圍，高時(shí)間分辨率，而其的產(chǎn) 生可消耗很少的半導(dǎo)體面積和功率。
[0041] 換而言之，圖4說明了請(qǐng)求的輸出周期時(shí)間的順序被歸一化為輸入時(shí)鐘周期（第 三跡線306)并且D⑶延遲被歸一化為輸入時(shí)鐘周期（第十二跡線312)。由于單個(gè)MMD-D⑶ 鏈路被用于產(chǎn)生圖2中的上升和下降輸出時(shí)鐘邊沿二者，比值被減半以計(jì)數(shù)從上升到下降 和下降到上升的差異，而非上升-上升或下降-下降邊沿的差異（第四跡線402)。輸出半 周期和輸入時(shí)鐘周期之間的這個(gè)比值大于1并且可被分成其整數(shù)部分（第五跡線，粗糙延 遲404)和分?jǐn)?shù)余數(shù)（第六跡線，精細(xì)延遲406)。該分頻比的整數(shù)部分與MMD值相關(guān)，S卩，與 給出用于MMD的分頻比的整數(shù)值相關(guān)。然而，分?jǐn)?shù)部分可以累計(jì)并時(shí)?？梢髮⒎诸l比增 加1。為了說明這一點(diǎn)，比值的分?jǐn)?shù)余數(shù)在積分器中被計(jì)算總數(shù)（第七跡線412)，其圍繞1。 即其開始于〇,增加第一分?jǐn)?shù)值7/8。當(dāng)增加下一個(gè)7/8時(shí)結(jié)果將是14/8,這是個(gè)溢出。圍 繞1使得積分器狀態(tài)為6/8和溢出。當(dāng)在積分器溢出（第八跡線414)的情況下增加1到 粗糙比值時(shí)，我們得到用于MMD的分頻值（第九跡線416)。積分器值與D⑶的輸入匹配。 當(dāng)整數(shù)結(jié)果和累積余數(shù)的計(jì)算以對(duì)應(yīng)于可選頻率的速率被更新時(shí)，粗糙比值和積分器值二 者都需要從輸出時(shí)鐘域（第九和第七跡線416,412)被同步到輸入時(shí)鐘域（第十和第十二 跡線）。
[0042] 圖5說明了用于控制電路200的控制器500的實(shí)例，電路200用于根據(jù)圖2產(chǎn)生以 可選頻率振蕩的合成信號(hào)?？刂破?00包括時(shí)間指示信號(hào)計(jì)算器502,其可操作為提供時(shí)間 指示信號(hào)416,其代表相對(duì)于電路200的時(shí)鐘信號(hào)的信號(hào)邊沿而被延遲的時(shí)刻，以及包括延 遲信號(hào)發(fā)生器504,其可操作為提供延遲控制信號(hào)412,該延遲控制信號(hào)代表延遲時(shí)間。將 合成信號(hào)的期望周期與時(shí)鐘信號(hào)108的周期之間（或者預(yù)定時(shí)鐘頻率與合成信號(hào)的期望瞬 時(shí)頻率之間）的比值510(R)給定為二進(jìn)制數(shù)，其具有描述比值的整數(shù)部分的叫個(gè)位和描述 分?jǐn)?shù)部分的mf個(gè)位。如圖4的定時(shí)圖中所示，比值的分?jǐn)?shù)部分需要被圍繞1而累積。該累 積余數(shù)借助于加法器512被增加到當(dāng)前分?jǐn)?shù)部分。累加器具有mf個(gè)位的位寬，因此加法器 將具有mf+1個(gè)輸出位。如果這個(gè)加法的最高有效位（MSB)或進(jìn)位是1，則發(fā)生溢出。加法器 輸出的mf個(gè)最低有效位（LSB)包含圍繞值。進(jìn)位借助于加法器514被增加到整數(shù)部分以 獲得用于MMD的分頻比。D⑶的延遲可用比叫更少的位mD而被量化。隨后僅累加器值的 mDMSB被用于控制延遲。通過這樣，累加器還充當(dāng)用于DCD的時(shí)間量化誤差的一階噪聲整形 器。取決于需求，附加噪聲整形階段可在此時(shí)被引入。在圖5的給定實(shí)例中，電路將在兩倍 的輸出時(shí)鐘頻率下運(yùn)行，即在輸出時(shí)鐘的兩個(gè)邊沿上運(yùn)行以便對(duì)應(yīng)于圖4的定時(shí)圖。
