專利名稱：碼分多址調(diào)制方法及其裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及擴(kuò)頻通信系統(tǒng)與CDMA(碼分多址)系統(tǒng)中的擴(kuò)頻調(diào)制方法及采用該方法的裝置，具體涉及一種CDMA擴(kuò)頻調(diào)制方法與一種采用該方法的、用以實(shí)現(xiàn)復(fù)合QPSK(正交相移鍵控)擴(kuò)頻調(diào)制的裝置。
在擴(kuò)頻通信中，待傳送的信號(hào)先被擴(kuò)頻成一個(gè)帶寬大于發(fā)送側(cè)原信號(hào)的信號(hào)，再加以發(fā)送。在接收側(cè)，該擴(kuò)頻信號(hào)又回復(fù)成具有原信號(hào)帶寬的信號(hào)。上述特點(diǎn)均由此項(xiàng)性能加以實(shí)現(xiàn)。
圖7是表示傳統(tǒng)擴(kuò)頻通信系統(tǒng)中發(fā)射機(jī)結(jié)構(gòu)的框圖。待發(fā)送的信息100經(jīng)初級(jí)調(diào)制器101處理后成為數(shù)據(jù)信號(hào)D(t)，如經(jīng)BPSK(二進(jìn)制相移鍵控)、QPSK(正交相移鍵控)等調(diào)制的數(shù)據(jù)信號(hào)。接著，該數(shù)據(jù)信號(hào)D(t)由次級(jí)調(diào)制器102基于由擴(kuò)頻碼發(fā)生器103產(chǎn)生的擴(kuò)頻碼C(t)加以調(diào)制。M序列、金色碼、哈達(dá)瑪碼等編碼均可用作該擴(kuò)頻碼C(t)?；跀U(kuò)頻碼發(fā)生器103產(chǎn)生的擴(kuò)頻碼C(t)，CDMA系統(tǒng)將用戶、小區(qū)與數(shù)據(jù)信道等區(qū)分開來(lái)。之后，經(jīng)次級(jí)調(diào)制的波形，經(jīng)乘法器104與無(wú)線載波發(fā)生器105產(chǎn)生的載波相乘后，變換成射頻波。經(jīng)如此變換的載波(基帶傳輸信號(hào))經(jīng)放大器106放大后，由天線107發(fā)射。
類似于初級(jí)調(diào)制，對(duì)次級(jí)調(diào)制(擴(kuò)頻調(diào)制)也可采用如BPSK、QPSK等技術(shù)。圖8是表示傳統(tǒng)的次級(jí)調(diào)制器結(jié)構(gòu)的框圖。如圖8所示，在所述的次級(jí)調(diào)制器中，在同相信道(ICH)與正交信道(QCH)上互相獨(dú)立的數(shù)據(jù)Di與數(shù)據(jù)Dq，由乘法器110與111用獨(dú)立擴(kuò)頻碼Ci與Cq進(jìn)行運(yùn)算。通過該項(xiàng)運(yùn)算，分別獲得用作擴(kuò)頻信號(hào)112與113的Di·Ci與Dq·Cq。這項(xiàng)技術(shù)被稱為雙通道QPSK方法，它是平行地傳輸獨(dú)立數(shù)據(jù)流的有效方法。擴(kuò)頻調(diào)制詳述于以下文獻(xiàn)文獻(xiàn)1“擴(kuò)頻通信系統(tǒng)”第471～478頁(yè)，Mitsuo Yokoyama著，科學(xué)技術(shù)出版社出版。
接著，就更為復(fù)雜的復(fù)合QPSK擴(kuò)頻調(diào)制技術(shù)進(jìn)行說(shuō)明。圖9是表示用以實(shí)現(xiàn)復(fù)合QPSK擴(kuò)頻調(diào)制的另一例次級(jí)調(diào)制器的框圖。圖中，復(fù)合數(shù)據(jù)(Di、Dq)經(jīng)由復(fù)合QPSK處理器121用復(fù)合擴(kuò)頻碼(Si、Sq)復(fù)合擴(kuò)頻，以產(chǎn)生ICH擴(kuò)頻信號(hào)Ai與QCH擴(kuò)頻信號(hào)Aq。該復(fù)合QPSK調(diào)制由下式(1)表述(Di+jDq)·(Si+jSq)＝(Di·Si-Dq·Sq)+j(Di·Sq+Dq·Si)＝Ai+jAq···(1)式中，j為虛數(shù)單位。
為了求得式(1)右側(cè)的各項(xiàng)，復(fù)合QPSK處理器121通過乘法器122、123、124與125在復(fù)合數(shù)據(jù)(Di、Dq)與復(fù)合擴(kuò)頻碼(Si、Sq)之間執(zhí)行運(yùn)算。作為運(yùn)算結(jié)果，獲得式(1)中的(Di·Si)、(Dq·Sq)、(Di·Sq)與(Dq·Si)等項(xiàng)。然后，依據(jù)其在式(1)中的正負(fù)號(hào)，這些結(jié)果在加法器126與127中被相加或相減。
