專利名稱：多波段便攜式無(wú)線終端的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及與諸如GSM/DCS/UMTS的各種移動(dòng)通信系統(tǒng)兼容的多波段便攜式無(wú)線終端。
背景技術(shù)：
常規(guī)地，為了降低在一個(gè)小的便攜式無(wú)線終端中的射頻(RF)單元的電路規(guī)模而提出了使用直接轉(zhuǎn)換(DCR)方法的例子。如下所述，當(dāng)在未來(lái)將要引入的具有兩種不同方法和不同頻率波段的諸如GSM(全球移動(dòng)通信系統(tǒng))/DCS(數(shù)字蜂窩系統(tǒng))/UMTS(通用移動(dòng)通信系統(tǒng))的通信系統(tǒng)的便攜終端中使用時(shí)，該DCR有助于便攜式終端的小型化。
圖4A和4B是表示外差接收方法(圖4A)和直接轉(zhuǎn)換方法(圖4B)之間的比較的方框圖。采用外差接收方法的裝置要求鏡像消除濾波器(帶通濾波器)14和15，以避免所謂的由轉(zhuǎn)換接收頻率fRF到中頻fIF所引起的圖像干擾。該裝置與使用DCR方法以至于不需要該鏡像消除濾波器的裝置相比必然較大。
當(dāng)考慮接收單元的電路集成化時(shí)，在如圖4A中所示的外差接收方法中形成一個(gè)模擬前端芯片12的元件在如圖4B中所示的DCR方法中可分為RF芯片17和基帶芯片18。因此，DCR方法能夠用這些元件集成到集成電路(IC)以減小芯片面積的增加。
然而，當(dāng)由DCR產(chǎn)生的直流(DC)偏移分量在檢測(cè)接收機(jī)的輸出(也就是說(shuō)，基帶(BB)信號(hào))中輸出時(shí)，在GSM和DCS中使用的窄帶數(shù)字調(diào)制方法使得利用一個(gè)電路通過(guò)DC反饋來(lái)控制DC偏移成為不可能。這是因?yàn)檫@樣一種控制電路截止低頻，因此導(dǎo)致該解調(diào)信號(hào)數(shù)據(jù)部分的丟失。在DCR中該DC偏移是由彼此相等的接收信號(hào)頻率和本地振蕩頻率引起的。
圖5是說(shuō)明DCR中DC偏移發(fā)生機(jī)制的輔助圖。由于在DCR接收電路中接收的RF信號(hào)和本地振蕩信號(hào)有相同的頻率(fRF＝fLO)，互相正交的I和Q基帶信號(hào)25和26被作為輸出得到。
但是，同時(shí)，本地振蕩頻率fLO的信號(hào)沿著如在圖5中以虛線指示的路徑泄漏到在不同部分中的電路，并由于這些電路的非線性因而與接收的RF信號(hào)混頻(這稱作自混頻)。結(jié)果，在基帶(BB)I/Q輸出上疊加一個(gè)DC分量。對(duì)基帶數(shù)據(jù)來(lái)說(shuō)該DC分量是不希望的分量，并可以認(rèn)為等同于噪聲。
本地振蕩信號(hào)的泄漏路徑包括多種模式，例如本地振蕩信號(hào)通過(guò)一個(gè)形成該接收芯片和另一個(gè)電路塊的襯底發(fā)送到一個(gè)接收信號(hào)的輸入部分；該信號(hào)在安裝該芯片的印刷板上發(fā)送；一個(gè)信號(hào)通過(guò)空中進(jìn)入天線與接收的信號(hào)混合；或者這些模式的組合。
此外，當(dāng)DC偏移分量太明顯時(shí)，該偏移被疊加在該電路的DC偏壓上，并因此其工作點(diǎn)移到電源或地線電位。這樣可能引起錯(cuò)誤動(dòng)作。
由于這樣的原因，DCR投入實(shí)際應(yīng)用的例子是非常少，并且實(shí)質(zhì)上局限于不需要DC分量解調(diào)的系統(tǒng)，也就是，使用前面提到的DC反饋啟動(dòng)DC偏移補(bǔ)償?shù)囊环N調(diào)制方法的系統(tǒng)。因此，為了在使用諸如GSM和DCS的窄帶調(diào)制的系統(tǒng)中實(shí)現(xiàn)DCR，防止如上所述的本地振蕩信號(hào)發(fā)送到RF輸入的措施是必需的。
順便說(shuō)一句，對(duì)于最近的技術(shù)趨勢(shì)和該直接轉(zhuǎn)換接收(DCR)的類似技術(shù)例如參見(jiàn)論文“用于TDMA應(yīng)用的DCR接收器的新方法(A Novel Approach toDCR receivers for TDMA Application)”(MWE’99)。
圖6是表示根據(jù)相關(guān)技術(shù)，利用鏡像消除混合器從偏移振蕩頻率中得到用于DCR的本地振蕩頻率的結(jié)構(gòu)的方框圖。在圖6示出的這個(gè)例子中，為該本地振蕩頻率提供一個(gè)頻率偏移，并且通過(guò)在正交解調(diào)器前的一個(gè)再生分頻器得到DCR要求的頻率。
在圖6所示的結(jié)構(gòu)中一個(gè)信道PLL環(huán)路單元34產(chǎn)生用在GSM/DCS模式中的信道頻率的信號(hào)。具體地說(shuō)，該信道PLL環(huán)路單元34輸出在圖6的方框39中示出的振蕩頻率的信號(hào)作為用于GSM/DCS模式的發(fā)送和接收基準(zhǔn)振蕩信號(hào)。該發(fā)送和接收基準(zhǔn)振蕩信號(hào)被發(fā)送到偏移PLL環(huán)路單元35和再生分頻器塊33，這些稍后將會(huì)描述。
一個(gè)固定的PLL環(huán)路單元36產(chǎn)生一個(gè)760MHz(2*fIF＝760MHz)的IF頻率信號(hào)，然后提供該信號(hào)給正交調(diào)制器(GSM/DCR)37。該正交調(diào)制器(GSM/DCR)37轉(zhuǎn)換來(lái)自固定的PLL環(huán)路單元36的760MHz的IF頻率信號(hào)為互相正交的380MHz的IF頻率信號(hào)，接著提供該IF頻率信號(hào)到混合器37-2和37-3。
該混合器37-2和37-3利用來(lái)自未在圖中示出的基帶處理單元的I和Q基帶信號(hào)來(lái)混合這樣變換的IF頻率信號(hào)，由此執(zhí)行正交調(diào)制。然后，該調(diào)制的信號(hào)提供給偏移PLL環(huán)路單元35內(nèi)的相位比較器35a。
該相位比較器35a將從低通濾波器35b的一個(gè)輸出的相位和從該正交調(diào)制器37輸入的380MHz正交調(diào)制信號(hào)的相位進(jìn)行比較。壓控振蕩器VCO35-4和35-3分別根據(jù)比較結(jié)果產(chǎn)生用于DCS發(fā)送的振蕩頻率fTX-D和用于GSM發(fā)送的振蕩頻率fTX-G。