[0043] 總之，圖5說明了如何可以以輸出速率或以可選頻率的速率執(zhí)行用于延遲發(fā)生器 的時(shí)間指示信號(hào)的計(jì)算和用于延遲元件的延遲控制信號(hào)的計(jì)算的一個(gè)特定實(shí)例。延遲控制 信號(hào)412被用于控制精細(xì)延遲，并且時(shí)間指示信號(hào)416被用于控制粗糙延遲。在圖2的特 定實(shí)例中，對(duì)應(yīng)于使用時(shí)間指示信號(hào)416來控制多模分頻器202,而數(shù)字可控延遲204借助 于延遲控制信號(hào)412而被控制。
[0044] 然而，替換的實(shí)例使用延遲發(fā)生器以提供時(shí)鐘信號(hào)的延遲表示并因此并入了精細(xì) 延遲。在那些實(shí)例中，延遲控制信號(hào)412將因此而控制延遲發(fā)生器，而時(shí)間指示信號(hào)412將 被用于控制延遲元件。
[0045] 圖6說明了使用根據(jù)圖2的電路和根據(jù)圖5的控制器500的合成器600的實(shí)例。 如圖5中所描述的低速控制器500以DCD輸出的速率運(yùn)行或被更新。即，其提供了具有兩 倍輸出頻率的信號(hào)。對(duì)于輸出信號(hào)的每個(gè)邊沿都有上升時(shí)鐘邊沿。計(jì)算的MMD和DCD控 制值，時(shí)間指示信號(hào)416和延遲控制信號(hào)412被時(shí)鐘計(jì)時(shí)到FIFO或速率轉(zhuǎn)換器240。這個(gè) FIFO通過MMD輸出時(shí)鐘被讀出，MMD輸出時(shí)鐘與時(shí)鐘信號(hào)108的高速輸入時(shí)鐘同步。FIFO輸入和輸出時(shí)鐘之間的定時(shí)差因此被限制為DCD的1個(gè)高速時(shí)鐘周期延遲變化加上附加的 模擬延遲變化。這個(gè)FIFO實(shí)現(xiàn)輸出和輸入時(shí)鐘域之間的轉(zhuǎn)換。在系統(tǒng)啟動(dòng)時(shí)，該FIFO可 被預(yù)加載一個(gè)值以產(chǎn)生第一輸出時(shí)鐘邊沿，其觸發(fā)低速率計(jì)算邏輯，裝滿FIFO并且使得系 統(tǒng)啟動(dòng)。
[0046] 圖7說明了根據(jù)如此處被描述為極化發(fā)射器中的數(shù)字-時(shí)間轉(zhuǎn)換器600的實(shí)例的 合成器600的應(yīng)用的實(shí)例。極化發(fā)射器例如被用于移動(dòng)通信設(shè)備。
[0047] 在移動(dòng)通信設(shè)備中使用不同的調(diào)制方案，將要被傳輸?shù)膬?nèi)容或信息典型地借助于 I采樣和Q采樣序列被提供，取決于當(dāng)前使用的調(diào)制方案和將要傳輸?shù)膬?nèi)容。轉(zhuǎn)換器702可 被用于將I/Q采樣轉(zhuǎn)換為相應(yīng)的極坐標(biāo)表示的半徑值R和方位角9。轉(zhuǎn)換器702可例如實(shí)現(xiàn) C0RDIC算法（坐標(biāo)旋轉(zhuǎn)數(shù)字計(jì)算機(jī)）。半徑分量704可在不針對(duì)射頻放大器進(jìn)行進(jìn)一步修 正的情況下而被使用，角度cp706可被進(jìn)一步處理以便得出基帶信號(hào)的瞬時(shí)頻率，其與要合 成的信號(hào)的當(dāng)前周期時(shí)間有關(guān)，其中合成信號(hào)的瞬時(shí)頻率實(shí)質(zhì)上為基帶信號(hào)的瞬時(shí)頻率加 上所選載波的中心頻率。這將例如通過區(qū)分角度cp706而實(shí)現(xiàn)以便得出基帶頻率的瞬時(shí)頻 率707。兩個(gè)采樣速率轉(zhuǎn)換器708可被用于將半徑值704的采樣和相關(guān)聯(lián)的瞬時(shí)頻率707 轉(zhuǎn)換為調(diào)制射頻（RF)。