作為下一代移動(dòng)通信方案的W-CDMA(寬帶CDMA)用兩種擴(kuò)頻碼實(shí)現(xiàn)擴(kuò)頻調(diào)制。具體而言，就是將一種符號(hào)周期相當(dāng)長(zhǎng)的長(zhǎng)碼和一種符號(hào)周期較短的短碼組合使用，以進(jìn)行擴(kuò)頻與擾頻。擴(kuò)頻調(diào)制與擴(kuò)頻碼在W-CDMA中的作用在以下文獻(xiàn)中作了詳述文獻(xiàn)2“用于多媒體傳輸?shù)南乱淮苿?dòng)無(wú)線接入W-CDMA”，Sawahashi與Adachi著，IEICE技術(shù)報(bào)告，SST-98-41，1998-12。
文獻(xiàn)3“基于寬帶相干DS-CDMA的移動(dòng)無(wú)線接入”，Ohno、Sawahashi、Doi、Higashi等著，NTT DoCoMo技報(bào)，第4卷第3期。
以下，說(shuō)明一種采用兩種擴(kuò)頻碼的擴(kuò)頻調(diào)制方法，也就是將圖8中的采用(Ci、Cq)雙擴(kuò)頻和圖9中的采用(Si、Sq)的復(fù)合QPSK調(diào)制相組合的方法。具體而言，就是首先用擴(kuò)頻碼(Ci、Cq)對(duì)數(shù)據(jù)信號(hào)(Di、Dq)進(jìn)行雙擴(kuò)頻，然后用擴(kuò)頻碼(Si、Sq)進(jìn)行復(fù)合QPSK調(diào)制。這種復(fù)合QPSK調(diào)制由式(2)表述(Di·Ci+jDq·Cq)·(Si+jSq)＝(Di·Ci·Si-Dq·Cq·Sq)+j(Di·Ci·Sq+Dq·Cq·Si)＝Ai+jAq···(2)

圖10是表示用以實(shí)現(xiàn)這種復(fù)合QPSK擴(kuò)頻調(diào)制方法的另一例次級(jí)調(diào)制器的框圖。在圖10所示的實(shí)現(xiàn)所述復(fù)合QPSK調(diào)制的次級(jí)調(diào)制器中，數(shù)據(jù)信號(hào)(Di、Dq)與擴(kuò)頻碼(Ci、Cq)被經(jīng)由乘法器110與111加以雙擴(kuò)頻。在復(fù)合QPSK處理器121中，已雙擴(kuò)頻的信號(hào)112與113與另一組擴(kuò)頻碼(Si、Sq)一起進(jìn)行復(fù)合QPSK擴(kuò)頻調(diào)制，其結(jié)果被送至加法器/減法器126與127作加法或減法運(yùn)算。
也就是，為了獲得式(2)右側(cè)的各項(xiàng)，復(fù)合QPSK處理器121利用乘法器122、123、124與125在復(fù)合數(shù)據(jù)(Di·Ci、Dq·Cq)與復(fù)合擴(kuò)頻碼(Si、Sq)之間執(zhí)行運(yùn)算。通過這些運(yùn)算，確定式(2)中的(Di·Ci·Si)、(Dq·Cq·Sq)、(Di·Ci·Sq)與(Dq·Cq·Si)等各項(xiàng)。
這里，當(dāng)擴(kuò)頻碼(Ci、Cq與另一擴(kuò)頻碼(Si、Sq)擴(kuò)頻速率(芯片速率)相等時(shí)，該擴(kuò)頻碼(Si、Sq)便具有擾頻作用，因此，該擴(kuò)頻碼(Si、Sq)也稱為擾頻碼。
如前所述，圖10的數(shù)據(jù)信號(hào)(Di、Dq)互相獨(dú)立。例如，Di可被分配來(lái)傳輸信息數(shù)據(jù)，而Dq可被分配作為控制信號(hào)。在某些場(chǎng)合，信息數(shù)據(jù)Di與控制數(shù)據(jù)Dq可依據(jù)其信號(hào)的重要性，通過增益系數(shù)G調(diào)整它們的振幅比。圖11是表示其控制信號(hào)Dq為增益系數(shù)G所調(diào)整的次級(jí)調(diào)制器的框圖。
在該次級(jí)調(diào)制器中，如圖11所示，基于來(lái)自增益系數(shù)控制器136的增益系數(shù)G的信號(hào)，正交信道數(shù)據(jù)信號(hào)Dq由乘法器131加權(quán)。經(jīng)增益系數(shù)G加權(quán)的數(shù)據(jù)信號(hào)即數(shù)據(jù)信號(hào)(Di、G·Dq)和擴(kuò)頻碼(Ci、Cq)由乘法器110與111作雙擴(kuò)頻處理，其處理方式跟圖10所示的相同。然后，通過QPSK處理器121和加法器126與127，處理后得到的信號(hào)被與另一組擴(kuò)頻碼(Si、Sq)作復(fù)合QPSK擴(kuò)頻調(diào)制。
經(jīng)復(fù)合QPSK調(diào)制的信號(hào)Ai與Aq通過LPF(低通濾波器)132與133(即用以抑制向鄰道的功率泄漏的方根奈奎斯特濾波器(rootNyquist filters))來(lái)限制CDMA傳輸信號(hào)的帶寬，并通過DAC(數(shù)模轉(zhuǎn)換器)134與135轉(zhuǎn)換成模擬信號(hào)(Ri、Rq)。之后，該模擬基帶信號(hào)(Ri、Rq)被轉(zhuǎn)換為射頻波，經(jīng)放大后由天線作為CDMA信號(hào)發(fā)射。