同時(shí)，再生分頻器部件33分頻來(lái)自信道PLL環(huán)路單元34的基準(zhǔn)振蕩信號(hào)的頻率。具體地說(shuō)，分頻為4/3頻率((4/3)×ffLO_RX_D)的信號(hào)被發(fā)送到一個(gè)LNA+正交解調(diào)器(DCS)31，而分頻為2/3頻率((2/3)×ffLO_RX_G)的信號(hào)被發(fā)送到一個(gè)LNA+正交解調(diào)器(GSM)32。
因此，在該結(jié)構(gòu)的例子中，根據(jù)在圖6中示出的相關(guān)技術(shù)，一個(gè)本地振蕩信號(hào)只出現(xiàn)在再生分頻器33的輸出中，并且因此可防止參考圖5所示出的發(fā)送。
然而，在多時(shí)隙模式中，在GSM系統(tǒng)中這種模式是一種最近開(kāi)始的服務(wù)，發(fā)送和接收之間轉(zhuǎn)換速度需要增加至大于根據(jù)相關(guān)技術(shù)的方法的速度。根據(jù)圖6中示出的相關(guān)技術(shù)，發(fā)送和接收之間的轉(zhuǎn)換受PLL(鎖相環(huán))的會(huì)聚要求的時(shí)間(也稱作置位時(shí)間)的限制。
在下面簡(jiǎn)單敘述多時(shí)隙模式。圖7A，7B和7C中表示在多時(shí)隙模式中所需的發(fā)送和接收之間的轉(zhuǎn)換時(shí)序的一個(gè)例子。在這個(gè)例子中，使用四個(gè)時(shí)隙用于接收而使用一個(gè)時(shí)隙用于發(fā)送。雖然普通的GSM/DCS使用一個(gè)時(shí)隙用于發(fā)送和接收中每個(gè)，如圖7A，7B，和7C中所示，為了下載大量的數(shù)據(jù)，該多時(shí)隙模式允許使用多個(gè)TDMA(時(shí)分多址)時(shí)隙。
在圖7A中由“Tadj”表示的周期是測(cè)量從一個(gè)相鄰基站接收的信號(hào)的功率要求的時(shí)間周期。這個(gè)時(shí)間周期主要由基帶處理算法和所使用的芯片(在許多情況中數(shù)字信號(hào)處理器(DSP))的處理速度決定，并且通常表示對(duì)應(yīng)于大約一個(gè)時(shí)隙的時(shí)間。在這個(gè)時(shí)間周期期間，該接收系統(tǒng)需要轉(zhuǎn)換到該相鄰基站的一個(gè)頻率，也就是，轉(zhuǎn)換到另一個(gè)信道而不是轉(zhuǎn)換到由預(yù)占基站發(fā)送的一個(gè)頻率。參考圖7A，7B，和7C說(shuō)明一種計(jì)算該時(shí)間的方法。
根據(jù)GSM標(biāo)準(zhǔn)(ETSI)，在上面這種情況中，接收周期和發(fā)送周期之間的間隔需要在兩個(gè)時(shí)隙之內(nèi)。該標(biāo)準(zhǔn)還要求假設(shè)在具有最大半徑30km的一個(gè)服務(wù)區(qū)域內(nèi)的一個(gè)基站。因此，該終端需要以一個(gè)超前大約60km的往返無(wú)線傳播所要求的時(shí)間的定時(shí)進(jìn)行發(fā)送，也就是，(30×103[m]×2)/(3×108[m/sec])232.6[μ秒]＝63比特(1比特的長(zhǎng)度3.6923[μ秒])。這稱為超前定時(shí)并且對(duì)應(yīng)于圖7B中由“Tadv”表示的時(shí)間。
同樣，在圖7A，7B和7C中保持下面的關(guān)系T1＝T2＝(兩個(gè)時(shí)隙-Tadv-Tadj)/2T3＝一個(gè)時(shí)隙+Tadv因此，從RX轉(zhuǎn)換到TX所要求的時(shí)間可近似地計(jì)算為(兩個(gè)時(shí)隙時(shí)間-Tadv-Tadj)/2＝(577×2-577-232.6)/2170[μ秒]。
與根據(jù)相關(guān)技術(shù)的大約500[μ秒]的技術(shù)規(guī)范相比，這表示較高速度。因此，通過(guò)圖6中所示的電路結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)高速度是非常困難的。

發(fā)明內(nèi)容
考慮到上述問(wèn)題本發(fā)明已經(jīng)完成，因此本發(fā)明的一個(gè)目標(biāo)是提供與GSM/DCS多時(shí)隙模式兼容并能避免直接轉(zhuǎn)換接收(DCR)方法中的DC偏移問(wèn)題的多波段便攜式無(wú)線終端。
本發(fā)明的另一個(gè)目標(biāo)是提供一種多波段便攜式無(wú)線終端，它與上述GSM/DCS多時(shí)隙模式兼容，并使減小避免DC偏移問(wèn)題所要求的電路規(guī)模成為可能，并因此在實(shí)現(xiàn)一個(gè)集成電路(IC)時(shí)減小芯片尺寸。
為了實(shí)現(xiàn)上述目的，根據(jù)本發(fā)明，提供與多種不同通信方法兼容并在用于這些通信方法的多個(gè)不同頻段進(jìn)行通信的多波段便攜式無(wú)線終端，該多波段便攜式無(wú)線終端包括產(chǎn)生用于發(fā)送的中頻信號(hào)的裝置；第一信號(hào)發(fā)生裝置，用于產(chǎn)生具有用于多個(gè)通信方法中每個(gè)方法的發(fā)送基準(zhǔn)頻率的第一信號(hào)；第二信號(hào)發(fā)生裝置，根據(jù)用于發(fā)送的中頻信號(hào)產(chǎn)生第二信號(hào)；和第三信號(hào)發(fā)生裝置，通過(guò)使該第一信號(hào)和第二信號(hào)進(jìn)行預(yù)定運(yùn)算產(chǎn)生用于接收的本地振蕩頻率信號(hào)；其中用于接收的本地振蕩頻率等于對(duì)應(yīng)于多種通信方法之一的一個(gè)接收的頻率。
因此，通過(guò)使該第一信號(hào)和第二信號(hào)進(jìn)行預(yù)定算法并由此產(chǎn)生等于一個(gè)接收信號(hào)的頻率的接收本地振蕩頻率信號(hào)，該第三信號(hào)發(fā)生裝置起控制DC偏移的發(fā)生的作用。
最好，在根據(jù)本發(fā)明的該多波段便攜式無(wú)線終端中，在第一信號(hào)發(fā)生裝置是用于該鏡像消除混合器的第一變頻輸入側(cè)的信號(hào)源的時(shí)侯，該第三信號(hào)發(fā)生裝置形成一個(gè)信號(hào)鏡像消除混合器。
