專(zhuān)利名稱(chēng)：無(wú)線通信系統(tǒng)中導(dǎo)頻輔助判決反饋陣列接收機(jī)及其反饋方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及無(wú)線本地環(huán)等無(wú)線通信系統(tǒng)的無(wú)線蜂窩產(chǎn)品，尤其涉及一種無(wú)線通信系統(tǒng)中導(dǎo)頻輔助判決反饋陣列接收機(jī)及其判決反饋方法。
長(zhǎng)期以來(lái)，無(wú)線通信系統(tǒng)始終面臨著有限的可利用頻譜資源與不斷快速增長(zhǎng)的用戶(hù)需求之間的矛盾。因此人們開(kāi)始利用信道的空域特性，采用分集、扇區(qū)化以及新近提出的采用陣列天線的智能天線等技術(shù)，都能夠不同程度地改善無(wú)線通信系統(tǒng)的通信質(zhì)量，提高了系統(tǒng)容量。
分集主要利用間距大于10個(gè)載波波長(zhǎng)的不同天線所接收的信號(hào)是互不相關(guān)的特性，對(duì)各個(gè)天線接收的信號(hào)采用最大比合并，使系統(tǒng)抗多徑衰落性能得到改善。
扇區(qū)化方法是將小區(qū)分成3、6、9或12個(gè)扇區(qū)，每個(gè)扇區(qū)有各自配套的天線和預(yù)置的頻譜范圍。扇區(qū)化在一定程度上減小了同信道干擾，從而提高了系統(tǒng)的通信質(zhì)量。
智能天線技術(shù)則通過(guò)調(diào)整多個(gè)天線陣元上信號(hào)的相位和幅度在信號(hào)方向上形成波束，提高信號(hào)質(zhì)量。智能天線方法主要可分為兩類(lèi)，一類(lèi)是開(kāi)關(guān)多波束方法。這類(lèi)方法在不同方向形成固定波束覆蓋整個(gè)小區(qū)，基站檢測(cè)每個(gè)波束中期望信號(hào)的信號(hào)質(zhì)量，選擇最好的波束進(jìn)行接收。另一類(lèi)重要的智能天線方法為自適應(yīng)方法，它根據(jù)某種準(zhǔn)則自適應(yīng)地對(duì)各天線陣元接收的信號(hào)進(jìn)行加權(quán)合并，增強(qiáng)信號(hào)，抑制干擾和噪聲，從而提高無(wú)線系統(tǒng)的整體性能。
自適應(yīng)智能天線有許多接收準(zhǔn)則，各種準(zhǔn)則的實(shí)現(xiàn)方法是多種多樣的。常用的自適應(yīng)方法一般分為基于訓(xùn)練序列/導(dǎo)頻的非盲方法，無(wú)參考信號(hào)的盲方法和半盲方法。非盲方法以最小均方誤差準(zhǔn)則的最小均方(LMS)、遞歸最小二乘(RLS)、采樣矩陣求逆(SMI)等有師方法為代表，盲方法則以最大輸出信干比準(zhǔn)則的碼濾波方法和子空間方法為代表。
上述現(xiàn)有技術(shù)存在以下的缺點(diǎn)
分集方法需要天線之間的間距較大(一般大于10個(gè)波長(zhǎng))，因此天線占用的空間較大。還有，采用最大比合并的分集方法雖然具有抗多徑衰落效果，但不能有效抑制干擾信號(hào)。
常見(jiàn)的扇區(qū)化方法是采用3扇區(qū)或6扇區(qū)，之所以沒(méi)有采用更多的扇區(qū)是因?yàn)樯葏^(qū)分裂得越多，每個(gè)扇區(qū)可利用的頻譜資源則越少，降低了中繼效率，且需要頻繁切換，降低系統(tǒng)效率。
開(kāi)關(guān)多波束方法是一種次最優(yōu)的接收方法，它對(duì)色噪聲的抑制能力較差。另外，現(xiàn)有開(kāi)關(guān)多波束系統(tǒng)的開(kāi)關(guān)矩陣是由射頻開(kāi)關(guān)器件實(shí)現(xiàn)的，增加了系統(tǒng)的硬件成本。
自適應(yīng)盲方法無(wú)需參考信號(hào)，可以提高資源的有效利用率，但是盲方法的運(yùn)算量較非盲方法的運(yùn)算量大許多，系統(tǒng)可能無(wú)法提供此開(kāi)銷(xiāo)。
以最小均方誤差為準(zhǔn)則的自適應(yīng)非盲方法在理論上可以使系統(tǒng)性能達(dá)到最優(yōu)。然而，智能天線的實(shí)際性能與所用方法的收斂時(shí)間和穩(wěn)定性密切相關(guān)，同時(shí)受信號(hào)環(huán)境的影響也比較大。眾所周知，MMSE類(lèi)方法的收斂時(shí)間取決于參考信號(hào)的選擇和參考信號(hào)的數(shù)目。在CDMA系統(tǒng)中，每個(gè)時(shí)隙的導(dǎo)頻可以作為參考信號(hào)，但由于每個(gè)時(shí)隙的導(dǎo)頻比特?cái)?shù)目較少，因此方法的收斂時(shí)間一般都比較長(zhǎng)。