在圖11所示的CDMA復(fù)合QPSK擴(kuò)頻調(diào)制電路(次級(jí)調(diào)制器)中，為給數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)加權(quán)而作的增益系數(shù)G的微調(diào)需要分配更多的比特?cái)?shù)來(lái)充當(dāng)增益系數(shù)G。加入了增益系數(shù)G后，圖11中的ICH擴(kuò)頻信號(hào)Ai與QCH擴(kuò)頻信號(hào)Aq由下式表述(Di·Ci+jG·Dq·Cq)·(Si+jSq)＝(Di·Ci·Si-G·Dq·Cq·Sq)+j(Di·Ci·Sq+G·Dq·Cq·Si)＝Ai+jAq···(3)在式(3)中，包括G的項(xiàng)均涉及多比特運(yùn)算。因此，為了進(jìn)行式(3)的運(yùn)算，圖11中的復(fù)合QPSK處理器121應(yīng)執(zhí)行多比特運(yùn)算。從而，擴(kuò)頻信號(hào)Ai與Aq也成為多比特值。因此，LPF(即方根奈奎斯特濾波器)132與133應(yīng)是具有多比特輸入與多比特輸出的多比特加權(quán)數(shù)字濾波器配置。LPF(即方根奈奎斯特濾波器)132與133被嚴(yán)格限制在CDMA系統(tǒng)內(nèi)，以抑制向鄰道的功率泄漏。文獻(xiàn)4給出了有關(guān)的詳細(xì)描述。
文獻(xiàn)4NTT DoCoMo技報(bào)第6卷第3期的“W-CDMA系統(tǒng)實(shí)驗(yàn)(1)專刊(1)移動(dòng)臺(tái)綜述”，Higashi、Tagagi、Yunoki與Takami等著。
LPF(即方根奈奎斯特濾波器)132與133的嚴(yán)格特性要求，可以通過具有多比特加權(quán)的多抽頭數(shù)字濾波器加以實(shí)現(xiàn)。如此，LPF(即方根奈奎斯特濾波器)132與133需要多比特輸入、多比特輸出、多比特加權(quán)以及多個(gè)抽頭，因此存在增大門規(guī)模及增加功耗的問題。
本發(fā)明旨在提供一種實(shí)現(xiàn)CDMA復(fù)合QPSK擴(kuò)頻調(diào)制的CDMA調(diào)制方法及其裝置，該裝置能以低功耗的經(jīng)縮減的門規(guī)模工作。
第一發(fā)明形態(tài)為一種CDMA調(diào)制方法，它被用來(lái)對(duì)待發(fā)射的同相與正交信道信號(hào)進(jìn)行如下的處理用增益系數(shù)加權(quán)所述信號(hào)中的至少一種信號(hào)，對(duì)通過基于復(fù)合擴(kuò)頻碼的復(fù)合QPSK擴(kuò)頻調(diào)制獲得的信號(hào)進(jìn)行低通濾波，對(duì)信號(hào)作數(shù)模轉(zhuǎn)換以產(chǎn)生基帶傳輸信號(hào)；其特征在于用增益系數(shù)加權(quán)不是在低通濾波之后就是在數(shù)模轉(zhuǎn)換之后進(jìn)行。
第二發(fā)明形態(tài)為一種CDMA調(diào)制裝置，其中包括至少一個(gè)復(fù)合擴(kuò)頻碼發(fā)生器；一個(gè)基于所述復(fù)合擴(kuò)頻碼發(fā)生器產(chǎn)生的復(fù)合擴(kuò)頻碼，對(duì)待發(fā)射同相與正交信道信號(hào)進(jìn)行復(fù)合QPSK擴(kuò)頻調(diào)制的復(fù)合QPSK處理器；多個(gè)與復(fù)合QPSK處理器的信號(hào)輸出端連接的低通濾波器；多個(gè)對(duì)通過了低通濾波器的信號(hào)進(jìn)行數(shù)模轉(zhuǎn)換的數(shù)模轉(zhuǎn)換器；多個(gè)給對(duì)應(yīng)待發(fā)射同相與正交信道信號(hào)的項(xiàng)加權(quán)增益系數(shù)的增益系數(shù)乘法器；以及多個(gè)將經(jīng)加權(quán)的信號(hào)相加而產(chǎn)生復(fù)合QPSK擴(kuò)頻調(diào)制信號(hào)的加法器；其特征在于所述增益系數(shù)乘法器被設(shè)置在低通濾波器或數(shù)模轉(zhuǎn)換器的下游。
第三發(fā)明形態(tài)的特征在于所述低通濾波器具有用于加權(quán)系數(shù)量化的、有25至40個(gè)5～8比特抽頭的方根奈奎斯特特征數(shù)字濾波器配置。
第四發(fā)明形態(tài)的特征在于當(dāng)增益系數(shù)被分配給經(jīng)數(shù)模轉(zhuǎn)換的傳輸信號(hào)時(shí)，所述增益系數(shù)是數(shù)字控制的，以便對(duì)通過數(shù)模轉(zhuǎn)換器的信號(hào)進(jìn)行加權(quán)。
第五發(fā)明形態(tài)的特征在于當(dāng)分別給待發(fā)射的同相與正交信道信號(hào)加權(quán)時(shí)，給信道信號(hào)中一個(gè)信號(hào)的增益系數(shù)被用來(lái)歸一化其他信道信號(hào)，因此可只對(duì)一個(gè)信道信號(hào)進(jìn)行增益控制。
