專利名稱：信道估計裝置及信道估計方法
技術領域：
本發(fā)明涉及數(shù)字無線通信系統(tǒng)、特別是CDMA(Code Division MultipleAccess，碼分多址)方式中使用的信道估計裝置及信道估計方法。
背景技術：
在無線通信中，基站和通信終端擁有獨立的時鐘振蕩器。一般，基站具有高精度(0.1ppm以下)的振蕩器，而通信終端由于考慮到成本、尺寸、功耗等，具有幾ppm左右精度的振蕩器。
例如，在通信終端中，在載頻為2GHz的情況下，發(fā)生2kHz(精度為1ppm時)以上的頻率偏差，這樣則難以進行接收。因此，通常通信終端具有根據(jù)下行線路的接收信號來控制時鐘頻率偏差的功能、即AFC(Automatic FrequencyControl，自動頻率控制)。
在數(shù)字無線通信系統(tǒng)W-CDMA(Wideband-Code Division MultipleAccess，寬帶碼分多址)的情況下，根據(jù)3GPP(3rd Generation PartnershipProject，第3代合作伙伴計劃)的規(guī)定，要求0.1ppm(在2GHz的載頻時相當于200Hz)以下。
然而，即使在滿足這種規(guī)定的狀態(tài)下，在基站接收上行線路信號時，也會由于通信終端的頻偏(通信終端校正時鐘頻率偏差的AFC中的校正誤差(AFC殘差)等產(chǎn)生的接收信號的頻率偏差，例如在頻偏為200Hz時在1個時隙間為48度左右)及基于衰落變動的高的最大多普勒頻率(fD)(例如在240Hz(相當于時速120km/h左右)時在1個時隙間為57.6度左右的相位旋轉)而造成相位旋轉，使信道估計大大惡化，其結果是接收特性大大惡化。
特別是，在以提高信道估計精度為目的的、對多個時隙的導頻碼元進行加權平均的方法(WMSAWeighted Multi-Symbol Averaging，加權多碼元平均)中，求信道估計的平均時間越長，則該影響越大。因此，以往提出了根據(jù)fD來控制平均長度(時隙長度及其加權系數(shù))。
圖1是現(xiàn)有的信道估計裝置的結構方框圖。相關器1用通信對方的擴頻調制處理中所使用的擴頻碼對接收信號進行解擴處理并輸出到乘法器2。乘法器2將解擴處理后的導頻部分(已知信號部分)的信號乘以導頻碼型(PL碼型)，將其相乘結果輸出到同相相加電路3。同相相加電路3對相乘結果進行同相相加來求以時隙為單位的信道估計值。乘以PL碼型及同相相加是時隙內的處理。該信道估計值被輸出到加權相加電路4。加權相加電路4在多個時隙范圍內對以時隙為單位的信道估計值進行加權相加。因此，該加權相加處理是時隙間的處理。
另一方面，解擴處理后的信號被輸出到相位旋轉檢測電路5。相位旋轉檢測電路5根據(jù)解擴處理后的信號來檢測多普勒頻率(fD)，檢測相位旋轉，將相位旋轉量輸出到加權系數(shù)計算電路6。加權系數(shù)計算電路6根據(jù)相位旋轉量來計算加權系數(shù)，將該加權系數(shù)輸出到加權相加電路4。根據(jù)這樣在多個時隙范圍內進行加權相加所得的信道估計值來求信道估計值。
這樣，在上述結構的信道估計裝置中，在求某個時隙中的信道估計值時，用認為衰落變動的時間相關性高的前后時隙的信道估計值來提高信道估計精度。
在上述現(xiàn)有的信道估計裝置中，隨著基于頻偏或衰落變動的相位旋轉增大，縮短平均時間(減少進行平均的前后時隙數(shù))以便不受其影響。這意味著用于信道估計的信號的能量減少與縮短的平均時間相應的量。如果用于信道估計的信號的能量減少，則必然使SINR(Signal to Interference and Noise Ratio，信號對干擾和噪聲之比)惡化，使信道估計精度本身惡化。

發(fā)明內容
本發(fā)明的目的在于提供一種信道估計裝置及信道估計方法，能夠提高信道估計精度，而不使接收質量惡化。
本發(fā)明人著眼于下述事實在進行信道估計時需要校正的相位旋轉，與由于通信終端校正時鐘頻率偏差的AFC中的校正誤差(AFC殘差)等外部環(huán)境而以幾秒以上的比較緩慢的時間量級變化的頻偏、和以幾微秒的量級頻繁變化的衰落變動有關系；發(fā)現(xiàn)通過分別按照頻偏和衰落變動來進行相位旋轉的校正和WMSA的加權系數(shù)的校正(控制)，使兩種校正反映在信道估計上，能提高信道估計精度，而不使接收質量惡化；從而提出本發(fā)明。