本發(fā)明的目的是為了克服現(xiàn)有MMSE類(lèi)方法結(jié)構(gòu)的缺點(diǎn)，而提出的一種無(wú)線通信系統(tǒng)中導(dǎo)頻輔助判決反饋陣列接收機(jī)及其反饋方法，經(jīng)分析和仿真，驗(yàn)證了本發(fā)明提出的判決反饋方法具有優(yōu)越的誤碼率性能。
實(shí)現(xiàn)本發(fā)明目的的技術(shù)方案是一種無(wú)線通信系統(tǒng)中導(dǎo)頻輔助判決反饋陣列接收機(jī)，其特點(diǎn)是，包括天線陣列、陣列數(shù)字信號(hào)生成模塊、匹配濾波器模塊、數(shù)字波束形成模塊、瑞克接收機(jī)和判決反饋模塊；陣列數(shù)字信號(hào)生成模塊將天線陣列接收的模擬信號(hào)轉(zhuǎn)換成可供數(shù)字處理的陣列數(shù)字信號(hào)；匹配濾波器模塊為一組相關(guān)器，每一相關(guān)器包含一個(gè)乘法器和I/D濾波器；經(jīng)匹配濾波器解擴(kuò)、分解成L徑的可分多徑信號(hào)送到數(shù)字波束形成模塊；數(shù)字波束形成模塊同時(shí)對(duì)每一個(gè)用戶(hù)的不同多徑信號(hào)分別形成波束，波束形成后的多徑信號(hào)送至瑞克接收機(jī)對(duì)應(yīng)的手指；瑞克接收機(jī)分別估計(jì)多徑信號(hào)的信道響應(yīng)，然后按照多徑信號(hào)能量進(jìn)行最大比合并，同時(shí)將估計(jì)的信道響應(yīng)值和對(duì)非導(dǎo)頻符號(hào)得到的判決符號(hào)反饋給波束形成模塊中相應(yīng)的徑。
上述陣列接收機(jī)，其中，所述的陣列數(shù)字信號(hào)生成模塊包括接收單元及模擬到數(shù)字轉(zhuǎn)換單元，使隨后的信號(hào)處理在數(shù)字域進(jìn)行。
上述陣列接收機(jī)，其中，所述的匹配濾波器模塊為一組相關(guān)器，每一相關(guān)器包含一個(gè)乘法器和I/D濾波器。
上述陣列接收機(jī)，其中，所述的數(shù)字波束形成模塊包括在通信初始階段D個(gè)時(shí)隙的數(shù)字波束形成模塊和D個(gè)時(shí)隙以后的數(shù)字波束形成初始模塊。
上述陣列接收機(jī)，其中，所述的在通信初始階段D個(gè)時(shí)隙的數(shù)字波束形成模塊包括一個(gè)加法器、多個(gè)乘法器、一加權(quán)向量控制器、一信道響應(yīng)估計(jì)單元、一參考信號(hào)形成單元、一導(dǎo)頻符號(hào)副本單元；導(dǎo)頻符號(hào)副本單元產(chǎn)生的導(dǎo)頻符號(hào)副本分別送到信道響應(yīng)估計(jì)單元和參考信號(hào)生成單元；經(jīng)前級(jí)匹配濾波器解擴(kuò)、分解成L徑的可分多徑信號(hào)分別送到信道響應(yīng)估計(jì)單元和加權(quán)向量控制器；從信道響應(yīng)估計(jì)單元輸出的信道響應(yīng)估計(jì)值送到參考信號(hào)形成單元；參考信號(hào)生成單元利用信道響應(yīng)估計(jì)值和導(dǎo)頻符號(hào)副本單元提供的導(dǎo)頻符號(hào)生成加權(quán)向量控制器中所需參考信號(hào)送到加權(quán)向量控制器，加權(quán)向量生成器生成的各徑加權(quán)向量與相應(yīng)的多徑信號(hào)相乘后再通過(guò)加法器得到各多徑的陣列加權(quán)信號(hào)。
上述陣列接收機(jī)，其中，所述的D個(gè)時(shí)隙以后的數(shù)字波束形成模塊包括延時(shí)單元、導(dǎo)頻符號(hào)副本單元、參考信號(hào)生成單元、加權(quán)向量控制器、乘法器和加法器；參考信號(hào)生成單元利用瑞克接收機(jī)反饋的信道響應(yīng)和導(dǎo)頻符號(hào)副本單元提供的導(dǎo)頻符號(hào)以及非導(dǎo)頻符號(hào)的反饋信號(hào)生成加權(quán)向量控制器中所需參考信號(hào)；每一徑的陣列匹配解擴(kuò)數(shù)字信號(hào)進(jìn)入數(shù)字波束形成模塊后分成兩路，一路經(jīng)過(guò)延時(shí)單元進(jìn)入加權(quán)向量控制器，另外一路則進(jìn)入乘法器作為被加權(quán)數(shù)據(jù)，準(zhǔn)備與加權(quán)向量控制器輸出的加權(quán)向量進(jìn)行乘法運(yùn)算并最終經(jīng)加法器合并后得到每一徑的數(shù)字波束形成后的數(shù)據(jù)，然后輸出到瑞克接收機(jī)相應(yīng)的手指。
