專利名稱：在數(shù)字接收器和數(shù)字發(fā)射器中用于自適應比特分辨率的方法和裝置的制作方法
背景技術(shù)：
本發(fā)明涉及用于自適應比特分辨率的方法和裝置。更具體地說，本發(fā)明涉及在數(shù)字接收器和/或數(shù)字發(fā)射器中用于自適應比特分辨率的方法和裝置。
現(xiàn)代的通信系統(tǒng)(比如蜂窩和衛(wèi)星無線電系統(tǒng))應用各種不同的操作模式(模擬、數(shù)字、雙模式，等)和存取技術(shù)比如頻分多路存取(FDMA)、時分多路存取(TDMA)、碼分多路存取(CDMA)以及這些技術(shù)的混合技術(shù)。
在FDMA系統(tǒng)中，給每個信道指定一特定的頻率。在TDMA系統(tǒng)中，在相同的頻率上給每個信道指定在周期性時間間隔串中的特定的時隙。時隙的每個周期稱為一幀。在CDMA系統(tǒng)中，不同的用戶、基站(BS)和服務以唯一的擴展序列/碼彼此分開。
附

圖1A所示為實例性蜂窩移動無線電話系統(tǒng)的方塊圖，其包括實例性基站110和移動電話120。這些基站包括控制和處理單元130，該控制和處理單元130連接到移動交換中心(MSC)140，該移動交換中心140又連接到公用電話交換網(wǎng)絡(PSTN)(未示)。這種蜂窩無線電話系統(tǒng)的基本內(nèi)容在本領(lǐng)域中是公知的?；?10通過聲音信道收發(fā)器150處理許多聲音信道，該聲音信道收發(fā)器150受控制和處理單元130控制。此外，每個基站包括控制信道收發(fā)器160，該控制信道收發(fā)器160能夠處理一個以上的信道?？刂菩诺朗瞻l(fā)器160由控制和處理單元130控制。控制信道收發(fā)器160在基站的控制信道或網(wǎng)絡上將控制信息廣播到鎖定在該控制信道的移動電話。將會理解的是收發(fā)器150和160可以以單個的裝置(象聲音和控制收發(fā)器170一樣)實施，以便應用共享相同的無線電載波的控制和業(yè)務信道。
移動電話120在它的聲音和控制收發(fā)器170的控制信道上接收信息廣播。然后，處理單元180評估所接收的控制信道信息并確定移動電話應該鎖定在哪個網(wǎng)絡上，該控制信道信息包括移動電話將要鎖定到的網(wǎng)絡的特性。
在典型的數(shù)字蜂窩收發(fā)器(例如移動電話)中，在模擬到數(shù)字轉(zhuǎn)換器(ADC)中對所接收的模擬波形信號進行數(shù)字化，并應用數(shù)字到模擬轉(zhuǎn)換器(DAC)從數(shù)字信號中產(chǎn)生要發(fā)射的模擬波形。
附圖1B所示為例如可以包括在收發(fā)器170中的常規(guī)的接收器。為便于理解在附圖1B中所描述的接收器以簡化的形式示出。應該理解的是常規(guī)的接收器還包括沒有示出或描述的其它元件。在附圖1B中所示的接收器包括帶寬為B的頻率選擇濾波器172(代表在接收器中的總的選擇性)和ADC174。所接收的信號通過濾波器172進行濾波，以消除干擾信號，得到信號x(t)＝s(t)+nin(t)，這里s(t)表示所需的輸入信號，nin(t)表示噪聲。信號x(t)在ADC174中轉(zhuǎn)換為數(shù)字形式，該ADC174包括采樣器176和量化器178。采樣器176根據(jù)時鐘采樣頻率將該信號的時間連續(xù)部分轉(zhuǎn)換為時間離散的形式，量化器178通過將幅值域量化為細小數(shù)量的固定的可識別的電平而將該信號的幅值連續(xù)的部分轉(zhuǎn)換為幅值離散的信號，每個電平間隔距離Q。量化的過程是不可逆的，因為不管量化電平Q如何細小，每個量化的幅值都具有±Q/2的不可分辨的不確定度。因此，所有的量化的信號都不可避免地具有量化噪聲。
通過如下的參數(shù)至少可部分地確定接收器ADC比特分辨率輸入信號的質(zhì)量降低多大是可接受的，例如，通過在產(chǎn)生一定的所需的比特誤差率(BER)的輸出信號中的信號噪聲比(SNR)或信號干擾比(SIR)。為了方便，在下文的描述中使用縮寫SNR表示熱噪聲或干擾噪聲。參考附圖1B，經(jīng)濾波的輸入信號x(t)的SNR是SNRin，ADC的SNR是SNRadc，以及所得的數(shù)字信號的SNR為SNRtotadc。
