專利名稱：一種用于信道辨識和符號同步的綜合方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種數據通信技術，更確切地說是涉及一種用于信道辨識和符號同步的綜合方法，應用于離散多音(DMT:Discrete Multi Tone)或編碼正交頻分復用(COFDM:Coded orthogonal Frequency Division Multiplexing)調制解調系統中的信道辨識與符號同步。
附

圖1示出一種實現離散多音(DMT)、編碼正交頻分復用(COFDM)系統最起碼的結構，信道20的兩側分別是發(fā)送端10和接收端30。
發(fā)送端10輸入串行數據，包括有串/并變換器11、編碼映射器12、反富里哀變換(IFFT)調制器13、并/串變換器14和數/模、低通濾波器(D/A、LPF)15。在發(fā)送端10，信道在頻域被等間隔地分成若干子信道，且各子信道間彼此正交，每個子信道都進行相應的正交幅度調制(QAM)映射，再對由QAM映射得到的頻域數據作共軛擴展并通過IFFT變換完成調制，從而得到虛部為零、只有實部的時域信號，最后經數/模、低通濾波器(D/A、LPF)轉換后發(fā)送到信道20上。圖中經過調制器13的IFFT變換獲得的一系列數據稱為一個符號。
接收端30完成發(fā)送端10的逆操作，包括有低通濾波器、模/數轉換器(LPF、A/D)31、串/并變換器32、富里哀變換(FFT)解調器33、頻域均衡器34、譯碼判決器35和并/串變換器36，并/串變換器36輸出串行數據。經過信道20傳輸后的信號通過LPF、A/D變換后獲得數字信號，經過串/并變換后將一系列數據重新組合成一個符號，然后經過FFT解調后得到各個子信道的頻域數據。由于子信道較多，每個子信道內的頻譜可看成近擬平坦，所以頻域均衡器34中可以將每個子信道的頻域系數乘上一個單抽頭的復系數來抵消由信道傳輸造成的失真，進行頻域均衡，經頻域均衡后再經過譯碼判決、并/串轉換，就可獲得由發(fā)送端發(fā)送的原始數據。
在上述調制、解調技術中的關鍵技術包括正確抵消信道失真(由信道自身的特性決定)和正確確定符號的邊界。要正確抵消信道失真就要正確估計信道，即信道的辨識；要正確確定符號邊界就要有正確的符號同步。這就是本發(fā)明所要涉及的信道辨識與符號同步問題。
在有線通信領域，信道的變化一般比較緩慢，因此，為便于分析，通?？蓪⑿诺揽闯墒且粋€線性時不變的系統。假設在發(fā)送端循環(huán)地發(fā)送由已知偽隨機序列映射得到的頻域數據Xi(k)，用i、g分別代表第i個、第g個符號，k代表第k個子信道，則頻域數據X(k)可表示為Xi(k)=Xg(k)=X(k)……(i≠g)假設信道的頻域響應為H(k)，在接收端經過FFT解調得到的數據為Yi(k)，則可將Yi(k)表示為Yi(k)=Xi(k)H(k)+Ni(k)……(1)式中Ni(k)代表信道噪聲，對(1)式兩端求統計次數為N的平均，獲得1NΣiYi(k)=1NΣiXi(k)H(k)+1NΣiNi(k)----(2)]]>通常信道噪聲的平均值為零，所以可將(2)式進一步變?yōu)?NΣiYi(k)=X(k)H(k)]]>H(k)=(1NΣiYi(k))/X(k)……(3)]]>由(3)式可獲得信道的頻域響應H(K)，再對(3)式取倒數，就可得到頻域均衡器的抽頭系數Q(k)，用于抵消信道的傳輸失真，即表示為Q(k)=1/H(k)……(4)以上分析都是在符號嚴格同步的條件下進行的。
符號同步的一種方法是通過偽隨機序列的相關性來搜索同步符號的位置，但這需要知道信道的頻域響應，并抵消掉信道的失真后才能進行相關搜索，由此看來，信道辨識與符號同步是互為前提的，現有技術的狀況是將信道辨識與符號同步分別作為一個問題而完全獨立開來考慮，即先采取一種近似的方法作符號同步，然后再作信道辨識。