第六發(fā)明形態(tài)為一種CDMA調(diào)制裝置，其中包括至少一個(gè)復(fù)合擴(kuò)頻碼發(fā)生器；一個(gè)給對(duì)應(yīng)待發(fā)射的同相或正交信道信號(hào)的項(xiàng)加權(quán)增益系數(shù)的增益系數(shù)乘法器；一個(gè)基于所述復(fù)合擴(kuò)頻碼發(fā)生器產(chǎn)生的復(fù)合擴(kuò)頻碼，對(duì)已通過增益系數(shù)乘法器的信道信號(hào)與另一信道信號(hào)進(jìn)行復(fù)合QPSK擴(kuò)頻調(diào)制的復(fù)合QPSK處理器；多個(gè)將復(fù)合QPSK處理器的輸出相加以產(chǎn)生復(fù)合QPSK擴(kuò)頻調(diào)制信號(hào)的加法器；多個(gè)接收所產(chǎn)生的復(fù)合QPSK擴(kuò)頻調(diào)制信號(hào)的低通濾波器；以及多個(gè)對(duì)已通過低通濾波器的信號(hào)進(jìn)行數(shù)模轉(zhuǎn)換的數(shù)模轉(zhuǎn)換器；其特征在于所述增益系數(shù)由一個(gè)4比特的或更小比特?cái)?shù)的信號(hào)構(gòu)成。
第七發(fā)明形態(tài)的特征在于所述低通濾波器具有用于加權(quán)系數(shù)量化的、有25至40個(gè)5～8比特抽頭的方根奈奎斯特特征數(shù)字濾波器配置，且所述數(shù)模轉(zhuǎn)換器的比特?cái)?shù)被設(shè)為8～10。
本發(fā)明的CDMA復(fù)合QPSK擴(kuò)頻調(diào)制裝置，采用兩種擴(kuò)頻碼實(shí)現(xiàn)擴(kuò)頻與擾頻。用擴(kuò)頻碼對(duì)QCH信息數(shù)據(jù)進(jìn)行雙信道QPSK擴(kuò)頻調(diào)制，然后用另一擴(kuò)頻碼(擾頻碼)對(duì)其進(jìn)行復(fù)合QPSK運(yùn)算。運(yùn)算輸出被輸入多個(gè)單比特輸入的方根奈奎斯特濾波器，然后再經(jīng)DAC轉(zhuǎn)換成模擬值。增益系數(shù)與DAC輸出信號(hào)以模擬方式運(yùn)算。DAC輸出信號(hào)被適當(dāng)?shù)叵嗉?，?lái)產(chǎn)生最終所需的ICH與QCH傳輸基帶信號(hào)。
這樣，就優(yōu)化了增益系數(shù)運(yùn)算、復(fù)合QPSK運(yùn)算方法與運(yùn)算技巧，以及方根奈奎斯特濾波器與DAC的配置；由此，就可能實(shí)現(xiàn)基于式(3)的用兩種擴(kuò)頻碼的CDMA復(fù)合QPSK擴(kuò)頻，至少能夠用單比特信號(hào)取代多比特信號(hào)作為復(fù)雜的方根奈奎斯特濾波器(數(shù)字濾波器)的輸入信號(hào)。結(jié)果，有可能縮減所需的門規(guī)模并降低功率消耗。
圖1是表示本發(fā)明的CDMA調(diào)制電路之一實(shí)施例的框圖。輸入該CDMA調(diào)制電路(圖7所示的次級(jí)調(diào)制器)為數(shù)字信號(hào)(Di、Dq)。該CDMA調(diào)制電路包括乘法器11與12；第一擴(kuò)頻碼發(fā)生器31與32；第二擴(kuò)頻碼發(fā)生器33與34；復(fù)合QPSK處理器13；LPF(方根奈奎斯特濾波器)18、19、20與21；DAC(數(shù)模轉(zhuǎn)換器)22、23、24與25；增益系數(shù)控制器35；加權(quán)乘法器26與27；以及加法器28與29。復(fù)合QPSK處理器13包括乘法器14、15、16與17。
獨(dú)立的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)信號(hào)Di與Dq由乘法器11與12用擴(kuò)頻碼發(fā)生器31與32產(chǎn)生的第一擴(kuò)頻碼Ci與Cq進(jìn)行擴(kuò)頻調(diào)制，以產(chǎn)生經(jīng)擴(kuò)頻調(diào)制的信號(hào)(Di·Ci)41與(Dq·Cq)42。擴(kuò)頻調(diào)制信號(hào)41與42被輸入復(fù)合QPSK處理器13，被用擴(kuò)頻碼發(fā)生器33與34產(chǎn)生的第二擴(kuò)頻碼Si與Sq進(jìn)行另一復(fù)合QPSK運(yùn)算。經(jīng)用第二擴(kuò)頻碼(Si、Sq)所進(jìn)行的復(fù)合QPSK運(yùn)算之后，供給復(fù)合QPSK處理器13的輸入信號(hào)(Di·Ci、Dq·Cq)41與42被轉(zhuǎn)換成輸出信號(hào)43、44、45與46。經(jīng)復(fù)合QPSK運(yùn)算所獲得的輸出信號(hào)43、44、45與46，對(duì)應(yīng)于經(jīng)式(2)運(yùn)算所得的四項(xiàng)。也就是，如式(2)所給出的，復(fù)合QPSK運(yùn)算的作用在于讓輸入的ICH與QCH信號(hào)和擴(kuò)頻碼(擾頻碼)的ICH與QCH信號(hào)相乘，以產(chǎn)生(Di·Ci·Si)、(Dq·Cq·Sq)、(Di·Ci·Sq)與(Dq·Cq·Si)等四項(xiàng)。