附圖2所示為在接收器中的信號和噪聲電平。在附圖2中，Pnin是輸入噪聲信號nin(t)的功率，Ps是輸入信號s(t)的功率，Dqadc是ADC的量化噪聲功率，Pntot是總的噪聲輸入功率，即Pnin+Dqadc，Px是經(jīng)濾波的信號x(t)的功率。此外在附圖2中還示出了SNRin、SNRadc和SNRtotadc。從附圖2中可以看到SNRin是Ps/Pin的比率，SNRadc是Px/Dqadc的比率，SNRtotadc是Ps/Pntot的比率。所有的這些值都以分貝(dB)給出。
需要注意的是，在本實例中，SNRin和SNTtot都為負。在所有的實例中，假設(shè)得到可接受的BRE的最小的SNR為負。這在CDMA接收器中是一種正常情況，在這種情況中在模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換之后所接收的信號的去擴展(despreading)將SNR增加到處理增益(PG)倍。
通過下式描述通過ADC所轉(zhuǎn)換的信號的最小SNR(SNRadcmin)，對于一定的性能(BER)該最小SNR產(chǎn)生了最小的可接受的SNRtotadcminSNRadcmin=10log{10SNRin10+110SNRin-SNRtotadcmin10-1}-----(1)]]>對于大的負SNRin(即，基本為高斯噪聲的輸入信號)，公式(1)可以簡化為SNRadcmin=10log{110Δ10-1}------(2)]]>這里Δ是SNRin的質(zhì)量下降，即Δ＝SNRin-SNRtotadcmin。
通過下式可以計算由于離散信號x(k)的量化的SNRadcSNRadc=σx2Dqadc-----(3)]]>這里Dqadc=Σi-1M∫xi-1x1(x-mi)2•p(x)dx-----(4)]]>這里σx2是信號x(t)的功率，M是在ADC中的量化電平的數(shù)量(M＝2r，r＝比特數(shù))，mi是量化的電平，xi是判決電平(如果xi-1＜(k)＜xi，則x(k)可以以mi近似)，p(x)是輸入信號的概率密度函數(shù)，它可以通過高斯分布(這種分布通常是在CDMA接收器的情況中)近似X∈N(0，σ)或可以連續(xù)地估計該分布。
表1所示為產(chǎn)生高斯信號的最佳的均勻量化的SNRadc的實例性值和相應的比特分辨率。在John G.Proakis的DigitalCommunicationsp.116(3rd ed.1995)中描述了這種情況。
表1對于均勻的量化和大數(shù)量的量化電平，等式4可以作如下近似Dqadc=Δq212-----(5)]]>這里Δq是量化級大小，即Δq＝xi-xi-1。
在附圖3中繪制了根據(jù)等式2的所要求的SNRadcmin和所允許的SNRin的下降Δ的曲線。例如，從附圖3中可以看出，如果SNRin的0.1分貝的下降是可接受的則要求最小的16分貝的SNRadc。基于表1，這要求在量化器中四比特的分辨率。
在附圖4A中繪制了根據(jù)等式1的產(chǎn)生-6分貝的SNRtotadc的SNRadc和SNRin的曲線(對于10-3的BER，在1024ksps下-3分貝的Eb/No，4.1兆赫茲的帶寬B)。在附圖4A中，根據(jù)等式1繪制了從1到6比特量化的SNRadc曲線。
通常通過最壞的情況確定ADC的分辨率，即在所希望的輸入信號s(t)的功率低時，得到低的SNRin。設(shè)置分辨率以使量化噪聲功率Dqadc比熱噪聲Pn的功率小得多。
例如，假設(shè)SNRin＝9分貝是產(chǎn)生一定的BER的最小的SNR(SNRmin)。然后，為不使性能降低超過0.1分貝，SNRadcmin必需為16分貝(從附圖3)+9分貝＝25分貝。為實現(xiàn)25分貝的SNRadc，則參考表1，ADC的比特分辨率必需至少為5比特。這就產(chǎn)生大約9分貝的SNRtotadc。這從附圖4B中可以看出，附圖4B所示為與SNRtotadc相關(guān)的SNRadc。