在采樣速率轉(zhuǎn)換器708的輸出處，新的半徑采樣和新的頻率采樣可 用于由合成器600 (DTC輸出時(shí)鐘）產(chǎn)生的信號(hào)的每個(gè)信號(hào)邊沿。盡管按照基帶頻率速率轉(zhuǎn) 換器708的輸出仍然是相等的并且由于極化發(fā)射器直接合成射頻信號(hào)，當(dāng)前使用的信道的 信道中心頻率710被增加到如通過速率轉(zhuǎn)換器708輸出的頻率信號(hào)fBB。結(jié)果是瞬時(shí)射頻 711。根據(jù)特定實(shí)施方式，分頻器720可用于提供時(shí)鐘信號(hào)108的預(yù)定時(shí)鐘頻率和要通過合 成器600合成的瞬時(shí)頻率711之間的比值。確定的比值可例如用作圖5的控制器500的輸 入510,從而使得合成器600可提供以要求的瞬時(shí)RF頻率711振蕩的合成信號(hào)。提供的合 成信號(hào)220接著用取決于半徑值704的放大因子而被放大，從而使得直接合成的射頻信號(hào) 750可在圖7中說明的放大器級(jí)760的輸出處被提供。
[0048] 圖8和9說明了在合成器850中并入用于控制根據(jù)例如圖2的合成器的控制器 800的實(shí)例的替換方法。由于控制器的和在前面段落中已經(jīng)描述的電路的基本原理，圖8和 9僅簡(jiǎn)短地描述，主要參考前面披露的實(shí)施方式。
[0049] 根據(jù)圖8的實(shí)例的控制器800在輸入時(shí)鐘頻率下，S卩，在時(shí)鐘信號(hào)108的預(yù)定頻率 下操作。時(shí)間指示信號(hào)802和延遲控制信號(hào)804以對(duì)應(yīng)于預(yù)定時(shí)鐘頻率的速率而被更新。 控制器800的輸入是比值R的倒數(shù)，如參考圖5所定義的。在放大器級(jí)760的實(shí)例中使用 根據(jù)圖8的控制器可因此允許節(jié)省分頻器720。在時(shí)鐘信號(hào)108的每個(gè)信號(hào)邊沿在累加器 806中比值mF被累加。原則上，在時(shí)鐘信號(hào)108的下一周期時(shí)間中當(dāng)累加值超過1時(shí)將必 然產(chǎn)生溢出。圖9以與圖3和4的表示相對(duì)應(yīng)的表示說明了定時(shí)圖。第一行表示時(shí)間基準(zhǔn) 302,第二行時(shí)鐘信號(hào)108,第三行810說明了對(duì)于時(shí)鐘信號(hào)108的每個(gè)隨后的時(shí)鐘周期的預(yù) 定時(shí)鐘頻率和期望可選頻率的比值。圖9的第四行812說明了由累加器806提供的累積分 數(shù)。原則上，累積分?jǐn)?shù)812的溢出將發(fā)生在從現(xiàn)在到時(shí)鐘信號(hào)108的下一周期時(shí)間或周期。
[0050] 由于積分器806在由時(shí)鐘信號(hào)108的上升沿給出的時(shí)刻確定積分分?jǐn)?shù)812,借助控 制器800來計(jì)算延遲時(shí)間，即當(dāng)假定的連續(xù)積分信號(hào)穿過兩個(gè)隨后的時(shí)鐘邊沿之間的1的 時(shí)間。這對(duì)應(yīng)于當(dāng)連續(xù)相函數(shù)穿過2 31的時(shí)間。然而，積分器804的值在溢出前后都是已知 的。即，溢出的時(shí)刻可通過線性插值被計(jì)算。特別地，相應(yīng)的延遲信號(hào)對(duì)應(yīng)于（i-accuk)/ R。該計(jì)算在目前的累積值加上目前的比值超過1時(shí)被執(zhí)行。為了執(zhí)行這個(gè)計(jì)算，分頻器 812接收計(jì)算（I-ACCUK)的結(jié)果，其為（l-mf+1)作為第一輸入，以及當(dāng)前的比值或頻率字mf 作為第二輸入。雖然可對(duì)于時(shí)鐘信號(hào)108的每個(gè)時(shí)鐘周期執(zhí)行分頻，當(dāng)溢出被確定時(shí)計(jì)算 的結(jié)果僅被轉(zhuǎn)發(fā)給延遲元件204。在圖8的特定實(shí)施方式中，這通過提供分頻結(jié)果到FIFO 814來實(shí)現(xiàn)，F(xiàn)IF0814的輸入或輸出由在累積的頻率字mF+1超過1時(shí)產(chǎn)生的溢出或進(jìn)位816 的存在而被觸發(fā)。
