǎo)體芯片上形成。
6.一種單芯片RF通信系統(tǒng)，包含一發(fā)送接收機，用于接收及發(fā)送RF信號；一鎖相環(huán)路，用于產(chǎn)生具有小于載頻的2*f0/N頻率的2N相位時鐘信號，其中N是正整數(shù)，當(dāng)作相位數(shù)，而f0是載頻；一解調(diào)混合單元，用于將來自該發(fā)送接收機的RF信號與來自該鎖相環(huán)路的2N相位時鐘信號混合，以輸出具有減去該載頻的頻率的該RF信號，其中該解調(diào)混合器包含多個兩輸入混合器；及一模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換單元，用于將來自該解調(diào)混合單元的該RF信號轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號。
7.如權(quán)利要求6所述的通信系統(tǒng)，其中解調(diào)混合單元包含一第一混合器陣列，其是由兩輸入混合器的一半組成；及一第二混合器陣列，其是由兩輸入混合器的另一半組成，其中該第一及第二混合器陣列輸入2N相位時鐘信號的每一相應(yīng)N相位時鐘信號連同該RF信號。
8.如權(quán)利要求6所述的通信系統(tǒng)，其中每個混合器陣列包括多級混合器，每級包括至少一個兩輸入混合器，多級輸入的第一級輸入RF信號和N相位時鐘信號。
9.如權(quán)利要求8所述的通信系統(tǒng)，其中該多級具有相應(yīng)減少的混合器數(shù)K1＞K2＞K3＞……＞Ki，其中K1是第一級，K2是第二級，K3是第三級，而Ki是第i級。
10.一種用于操作一RF通信系統(tǒng)的方法，包含接收信號，該信號包括具有一載頻的選擇信號；產(chǎn)生具有不同于該載頻的頻率的多相時鐘頻率信號，及具有該載頻的一參考信號；及將該接收的選擇信號與該多相時鐘信號混合，以輸出具有減去該載頻的頻率的該選擇信號。
11.如權(quán)利要求10所述的方法，其進一步包含對該接收的選擇信號進行RF濾波；以一增益放大該濾波的選擇信號；低通濾波具有減去載頻的頻率的該選擇信號；經(jīng)由模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器，將該低通濾波頻率減少的選擇信號轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號；及對該數(shù)字信號進行離散時間處理。
12.如權(quán)利要求10所述的方法，其進一步包含將該多相時鐘信號與傳輸數(shù)據(jù)調(diào)制混合，以調(diào)制該傳輸數(shù)據(jù)；及將該調(diào)制的傳輸數(shù)據(jù)做功率放大，并將該數(shù)據(jù)傳送至的發(fā)送接收機用以傳輸。
13.一種電路，包含一時鐘產(chǎn)生器，其產(chǎn)生具有不同相位的多個第一時鐘信號，每個第一時鐘信號具有小于一參考頻率的第一頻率；及一混合器，其耦合至?xí)r鐘產(chǎn)生器，用于接收多個第一時鐘信號，以產(chǎn)生多個第二時鐘信號，該第二時鐘信號具有實質(zhì)與該參考頻率相同的第二頻率，其中該混合器將多個第二時鐘信號與輸入信號相乘，以提供輸出信號。
14.如權(quán)利要求13所述的電路，其中該時鐘產(chǎn)生器包括串聯(lián)的多個延遲單元，用于提供具有不同相位的多個第一時鐘信號。
15.如權(quán)利要求13所述電路，其中該混合器包括一差分放大電路，用于接收該輸入信號及提供該輸出信號；及一組合電路，用于接收來自該時鐘產(chǎn)生器的多個第一時鐘信號。
16.如權(quán)利要求15所述的電路，其中該差分放大電路包括至少一負(fù)載電阻，其是耦合以接收第一電位；及至少一差分放大器，其是耦合至該其中一負(fù)載電阻，及組合電路。
17.如權(quán)利要求15所述的電路，其中該組合電路包含一第一組合單元，用于接收相應(yīng)的第一時鐘信號，及耦合至該差分放大電路，以輸出一相應(yīng)的第二時鐘信號；一第二組合單元，用于接收相應(yīng)的第一時鐘信號，及耦合至該差分放大電路，以輸出一相應(yīng)的第二時鐘信號；及一電流源，其耦合至該第一及第二組合單元，及耦合用于接收一第二電位。
18.如權(quán)利要求17所述的電路，其進一步包含第一及第二偏壓晶體管，分別耦合在該第一與第二組合單元及差分放大電路之間，其中該每一第一及第二組合單元包含多個晶體管單元，而這些晶體管單元彼此以串聯(lián)或并聯(lián)耦合。
全文摘要
一種可提供單芯片RF(射頻)通信系統(tǒng)與方法及電壓控制振蕩器(VCO)－混合器結(jié)構(gòu)。根據(jù)本發(fā)明的該RF通信系統(tǒng)包括發(fā)射器、接收器、用以接收傳輸RF信號的天線、用以產(chǎn)生具有不同于響應(yīng)該多相時鐘信號載頻的頻率的多相時鐘信號的一PLL、及具有該載頻的一參考信號、一混合解調(diào)單元,用以將該接收的RF信號與具有不同于載頻的頻率的多相時鐘信號混合,以輸出具有由該載頻所減少頻率的該RF信號;一模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換單元是用以將來自該混合單元的該RF信號轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號。根據(jù)本發(fā)明的VCO可包括多個差分延遲單元,而該混合器可包括一差分放大電路及一組合電路。該多相混合器的差分放大電路分別包括耦合至兩差分放大器的兩負(fù)載電阻。該組合電路包括偏壓晶體管,第一及第二組合單元分別耦合至該偏壓晶體管,而一電流源耦合至該第一及第二組合單元。該第一及第二組合單元分別包括第一及第二多個晶體管單元。理想地,多個晶體管單元各包括多個串聯(lián)晶體管,其中該串聯(lián)晶體管與多個晶體管單元的串聯(lián)晶體管并聯(lián)耦合。
文檔編號H03L7/099GK1309835SQ99808764
公開日2001年8月22日 申請日期1999年7月23日 優(yōu)先權(quán)日1998年7月24日
發(fā)明者李京浩, 鄭德均 申請人:環(huán)球通訊科技公司