現(xiàn)在假設(shè)輸入信號s(t)的功率高，得到高的SNRin。如附圖4C所示，SNRtotadc將遠高于9分貝，假定應用與在s(t)低時相同的比特分辨率。如果設(shè)計最壞的情況的分辨率，如果SNRin高則SNRtotadc將太好了。因此，需要降低分辨率以將SNRtotadc恒定保持在產(chǎn)生可接受的BER的電平。
此外，所要求的ADC分辨率也取決于除了SNR以外的不同的因素，包括輸入電平范圍、是否在接收器應用自動增益、自動增益的精度(保持輸入電平恒定的情況如何)、自動增益的速度(隨后的衰減如何)、量化噪聲降低接收器的總的噪聲因素的程度以及所接收的信號的峰值因數(shù)。這些因素還都應該考慮。
類似于在ADC中的分辨率，通過不同的因素確定DAC的比特分辨率，包括可容許的量化噪聲的大小、必需調(diào)制的精度(關(guān)于相位誤差或誤差矢量幅值)以及要發(fā)射的信號的波峰因數(shù)。
附圖5A所示為常規(guī)的發(fā)射器，該發(fā)射器可以包括在例如收發(fā)器(比如收發(fā)器170)中。在附圖5A中所示的發(fā)射器包括波形形成器(WFG)510和DAC520。在WFG510中產(chǎn)生具有r比特的數(shù)字信號sd(t)。通過DAC520將這個信號轉(zhuǎn)換為模擬波形sc(t)。DAC520具有信號噪聲比SNRdac，所得的模擬信號具有信號噪聲比SNRtotdac。
D/A轉(zhuǎn)換的原理類似于A/D轉(zhuǎn)換的原理。在D/A轉(zhuǎn)換中，從具有有限的幅值分辨率的離散波形中近似具有無限幅值分辨率的連續(xù)的波形。
在D/A轉(zhuǎn)換和A/D轉(zhuǎn)換之間的差別在于SNRtotdac僅取決于信號的量化。在發(fā)射器中的量化噪聲是由在WFG510和DAC520中的量化所產(chǎn)生的。此外，在D/A轉(zhuǎn)換中，要量化的信號并不按高斯函數(shù)近似。實際上，通過發(fā)射器可以完全地得到要在DAC中要量化的信號的幅值分布P(x)。
為確定SNRtotdac，將SNRtotdac替代SNRtotadc，Dqdac替代Aqadc，等式3和4有效。在DAC520中的比特分辨率不必與在WFG510中的比特分辨率相同。
根據(jù)等式3和4，量化噪聲取決于該信號的統(tǒng)計。
假設(shè)量化噪聲保持恒定，與具有較低的峰值因數(shù)的信號相比，具有較高的峰值因數(shù)的信號要求更大數(shù)量的比特。為看清這其中的原因，有利的是參考附圖5B和5C，附圖5B和5C分別示出了具有不同的形狀和具有相同的功率σx2的峰值因數(shù)的信號x1(t)和x2(t)。對于具有大的峰值因數(shù)的信號x2(t)，必需要求量化不截斷該信號。然而，在大多數(shù)的時間里該信號x2(t)是小的。為以給定的精度表示小的部分，要求小的量化區(qū)間。同時，該范圍必需大以不造成截斷。這種大的范圍和小的量化區(qū)間意味著要求大的比特分辨率。
峰值因數(shù)Fc可以定義如下Fc=ApeakArms=max|x(t)|1T•∫0Tx2(t)dt------(6)]]>這里，T是所發(fā)射的信號的周期，Apeak是所發(fā)射的信號的峰值幅值，以及Arms是該幅值的有效值。
所發(fā)射的信號的峰值因數(shù)取決于調(diào)制格式。在特定的系統(tǒng)中的發(fā)射器可以以不同的模式運行，每種模式都具有不同的調(diào)制格式。因此，在某些模式中，峰值因數(shù)可以很低，使得可以使用較低的比特分辨率，而在其它的模式中峰值因數(shù)可能較高，要求較高的比特分辨率。
通常，設(shè)置比特分辨率和量化電平以對付最糟糕的情況，即使這種情況對應于在實際中幾乎不使用的模式。