另外，更可取地，第二信號(hào)發(fā)生裝置通過(guò)分頻由第一信號(hào)發(fā)生裝置使用的發(fā)送的中頻信號(hào)的頻率產(chǎn)生第二信號(hào)，并且該第二信號(hào)發(fā)生裝置是用于該鏡像消除混合器的第二變頻輸入側(cè)的信號(hào)源。
因此，由于使用信號(hào)鏡像消除混合器并且一個(gè)發(fā)送壓控振蕩器(VCO)的輸出用于單個(gè)信號(hào)鏡像消除混合器的一個(gè)輸入，不但減小電路的規(guī)模是可能的，而且不需要在一個(gè)發(fā)送周期和一個(gè)接收周期之間改變VCO的頻率也是可能的。因此，在發(fā)送和接收之間進(jìn)行轉(zhuǎn)換所要求的時(shí)間不經(jīng)受信道PLL的設(shè)置時(shí)間。


圖1是表示根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例的一個(gè)通信終端的通用結(jié)構(gòu)的方框圖；圖2是表示根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例的終端的RF接收處理單元的結(jié)構(gòu)細(xì)節(jié)的方框圖；圖3是表示根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例的終端的RF發(fā)送處理單元的結(jié)構(gòu)細(xì)節(jié)的方框圖；圖4A和4B表示外差接收和直接轉(zhuǎn)換接收(DCR)之間的比較；圖5是說(shuō)明DCR中DC偏移發(fā)生機(jī)制的輔助圖；圖6是表示根據(jù)相關(guān)技術(shù)用于從偏移振蕩頻率中得到用于DCR的本地振蕩頻率的結(jié)構(gòu)的一個(gè)例子的方框圖；和圖7A，7B和7C是表示在多時(shí)隙模式中要求的在發(fā)送和接收之間的轉(zhuǎn)換時(shí)間的一個(gè)例子的圖。
具體實(shí)施例方式
在下文將參考附圖詳細(xì)描述本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例。圖1是表示根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例的通信終端的通用結(jié)構(gòu)的方框圖。圖1中所示的終端是可以以三種模式GSM(也稱之為泛歐數(shù)字蜂窩電話系統(tǒng))模式、DCS模式、UMTS(WCDMA)模式工作的多波段便攜式電話裝置(多波段便攜式無(wú)線終端)。因此，該終端可用作與TDMA系統(tǒng)和CDMA系統(tǒng)的兩種服務(wù)兼容的一個(gè)多波段系統(tǒng)終端。
由圖1中所示終端的天線511接收的RF信號(hào)通過(guò)由濾波器(帶通濾波器)和根據(jù)上面提到的方式轉(zhuǎn)換的轉(zhuǎn)換器(S/W)形成的信號(hào)通路，然后輸入起著接收信號(hào)處理單元功能的一個(gè)RF接收信號(hào)處理單元501。稍后將描述該RF接收處理單元501的詳細(xì)結(jié)構(gòu)和具體操作。
在該RF接收處理單元501后一級(jí)中分別安排用于GSM/DCS和UMTS的接收基帶處理單元A(551)和接收基帶處理單元B(552)。該接收基帶處理單元A(551)和接收基帶處理單元B(552)使由RF接收處理單元501產(chǎn)生的正交基帶信號(hào)(一個(gè)I和Q信號(hào))進(jìn)行預(yù)定的數(shù)字基帶處理。具體地說(shuō)，接收基帶處理單元A和B具有一個(gè)A/D變換器或類似裝置，用于使該I和Q信號(hào)進(jìn)行模擬/數(shù)字(A/D)轉(zhuǎn)換，從而產(chǎn)生具有恒定的位速率的IQ數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)。
象在該接收系統(tǒng)中一樣，給發(fā)送系統(tǒng)提供分別用于GSM/DCS和UMTS的發(fā)送基帶處理單元C(553)和發(fā)送基帶處理單元D(554)。該發(fā)送基帶處理單元提供具有恒定的數(shù)據(jù)速率的IQ數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)，該數(shù)據(jù)是由一個(gè)數(shù)字信號(hào)處理器(DSP)565集成的，這些將在稍后被描述。
該數(shù)據(jù)由發(fā)送基帶處理單元C和D進(jìn)行數(shù)字/模擬(D/A)轉(zhuǎn)換，然后作為發(fā)送基帶信號(hào)(I和Q信號(hào))輸入到一個(gè)RF發(fā)送處理單元502。稍后將參考另一個(gè)附圖描述該RF發(fā)送處理單元502的詳細(xì)結(jié)構(gòu)和操作。
在由RF發(fā)送處理單元502進(jìn)行稍后將被描述的正交調(diào)制和頻率變換之后，該信號(hào)由功率放大器(PA)進(jìn)行功率放大以獲得要求的發(fā)送功率，然后根據(jù)上面提到的模式通過(guò)濾波器和轉(zhuǎn)換轉(zhuǎn)換器從天線511發(fā)送。
一個(gè)VC-TCXO 535是一個(gè)變頻溫控晶體振蕩器，并且在這種情況下，該VC-TCXO 535產(chǎn)生下面描述的發(fā)送和接收處理要求的基準(zhǔn)頻率(13.00MHz)。
連接到數(shù)據(jù)總線591的該DSP 565執(zhí)行諸如消除衰減效應(yīng)、確定所接收的信號(hào)的類型、去交織、誤差校正以及適當(dāng)?shù)慕獯a處理的處理。壓縮的音頻數(shù)據(jù)由該DSP 565解壓縮和解碼，然后由音頻D/A 561根據(jù)預(yù)定的音頻抽樣率進(jìn)行數(shù)字/模擬(D/A)變換。該D/A變換的模擬信號(hào)作為來(lái)自未在圖中示出的揚(yáng)聲器的聲音發(fā)送。
在另一方面，由未在圖中示出的麥克風(fēng)轉(zhuǎn)換為模擬音頻信號(hào)的終端用戶的話音或類似的話音由未在圖中示出的麥克風(fēng)放大器進(jìn)行信號(hào)放大，然后由一個(gè)音頻A/D 562以一個(gè)適當(dāng)?shù)某闃勇蔬M(jìn)行A/D變換以便由此數(shù)字化。這樣數(shù)字化的信號(hào)由該DSP 565編碼并壓縮。