一種利用上述陣列接收機(jī)而采用的導(dǎo)頻輔助判決反饋方法，其特點(diǎn)是，包括以下步驟(1)選取陣列初始權(quán)向量；在通信初始階段的1～D個(gè)時(shí)隙，重復(fù)下面的步驟(2)～步驟(6)的過(guò)程(2)數(shù)字波束形成器讀入當(dāng)前時(shí)隙解擴(kuò)后的陣列接收信號(hào)Np+Nd個(gè)數(shù)據(jù)樣本和當(dāng)前時(shí)隙的N個(gè)導(dǎo)頻符號(hào)副本；
(3)用當(dāng)前時(shí)隙Np個(gè)導(dǎo)頻符號(hào)副本和一個(gè)陣元上相對(duì)應(yīng)的Np個(gè)接收信號(hào)數(shù)據(jù)樣本相關(guān)平均估計(jì)當(dāng)前時(shí)隙的信道響應(yīng)值；(4)用步驟(3)估計(jì)的當(dāng)前時(shí)隙的信道響應(yīng)和當(dāng)前時(shí)隙的導(dǎo)頻符號(hào)副本相乘生成信道響應(yīng)補(bǔ)償后的Np個(gè)參考信號(hào)；(5)用步驟(4)得到的Np個(gè)的參考信號(hào)和對(duì)應(yīng)的Np個(gè)陣列接收信號(hào)樣本采用步長(zhǎng)因子為μ的歸一化最小均方誤差方法迭代更新陣列的權(quán)向量；(6)將步驟(5)迭代更新得到的最后一個(gè)權(quán)向量模歸一化后送到乘法器中用于陣列波束加權(quán)，同時(shí)保存當(dāng)前時(shí)隙的陣列接收信號(hào)Np+Nd個(gè)數(shù)據(jù)樣本；若當(dāng)前時(shí)隙數(shù)k大于D個(gè)時(shí)隙，則重復(fù)下面步驟(7)～步驟(11)的過(guò)程(7)數(shù)字波束形成器讀入保存的前第k-D個(gè)時(shí)隙解擴(kuò)后的陣列接收信號(hào)Np+Nd個(gè)數(shù)據(jù)樣本和前第k-D個(gè)時(shí)隙的Np個(gè)導(dǎo)頻符號(hào)副本，同時(shí)數(shù)字波束形成器讀入瑞克接收機(jī)對(duì)前第k-D個(gè)時(shí)隙的信道響應(yīng)的反饋值和對(duì)Nd個(gè)非導(dǎo)頻符號(hào)的判決反饋符號(hào)；(8)用步驟(9)中的反饋信道響應(yīng)值和導(dǎo)頻符號(hào)副本及判決反饋的符號(hào)相乘生成信道響應(yīng)補(bǔ)償后的Np+Nd個(gè)參考信號(hào)；(9)用步驟(10)得到的Np+Nd個(gè)的參考信號(hào)和步驟(9)中的Np+Nd個(gè)陣列接收信號(hào)樣本采用步長(zhǎng)因子為μ的歸一化最小均方誤差方法迭代更新陣列的權(quán)向量；(10)將步驟(11)迭代更新得到的最后一個(gè)權(quán)向量模歸一化后送到乘法器中用戶(hù)陣列波束加權(quán)；(11)清除保存的前第k-D個(gè)時(shí)隙的陣列接收信號(hào)樣本，而讀入保存當(dāng)前第個(gè)時(shí)隙的陣列接收信號(hào)Np+Nd個(gè)數(shù)據(jù)樣本。
上述導(dǎo)頻輔助判決反饋方法，其中，步驟9中所述的步長(zhǎng)因子μ的取值范圍為10-6＜μ＜1。
上述導(dǎo)頻輔助判決反饋方法，其中，步驟2中所述的Nd表示一個(gè)時(shí)隙中非導(dǎo)頻符號(hào)數(shù)目。
由于本發(fā)明采用了以上的技術(shù)方案，可以使得接收陣列的性能達(dá)到最優(yōu)值，能夠有效抵抗多徑衰落和抑制強(qiáng)干擾，能夠大大縮短方法收斂時(shí)間，同時(shí)方法的計(jì)算量保持在符號(hào)數(shù)量級(jí)，遠(yuǎn)遠(yuǎn)低于碼濾波和子空間類(lèi)等盲方法，利用現(xiàn)有通用FPGA等硬件即可完成方法，可實(shí)現(xiàn)性強(qiáng)。
本發(fā)明的具體特征和性能由以下的實(shí)施例及其附圖進(jìn)一步描述。


圖1是本發(fā)明采用的陣列接收機(jī)原理圖。
圖2是本發(fā)明在初始階段D個(gè)時(shí)隙的NLMS數(shù)字波束形成模塊結(jié)構(gòu)原理圖。
圖3描述了本發(fā)明一徑(Finger)中的在D個(gè)時(shí)隙以后的NLMS數(shù)字波束形成模塊結(jié)構(gòu)原理圖。
圖4是針對(duì)WCDMA系統(tǒng)的上行鏈路仿真結(jié)果曲線圖。
請(qǐng)參閱附圖。
圖1是本發(fā)明采用的陣列接收機(jī)原理圖。該智能天線接收機(jī)主要包括天線陣列101、陣列數(shù)字信號(hào)生成模塊102、匹配濾波模塊103、數(shù)字波束形成模塊104、Rake接收機(jī)109和判決反饋模塊111。