其具體作法是設符號同步的偏差為Δt，符號周期為T，則第i符號表現在第k個子信道上的頻域特性就是一定角度的旋轉，其旋轉的角度與子信道號k(頻率)成正比，可表示為Hi(k)=H(k)ej2πkΔt/T……(5)(式中j是虛部符號)在此對其作一近似的假定，假定相鄰子信道的頻域特性的幅度和相角近似相同，即H(k)≈H(k+1)……(6)于是Hi(k)Hi*(k+1)=H(k)H*(k+1)e-j2πΔt/T……(7)由(6)、(7)式得Hi(k)Hi*(k+1)=｜H(k)｜2e-j2πΔt/T……(8)(8)式中*表示取復數的共軛，‖表示取復數的模，其中2πΔt/T是只與同步偏差Δt有關的相角，該相角與信道特性無關，因而就不存在必須先求得絕對信道特性才可求得符號同步的問題，而根據(8)式得到的相角就可計算出符號同步偏差Δt，也就可完成符號同步。
雖然上述方法在某些應用場合的效果較好，但卻有明顯的缺陷由于(6)式是在近似假定的條件下作出的，只有在信道條件較好時才可被接受，而當信道條件較差時，如距離較長、線徑不同、橋接抽頭較多時，相鄰信道的變化是比較劇烈的，此時由(6)式引入的誤差就不能夠再忽略了；此外，更重要的是，該方法中同步符號的位置是死的，同步到了沖激響應能量最高的位置，不能夠靈活調節(jié)，而在有些應用場合，如帶循環(huán)前綴的情況，還不希望同步到該位置，從而導致該方法失去作用。
綜上所述，頻域均衡就是以每個子信道乘上一個單抽頭的復系數(簡稱抽頭系數)來抵消信道傳輸造成的失真，而要正確地抵消信道傳輸造成的失真就需有正確的信道辨識和符號同步，現有技術中的方法是將信道辨識和符號同步獨立開來考慮的，不僅增加了技術復雜度，而且在通信系統中加有循環(huán)前綴CP的情況下，現有技術的符號同步方法找到的還不是同步符號的最佳位置，而在通信系統中末加有循環(huán)前綴CP時，由于人為地作了一些近似的假定，所找到的也僅僅是同步符號的近似最佳位置?，F有技術的方法在考慮符號同步時均沒有抓住問題的本質，所以只能在某些特殊情形下才能給出符號同步近似最佳位置，而在另外情況下則距離最佳位置甚遠。
本發(fā)明的目的是設計一種用于信道辨識和符號同步的綜合方法，可綜合解決離散多音或編碼正交頻分復用調制解調系統頻域均衡中的信道辨識和符號同步問題。
本發(fā)明的目的是這樣實現的一種用于信道辨識和符號同步的綜合方法，其特征在于包括在發(fā)送端循環(huán)發(fā)送由已知偽隨機序列映射得到的頻域數據，在接收端得到帶有同步偏差Δt的信道頻域響應Hi(k)，k代表第k個子信道，t為時間；對得到的信道頻域響應Hi(k)序列作反富里哀變換，得到信道時域沖激響應hi(t)；以循環(huán)前綴CP的長度為時間窗的窗口長度，在得到的信道時域沖激響應hi(t)中作循環(huán)搜索，直到找到窗口能量最大的位置，將此時窗口的起點定為符號同步的位置；在信道時域沖激響應hi(t)的起點到窗口起點的距離為Δt1時，對信道時域沖激響應hi(t)以符號周期T為周期、以Δt1為步長作循環(huán)移位，獲得經過符號同步調整后的信道沖激響應h(t)；將信道頻域響應Hi(k)作線性相位旋轉，得到經過符號同步調整后的信道頻域響應H(k)；對該信道頻域響應H(k)求倒數獲得頻域均衡器的抽頭系數Q(k)，用于抵消信道的失真。
所述的帶有同步偏差Δt的信道頻域響應Hi(k)可表示為Hi(k)=H(k)ej2πkΔt/T。
所述信道時域的沖激響應hi(t)是信道真實沖激響應，是以符號周期T為周期、以同步偏差Δt為步長作循環(huán)移位的結果。