表2所示為在發(fā)射器中要求不同的比特分辨率的不同的業(yè)務情況的實例。
高的比特分辨率消耗電流。為保持電流消耗盡可能地低，重要的是在收發(fā)器中應用盡可能低的比特分辨率。對于降低分辨率的每個比特大約將電流消耗減半。在需要高速轉(zhuǎn)換器的收發(fā)器中，例如，寬帶CDMA(WCDMA)蜂窩電話，轉(zhuǎn)換器是對總的電流消耗的主要貢獻者。因此重要的是保持在收發(fā)器中的量化以及其它的處理(比如采樣)中所使用的比特的數(shù)量盡可能地低。
發(fā)明概述因此本發(fā)明的一個目的是降低在收發(fā)器中的電流消耗。本發(fā)明的再一個目的是降低在收發(fā)器中的比特分辨率。通過自適應的方法和裝置實現(xiàn)這些目的和其它的目的。
根據(jù)本發(fā)明的一方面，將所接收的模擬信號轉(zhuǎn)換為數(shù)字形式。選擇器基于信號質(zhì)量選擇模擬到數(shù)字轉(zhuǎn)換的分辨率。信號質(zhì)量可以是信號噪聲比或信號干擾比。根據(jù)所接收的信號比所需要的信號的質(zhì)量好的程度選擇分辨率。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，將要發(fā)射的數(shù)字信號被轉(zhuǎn)換為模擬形式。基于要發(fā)射的信號的峰值因數(shù)選擇數(shù)字到模擬轉(zhuǎn)換的分辨率。峰值因數(shù)取決于要發(fā)射的信號的調(diào)制格式。
在接收器中可以執(zhí)行模擬到數(shù)字轉(zhuǎn)換，在發(fā)射器中可以執(zhí)行數(shù)字到模擬轉(zhuǎn)換。發(fā)射器和接收器可以分開或包括在具有自適應比特分辨率的收發(fā)器中。
附圖概述結(jié)合附圖通過閱讀本說明書的描述將會清楚本發(fā)明的特征、目的和優(yōu)點，在附圖中相同的參考標號表示相同的元件，在附圖中附圖1A所示為實例性的蜂窩移動電話系統(tǒng)；附圖1B所示為常規(guī)的接收器；附圖2所示為在接收器中的信號和噪聲電平；附圖3所示為SNRadcmin相對于SNRin的可接受的質(zhì)量降低(Δ)的曲線；附圖4A所示為對于給定的SNRtotadc SNRadc相對的SNRin的曲線；附圖4B和4C所示為常規(guī)的ADC分辨率選擇的實例；附圖5A所示為常規(guī)的發(fā)射器；
附圖5B和5C所示為具有相同的功率但不同的形狀和峰值因數(shù)的信號；附圖6A所示為根據(jù)本發(fā)明的一個實施例的實例性接收器；附圖6B所示為如何執(zhí)行基于導頻符號的SNR估計；附圖7所示為具有可適應的比特分辨率的實例性的r-比特FLASH轉(zhuǎn)換器；附圖8所示為根據(jù)本發(fā)明的發(fā)射器的方塊圖；附圖9所示為具有可適應的比特分辨率的實例性DAC；以及附圖10A和10B所示為分別在接收器和發(fā)射器中自適應比特分辨率的實例性的方法。
詳細描述雖然根據(jù)包含便攜式無線電話的蜂窩通信系統(tǒng)書寫詳細描述，但是本領(lǐng)域的熟練人員會理解的是申請人的發(fā)明還可以應用到其它的通信應用中。此外，雖然以CDMA系統(tǒng)和技術(shù)描述這些實例性的實施例，但是本領(lǐng)域的熟練人員同樣會理解的是本發(fā)明可以應用于任何通信系統(tǒng)(例如，TDMA系統(tǒng))。
根據(jù)本發(fā)明的實例性實施例，收發(fā)器具有可適應的比特分辨率。為方便解釋，下文分別描述接收器和發(fā)射器。然而，應該理解的是，接收器和發(fā)射器可以單獨實施或包括在具有可適應的比特分辨率的單個的收發(fā)器中。
根據(jù)本發(fā)明的第一方面，接收器具有可適應的比特分辨率。附圖6A所示為根據(jù)本發(fā)明的這一方面的接收器600的方塊圖。在解調(diào)器(例如IQ解調(diào)器610)中對所接收的信號進行解調(diào)，該解調(diào)器包括自動增益控制(AGC)放大器615。IQ解調(diào)器610將所接收的模擬信號向下變換為適當?shù)闹虚g頻率以進一步處理并將它從極化表示轉(zhuǎn)換為笛卡爾表示。然后對該信號進行放大并濾波以從帶有相關(guān)的不希望的頻譜部分的能量中抽取所接收的復合信號的所需的部分。