在服務(wù)小區(qū)范圍內(nèi)，天線單元之間的間距一般選擇為載波中心頻率對(duì)應(yīng)波長(zhǎng)的一半。陣列數(shù)字信號(hào)生成模塊102包括接收單元105及模擬到數(shù)字轉(zhuǎn)換單元106，主要功能是將天線陣列接收的模擬信號(hào)轉(zhuǎn)換成可供數(shù)字處理的陣列數(shù)字信號(hào)，隨后的信號(hào)處理在數(shù)字域進(jìn)行。匹配濾波模塊103為一組相關(guān)器，每一相關(guān)器包含一個(gè)乘法器和I/D濾波器構(gòu)成。通過(guò)匹配濾波器后每個(gè)用戶(hù)的擴(kuò)頻信號(hào)都用本用戶(hù)的信道碼解擴(kuò)，同時(shí)分解成L徑的可分多徑信號(hào)。數(shù)字波束形成模塊104同時(shí)對(duì)一個(gè)用戶(hù)的不同多徑信號(hào)分別形成波束，波束形成后的多徑信號(hào)108送至Rake接收機(jī)109對(duì)應(yīng)的徑。Rake接收機(jī)109分別估計(jì)多徑信號(hào)的信道響應(yīng)110，然后按照多徑信號(hào)能量進(jìn)行最大比合并，同時(shí)估計(jì)的信道響應(yīng)的值反饋給波束形成模塊中對(duì)應(yīng)的徑(Finger)。
數(shù)字波束形成模塊中的參考信號(hào)生成需要反饋信號(hào)和信道響應(yīng)的反饋值，而在通信初始階段的D個(gè)時(shí)隙中沒(méi)有相關(guān)信息，因此在D個(gè)時(shí)隙中的NLMS數(shù)字波束形成模塊的結(jié)構(gòu)如圖2所示。所述的初始階段的NLMS數(shù)字波束形成模塊包括一個(gè)加法器206、多個(gè)乘法器205、一加權(quán)向量控制器204、一信道響應(yīng)估計(jì)單元201、一參考信號(hào)形成單元203、一導(dǎo)頻符號(hào)副本單元202；導(dǎo)頻符號(hào)副本單元202產(chǎn)生的導(dǎo)頻符號(hào)副本分別送到信道響應(yīng)估計(jì)單元201和參考信號(hào)形成單元203；經(jīng)前級(jí)匹配濾波器解擴(kuò)、分解成L徑的可分多徑信號(hào)107(圖中所示)分別送到信道響應(yīng)估計(jì)單元201和加權(quán)向量控制器204；同時(shí)從信道響應(yīng)估計(jì)單元201輸出的信道響應(yīng)估計(jì)值送到參考信號(hào)形成單元203；參考信號(hào)生成單元203利用信道響應(yīng)和導(dǎo)頻符號(hào)副本單元提供的導(dǎo)頻符號(hào)生成加權(quán)向量控制器中所需參考信號(hào)送到加權(quán)向量控制器204，加權(quán)向量生成器生成的各徑加權(quán)向量與相應(yīng)的多徑信號(hào)相乘后再通過(guò)加法器得到各多徑的陣列加權(quán)信號(hào)。
在圖2中，利用單根天線上的信號(hào)(圖中示意了第一根天線)和導(dǎo)頻相關(guān)積累粗略估計(jì)信道響應(yīng)，然后和再與導(dǎo)頻信號(hào)生成權(quán)向量控制器在初始D個(gè)時(shí)隙中的參考信號(hào)。在初始階段，每個(gè)時(shí)隙中的參考信號(hào)個(gè)數(shù)要比反饋階段的參考信號(hào)數(shù)目少，且信道響應(yīng)的估計(jì)的值也粗略。
圖3描述了一個(gè)徑(Finger)中的NLMS數(shù)字波束形成模塊104_1原理圖。由延時(shí)單元301、導(dǎo)頻符號(hào)副本單元302、參考信號(hào)生成單元303、加權(quán)向量控制器304、乘法器305和加法器306組成。參考信號(hào)生成單元303利用Rake接收機(jī)反饋的信道響應(yīng)110_1和導(dǎo)頻符號(hào)副本單元提供的導(dǎo)頻以及非導(dǎo)頻比特的反饋信號(hào)112生成加權(quán)向量控制器中NLMS方法的所需參考信號(hào)。對(duì)應(yīng)第一徑的陣列匹配解擴(kuò)數(shù)字信號(hào)107進(jìn)入NLMS數(shù)字波束形成模塊104_1后分成兩路，一路經(jīng)過(guò)延時(shí)單元301進(jìn)入加權(quán)向量控制器304，另外一路則進(jìn)入乘法器305作為被加權(quán)數(shù)據(jù)，準(zhǔn)備與加權(quán)向量控制器304輸出的W1～Wm進(jìn)行乘法運(yùn)算并最終經(jīng)加法器305合并后得到第一徑的數(shù)字波束形成后的數(shù)據(jù)108_1，然后輸出到瑞克(Rake)接收機(jī)109相應(yīng)的徑。由于反饋會(huì)造成D個(gè)時(shí)隙的延時(shí)，因此陣列信號(hào)需要經(jīng)過(guò)相應(yīng)的延時(shí)后才能和參考信號(hào)生成單元303得到的參考信號(hào)去生成加權(quán)向量W1～Wm。