該DSP 565將從未在圖中示出的數(shù)據(jù)I/F單元輸入的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)集成為合適的塊，并將該音頻編碼的數(shù)據(jù)和通信數(shù)據(jù)集成為具有恒定的數(shù)據(jù)速率的IQ數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)。這樣集成的信號(hào)是上面描述的發(fā)送基帶信號(hào)(I和Q信號(hào))。
一個(gè)CPU總線595與用于控制整個(gè)終端(包括稍后被描述的一個(gè)壓控振蕩器的通/斷控制)的中央處理單元(CPU)571、只讀存儲(chǔ)器(ROM)572等相連接。該ROM 572存儲(chǔ)由CPU執(zhí)行的程序等。當(dāng)該CPU執(zhí)行程序時(shí)，隨機(jī)存取存儲(chǔ)器(RAM) 573用于在根據(jù)要求的計(jì)算期間存儲(chǔ)數(shù)據(jù)等，并且當(dāng)該數(shù)據(jù)在發(fā)送單元和接收單元之間傳送時(shí)臨時(shí)地存儲(chǔ)數(shù)據(jù)。
順便說(shuō)一句，例如，EEPROM或可電擦寫(xiě)存儲(chǔ)器可以提供給該CUP總線595，以在關(guān)閉該終端之前存儲(chǔ)設(shè)定的條件的設(shè)定參數(shù)，因此在該終端關(guān)閉之后，當(dāng)再次打開(kāi)終端時(shí)能夠得到和以前相同的設(shè)定。
在下面將參考圖1和2詳細(xì)描述在該終端的接收系統(tǒng)中的信號(hào)的總體流程。圖2表示在圖1中所示的RF接收處理單元501的內(nèi)部結(jié)構(gòu)的細(xì)節(jié)，并且圖2中的端子的參考字母a、b、c、…表示連接到上面提到的RF信號(hào)輸入級(jí)、接收基帶處理單元551和552以及RF發(fā)送處理單元502。
接收的RF信號(hào)通過(guò)圖1中所示的天線511輸入到射頻轉(zhuǎn)換器(S/W)512。該轉(zhuǎn)換器512依據(jù)該接收機(jī)(終端)是在GSM/DCS系統(tǒng)模式下還是在UMTS(WCDMA)系統(tǒng)模式下選擇信號(hào)路徑。
當(dāng)該終端是在GSM或DCS模式時(shí)，該接收的信號(hào)饋送到一個(gè)射頻轉(zhuǎn)換器513，而當(dāng)該終端是在UMTS模式時(shí)饋送到雙工器516。該GSM/DCS信號(hào)進(jìn)一步通過(guò)轉(zhuǎn)換器513發(fā)送到GSM路徑或DCS路徑。
更具體地說(shuō)，當(dāng)該終端是在GSM模式時(shí)該接收的RF信號(hào)饋送到射頻轉(zhuǎn)換器514，而當(dāng)該終端是在DCS模式時(shí)該接收的RF信號(hào)饋送到射頻轉(zhuǎn)換器515。該射頻轉(zhuǎn)換器514和515改變用于發(fā)送/接收的路徑。
在下面將描述該終端是在GSM模式的情況。在該終端是在GSM模式下時(shí)，在圖7A，7B和7C所示的接收時(shí)隙Rx的周期期間，輸入的RF信號(hào)通過(guò)一個(gè)帶通濾波器521饋送到圖2中的可變?cè)鲆娴驮肼暦糯笃?01。在一個(gè)發(fā)送時(shí)隙周期期間，圖1中的功率放大器(PA) 528的輸出通過(guò)隔離器525和帶通濾波器524沿著與接收周期的方向相反的方向饋送到射頻轉(zhuǎn)換器514。
由可變?cè)鲆娴驮肼暦糯笃?01放大該接收的信號(hào)，然后輸入到包括混頻器603和604以及多相濾波器605的正交解調(diào)器，以便和本地振蕩頻率相乘。該可變?cè)鲆娴驮肼暦糯笃?01執(zhí)行諸如必要的頻帶限制和自動(dòng)增益控制(AGC)的處理，從而該接收的信號(hào)在一個(gè)適當(dāng)?shù)碾娖缴?。該多相濾波器605起建立彼此正交的本地振蕩信號(hào)的作用。
在這種情況下，通過(guò)提供與接收的RF頻率相等的本地振蕩頻率，以實(shí)現(xiàn)直接轉(zhuǎn)換。具體地說(shuō)，本地振蕩頻率fLO是fLO＝fVCO_GSM-fIF＝925至960MHz。因此，從混頻器603和604的輸出得到I/Q正交基帶(BB)信號(hào)。
該BB信號(hào)通過(guò)可變?cè)鲆娣糯笃?06和607以及低通濾波器608和609在除工作頻率之外的波段消除干擾信號(hào)，例如相鄰信道中的干擾信號(hào)。接下來(lái)，如圖1中所示，該BB信號(hào)被發(fā)送到接收基帶處理單元A(551)，這是一個(gè)基帶數(shù)字化處理電路。
該可變?cè)鲆娴驮肼暦糯笃?01和可變?cè)鲆娣糯笃?06與607在接收基帶處理單元中的數(shù)字化處理控制以便A/D變換器輸入的信號(hào)幅值是恒定的。這允許該A/D變換器的輸入動(dòng)態(tài)范圍在所有的時(shí)間保持恒定。
在DCS信號(hào)路徑中執(zhí)行與GSM相同的處理。具體地說(shuō)，由可變?cè)鲆娴驮肼暦糯笃?02放大該接收的信號(hào)，并且放大后的信號(hào)被輸入到包括混頻器611和612以及一個(gè)多相濾波器613的正交解調(diào)器。像在GSM的情況中一樣，在該正交解調(diào)器中通過(guò)將該信號(hào)乘以一個(gè)本地振蕩頻率得到的BB信號(hào)通過(guò)可變?cè)鲆娣糯笃?06和607以及低通濾波器608和609，并且接下來(lái)該BB信號(hào)被發(fā)送到接收基帶處理單元。
另一方面，在UMTS模式中，通過(guò)雙工器516從一個(gè)發(fā)送的信號(hào)中分離出該接收的RF信號(hào)，然后饋送到圖2中的一個(gè)可變?cè)鲆娴驮肼暦糯笃?42。同時(shí)，通過(guò)雙工器516朝著射頻轉(zhuǎn)換器512輸送該連續(xù)的發(fā)送信號(hào)。和上述的GSM/DCS的情況不同，由于WCDMA是一個(gè)連續(xù)的發(fā)送和接收系統(tǒng)，不使用高速轉(zhuǎn)換。因此，由于該系統(tǒng)的特性不可避免地使用這樣的設(shè)備。