對(duì)應(yīng)于經(jīng)復(fù)合QPSK運(yùn)算獲得的上述四項(xiàng)的信號(hào)43至46，經(jīng)具有方根奈奎斯特特性的LPF18至21濾波，以抑制向鄰道的功率泄漏。結(jié)果，獲得數(shù)字信號(hào)47、48、49與50。這些數(shù)字信號(hào)47至50又經(jīng)DAC22至25被轉(zhuǎn)換成模擬值51、52、53與54。為了按照式(3)用增益系數(shù)G加權(quán)，用乘法器26與27處理對(duì)應(yīng)含ICH數(shù)據(jù)信號(hào)Dq的項(xiàng)的信號(hào)44與45，以用增益系數(shù)控制器35產(chǎn)生的增益系數(shù)G對(duì)它們加權(quán)。
通過加法器28與29，含對(duì)應(yīng)于經(jīng)增益系數(shù)G加權(quán)的數(shù)據(jù)信號(hào)Dq的項(xiàng)的信號(hào)55與56和含對(duì)應(yīng)于數(shù)據(jù)信號(hào)Di的項(xiàng)的數(shù)據(jù)信號(hào)51與54，被按照式(3)中的正負(fù)號(hào)相加或相減。結(jié)果，獲得經(jīng)擴(kuò)頻調(diào)制的傳輸模擬基帶ICH信號(hào)Yi與QCH信號(hào)Yq。
假設(shè)圖11所示的LPF(即方根奈奎斯特濾波器)132與133和DAC134與135具有跟LPF(即方根奈奎斯特濾波器)18至21和DAC22至25相同的特性，顯然，模擬基帶信號(hào)Yi等于Ri而Yq等于Rq，因此，圖1所示的本發(fā)明能夠?qū)崿F(xiàn)含增益系數(shù)G的CDMA復(fù)合QPSK擴(kuò)頻調(diào)制。
在圖1所示的復(fù)合QPSK處理器13中，因輸入信號(hào)Di與Dq、第一擴(kuò)頻碼Ci與Cq和第二擴(kuò)頻碼Si與Sq均為單比特?cái)?shù)字信號(hào)，通過乘法器11、12、14、15、16與17后的輸出信號(hào)43、44、45與46也均為單比特信號(hào)。因此，給后續(xù)的LPF18至21的輸入信號(hào)也都是單比特信號(hào)。總之，跟圖11所示的傳統(tǒng)電路配置中LPF132與133處理多比特輸入的情況不同，LPF18至21只處理單比特輸入。因此，可望顯著縮減電路的門規(guī)模，并降低功率消耗。
接著要研究的是，跟傳統(tǒng)的電路配置相比，本發(fā)明實(shí)際上能否提供上述效果。
為了將圖1所示的CDMA調(diào)制電路LPF中的門數(shù)跟圖11所示的作比較，應(yīng)該評(píng)價(jià)基本部件LPF與DAC的特性。具體而言，應(yīng)該確定滿足鄰道泄漏功率特性之要求的一個(gè)LPF(方根奈奎斯特濾波器)所需的抽頭數(shù)、加權(quán)系數(shù)量化用的比特?cái)?shù)以及DAC的比特?cái)?shù)。參照文獻(xiàn)4，假設(shè)鄰道泄漏功率特性為-45dB/4.096MHz(當(dāng)失諧5MHz時(shí))。圖2、3與4給出了分別對(duì)應(yīng)作為L(zhǎng)PF參數(shù)所需的抽頭數(shù)、量化所需的比特?cái)?shù)與一個(gè)DAC所需的比特?cái)?shù)的鄰道泄漏功率特性的計(jì)算結(jié)果。
圖2給出了以過采樣率為參變量的所需抽頭數(shù)與鄰道泄漏功率之間的關(guān)系，所示結(jié)果具有設(shè)于4、5與6倍的過采樣率。從圖2可知，抽頭數(shù)對(duì)泄漏功率特性有很大影響。另一方面，考慮到抽頭數(shù)增加時(shí)，門數(shù)也增加，為了滿足上述與鄰道泄漏功率特性相關(guān)的條件，抽頭數(shù)應(yīng)設(shè)為25至40?？紤]設(shè)置一定的容限，最理想的抽頭數(shù)為28。
圖3給出了均方誤差和用于方根奈奎斯特濾波器的加權(quán)系數(shù)量化的比特?cái)?shù)之間的關(guān)系。為了縮減門數(shù)，必須盡可能地減少比特?cái)?shù)。但是，由圖3可知，需要5～8位來(lái)用于量化。由于從7、8位或更大的比特?cái)?shù)起均方誤差特性就開始飽和，8位量化就相當(dāng)足夠，尤其以采用6位量化為好。
圖4給出了在后續(xù)步驟中DAC22至25所需的比特?cái)?shù)與鄰道泄漏功率之間的關(guān)系，所需的比特?cái)?shù)為7至10位。當(dāng)比特?cái)?shù)為8位或小于8位時(shí)泄漏功率特性受比特?cái)?shù)的影響較大，當(dāng)比特?cái)?shù)增加至9、10或更大時(shí)其作用就處于飽和狀態(tài)?？紤]到上述因素，比特?cái)?shù)最好設(shè)為8或10。