本發(fā)明采用的導(dǎo)頻輔助判決反饋方法，包括以下步驟(1)選取陣列初始權(quán)向量；在通信初始階段的1～D個(gè)時(shí)隙，重復(fù)下面的步驟(2)～步驟(6)的過(guò)程(2)數(shù)字波束形成器讀入當(dāng)前時(shí)隙解擴(kuò)后的陣列接收信號(hào)Np+Nd個(gè)數(shù)據(jù)樣本和當(dāng)前時(shí)隙的Np個(gè)導(dǎo)頻符號(hào)副本；(3)用當(dāng)前時(shí)隙Np個(gè)導(dǎo)頻符號(hào)副本和一個(gè)陣元上相對(duì)應(yīng)的Np個(gè)接收信號(hào)數(shù)據(jù)樣本相關(guān)平均估計(jì)當(dāng)前時(shí)隙的信道響應(yīng)值；(4)用步驟(3)估計(jì)的當(dāng)前時(shí)隙的信道響應(yīng)和當(dāng)前時(shí)隙的導(dǎo)頻符號(hào)副本相乘生成信道響應(yīng)補(bǔ)償后的Np個(gè)參考信號(hào)；(5)用步驟(4)得到的Np個(gè)的參考信號(hào)和對(duì)應(yīng)的Np個(gè)陣列接收信號(hào)樣本采用采用步長(zhǎng)因子為μ的歸一化最小均方誤差方法(NLMS)迭代更新陣列的權(quán)向量；
(6)將步驟(5)迭代更新得到的最后一個(gè)權(quán)向量模歸一化后送到乘法器中用戶(hù)陣列波束加權(quán)，同時(shí)保存當(dāng)前時(shí)隙的陣列接收信號(hào)Np+Nd個(gè)數(shù)據(jù)樣本；若當(dāng)前時(shí)隙數(shù)k大于D個(gè)時(shí)隙，則重復(fù)下面的步驟(7)～步驟(11)的過(guò)程(7)數(shù)字波束形成器讀入保存的前第k-D個(gè)時(shí)隙解擴(kuò)后的陣列接收信號(hào)Np+Nd個(gè)數(shù)據(jù)樣本和前第k-D個(gè)時(shí)隙的Np個(gè)導(dǎo)頻符號(hào)副本，同時(shí)數(shù)字波束形成器讀入瑞克接收機(jī)對(duì)前第k-D個(gè)時(shí)隙的信道響應(yīng)的反饋值和對(duì)Nd個(gè)非導(dǎo)頻符號(hào)的判決反饋符號(hào)；(8)用步驟(9)中的反饋信道響應(yīng)值和導(dǎo)頻符號(hào)副本及判決反饋的符號(hào)相乘生成信道響應(yīng)補(bǔ)償后的Np+Nd個(gè)參考信號(hào)；(9)用步驟(10)得到的Np+Nd個(gè)的參考信號(hào)和步驟(9)中的Np+Nd個(gè)陣列接收信號(hào)樣本采用步長(zhǎng)因子為μ的歸一化最小均方誤差方法(NLMS)迭代更新陣列的權(quán)向量；(10)將步驟(11)迭代更新得到的最后一個(gè)權(quán)向量模歸一化后送到乘法器中用于陣列波束加權(quán)；(11)清除保存的前第k-D個(gè)時(shí)隙的陣列接收信號(hào)樣本，而讀入保存當(dāng)前第個(gè)時(shí)隙的陣列接收信號(hào)Np+Nd個(gè)數(shù)據(jù)樣本。
下面我們用數(shù)學(xué)公式進(jìn)一步描述上述方法的原理。設(shè)K個(gè)用戶(hù)的陣列接收數(shù)字信號(hào)表示為X(t)=Σk=1KΣl=1a(θk,l)hk,l(t-τk,l)sk(t-τk,l)Ck,s(t-τk,l)+n(t)----(1)]]>其中，θk，l為第k個(gè)用戶(hù)的第1條多徑的波達(dá)方向DOA，α(θk，l)為對(duì)應(yīng)的陣列響應(yīng)，τk，l是第k個(gè)用戶(hù)的第1條多徑信號(hào)的時(shí)延，hk，l(t)是多徑信號(hào)經(jīng)歷的衰落，sk(t)是發(fā)射信號(hào)，Ck，s(t)是每個(gè)用戶(hù)的擴(kuò)頻碼，n(t)是陣列噪聲信號(hào)，每個(gè)天線上的噪聲看作獨(dú)立不相關(guān)的零均值加性高斯白噪聲。
在每個(gè)時(shí)隙中，期望用戶(hù)1的第1條多徑信號(hào)信號(hào)經(jīng)過(guò)匹配濾波相關(guān)解擴(kuò)后并在符號(hào)時(shí)刻t＝nTb+τk，l，n＝1，…，Np，Np+Nd采樣得到X(n)＝Ga(θ1，l)h1，l(n)s1(n)+n′(n) (2)
式(2)中G為擴(kuò)頻增益，n′(t)解擴(kuò)后其他多徑信號(hào)、干擾信號(hào)以及噪聲信號(hào)的總和。其中n＝1，…，Np對(duì)應(yīng)導(dǎo)頻，n’＝Np+1，…，Np+Nd對(duì)應(yīng)非導(dǎo)頻。