像在GSM/DCS的情況中一樣，由可變?cè)鲆娴驮肼暦糯笃?在這個(gè)例子中是放大器642)放大在UMTS模式的接收的RF信號(hào)，然后饋送到包括混頻器631和632以及一個(gè)多相濾波器633的正交解調(diào)器。結(jié)果，得到作為該混頻器631和632的輸出的基帶(BB)I/Q信號(hào)。然后這些信號(hào)通過(guò)低通濾波器622和624輸入到可變?cè)鲆娣糯笃?43和644以便控制在一個(gè)恒定的幅值。接下來(lái)，控制幅值的信號(hào)被發(fā)送到包括在后一級(jí)的接收處理單元B(552)中的一個(gè)A/D變換器(未示出)。
UMTS模式不同于GSM/DCS模式之處在于，在UMTS模式中，由DC放大器621和623從包括低通濾波器和可變?cè)鲆娣糯笃鞯碾娐返妮敵鲋械玫紻C反饋。這是因?yàn)閃CDMA信號(hào)的頻帶是2MHZ，這顯然寬于GSM/DCS的200KHZ，并且因此即使當(dāng)通過(guò)DC反饋消除低頻時(shí)，包括在該信號(hào)中的信息也不會(huì)丟失。
通常，低頻段中的截止頻率大約是2KHz。在GSM/DCS中，2KHz低頻損失不可能提供正常的接收。這表示在WCDMA系統(tǒng)中，如圖2所示的相對(duì)簡(jiǎn)單的電路能夠?qū)崿F(xiàn)DC偏移的消除，但在GSM/DCS中，DC偏移的消除是困難的。
因此，在UMTS模式中，沒(méi)有使用用于減少DC偏移的偏移頻率，并且一個(gè)壓控振蕩器653能夠以等于該接收的RF信號(hào)的頻率的振蕩頻率(2110至2170MHz)振蕩。
接著將通過(guò)信號(hào)的流程描述該終端的發(fā)送系統(tǒng)。圖3表示圖1中所示的RF發(fā)送處理單元502的結(jié)構(gòu)的細(xì)節(jié)，并且圖3中的端子參考字母d、e、f、…表示連接到RF信號(hào)發(fā)送級(jí)、發(fā)送基帶處理單元553和554以及RF接收處理單元501。
當(dāng)該終端是在GSM(DCS)模式中時(shí)，一個(gè)I/Q信號(hào)從發(fā)送基帶處理單元C(553)發(fā)送到RF發(fā)送處理單元502。具體地說(shuō)，該I和Q信號(hào)通過(guò)在圖3中示出的低通濾波器701和702饋送到包括混頻器703和704以及一個(gè)分頻器705的正交調(diào)制器。
向分頻器705提供由利用分頻器715分頻來(lái)自固定的PLL 710(用于在GSM中產(chǎn)生一個(gè)720MHZ的固定頻率并在DCS中產(chǎn)生一個(gè)760MHZ的固定頻率)的信號(hào)所得到信號(hào)。因此，得到彼此正交并具有360MHZ(在GSM中)(在DCS中為380MHZ)的頻率的兩個(gè)信號(hào)作為分頻器705的輸出。
因此，從上面提到的正交調(diào)制器的輸出中得到由與基帶(BB)信號(hào)正交調(diào)制產(chǎn)生的一個(gè)360MHZ(380MHZ)的IF信號(hào)。該IF信號(hào)通過(guò)一個(gè)低通濾波器720和一個(gè)射頻放大器721發(fā)送到一個(gè)相位比較器(PFD)725。
在GSM模式期間，在其它的壓控振蕩器742和743停止(關(guān)斷)時(shí)，用于GSM的壓控振蕩器741工作(接通)。在DCS模式期間，在其它的壓控振蕩器741和743關(guān)斷時(shí)，用于DCS的壓控振蕩器接通。例如，來(lái)自壓控振蕩器741的一個(gè)輸出通過(guò)混頻器727被乘以來(lái)自圖2中示出的用于GSM的信道PLL壓控振蕩器652的信號(hào)。
當(dāng)信道PLL壓控振蕩器651被控制時(shí)，以至于在這個(gè)例子中該壓控振蕩器652的GSM/DCR的振蕩頻率是fCH_TX_GSM＝1240至1275MHZfCH_TX_DCS＝1330至1405MHz… (1)則得到表示fCH_TX_GSM(fCH_TX_DCS)和該壓控振蕩器741的振蕩頻率fTX_GSM＝880至915MHz(fTX_DCS＝1710至1785MHz)之間的和與差的頻率作為該混頻器727的輸出。
因此，具有以下頻率的信號(hào)饋送到一個(gè)低通濾波器726|fCH_TX_GSM±fTX_GSM||fCH_TX_DCS±fTX_DCS|… (2)當(dāng)適當(dāng)?shù)剡x擇該低通濾波器726的截止頻率時(shí)，這兩個(gè)頻率中較高的頻率被消除，并且只有以下的頻率被輸入到相位比較器725。
fCH_TX_GSM-fTX_GSMfTX_DCS-fCH_TX_DCS… (3)該相位比較器725將具有上式(3)的頻率的信號(hào)與上面提到的具有360MHz(GSM)(380MHz(DCS))頻率的IF信號(hào)相比較，然后輸出得到的相位誤差給環(huán)路濾波器731。該環(huán)路濾波器731集成該輸入的相位誤差分量以轉(zhuǎn)換為一個(gè)DC電壓，然后施加該DC電壓到該壓控振蕩器741(GSM)(在DCS中為壓控振蕩器742)的一個(gè)控制端。
在這樣形成的環(huán)路中，該相位比較器的兩個(gè)輸入信號(hào)的頻率收斂到彼此相等，并且因此fCH_TX_GSM-fTX_GSM＝360MHzfTX_DCS-fCH_TX_DCS＝380MHz … (4)當(dāng)在GSM和DCS中設(shè)定相位比較器725的極性以致于上式(4)的左側(cè)變?yōu)橐粋€(gè)正值時(shí)，一個(gè)偏移PLL750的系統(tǒng)(在圖3中由虛線包圍的部分)收斂。然而，應(yīng)當(dāng)注意，當(dāng)相位比較器725的極性為反向時(shí)，該系統(tǒng)發(fā)散并且因此該壓控振蕩器741(GSM)(在DCS中為壓控振蕩器742)的頻率是不固定的。順便說(shuō)一句，根據(jù)來(lái)自上面提到的CPU571的一個(gè)極性控制信號(hào)設(shè)定該相位比較器725的極性。
當(dāng)把等式(1)代入該等式(4)時(shí)，得到下面結(jié)果fTX_GSM＝fCH_TX_GSM-360MHz＝880至915MHzfTX_DCS＝fCH_TX_DCS+380MHz＝1710至1785MHz … (5)因此，該壓控振蕩器741(GSM)(在DCS中為壓控振蕩器742)的振蕩頻率變成等于GSM(DCS)的發(fā)送頻率。