由于LPF(方根奈奎斯特濾波器)是以數(shù)字濾波器的配置提供的，決定濾波器部分中功率消耗的門數(shù)，可以通過確定上述參數(shù)與向每個(gè)LPF(方根奈奎斯特濾波器)的輸入比特?cái)?shù)來(lái)估算。向每個(gè)LPF(方根奈奎斯特濾波器)的輸入比特?cái)?shù)因配置而不同，不是采用圖11所示的配置，就是采用圖1所示的配置。在圖11所示的配置中，輸入比特?cái)?shù)由增益系數(shù)G確定，而在圖1所示的配置中輸入比特?cái)?shù)是單比特的。
一般，如假設(shè)數(shù)字電路的半導(dǎo)體工藝相同，其功率消耗跟工作頻率和門數(shù)成比例。特別是，由于下一代移動(dòng)通信不僅需要處理話音而且還有處理多媒體數(shù)據(jù)，其工作頻率將變得更高。因此，將電路數(shù)字部分的門數(shù)盡可能縮減就顯得尤為重要。
圖5給出了所有LPF(方根奈奎斯特濾波器)的門數(shù)，它取決于加權(quán)系數(shù)量化的比特?cái)?shù)，以及當(dāng)LPF(方根奈奎斯特濾波器)中的抽頭數(shù)如上述被設(shè)為28時(shí)給每個(gè)LPF(方根奈奎斯特濾波器)的輸入比特?cái)?shù)。
圖5中，那些輸入比特?cái)?shù)設(shè)為1的點(diǎn)代表在圖1所示的電路配置中的LPF的特性。給四個(gè)LPF(方根奈奎斯特濾波器)18至21的輸入均為單比特，同時(shí)圖中示出了與加權(quán)系數(shù)量化用比特?cái)?shù)(4、6與8比特)相對(duì)應(yīng)的門數(shù)。圖5中，那些輸入比特?cái)?shù)設(shè)為3、5、8與10的點(diǎn)代表在圖11所示的電路配置中的LPF的特性。圖中，以加權(quán)系數(shù)量化用比特?cái)?shù)為參量(4、6與8位)示出了全部?jī)蓚€(gè)方根奈奎斯特濾波器的門數(shù)。
在以下場(chǎng)合，圖1中LPF(方根奈奎斯特濾波器)的門數(shù)較圖11中的少。在圖11所示配置的調(diào)制電路中，給LPF(方根奈奎斯特濾波器)的輸入比特?cái)?shù)依據(jù)增益系數(shù)G來(lái)確定。因此，由圖5可知，當(dāng)LPF(方根奈奎斯特濾波器)中的加權(quán)比特?cái)?shù)被設(shè)為4時(shí)，如果給圖11中的LPF輸入比特?cái)?shù)或增益系數(shù)G等于4或更大，圖1中的LPF(方根奈奎斯特濾波器)門數(shù)就相對(duì)較小。當(dāng)加權(quán)比特?cái)?shù)被設(shè)為6或8時(shí)，如果給圖11中的LPF輸入比特?cái)?shù)或增益系數(shù)G等于或大于6，圖1中的LPF(方根奈奎斯特濾波器)的門數(shù)就相對(duì)較小。應(yīng)注意，因電路配置的不同，圖5中門數(shù)的估計(jì)值會(huì)有偏差。
與此形成對(duì)比的是，當(dāng)給圖11中的LPF的輸入比特?cái)?shù)或增益系數(shù)G為4比特或更少時(shí)，而圖1中的LPF有25至40個(gè)加權(quán)系數(shù)為5至8比特的抽頭，且DAC的比特?cái)?shù)(即濾波器輸出信號(hào)的比特?cái)?shù))為8至10比特，圖11中的傳統(tǒng)電路配置的門數(shù)就變得相對(duì)較小。
圖6所示為本發(fā)明的另一實(shí)施例。在圖6中，供給CDMA復(fù)合QPSK擴(kuò)頻調(diào)制電路的輸入為數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)信號(hào)(Di、Dq)。該電路包括第一擴(kuò)頻碼發(fā)生器31與32；第二擴(kuò)頻碼發(fā)生器33與34；復(fù)合QPSK處理器13；LPF(即方根奈奎斯特濾波器)18至21；增益系數(shù)控制器35；加權(quán)乘法器61與62；加法器63與64；以及DAC65與66。
獨(dú)立的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)信號(hào)Di與Dq由乘法器11與12用擴(kuò)頻碼發(fā)生器31與32產(chǎn)生的第一擴(kuò)頻碼Ci與Cq加以擴(kuò)頻調(diào)制，以產(chǎn)生經(jīng)擴(kuò)頻調(diào)制的信號(hào)(Di·Ci)41與(Dq·Cq)42。經(jīng)擴(kuò)頻調(diào)制的信號(hào)41與42被輸入至復(fù)合QPSK處理器13用擴(kuò)頻碼發(fā)生器33與34產(chǎn)生的第二擴(kuò)頻碼Si與Sq進(jìn)行復(fù)合QPSK運(yùn)算。作為用第二擴(kuò)頻碼(Si、Sq)進(jìn)行的復(fù)合QPSK運(yùn)算的結(jié)果，信號(hào)(Di·Ci、Dq·Cq)41與42被輸入復(fù)合QPSK處理器13，經(jīng)轉(zhuǎn)換后得到輸出43至46。復(fù)合QPSK運(yùn)算的輸出43至46對(duì)應(yīng)于經(jīng)式(2)的運(yùn)算所得到的四項(xiàng)。換言之，如式(2)所示，復(fù)合QPSK運(yùn)算的作用在于將輸入信號(hào)ICH與QCH同擴(kuò)頻碼(擾頻碼)的ICH與QCH信號(hào)相乘，以確定上述四項(xiàng)。