ADC620從IQ解調(diào)器610中將模擬I和Q信號轉(zhuǎn)換為每個包括r比特的數(shù)字信號。ADC620具有可變的分辨率，即能夠?qū)ζ溥M行調(diào)整以輸出n-比特量，這里n為任何數(shù)，例如2，4，8，16，32，等。
如果接收器是CDMA接收器，在執(zhí)行基于導頻SNR測量之前在去擴展器630中對信號進行去擴展。去擴展器630主要將輸入信號乘以(復)代碼并在符號周期內(nèi)對功率進行積分。
判決裝置640將來自去擴展器630的信號轉(zhuǎn)換為數(shù)字比特，例如通過對該信號進行組合并解碼，然后將該信號傳輸?shù)较掠蔚奶幚碓O(shè)備比如揚聲器(未示)。如果該系統(tǒng)是一種CDMA系統(tǒng)，則判決裝置640對該信號進行去擾頻。
可以以如下的方式將所接收的信號的信號質(zhì)量SNRin表示為ADC的比特分辨率和隨后的信號處理的函數(shù)SNR=EbNo•RbB------(7)]]>這里，Eb/No是每噪聲功率密度每比特所接收的能量，Rb是比特速率，以及B是接收器的噪聲帶寬。從公式(7)中可以看出，可以容許良好的輸入信號質(zhì)量、更高的量化噪聲以及較低的比特分辨率。
根據(jù)本發(fā)明的實例性實施例，可以基于所接收的信號質(zhì)量(例如SNR或SIR)選擇在ADC620中所接收的分辨率和隨后的信號處理。對于高的SNRin，低的比特分辨率足夠，得到較低的電流消耗。相反，對于低的SNRin，需要高的比特分辨率，產(chǎn)生高的電流消耗。
表3所示為根據(jù)所接收的信號質(zhì)量如何改變在ADC中的比特分辨率的實例。
表3當然，在表3中所給出的值僅為實例。在實際的應用中，可能的比特分辨率可能有許多，超過四比特。此外，在選擇比特分辨率的過程中考慮AGC控制的精度和速度以及信道衰減。
功率估計器650應用適合的算法估計所接收的信號的功率，例如應用如下的公式
σx2＝i2+q2(8)這里i2和q2分別是I和Q字的功率。通過AGC調(diào)整器690應用所估計的功率來調(diào)整AGC放大器615。AGC調(diào)整器690控制AGC放大器615的增益以在ADC中將信號能量(或干擾能量的噪聲)保持恒定。設(shè)定AGC基準增益以實現(xiàn)最佳的量化。
將會理解的是在附圖6A中所示的AGC接收器僅為實例。本發(fā)明并不限于僅應用于AGC接收器中。
SNR測量電路660估計SNRtotadc。SNR測量電路660例如可以是基于導頻的SNR測量電路，該測量電路基于在所發(fā)射的接收信號中的已知的導頻符號估計SNRtotadc。例如，參考附圖6B，已知的導頻符號序列表示為x，而所接收的符號以“·”表示。對每個·通過對在x和·之間的距離的平方進行平均并將這個相關(guān)到導頻矢量的長度α則可以估計SNRtotadc。應該理解的是還可以以其它任何適合的方式估計SNRin。
如果在ADC中調(diào)整比特分辨率，則在較高的SNRin下，ADC量化噪聲Dqadc相對于輸入噪聲不可忽略。因此，量化噪聲降低了SNRin的質(zhì)量。因此，必需對所測量的SNRtotadc進行補償以正確地反映SNRin。重要的是執(zhí)行這種補償，因為收發(fā)器比如移動電話通常給基站報告所接收的SNRin。參考附圖6，這種補償可以在補償器670中執(zhí)行。
SNR補償可以分兩步執(zhí)行。首先，確定不夠的比特分辨率的影響，即估計SNRadc。應用公式3和4可以計算SNRadc。在最簡單的情況下，假設(shè)輸入信號為高斯函數(shù)。基于這種假設(shè)，再次使用公式3和4從功率估計器650中所輸出的估計的信號功率(σx)2和ADC的量化噪聲Dqadc中可以計算SNRadc。其次，基于SNRadc和SNRtotadc從基于導頻的SNR測量電路660中通過對在公式1中的SNRin進行求解估計SNRin。