[0051] 圖8僅是關(guān)于控制器的進(jìn)一步實(shí)例如何可以被實(shí)現(xiàn)的一個(gè)特定實(shí)例，其以對(duì)應(yīng)于 時(shí)鐘信號(hào)108的預(yù)定時(shí)鐘頻率的速率更新時(shí)間指示信號(hào)802和延遲控制信號(hào)804。在放大 器級(jí)760中使用根據(jù)圖8的實(shí)例可允許忽略分頻器720,同時(shí)引入較低精度的分頻器812。 降低使用的分頻器的精度增加了效率。
[0052] 總結(jié)此處描述的一些實(shí)例，固定高頻振蕩器可與分頻器和數(shù)控延遲一起使用以緩 和傳統(tǒng)方法的權(quán)衡，并使具有寬靜態(tài)輸出頻率范圍的頻率合成器成為可能，且其仍然可以 被快速調(diào)制并具有大范圍。該實(shí)例可被純數(shù)字化地實(shí)現(xiàn)并因此充分受益于未來的技術(shù)擴(kuò) 展。例如，延遲元件和它們的相關(guān)固有延遲隨著先進(jìn)的處理節(jié)點(diǎn)而降低，先進(jìn)的處理節(jié)點(diǎn)可 帶來由數(shù)控延遲元件可實(shí)現(xiàn)的提高的延遲精度。此外，實(shí)現(xiàn)該純數(shù)字化實(shí)例避免了當(dāng)多個(gè) 并行通道在不同頻率下運(yùn)行時(shí)的牽引效應(yīng)和聲道串?dāng)_。那些效果典型地可使用模擬電路等 而出現(xiàn)。在一些實(shí)施方式中，多模分頻器被用于從具有可高于最高輸出頻率的恒定頻率的 輸入時(shí)鐘創(chuàng)建粗糙頻率調(diào)制時(shí)鐘。具有一個(gè)輸入時(shí)鐘或周期或更多輸入時(shí)鐘或周期的最大 延遲變化的數(shù)控延遲線被用來將粗糙分頻器輸出的位置轉(zhuǎn)移到合成給定的輸出頻率所需 的精確位置。到該電路的輸入為，在合成信號(hào)的輸出時(shí)鐘的每個(gè)時(shí)鐘邊沿處的，歸一化為輸 入時(shí)鐘周期的請(qǐng)求輸出周期。該歸一化周期的分?jǐn)?shù)余數(shù)在積分器中被積分，積分器在1溢 出。積分器值正驅(qū)動(dòng)數(shù)控延遲線并且歸一化周期的整數(shù)部分正驅(qū)動(dòng)多模分頻器。如果積分 器發(fā)生溢出，該整數(shù)部分增加1。
[0053] 圖10示意性地說明了包括具有放大器級(jí)760的放大器級(jí)的移動(dòng)通信設(shè)備或移動(dòng) 電話或用戶終端設(shè)備1000。放大器級(jí)760中的相位調(diào)制信號(hào)通過如此處描述的合成器600 的實(shí)例被提供。
[0054] 圖11說明了用于產(chǎn)生以可選頻率振蕩的合成信號(hào)的方法1100的實(shí)例的流程圖。 該方法包括識(shí)別（1110)第一時(shí)刻，該第一時(shí)刻相對(duì)于以預(yù)定時(shí)鐘頻率振蕩的時(shí)鐘信號(hào)的 第一信號(hào)邊沿而被延遲。
[0055] 該方法進(jìn)一步包括提供（1120)第二信號(hào)邊沿，該第二信號(hào)邊沿相對(duì)于第一時(shí)刻 而被延遲，從而使得該第二信號(hào)邊沿在對(duì)應(yīng)于合成信號(hào)的信號(hào)邊沿的第二時(shí)刻被提供。
[0056] 雖然前面的實(shí)例主要針對(duì)其對(duì)于移動(dòng)通