對(duì)應(yīng)于上述四項(xiàng)的信號(hào)43至46經(jīng)具有方根奈奎斯特特性的LPF18至21濾波，以抑制鄰道功率泄漏。結(jié)果，獲得數(shù)字信號(hào)47至50。為了按照式(3)用增益系數(shù)G進(jìn)行加權(quán)，對(duì)應(yīng)于含ICH數(shù)據(jù)信號(hào)Dq的信號(hào)48與50經(jīng)乘法器61與62處理，以用由增益系數(shù)控制器35產(chǎn)生的增益系數(shù)G進(jìn)行加權(quán)。含對(duì)應(yīng)于經(jīng)增益系數(shù)G加權(quán)的數(shù)據(jù)信號(hào)Dq的信號(hào)70與71和含對(duì)應(yīng)于數(shù)據(jù)信號(hào)Di的項(xiàng)的信號(hào)47與49，依據(jù)其在式(3)中的正負(fù)號(hào)通過加法器63與64進(jìn)行相加或相減。由此，便獲得經(jīng)擴(kuò)頻調(diào)制的傳輸基帶ICH數(shù)字信號(hào)72與QCH數(shù)字信號(hào)73。
經(jīng)擴(kuò)頻調(diào)制的傳輸基帶ICH數(shù)字信號(hào)72與QCH數(shù)字信號(hào)73，經(jīng)DAC 65與66轉(zhuǎn)換成經(jīng)擴(kuò)頻調(diào)制的傳輸基帶模擬信號(hào)。
圖6所示的方案具有這樣的優(yōu)點(diǎn)它所需要的DAC比圖1所示的配置少，但卻具有圖1所示的上述發(fā)明方案的效果。
雖然，在圖1、11與6所示的CDMA復(fù)合QPSK擴(kuò)頻調(diào)制裝置中，用兩種擴(kuò)頻碼來(lái)實(shí)現(xiàn)擴(kuò)頻與擾頻，顯然只用一種擴(kuò)頻碼也可以取得同樣的效果。也就是，供給復(fù)合QPSK處理器13的輸入信號(hào)不必總是經(jīng)過擴(kuò)頻調(diào)制的，但是本發(fā)明對(duì)于數(shù)據(jù)信號(hào)(Di、Dq)或涉及增益系數(shù)G的數(shù)據(jù)信號(hào)(Di、GDq)的作用是有效的。
雖然在以上說(shuō)明中，增益系數(shù)G被加到正交信道信號(hào)上，該增益系數(shù)也可以加到同相信道信號(hào)上，或者將增益系數(shù)既加到同相信道信號(hào)也加到正交信道信號(hào)上。顯然在這種場(chǎng)合，通過基于加到同相信道的增益系數(shù)來(lái)歸一化信號(hào)，可以取得相同的效果。工業(yè)應(yīng)用的可能性如上所述，由于本發(fā)明采用了一種方根奈奎斯特濾波器配置，以及一種考慮到鄰道泄漏功率特性與增益系數(shù)的復(fù)合QPSK擴(kuò)頻調(diào)制方案，本發(fā)明能夠縮減門規(guī)模并因而降低功率消耗，因此適用于CDMA移動(dòng)通信系統(tǒng)及其他類似系統(tǒng)。
權(quán)利要求
1.一種處理待發(fā)射同相與正交信道信號(hào)的CDMA調(diào)制方法，該方法進(jìn)行如下的處理用增益系數(shù)加權(quán)所述信號(hào)中的至少一種信號(hào)，對(duì)經(jīng)由基于復(fù)合擴(kuò)頻碼的復(fù)合QPSK擴(kuò)頻調(diào)制獲得的信號(hào)進(jìn)行低通濾波，對(duì)信號(hào)作數(shù)模轉(zhuǎn)換以產(chǎn)生基帶傳輸信號(hào)；其特征在于用所述增益系數(shù)的所述加權(quán)不是在所述低通濾波之后就是在所述數(shù)模轉(zhuǎn)換之后進(jìn)行。