NLMS方法和所有MMSE類(lèi)中的其他方法一樣，都是不斷迭代更新使得權(quán)向量收斂到維那解WMMSE＝RXX*Rxd(3)其中RXX為陣列信號(hào)的自相關(guān)矩陣，Rxd為陣列信號(hào)和參考信號(hào)的相關(guān)向量。Rxd顯然和參考信號(hào)的選擇有一定的關(guān)系，若參考信號(hào)僅僅取做導(dǎo)頻信號(hào)d＝(n)＝S1(n)，則有Rxd=E[X(n)d(n)]=Ga(θ1,l)E[h1,l(n)s12(n)]+E[n′(n)s1(n))]---(4)]]>從(4)式看到，當(dāng)相關(guān)向量Rxd進(jìn)行長(zhǎng)時(shí)間相關(guān)積累時(shí)(一般方法都是這樣實(shí)現(xiàn))，由于是個(gè)零均值的隨機(jī)變量，(4)式中的第一項(xiàng)會(huì)逐漸趨向零，影響到Rxd的估計(jì)。鑒于信道響應(yīng)對(duì)Rxd估計(jì)的影響，我們?cè)谏蒒LMS方法的參考信號(hào)時(shí)取為d(n)＝h1，l(n)s1(n)(5)這時(shí)有Rxd=Ga(θ1,l)E[h1,l2(n)s12(n)]+E[h1,l(n)n′(n)s1(n)]-----(6)]]>從(6)式可以看出參考信號(hào)按(6)式選取即可保證信號(hào)的相干積累同時(shí)又可以減小噪聲項(xiàng)對(duì)估計(jì)Rxd的影響，因此能夠提高Rxd的估計(jì)精確性。然而精確的信道響應(yīng)是無(wú)法得到的，因此必須對(duì)信道響應(yīng)進(jìn)行估計(jì)。雖然信道響應(yīng)隨時(shí)間變化，但在一個(gè)時(shí)隙內(nèi)基本上可以看作恒定的，因此在初始的D時(shí)隙內(nèi)，我們可以利用一根天線上的信號(hào)和導(dǎo)頻相關(guān)估計(jì)得到h^1,l=1GNpΣn=1NpX(n)s1(n)-------(7)]]>這時(shí)生成的參考信號(hào)為d(n)=h^1,ls1(n),n=1,···,Np-------(8)]]>在D個(gè)時(shí)隙后由于Rake接收機(jī)已經(jīng)對(duì)信道響應(yīng)作了更為精確的估計(jì)，因此可以直接利用反饋的信道響應(yīng) ，同時(shí)我們得到了對(duì)非導(dǎo)頻的判決反饋比特 因而生成的參考信號(hào)此時(shí)換為 反饋NLMS方法的程序流程為(1)初始的D個(gè)時(shí)隙內(nèi)(i)讀入一個(gè)時(shí)隙的陣列信號(hào)數(shù)據(jù)X(1)，…，X(Np+Nd)和(8)式中的參考信號(hào)d(1)，…，d(Np)；(ii)for n＝1，…，Np，迭代y(n)＝WH(n)*X(n)e(n)＝d(n)-y(n)W(n+1)=W(n)+μ1+||X(n)||2e*(n)X(n)]]>(2)D個(gè)時(shí)隙后(i)讀入前第D個(gè)時(shí)隙的陣列信號(hào)數(shù)據(jù)X(1)，…，X(Np+Nd)和式(9)中的的參考信號(hào)d(1)，…，d(Np)，d(Np+1)，d(Np+Nd)；n＝1，…，Np，Np+1，…，Np+Nd，迭代(ii)for
y(n)＝WH(n)*X(n)；e(n)＝d(n)-y(n)；W(n+1)=W(n)+μ1+||X(n)||2e*(n)X(n);]]>為NLMS方法的步長(zhǎng)因子，取值范圍為10-6≤μ≤1，步長(zhǎng)取值大小決定了方法的穩(wěn)定性和收斂速度。加權(quán)向量生成器中的反饋NLMS方法所需的運(yùn)算量?jī)H為(21m+18)*(Np+Nd)個(gè)浮點(diǎn)加/乘運(yùn)算。
雖然我們給出的是反饋NLMS方法，但反饋思想同樣適用于所有MMSE類(lèi)方法。上述反饋方法的計(jì)算量是符號(hào)數(shù)量級(jí)，容易實(shí)現(xiàn)。由于每個(gè)時(shí)隙增加了Nd個(gè)參考信號(hào)，因此采用上述反饋NLMS方法較無(wú)反饋的NLMS方法可以有效的縮短方法的收斂時(shí)間，對(duì)接收信號(hào)的性能會(huì)有很大的提高。
圖4是針對(duì)WCDMA系統(tǒng)的上行鏈路仿真結(jié)果。圖中◆表示單天線、▲表示無(wú)判決反饋的NLMS、Δ表示有判決反饋的NLMS。
多徑環(huán)境參數(shù)如表1所示
由圖4可以看出，對(duì)于4陣元陣列接收機(jī)采用本發(fā)明中的判決反饋方法，較無(wú)反饋在誤碼率達(dá)到10-3時(shí)信噪比提高了0.6dB，和單天線相比則提高了6.3dB，達(dá)到了四元陣在白噪聲下的理想結(jié)果。