選擇器680選擇以數(shù)字的形式表示所接收的信號所需的比特數(shù)r。選擇器680確定所估計的SNRin比一定的SNRtotadminc好的程度。選擇器680可以包括用于此目的的減法器。例如應用在表3中給出的值根據(jù)在SNRin和SNRtotadcmin之間的差值選擇比特數(shù)。例如可以將這些值存儲在選擇器680的查詢表中。例如，如果SNRin是比一定的BER的所需的SNRtotadc好3分貝，所選擇的比特數(shù)可以是1。在另一方面，如果SNR不好于任何所需的SNRtotadc，則所選擇的比特數(shù)可以是4。
雖然在附圖6A中示出了CDMA接收器，但是通過作少量的調(diào)整，例如刪除去擴展器630和從判決裝置640中消除去擾頻功能，本發(fā)明就可以應用于非CDMA接收器中。
在附圖6A中所示的每個ADC620以轉(zhuǎn)換器比如在附圖7中所示的轉(zhuǎn)換器實施。在附圖7中所示的轉(zhuǎn)換器700是具有可適應的比特分辨率的r比特FLASH轉(zhuǎn)換器。轉(zhuǎn)換器700包括M-1比較器710，這里M＝2r，r是所需的比特的最大數(shù)目。通過精確的電壓分壓器比如階梯電阻提供基準電壓。通過邏輯電路730接通和切斷適當?shù)谋容^器來控制比特分辨率。將轉(zhuǎn)換器700設(shè)計為最大所需的比特數(shù)，對于分辨率降低的每個步驟，將一個比特設(shè)置為零，從最低有效比特開始。邏輯電路720根據(jù)比特分辨率將比較器的輸出映射到輸出信號中。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，發(fā)射器具有可適應的比特分辨率。附圖8所示為根據(jù)本發(fā)明的這方面的發(fā)射器800的方塊圖。該發(fā)射器包括比特分辨率控制邏輯810、波形形成器(WFG)820和ADC830。WFG820將控制和數(shù)據(jù)信息比特映射到特定的波形。所產(chǎn)生的波形取決于要發(fā)射的信號的調(diào)制格式。DAC830將數(shù)字字元sdi(k)轉(zhuǎn)換為模擬波形。WFG820和DAC830的比特分辨率受比特分辨率邏輯電路810控制，控制邏輯810調(diào)整該分辨率以應用盡可能低的比特分辨率。為了容易實施，WFG820和DAC830的比特分辨率可以相同。可替換的是，設(shè)置WFG820的比特分辨率用于最糟糕的情況，根據(jù)調(diào)制格式可以修改DAC830的比特分辨率，例如根據(jù)要發(fā)射的信號的峰值因數(shù)。根據(jù)實例性的實施例，通過比特分辨率控制邏輯810選擇比特分辨率。
在發(fā)射器DAC830中，對于一定的SNR，當要發(fā)射的信號的峰值因數(shù)較低時，所需的分辨率比峰值因數(shù)較高時所需的比特分辨率更低?；谒鶓玫恼{(diào)制格式，峰值因數(shù)已知。例如，在WCDMA系統(tǒng)中，在發(fā)射器中使用多代碼時的峰值因數(shù)高于在使用單代碼時的峰值因數(shù)。在高的用戶數(shù)據(jù)比特率(例如384bps或更高)下使用多代碼。因此，對于單代碼調(diào)制格式，低的分辨率足夠，產(chǎn)生了低的電流消耗。對于多代碼調(diào)制格式，需要高的分辨率，導致高的電流消耗。然后將所得的模擬信號例如輸出到發(fā)射信號處理電路(例如隨后可能有脈沖整形濾波器的QPSK或Q-QPSK調(diào)制器)，通過發(fā)射功率放大器(未示)進行放大并最終耦合到天線(在附圖中也沒有示出)。