順便說(shuō)一句，為了實(shí)現(xiàn)在GSM/DCS中使用的GMSK(高斯濾波最小頻移鍵控)調(diào)制，該環(huán)路濾波器的常數(shù)需要有一個(gè)明顯高于該調(diào)制速度的截止頻率。
另一方面，在UMTS模式中，執(zhí)行與在GSM/DCS中相同的操作。在這個(gè)情況下，由于信道PLL產(chǎn)生的頻率相對(duì)地接近于DCS的頻率，可使用相同的壓控振蕩器。在下面將描述在UMTS模式中的操作。
在UMTS模式中，在圖3中包括低通濾波器701和702、混頻器703和704以及分頻器705的調(diào)制器不用作調(diào)制器。例如，通過(guò)關(guān)閉混頻器704并加上偏壓(Vbias)和0V到I信道差分輸入，混頻器703用作一個(gè)級(jí)聯(lián)放大器操作。
在UMTS模式中，由固定PLL710產(chǎn)生的信號(hào)通過(guò)分頻器715和分頻器716分頻為1/4。在分頻之后190MHz的信號(hào)通過(guò)混頻器703、低通濾波器720和射頻放大器721饋送到相位比較器725。不同于GSM/DCS模式，該190MHz的信號(hào)是一個(gè)未調(diào)制的信號(hào)。
在UMTS模式期間，在其它的壓控振蕩器741和742關(guān)斷時(shí)，用于UMTS的壓控振蕩器接通。來(lái)自該壓控振蕩器743的輸出通過(guò)混頻器727被乘以來(lái)自UMTS的信道PLL壓控振蕩器653的信號(hào)(見(jiàn)圖2)。
當(dāng)一個(gè)信道PLL壓控振蕩器651被控制時(shí)，以致于在這個(gè)例子中該壓控振蕩器653的振蕩頻率是fCH_TX_UMTS＝2110至2170MHz … (6)則得到表示fCH_TX_UMTS和該壓控振蕩器743的振蕩頻率fTX_UMTS＝1920至1980MHz之間的和與差的頻率作為混頻器727的輸出。
因此，具有以下頻率的饋送到低通濾波器726。
|fCH_TX_UMTS±fTX_UMTS| … (7)當(dāng)適當(dāng)?shù)剡x擇該低通濾波器726的截止頻率時(shí)，這兩個(gè)頻率中較高的頻率被消除，并且只得到頻率fCH_TX_UMTS-fTX_UMTS… (8)這樣得到的信號(hào)輸入到相位比較器725。該相位比較器725將輸入的信號(hào)與上面提到的的IF信號(hào)(具有190MHz頻率的信號(hào))相比較，然后輸出得到的相位誤差給一個(gè)環(huán)路濾波器732。該環(huán)路濾波器732集成該相位誤差分量以轉(zhuǎn)換為一個(gè)DC電壓。該電壓被施加到該壓控振蕩器743的一個(gè)控制端。
在這樣形成的環(huán)路中，該相位比較器725的兩個(gè)輸入信號(hào)的頻率收斂為彼此相等，并且因此fCH_TX_GSM-fTX_UMTS＝190MHz … (9)當(dāng)把等式(6)代入該等式(9)時(shí)，得到下面結(jié)果fTX_UMTS＝fCH_TX_UMTS-190MHZ＝1920至1980MHz …(10)因此，該壓控振蕩器743的振蕩頻率變成等于UMTS的發(fā)送頻率。
在UMTS模式中，來(lái)自壓控振蕩器743的輸出信號(hào)通過(guò)一個(gè)可變?cè)鲆娣糯笃?53輸入到一個(gè)多相濾波器754。該多相濾波器754與混頻器761和762一起形成一個(gè)UMTS(WCDMA)正交調(diào)制單元。因此，從基帶處理單元554通過(guò)低通濾波器751和752發(fā)送到混頻器761和762的I和Q基帶信號(hào)由混頻器761和762與從該多相濾波器754輸出的彼此正交的信號(hào)混頻。
由這樣的正交調(diào)制產(chǎn)生的信號(hào)通過(guò)可變?cè)鲆娣糯笃?81和帶通濾波器533被輸入到功率放大器(PA)530。然后，從該功率放大器530的輸出通過(guò)隔離器527饋送到雙工器516。
接下來(lái)將描述用于接收的本地振蕩頻率的產(chǎn)生。如上所述，在UMTS(或WCDMA)中，DC偏移補(bǔ)償電路可由模擬電路實(shí)現(xiàn)。因此，即使當(dāng)一個(gè)本地振蕩頻率信號(hào)泄漏到可變?cè)鲆娴驮肼暦糯笃?42(圖2)的輸入側(cè)時(shí)，例如連接到雙工器516的傳輸線，由DC放大器621和623形成的一個(gè)補(bǔ)償電路能夠消除DC偏移。因此，不需要設(shè)定該壓控振蕩器653的振蕩頻率為不同于接收的RF信號(hào)的頻率。
如由等式(6)所表示的，該壓控振蕩器653的振蕩頻率等于在一個(gè)UMTS頻帶中接收的頻率fRX_UMTS＝fCH_RX_UMTS＝fCH_TX_UMTS＝2110至2170MHz另一方面，在GSM(DCS)中，需要盡可能地減小DC偏移，并且因此該壓控振蕩器652需要以不同于接收頻率的一個(gè)頻率振蕩。因此，在接收時(shí)隙期間，該壓控振蕩器652的振蕩頻率被設(shè)置為與發(fā)送(TX)中的頻率相同。
具體地說(shuō)，該壓控振蕩器652的振蕩頻率設(shè)置如下fCH_RX_GSM＝fCH_TX_GSM＝1240至1275MHzfCH_RX_DCS＝fCH_TX_DCS＝1330至1405MHz如由等式(5)所示，由這個(gè)信號(hào)和發(fā)送便宜DLL系統(tǒng)得到的頻率等于GSM(DCS)的發(fā)送頻率fTX_GSM＝880至915MHzfTX_DCS＝1710至1785MHz… (11)在GSM(DCS)(在下面用于DCS的安排用括號(hào)表示)中接收的周期期間，在圖2中功率放大器528(功率放大器529)被關(guān)閉，并且該發(fā)送壓控振蕩器741的一個(gè)振蕩信號(hào)通過(guò)一個(gè)緩沖放大器665被輸入到一個(gè)多相濾波器655(多相濾波器656)。
濾波器把輸入給它的信號(hào)分為兩個(gè)彼此正交的信號(hào)。這些信號(hào)分別通過(guò)緩沖放大器657(緩沖放大器659)和緩沖放大器658(緩沖放大器660)輸入到混頻器661和662。