本發(fā)明雖然是針對(duì)CDMA系統(tǒng)，但稍加改動(dòng)即可適用于所有無(wú)線通信系統(tǒng)。
權(quán)利要求
1.一種無(wú)線通信系統(tǒng)中導(dǎo)頻輔助判決反饋陣列接收機(jī)，其特征在于，包括天線陣列、陣列數(shù)字信號(hào)生成模塊、匹配濾波器模塊、數(shù)字波束形成模塊、瑞克接收機(jī)和判決反饋模塊；陣列數(shù)字信號(hào)生成模塊將天線陣列接收的模擬信號(hào)轉(zhuǎn)換成可供數(shù)字處理的陣列數(shù)字信號(hào)；匹配濾波器模塊為一組相關(guān)器，每一相關(guān)器包含一個(gè)乘法器和I/D濾波器；經(jīng)匹配濾波器解擴(kuò)、分解成L徑的可分多徑信號(hào)送到數(shù)字波束形成模塊；數(shù)字波束形成模塊同時(shí)對(duì)每一個(gè)用戶(hù)的不同多徑信號(hào)分別形成波束，波束形成后的多徑信號(hào)送至瑞克接收機(jī)對(duì)應(yīng)的手指；瑞克接收機(jī)分別估計(jì)多徑信號(hào)的信道響應(yīng)，然后按照多徑信號(hào)能量進(jìn)行最大比合并，同時(shí)將估計(jì)的信道響應(yīng)值和對(duì)非導(dǎo)頻符號(hào)得到的判決符號(hào)反饋給波束形成模塊中相應(yīng)的徑。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的陣列接收機(jī)，其特征在于，所述的陣列數(shù)字信號(hào)生成模塊包括接收單元及模擬到數(shù)字轉(zhuǎn)換單元，使隨后的信號(hào)處理在數(shù)字域進(jìn)行。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的陣列接收機(jī)，其特征在于，所述的匹配濾波器模塊為一組相關(guān)器，每一相關(guān)器包含一個(gè)乘法器和I/D濾波器。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的陣列接收機(jī)，其特征在于，所述的數(shù)字波束形成模塊包括在通信初始階段D個(gè)時(shí)隙的數(shù)字波束形成模塊和D個(gè)時(shí)隙以后的數(shù)字波束形成初始模塊。
5.根據(jù)權(quán)利要求1或4所述的陣列接收機(jī)，其特征在于，所述的在通信初始階段D個(gè)時(shí)隙的數(shù)字波束形成模塊包括一個(gè)加法器、多個(gè)乘法器、一加權(quán)向量控制器、一信道響應(yīng)估計(jì)單元、一參考信號(hào)形成單元、一導(dǎo)頻符號(hào)副本單元；導(dǎo)頻符號(hào)副本單元產(chǎn)生的導(dǎo)頻符號(hào)副本分別送到信道響應(yīng)估計(jì)單元和參考信號(hào)生成單元；經(jīng)前級(jí)匹配濾波器解擴(kuò)、分解成L徑的可分多徑信號(hào)分別送到信道響應(yīng)估計(jì)單元和加權(quán)向量控制器；從信道響應(yīng)估計(jì)單元輸出的信道響應(yīng)估計(jì)值送到參考信號(hào)形成單元；參考信號(hào)生成單元利用信道響應(yīng)估計(jì)值和導(dǎo)頻符號(hào)副本單元提供的導(dǎo)頻符號(hào)生成加權(quán)向量控制器中所需參考信號(hào)送到加權(quán)向量控制器，加權(quán)向量生成器生成的各徑加權(quán)向量與相應(yīng)的多徑信號(hào)相乘后再通過(guò)加法器得到各多徑的陣列加權(quán)信號(hào)。
6.根據(jù)權(quán)利要求1或4所述的陣列接收機(jī)，其特征在于，所述的D個(gè)時(shí)隙以后的數(shù)字波束形成模塊包括延時(shí)單元、導(dǎo)頻符號(hào)副本單元、參考信號(hào)生成單元、加權(quán)向量控制器、乘法器和加法器；參考信號(hào)生成單元利用瑞克接收機(jī)反饋的信道響應(yīng)和導(dǎo)頻符號(hào)副本單元提供的導(dǎo)頻符號(hào)以及非導(dǎo)頻符號(hào)的反饋信號(hào)生成加權(quán)向量控制器中所需參考信號(hào)；每一徑的陣列匹配解擴(kuò)數(shù)字信號(hào)進(jìn)入數(shù)字波束形成模塊后分成兩路，一路經(jīng)過(guò)延時(shí)單元進(jìn)入加權(quán)向量控制器，另外一路則進(jìn)入乘法器作為被加權(quán)數(shù)據(jù)，準(zhǔn)備與加權(quán)向量控制器輸出的加權(quán)向量進(jìn)行乘法運(yùn)算并最終經(jīng)加法器合并后得到每一徑的數(shù)字波束形成后的數(shù)據(jù)，然后輸出到瑞克接收機(jī)相應(yīng)的手指。