所述的以循環(huán)前綴CP的長度為時間窗的窗口長度，在無循環(huán)前綴時的窗口長度定為1。
所述的經過符號同步調整后的信道頻域響應H(k)可表示為H(k)=Hi(k)e-j2πkΔt/T。
本發(fā)明的方法，綜合考慮了信道辨識和符號同步問題，并在方法中運用了能量判決的措施，無論通信系統中是否加有循環(huán)前綴，都能準確地得到符號同步的最佳位置，同時得到信道辨識的準確結果，使原來的一個互相制約的兩難問題獲得了統一及圓滿的解決。本發(fā)明的方法，從問題的本質出發(fā)考慮問題，是針對信道的沖激響應并運用能量判決的新穎方法進行綜合考慮，無論在什么樣的情形下都能找到符號同步的最佳位置，并同時完成信道辨識。
下面結合實施例及附圖進一步說明本發(fā)明的方法。
圖1是離散多音DMT及編碼正交頻分復用COFDM系統的實現框2是信道中沖激響應的示意曲線1說明前已述及，不再贅述。
參見圖2示意的信道沖激響應曲線，以進一步比較說明背景技術方法的缺陷及本發(fā)明方法的優(yōu)越性所在。
由于信道總是帶限的，頻譜不可能無限寬，所以信道沖激響應h(t)總有一定的拖尾長度，會對臨近的符號造成碼間串擾(ISI)。在DMT或COFDM系統中，如果能夠保證信道上的數據能以符號間隔為周期循環(huán)，就可消除符號間的干擾。所以在這類系統中通常在發(fā)送端加上一定長度的循環(huán)前綴(CP)，再在接收端去掉該循環(huán)前綴，使信道上傳輸的數據為近似循環(huán)。在類似銅雙絞線的傳輸信道上，由于信道的拖尾一般較長，即使加了循環(huán)前綴(CP)，也很難將符號間的干擾去除干凈，所以符號同步的作用就是選擇一個合適的位置，使符號間的相互干擾最小，但是，有、無循環(huán)前綴(CP)，卻能使符號同步的位置有很大的不同。
在無循環(huán)前綴(CP)時，應將符號同步于圖2中的M點，即信道沖激響應能量最大的位置，此時對M點以外的響應都是對臨近符號的干擾，由于M點能量最大，所以當同步到M點時，符號間的干擾達到最小。在有循環(huán)前綴(CP)時，由于須在接收端將CP去掉，不讓其參與數據處理，所以CP所受到的干擾可不予以考慮。此時可這樣考慮符號同步的位置以循環(huán)前綴(CP)的長度為時間窗的長度在信道的沖激響應上作截取，如圖2中由C、P兩點所截取出來的時間窗口，將符號同步的位置定在該時間窗口的起點C，時間窗口內的能量為循環(huán)前綴(CP)所受到的干擾，它不會影響通信質量，越大越好，而時間窗口外的能量則為對臨近符號的干擾，應越小越好。本發(fā)明的解決信道辨識和符號同步的綜合方法就是基于這種分析作出的。
1．首先，按照前面的分析，利用已知偽隨機序列映射得到帶有同步偏差Δt的信道頻域響應Hi(k),Hi(k)=H(k)ej2πkΔt/T，k代表第k個子信道，t為時間；2．對得到的信道頻域響應Hi(k)序列作IFFT變換，得到信道時域沖激響應hi(t)，由于有同步偏差Δt，所以該信道時域的沖激響應hi(t)是信道真實沖激響應，是以符號周期T為周期、以同步偏差Δt為步長作循環(huán)移位的結果；3．以循環(huán)前綴CP的長度為時間窗的窗口長度，如果無循環(huán)前綴，則時間窗的窗口長度定為1，在由步驟2得到的信道時域沖激響應hi(t)中作循環(huán)搜索，直到找到窗口能量最大的位置，將此時窗口的起點定為符號同步的位置；4．假設由信道時域沖激響應hi(t)的起點到窗口起點的距離為Δt1，將信道時域沖激響應hi(t)以符號周期T為周期、以Δt1為步長作循環(huán)移位，就可獲得經過符號同步調整后的信道沖激響應h(t)；