同時(shí)，由圖3中的固定的PLL710和壓控振蕩器712產(chǎn)生的720MHz(760MHz)固定信號(hào)由分頻器715(在這個(gè)例子中1/1分頻器)和分頻器705分頻為1/2頻率，然后輸入到圖2中的分頻器641。該分頻器641進(jìn)一步把該信號(hào)的頻率分頻為1/8(1/4)，由此產(chǎn)生彼此正交的45MHz(90MHz)的信號(hào)。然后，這些信號(hào)各自饋送到混頻器661和混頻器662的另一個(gè)輸入端。
當(dāng)這四個(gè)信號(hào)(從緩沖放大器657至660輸出的信號(hào)和從分頻器641輸出的信號(hào))是如在圖2所示的相位關(guān)系時(shí)，下列信號(hào)分別出現(xiàn)在混頻器661和662的輸出。
2·sinωTX_GSM·cosωIF
＝sin(ωTX_GSM+ωIF)+sin(ωTX_GSM-ωIF) … (12a)2·sinωTX_DCS·cosωIF＝sin(ωTX_DCS+ωIF)+sin(ωTX_CDS-ωIF) … (12b)2·cosωTX_GSM·sinωIF＝sin(ωTX_GSM+ωIF)-sin(ωTX_GSM-ωIF) … (13a)2·cosωTX_DCS·sinωIF＝sin(ωTX_DCS+ωIF)-sin(ωTX_DCS-ωIF) … (13b)當(dāng)由這些等式表示的信號(hào)(兩個(gè)混頻器661和662的輸出)通過(guò)下一級(jí)的加法器663互相相加時(shí)(從上面的等式求出(12a)+(13a)和(12b)+(13b))，只提取下面的信號(hào)。
sin(ωTX_GSM+ωIF)sin(ωTX_DCS+ωIF)… (14)因此，得到如下的頻率fTX_GSM+fIFfTX_DCS+fIF… (15)這里fIF是分頻器641的輸出并且是45MHz(95MHz)。
由多相濾波器655(656)、混頻器661和662以及上述類似的裝置形成的電路(在圖2中由虛線包圍的部分670)能夠只提取在混頻中產(chǎn)生的這兩個(gè)頻率之一，并且因此稱為一個(gè)鏡像消除混合器。
因此，從等式(11)和等式(15)中，fCH_RX_GSM+fIF＝(880+45)至(915+45)MHz＝925至960MHz… (16a)fCH_RX_DCS+fIF＝(1710+95)至(1785+95)MHz＝1805至1880MHz … (16b)因此，得到等于GSM(DCS)的接收頻率的頻率。
這些信號(hào)通過(guò)一個(gè)射頻放大器664饋送到多相濾波器605(多相濾波器613)。然后，由包括混頻器603和604以及多相濾波器605的正交解調(diào)器執(zhí)行用于GSM的直接正交解調(diào)。由包括混頻器611和612以及多相濾波器613的正交解調(diào)器執(zhí)行用于DCS的直接正交解調(diào)。
因此，通過(guò)直到在本地振蕩立即輸入到該DCR解調(diào)器之前饋送一個(gè)異于該接收RF頻率的頻率并在解調(diào)器的混合器之前產(chǎn)生一個(gè)所希望的頻率，該終端能夠盡可能地避免泄漏具有與接收的RF信號(hào)相同頻率的本地振蕩信號(hào)到其它電路部件。
為了處理作為一個(gè)GSM/DCS的附加功能的多時(shí)隙模式，一個(gè)發(fā)送VCO的輸出用做鏡像消除混合器的一個(gè)輸入，該鏡像消除混合器用來(lái)產(chǎn)生接收的本地振蕩信號(hào)，因此不需要控制以在一個(gè)發(fā)送周期和一個(gè)接收周期之間改變VCO的頻率。
當(dāng)在圖1至3中所示的電路結(jié)構(gòu)是從一個(gè)電路集成(集成到一個(gè)IC)的角度來(lái)看時(shí)，除環(huán)路濾波器部分之外在圖2和圖3中所示的每一個(gè)電路部件的可集成為一個(gè)IC。因此，在圖2中的電路部件被集成為一個(gè)接收系統(tǒng)IC，而在圖3中的電路部件被集成為一個(gè)發(fā)送系統(tǒng)IC。
如上所述，根據(jù)本實(shí)施例，一個(gè)發(fā)送壓控振蕩器(VCO)的輸出用來(lái)產(chǎn)生GSM/DCS接收的本地振蕩信號(hào)的鏡像消除混合器的一個(gè)輸入，因此不需要在發(fā)送周期和接收周期之間改變壓控振蕩器的頻率，也就是，不需要用于信道PLL(鎖相環(huán))的轉(zhuǎn)換。結(jié)果，在發(fā)送和接收之間轉(zhuǎn)換要求的時(shí)間與在GSM和DCS之間的切換的頻率轉(zhuǎn)換要求的時(shí)間不受該信道DLL的設(shè)定時(shí)間的影響。因此，該終端作為一個(gè)通信終端容易與多時(shí)隙模式兼容。
另外，為了得到用于GSM和DCS接收的本地振蕩頻率，使用一個(gè)信號(hào)鏡像消除混合器以便產(chǎn)生兩個(gè)接收本地振蕩頻率。因此，當(dāng)將該發(fā)送和接收RF部件集成為一個(gè)IC時(shí)，可避免DC偏移而無(wú)需極大地增加電路規(guī)模。
此外，通過(guò)分頻由發(fā)送中頻(IF)PLL產(chǎn)生的IF頻率得到的一個(gè)信號(hào)被作為該鏡像消除混合器的另一個(gè)輸入使用，該發(fā)送中頻(IF)PLL用于產(chǎn)生一個(gè)發(fā)送頻率信號(hào)的偏移PLL，因此減少部件數(shù)量的增加并簡(jiǎn)化發(fā)送和接收電路的結(jié)構(gòu)。
按照慣例(例如根據(jù)圖6中所示的相關(guān)技術(shù)的結(jié)構(gòu)例子)，一個(gè)分?jǐn)?shù)L型PLL用作信道PLL，因此導(dǎo)致擴(kuò)大電路規(guī)模的缺點(diǎn)。根據(jù)前述實(shí)施例的終端中一個(gè)普通的PLL能夠用作信道PLL。當(dāng)將該信道PLL集成為一個(gè)IC時(shí)，這能起到減少電路規(guī)模的增大的作用。
另外，直至在本地振蕩輸入到DCR解調(diào)器之前饋送不同于接收RF頻率的一個(gè)頻率并在解調(diào)器的混合器之前產(chǎn)生一個(gè)所希望的頻率，能夠避免混合來(lái)自鏡像消除混合器電路的所不希望的信號(hào)分量進(jìn)入發(fā)送系統(tǒng)電路。