7.一種利用權(quán)利要求1所述的陣列接收機(jī)而采用的導(dǎo)頻輔助判決反饋方法，其特征在于，包括以下步驟(1)選取陣列初始權(quán)向量；在通信初始階段的1～D個(gè)時(shí)隙，重復(fù)下面的步驟(2)～步驟(6)的過(guò)程(2)數(shù)字波束形成器讀入當(dāng)前時(shí)隙解擴(kuò)后的陣列接收信號(hào)Np+Nd個(gè)數(shù)據(jù)樣本和當(dāng)前時(shí)隙的N個(gè)導(dǎo)頻符號(hào)副本；(3)用當(dāng)前時(shí)隙Np個(gè)導(dǎo)頻符號(hào)副本和一個(gè)陣元上相對(duì)應(yīng)的Np個(gè)接收信號(hào)數(shù)據(jù)樣本相關(guān)平均估計(jì)當(dāng)前時(shí)隙的信道響應(yīng)值；(4)用步驟(3)估計(jì)的當(dāng)前時(shí)隙的信道響應(yīng)和當(dāng)前時(shí)隙的導(dǎo)頻符號(hào)副本相乘生成信道響應(yīng)補(bǔ)償后的Np個(gè)參考信號(hào)；(5)用步驟(4)得到的Np個(gè)的參考信號(hào)和對(duì)應(yīng)的Np個(gè)陣列接收信號(hào)樣本采用步長(zhǎng)因子為μ的歸一化最小均方誤差方法迭代更新陣列的權(quán)向量；(6)將步驟(5)迭代更新得到的最后一個(gè)權(quán)向量模歸一化后送到乘法器中用于陣列波束加權(quán)，同時(shí)保存當(dāng)前時(shí)隙的陣列接收信號(hào)Np+Nd個(gè)數(shù)據(jù)樣本；若當(dāng)前時(shí)隙數(shù)k大于D個(gè)時(shí)隙，則重復(fù)下面步驟(7)～步驟(11)的過(guò)程(7)數(shù)字波束形成器讀入保存的前第K-D個(gè)時(shí)隙解擴(kuò)后的陣列接收信號(hào)Np+Nd個(gè)數(shù)據(jù)樣本和前第k-D個(gè)時(shí)隙的Np個(gè)導(dǎo)頻符號(hào)副本，同時(shí)數(shù)字波束形成器讀入瑞克接收機(jī)對(duì)前第k-D個(gè)時(shí)隙的信道響應(yīng)的反饋值和對(duì)Nd個(gè)非導(dǎo)頻符號(hào)的判決反饋符號(hào)；(8)用步驟(9)中的反饋信道響應(yīng)值和導(dǎo)頻符號(hào)副本及判決反饋的符號(hào)相乘生成信道響應(yīng)補(bǔ)償后的Np+Nd個(gè)參考信號(hào)；(9)用步驟(10)得到的Np+Nd個(gè)的參考信號(hào)和步驟(9)中的Np+Nd個(gè)陣列接收信號(hào)樣本采用步長(zhǎng)因子為μ的歸一化最小均方誤差方法迭代更新陣列的權(quán)向量；(10)將步驟(11)迭代更新得到的最后一個(gè)權(quán)向量模歸一化后送到乘法器中用戶(hù)陣列波束加權(quán)；(11)清除保存的前第k-D個(gè)時(shí)隙的陣列接收信號(hào)樣本，而讀入保存當(dāng)前第個(gè)時(shí)隙的陣列接收信號(hào)Np+Nd個(gè)數(shù)據(jù)樣本。
8.根據(jù)權(quán)利要求6所述的導(dǎo)頻輔助判決反饋方法，其特征在于，步驟9中所述的步長(zhǎng)因子μ的取值范圍為10-6＜μ＜1。
9.根據(jù)權(quán)利要求6所述的導(dǎo)頻輔助判決反饋方法，其特征在于，步驟2中所述的Nd表示一個(gè)時(shí)隙中非導(dǎo)頻符號(hào)數(shù)目。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種無(wú)線通信系統(tǒng)中導(dǎo)頻輔助判決反饋陣列接收機(jī)及其反饋方法,其特點(diǎn)是,采用導(dǎo)頻輔助判決反饋的方法,可以使得接收陣列的性能達(dá)到最優(yōu)值,能夠有效抵抗多徑衰落和抑制強(qiáng)干擾,大大縮短方法的收斂時(shí)間,同時(shí)方法的計(jì)算量保持在符號(hào)數(shù)量級(jí),遠(yuǎn)遠(yuǎn)低于碼濾波和子空間類(lèi)等盲算方法,利用現(xiàn)有通用FPGA等硬件即可完成,可實(shí)現(xiàn)性強(qiáng)。
文檔編號(hào)H04B7/26GK1372391SQ0110550
公開(kāi)日2002年10月2日 申請(qǐng)日期2001年2月28日 優(yōu)先權(quán)日2001年2月28日
發(fā)明者吳和兵, 張勁林, 李江, 丁齊 申請(qǐng)人:華為技術(shù)有限公司