在附圖9中示出了具有可調(diào)整的比特分辨率的DAC的實例。在附圖9中所示的DAC包括控制邏輯910和包括開關(guān)920的R-2R電流比例階梯電路，從最高有效比特(MSB)到最低有效比特(LSB)的字的每個比特用一個。根據(jù)在二進制數(shù)字信號的每個比特中的數(shù)據(jù)通過控制邏輯910啟動開關(guān)920。電流輸出取決于二進制輸入。例如，當二進制輸入全部是1時產(chǎn)生最大的輸出電流。通過運算放大器930將輸出電流轉(zhuǎn)換為輸出電壓。這種類型的DAC的實例描述在Robert B.Northrop的文章Analog Electronic Circuits(Chap.14.2，pp.464-469(1990))中。
附圖10A和10B所示為分別在接收器和發(fā)射器中自適應比特分辨率的方法。參考附圖10A，在接收器中自適應比特分辨率的方法從步驟1000開始，在步驟1000中在附圖6中所示的ADC620中將所接收的模擬信號轉(zhuǎn)換到數(shù)字信號。接著，在步驟1010中，估計信號質(zhì)量例如SNRin。應用如上文所描述的補償電路670能夠估計SNRin。在步驟1020中，確定所估計的信號質(zhì)量比所需的信號質(zhì)量高多少，在步驟1030中，基于這種信息選擇比特分辨率。在選擇器680中可以執(zhí)行步驟1020和1030，選擇器680確定在所估計的SNRin和SNRtotadcmin之間的差值并基于這個差值選擇比特分辨率。
參考附圖10B，在步驟1040中開始在發(fā)射器中自適應比特分辨率的方法，在該步驟1040中基于數(shù)字信號的調(diào)制格式(例如峰值因數(shù))選擇比特分辨率。這個步驟在附圖8中所示的比特分辨率控制邏輯810中執(zhí)行。然后，在步驟1050中，將數(shù)字信號轉(zhuǎn)換為發(fā)射的模擬信號。這個步驟可以在DAC830中執(zhí)行。
雖然上文參考特定實施例已經(jīng)描述了本發(fā)明，但是本領(lǐng)域的熟練技術(shù)人員應該理解的是，在不脫離本發(fā)明的實質(zhì)特征的前提下本發(fā)明還可以以其它的特定形式實施。無論從哪方面看上文所描述的實施例都應該認為是實例性的而不是限制性的。
權(quán)利要求
1.一種接收器，包括將所接收的模擬信號轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號的模擬到數(shù)字轉(zhuǎn)換裝置；以及選擇轉(zhuǎn)換裝置的分辨率的選擇器，其中基于所接收的信號的質(zhì)量選擇該轉(zhuǎn)換裝置的分辨率。
2.如權(quán)利要求1的接收器，其中基于所接收的信號的信號噪聲比或信號干擾比選擇該分辨率。
3.如權(quán)利要求1的接收器，其中根據(jù)該信號質(zhì)量比所需要的信號質(zhì)量好的程度選擇轉(zhuǎn)換裝置的分辨率。
4.一種發(fā)射器，包括將數(shù)字信號轉(zhuǎn)換為用于發(fā)射的模擬形式的數(shù)字到模擬轉(zhuǎn)換裝置；以及選擇轉(zhuǎn)換裝置的分辨率的選擇器，其中基于發(fā)射的信號的峰值因數(shù)選擇該轉(zhuǎn)換裝置的分辨率。
5.如權(quán)利要求4的發(fā)射器，其中峰值因數(shù)取決于用于發(fā)射的信號的調(diào)制格式。
6.如權(quán)利要求4的發(fā)射器，其中峰值因數(shù)越高，所選擇的分辨率越高。
7.一種收發(fā)器，包括將所接收的模擬信號轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號的模擬到數(shù)字轉(zhuǎn)換裝置；將數(shù)字信號轉(zhuǎn)換為用于發(fā)射的模擬形式的數(shù)字到模擬轉(zhuǎn)換裝置；以及選擇轉(zhuǎn)換裝置的分辨率的選擇器，其中基于所接收的信號的質(zhì)量選擇該模擬到數(shù)字轉(zhuǎn)換裝置的分辨率，以及基于用于發(fā)射的信號的峰值因數(shù)選擇該數(shù)字到模擬轉(zhuǎn)換裝置的分辨率。