本發(fā)明不限制于上述實(shí)施例，并且在不脫離本發(fā)明的精神的條件下，能夠各種改進(jìn)。例如，當(dāng)該多波段便攜式無(wú)線終端是在發(fā)送周期中時(shí)，施加到緩沖放大器665的偏壓電源可以控制使其關(guān)閉。這使避免混合來(lái)自鏡像消除混合器670的不希望的信號(hào)分量進(jìn)入發(fā)送系統(tǒng)電路是可能的。
權(quán)利要求
1.一種與多種不同通信方法兼容并在這些通信方法的多個(gè)不同頻段進(jìn)行通信的多波段便攜式無(wú)線終端，所述多波段便攜式無(wú)線終端包括產(chǎn)生發(fā)送的中頻信號(hào)的裝置；第一信號(hào)發(fā)生裝置，用于產(chǎn)生具有用于所述多種通信方法中的每一方法的發(fā)送基準(zhǔn)頻率的第一信號(hào)；第二信號(hào)發(fā)生裝置，根據(jù)用于發(fā)送的所述中頻信號(hào)產(chǎn)生第二信號(hào)；和第三信號(hào)發(fā)生裝置，通過(guò)使所述第一信號(hào)和所述第二信號(hào)進(jìn)行預(yù)定運(yùn)算產(chǎn)生用于接收的本地振蕩頻率信號(hào)；其中所述用于接收的本地振蕩頻率等于對(duì)應(yīng)于所述多種通信方法之一的一個(gè)接收頻率。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的多波段便攜式無(wú)線終端，其中所述第三信號(hào)發(fā)生裝置形成單個(gè)信號(hào)鏡像消除混合器，并且所述第一信號(hào)發(fā)生裝置是用于該鏡像消除混合器的第一變頻輸入側(cè)的信號(hào)源。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的多波段便攜式無(wú)線終端，其中所述第二信號(hào)發(fā)生裝置通過(guò)分頻用于發(fā)送的所述中頻信號(hào)的頻率產(chǎn)生所述第二信號(hào)，該信號(hào)由所述第一信號(hào)發(fā)生裝置使用以產(chǎn)生一個(gè)發(fā)送頻率信號(hào)，并且所述第二信號(hào)發(fā)生裝置是用于所述鏡像消除混合器的第二可變頻率輸入側(cè)的信號(hào)源。
4.根據(jù)權(quán)利要求3所述的多波段便攜式無(wú)線終端，其中設(shè)置用于發(fā)送的所述中頻和所述分頻值，以便通過(guò)分頻用于發(fā)送的所述中頻所得到的所述第二信號(hào)的頻率變成等于所述發(fā)送頻率和所述接收頻率之間的差值。
5.根據(jù)權(quán)利要求3所述的多波段便攜式無(wú)線終端，其中所述第一信號(hào)和所述第二信號(hào)的每個(gè)信號(hào)由彼此正交的信號(hào)形成，并且根據(jù)所述預(yù)定運(yùn)算，所述第三信號(hào)發(fā)生裝置從用于相乘的所述第一可變頻率輸入側(cè)和所述第二可變頻率輸入側(cè)接收正交信號(hào)，然后把相乘的結(jié)果加在一起，由此產(chǎn)生用于接收的所述本地振蕩頻率信號(hào)。
6.根據(jù)權(quán)利要求4所述的多波段便攜式無(wú)線終端，還包括第四信號(hào)發(fā)生裝置，通過(guò)形成用于所述多種通信方法中的每一種方法的信道鎖相環(huán)產(chǎn)生第四信號(hào)；將所述第一信號(hào)和所述第二信號(hào)相乘在一起的裝置；和通過(guò)比較由所述相乘得到的信號(hào)和預(yù)先固定的頻率信號(hào)的相位來(lái)輸出相位誤差信號(hào)的裝置；其中所述第一信號(hào)發(fā)生裝置形成偏移鎖相環(huán)，并且該偏移鎖相環(huán)根據(jù)所述相位誤差信號(hào)牽引到同步，以便根據(jù)所述多波段便攜式無(wú)線終端是在所述多種通信方法中的第一通信模式還是在第二通信模式，通過(guò)反向所述相位誤差信號(hào)的極性收斂該鎖相環(huán)的系統(tǒng)，從而當(dāng)所述多波段便攜式無(wú)線終端是在所述第一通信模式時(shí)，通過(guò)從所述第四信號(hào)的頻率中減去所述用于發(fā)送的基準(zhǔn)頻率得到的差值頻率變成等于所述固定頻率，而當(dāng)所述多波段便攜式無(wú)線終端是在所述第二通信模式時(shí)，通過(guò)從用于發(fā)送的所述基準(zhǔn)頻率中減去所述第四信號(hào)的頻率得到的差值頻率變成等于所述固定頻率。
7.根據(jù)權(quán)利要求3所述的多波段便攜式無(wú)線終端，其中在所述第一信號(hào)發(fā)生裝置和所述鏡像消除混合器之間的信號(hào)路徑中插入緩沖放大器。
8.根據(jù)權(quán)利要求7所述的多波段便攜式無(wú)線終端，其中當(dāng)所述多波段便攜式無(wú)線終端是在發(fā)送周期中時(shí)，施加到所述緩沖放大器的偏壓電源關(guān)閉。
9.根據(jù)權(quán)利要求6所述的多波段便攜式無(wú)線終端，其中所述多種通信方法包括時(shí)分多址(TDMA)方法和碼分多址(CDMA)方法。
10.根據(jù)權(quán)利要求9所述的多波段便攜式無(wú)線終端，其中所述第一通信模式是使用所述TDMA方法的通信形式的GSM系統(tǒng)(全球移動(dòng)通信系統(tǒng))。
11.根據(jù)權(quán)利要求9所述的多波段便攜式無(wú)線終端，其中所述第二通信模式是使用所述TDMA方法的通信形式的DCS(數(shù)字蜂窩系統(tǒng))。
全文摘要
在一個(gè)偏移PLL產(chǎn)生的發(fā)送壓控振蕩器的輸出用作該鏡像消除混合器的可變頻率輸入側(cè)的一個(gè)信號(hào)源,用于產(chǎn)生GSM/DCS接收的本地振蕩信號(hào)。通過(guò)分頻由發(fā)送中頻(IF)PLL產(chǎn)生的IF頻率得到的信號(hào)用作該鏡像消除混合器的另一個(gè)輸入,該發(fā)送中頻(IF)PLL用作產(chǎn)生發(fā)送頻率信號(hào)的偏移PLL。由此在解調(diào)器的混合器之前產(chǎn)生一個(gè)所希望的信號(hào)。
文檔編號(hào)H04Q7/38GK1350371SQ0113034
公開(kāi)日2002年5月22日 申請(qǐng)日期2001年10月20日 優(yōu)先權(quán)日2000年10月20日
發(fā)明者高木光太郎 申請(qǐng)人:索尼公司