2.一種CDMA調(diào)制裝置，其中包括至少一個(gè)復(fù)合擴(kuò)頻碼發(fā)生器；一個(gè)基于所述復(fù)合擴(kuò)頻碼發(fā)生器產(chǎn)生的復(fù)合擴(kuò)頻碼，對(duì)待發(fā)射同相與正交信道信號(hào)進(jìn)行復(fù)合QPSK擴(kuò)頻調(diào)制的復(fù)合QPSK處理器；多個(gè)與所述復(fù)合QPSK處理器的信號(hào)輸出端連接的低通濾波器；多個(gè)對(duì)已通過所述低通濾波器的信號(hào)進(jìn)行數(shù)模轉(zhuǎn)換的數(shù)模轉(zhuǎn)換器；多個(gè)給對(duì)應(yīng)于待發(fā)射同相或正交信道信號(hào)的項(xiàng)加權(quán)增益系數(shù)的增益系數(shù)乘法器；以及多個(gè)將經(jīng)加權(quán)的信號(hào)相加而產(chǎn)生復(fù)合QPSK擴(kuò)頻調(diào)制信號(hào)的加法器；其特征在于所述增益系數(shù)乘法器被設(shè)置在所述低通濾波器或數(shù)模轉(zhuǎn)換器的下游。
3.如權(quán)利要求2所述的CDMA調(diào)制裝置，其特征在于所述低通濾波器具有用于加權(quán)系數(shù)量化的、有25至40個(gè)5～8比特抽頭的方根奈奎斯特特性的數(shù)字濾波器配置。
4.如權(quán)利要求2或3所述的CDMA調(diào)制裝置，其特征在于在所述增益系數(shù)分配給經(jīng)數(shù)模轉(zhuǎn)換的傳輸信號(hào)時(shí)，所述增益系數(shù)是數(shù)字控制的，以便對(duì)通過所述數(shù)模轉(zhuǎn)換器的所述信號(hào)進(jìn)行加權(quán)。
5.如權(quán)利要求2、3或4所述的CDMA調(diào)制裝置，其特征在于當(dāng)分別給待發(fā)射的所述同相與正交信道信號(hào)加權(quán)時(shí)，加到該兩個(gè)信道信號(hào)之一的增益系數(shù)被用來(lái)歸一化加給另一信道信號(hào)的增益系數(shù)，因此可只對(duì)一個(gè)信道信號(hào)進(jìn)行增益控制。
6.一種CDMA調(diào)制裝置，其中包括至少一個(gè)復(fù)合擴(kuò)頻碼發(fā)生器；一個(gè)給對(duì)應(yīng)于待發(fā)射的同相或正交信道信號(hào)的項(xiàng)加權(quán)一個(gè)增益系數(shù)的增益系數(shù)乘法器；一個(gè)基于所述復(fù)合擴(kuò)頻碼發(fā)生器產(chǎn)生的復(fù)合擴(kuò)頻碼，對(duì)已通過所述增益系數(shù)乘法器的信道信號(hào)和另一信道信號(hào)進(jìn)行復(fù)合QPSK擴(kuò)頻調(diào)制的復(fù)合QPSK處理器；多個(gè)用以將所述復(fù)合QPSK處理器的輸出相加而產(chǎn)生復(fù)合QPSK擴(kuò)頻調(diào)制信號(hào)的加法器；多個(gè)用以接收所產(chǎn)生的復(fù)合QPSK擴(kuò)頻調(diào)制信號(hào)的低通濾波器；以及多個(gè)用以對(duì)已通過所述低通濾波器的信號(hào)進(jìn)行數(shù)模轉(zhuǎn)換的數(shù)模轉(zhuǎn)換器；其特征在于所述增益系數(shù)由一個(gè)4比特的或更小比特?cái)?shù)的信號(hào)構(gòu)成。
7.如權(quán)利要求6所述的CDMA調(diào)制裝置，其特征在于所述低通濾波器具有用于加權(quán)系數(shù)量化的、有25至40個(gè)5～8比特抽頭的方根奈奎斯特特性數(shù)字濾波器配置，且所述數(shù)模轉(zhuǎn)換器的比特?cái)?shù)被設(shè)為8～10。
全文摘要
本發(fā)明目的在于使得CDMA復(fù)合QPSK擴(kuò)頻調(diào)制的實(shí)現(xiàn)成為可能,本發(fā)明可采用低功耗的縮減的門規(guī)模。數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)信號(hào)Di與Dq被乘法器11與12用擴(kuò)頻碼發(fā)生器31與32產(chǎn)生的第一擴(kuò)頻碼Ci與Cq加以擴(kuò)頻調(diào)制,以產(chǎn)生擴(kuò)頻調(diào)制信號(hào)(Di·Ci)41與(Dq·Cq)42。信號(hào)41與42被輸入復(fù)合QPSK處理器13,用擴(kuò)頻碼發(fā)生器33與34產(chǎn)生的第二擴(kuò)頻碼Si與Sq對(duì)它們進(jìn)行復(fù)合QPSK運(yùn)算。結(jié)果所得的信號(hào)經(jīng)LPF 18至21濾波。然后由DAC 22至25將經(jīng)濾波的信號(hào)轉(zhuǎn)換成模擬值51至54。包括ICH數(shù)據(jù)信號(hào)Dq的信號(hào)44與45經(jīng)乘法器26與27處理,以用來(lái)自增益系數(shù)控制器63的增益系數(shù)G對(duì)它們進(jìn)行加權(quán)。
文檔編號(hào)H04L27/20GK1390395SQ00815626
公開日2003年1月8日 申請(qǐng)日期2000年11月24日 優(yōu)先權(quán)日1999年11月26日
發(fā)明者福元修作, 中井孝至, 荒木俊介 申請(qǐng)人:夏普公司