5．將信道頻域響應Hi(k)作一線性相位的旋轉，即令H(k)=Hi(k)e-j2πkΔt/T，得到經過符號同步調整后的信道頻域響應H(k)；6．再對該經過符號同步調整后的信道頻域響應H(k)求倒數，獲得頻域均衡器的抽頭系數Q(k),Q(k)=1/H(k)，用于抵消信道的失真。
本發(fā)明的方法是應用能量判決的準則實現信道頻域響應和信道時域沖激響應的辨識以及同步符號邊界的定位的。將本發(fā)明的方法應用于本申請人的非對稱性數字用戶環(huán)路(ADSL)通信系統中，信道使用不同規(guī)格的雙絞線線路，將采用背景技術的方法和應用本發(fā)明的方法所得到的幾何信噪比S/N列表比較如下，式中線路線徑部分的24表示0.55mm,26表示0.4mm
從上表數據可以看出，應用本發(fā)明的方法可比背景技術方法至少在幾何信噪比方面改善10dB以上，而這種改善也并未要求付出更多的處理開銷，相反還降低了算法的復雜程度。
權利要求
1．一種用于信道辨識和符號同步的綜合方法，其特征在于包括在發(fā)送端循環(huán)發(fā)送由已知偽隨機序列映射得到的頻域數據，在接收端辨識得到帶有同步偏差Δt的信道頻域響應Hi(k),k代表第k個子信道，t為時間；對得到的信道頻域響應Hi(k)序列作反富里哀變換，得到信道時域沖激響應hi(t)；以循環(huán)前綴CP的長度為時間窗的窗口長度，在得到的信道時域沖激響應hi(t)中作循環(huán)搜索，直到找到窗口能量最大的位置，將此時窗口的起點定為符號同步的位置；在信道時域沖激響應hi(t)的起點到窗口起點的距離為Δt1時，對信道時域沖激響應hi(t)以符號周期T為周期、以Δt1為步長作循環(huán)移位，獲得經過符號同步調整后的信道沖激響應h(t)；將信道頻域響應Hi(k)作線性相位旋轉，得到經過符號同步調整后的信道頻域響應H(k)；對該信道頻域響應H(k)求倒數獲得頻域均衡器的抽頭系數Q(k)，用于抵消信道的失真。
2．根據權利要求1所述的一種用于信道辨識和符號同步的綜合方法，其特征在于所述的帶有同步偏差Δt的信道頻域響應Hi(k)可表示為Hi(k)=H(k)ej2πkΔt/T。
3．根據權利要求1所述的一種用于信道辨識和符號同步的綜合方法，其特征在于所述信道時域的沖激響應hi(t)是信道真實沖激響應，是以符號周期T為周期、以同步偏差Δt為步長作循環(huán)移位的結果。
4．根據權利要求1所述的一種用于信道辨識和符號同步的綜合方法，其特征在于所述的以循環(huán)前綴CP的長度為時間窗的窗口長度，在無循環(huán)前綴時的窗口長度定為1。
5．根據權利要求1所述的一種用于信道辨識和符號同步的綜合方法，其特征在于所述的經過符號同步調整后的信道頻域響應H(k)可表示為H(k)=Hi(k)e-j2πkΔt/T。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種綜合解決DMT或COFDM調制解調系統中信道辨識和符號同步問題的方法,應用能量判決的準則實現。包括:得到帶有同步偏差Δt的信道頻域響應Hi(k);得到信道時域沖激響應hi(t);以循環(huán)前綴的長度為時間窗口長度,在hi(t)中作循環(huán)搜索找窗口能量最大的位置并將其起點定為符號同步的位置;對hi(t)作循環(huán)移位,獲得經符號同步調整的信道沖激響應h(t);將Hi(k)作線性相位旋轉,得到經符號同步調整的信道頻域響應H(k);對H(k)求倒數獲得頻域均衡器的抽頭系數Q(k)。
文檔編號H04B3/50GK1325190SQ00107549
公開日2001年12月5日 申請日期2000年5月18日 優(yōu)先權日2000年5月18日
發(fā)明者胡峻嶺 申請人:華為技術有限公司