8.如權(quán)利要求7所述的收發(fā)器，其中基于所接收的信號的信號噪聲比或信號干擾比選擇模擬到數(shù)字轉(zhuǎn)換裝置的分辨率，以及根據(jù)調(diào)制格式選擇峰值因數(shù)。
9.如權(quán)利要求7所述的收發(fā)器，其中根據(jù)該信號質(zhì)量比所需要的信號質(zhì)量好的程度選擇模擬到數(shù)字轉(zhuǎn)換裝置的分辨率，以及該峰值因數(shù)越高，所選擇的數(shù)字到模擬轉(zhuǎn)換器的分辨率越高。
10.一種在接收器中自適應比特分辨率的方法，包括如下步驟基于所接收的模擬信號的信號質(zhì)量選擇模擬到數(shù)字轉(zhuǎn)換裝置的分辨率；以及在模擬到數(shù)字轉(zhuǎn)換裝置中將所接收的模擬信號轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號。
11.如權(quán)利要求10所述的方法，其中基于所接收的信號的信號噪聲比或信號干擾比選擇該分辨率。
12.如權(quán)利要求10所述的方法，其中基于所接收的信號質(zhì)量比所需要的信號質(zhì)量好的程度選擇該分辨率。
13.一種在數(shù)字發(fā)射器中自適應比特分辨率的方法，包括如下步驟基于用于發(fā)射的數(shù)字信號的峰值因數(shù)選擇數(shù)字到模擬轉(zhuǎn)換裝置的分辨率；以及在數(shù)字到模擬轉(zhuǎn)換裝置中將數(shù)字信號轉(zhuǎn)換為發(fā)射的模擬信號。
14.如權(quán)利要求13所述的方法，其中該峰值因數(shù)取決于發(fā)射信號的調(diào)制格式。
15.如權(quán)利要求13所述的方法，其中該峰值因數(shù)越高，所選擇的分辨率越高。
16.一種在數(shù)字收發(fā)器中自適應比特分辨率的方法，包括如下步驟基于所接收的模擬信號的信號質(zhì)量選擇模擬到數(shù)字轉(zhuǎn)換裝置的分辨率；在該模擬到數(shù)字轉(zhuǎn)換裝置中將所接收的模擬信號轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號；基于用于發(fā)射的數(shù)字信號的峰值因數(shù)選擇數(shù)字到模擬轉(zhuǎn)換裝置的分辨率；以及在該數(shù)字到模擬轉(zhuǎn)換裝置中將數(shù)字信號轉(zhuǎn)換為發(fā)射的模擬信號。
17.如權(quán)利要求16所述的方法，其中基于所接收的信號的信號噪聲比或信號干擾比選擇模擬到數(shù)字轉(zhuǎn)換裝置的分辨率，以及該峰值因數(shù)取決于調(diào)制格式。
18.如權(quán)利要求16所述的方法，其中根據(jù)所接收的信號質(zhì)量比所需要的信號質(zhì)量好的程度選擇模擬到數(shù)字轉(zhuǎn)換裝置的分辨率，以及該峰值因數(shù)越高，所選擇的數(shù)字到模擬轉(zhuǎn)換器的分辨率越高。
全文摘要
一種收發(fā)器包括接收器和發(fā)射器。該接收器包括將所接收的模擬信號轉(zhuǎn)換為數(shù)字形式的模擬到數(shù)字轉(zhuǎn)換裝置,以及該發(fā)射器包括將數(shù)字信號轉(zhuǎn)換為發(fā)射的模擬形式的數(shù)字到模擬轉(zhuǎn)換裝置。選擇器選擇轉(zhuǎn)換裝置的分辨率?；谒邮盏男盘柕馁|(zhì)量例如信號噪聲比或信號干擾比選擇該模擬到數(shù)字轉(zhuǎn)換裝置的分辨率。基于所發(fā)射的信號的峰值因數(shù)選擇該數(shù)字到模擬轉(zhuǎn)換裝置的分辨率,該峰值因數(shù)例如取決于所發(fā)射的信號的調(diào)制格式。峰值因數(shù)越高,所選擇的分辨率越高。
文檔編號H04L27/18GK1387700SQ00815373
公開日2002年12月25日 申請日期2000年8月29日 優(yōu)先權(quán)日1999年9月7日
發(fā)明者M·赫爾馬克 申請人:艾利森電話股份有限公司