此外，本發(fā)明人發(fā)現(xiàn)通過在上述相位旋轉校正中，在解擴信號的同相相加前以碼元為單位(時隙內處理)校正相位旋轉，進而在同相相加后以時隙為單位(時隙間處理)校正相位旋轉來進行信道估計，能提高信道估計精度，從而提出本發(fā)明。
即，本發(fā)明的關鍵在于，根據(jù)接收信號中包含的已知信號來分別檢測相位旋轉的頻偏分量及衰落變動分量，用相位旋轉的頻偏分量及衰落變動分量來進行信道估計，從而能提高信道估計精度，而不使接收質量惡化。


圖1是現(xiàn)有的信道估計裝置的結構方框圖；圖2是本發(fā)明實施例1的包括信道估計裝置的基站的結構方框圖；圖3是圖2所示的基站的信道估計電路的結構方框圖；圖4是與本發(fā)明實施例1的包括信道估計裝置的基站進行無線通信的通信終端的結構方框圖；圖5是本發(fā)明實施例2的包括信道估計裝置的基站的信道估計電路的結構方框圖；和圖6是用于說明本發(fā)明實施例2的包括信道估計裝置的基站中的模式的表的示意圖。
具體實施例方式
以下，參照附圖來詳細說明本發(fā)明的實施例。
(實施例1)在本實施例中，說明下述情況在進行信道估計時，分別計算基于頻偏的相位旋轉和基于衰落變動的相位旋轉，校正兩種相位旋轉。
圖2是本發(fā)明實施例1的包括信道估計裝置的基站的結構方框圖。在圖2所示的基站中，說明RAKE合成的路徑是2個的情況，但是也可以適用于RAKE合成的路徑是3個以上的情況。此外，在圖2所示的基站中，為了簡化說明，只表記了1個用戶的系列。
從作為通信對方的通信終端發(fā)送的信號由無線接收電路103從天線101經(jīng)共用器102進行接收。無線接收電路103對接收信號進行規(guī)定的無線接收處理(下變頻、A/D變換等)，將無線接收處理后的信號輸出到相關器104、105。此外，無線接收處理后的信號被輸出到搜索電路106。
相關器104用作為通信對方的通信終端的擴頻調制處理中所使用的擴頻碼對無線接收處理后的信號的數(shù)據(jù)部分(DPDCH(Dedicated Physical DataChannel，專用物理數(shù)據(jù)信道))進行解擴處理，并輸出到同步檢波電路107的延遲器1071及同步檢波電路108的延遲器1081。相關器105用作為通信對方的通信終端的擴頻調制處理中所使用的擴頻碼對無線接收處理后的信號的導頻部分(已知信號)進行解擴處理，并輸出到同步檢波電路107的信道估計電路1072及同步檢波電路108的信道估計電路1082。搜索電路106取得進行解擴處理的路徑的同步，將其定時信息輸出到相關器104及相關器105。相關器104及相關器105根據(jù)來自搜索電路106的定時信息來進行解擴處理。
同步檢波電路107的信道估計電路1072用接收信號的導頻部分來進行信道估計，將其信道估計值輸出到乘法器1073。乘法器1073將延遲器1071進行過定時補償?shù)慕邮招盘柕臄?shù)據(jù)部分乘以信道估計值。由此進行同步檢波。同步檢波后的信號被輸出到RAKE合成器109。
同步檢波電路108的信道估計電路1082用接收信號的導頻部分來進行信道估計，將其信道估計值輸出到乘法器1083。乘法器1083將延遲器1081進行過定時補償?shù)慕邮招盘柕臄?shù)據(jù)部分乘以信道估計值。由此進行同步檢波。同步檢波后的信號被輸出到RAKE合成器109。
RAKE合成器109對同步檢波電路107及同步檢波電路108的輸出進行RAKE合成，將RAKE合成后的信號輸出到解調電路110。解調電路110對RAKE合成后的信號進行解調處理來得到接收數(shù)據(jù)。
發(fā)送數(shù)據(jù)由調制電路111進行調制處理后，被輸出到擴頻電路112。擴頻電路112用規(guī)定的擴頻碼對調制處理后的數(shù)據(jù)進行擴頻調制處理，將擴頻調制處理后的數(shù)據(jù)輸出到無線發(fā)送電路113。無線發(fā)送電路113對擴頻調制處理后的數(shù)據(jù)進行規(guī)定的無線發(fā)送處理(D/A變換、上變頻)。進行過無線發(fā)送處理的信號經(jīng)共用器102從天線101發(fā)送到作為通信對方的通信終端。
接著，說明同步檢波電路107、108的信道估計電路1072、1082的結構。圖3是圖2所示的基站的信道估計電路的結構方框圖。
乘法器201將解擴處理后的信號乘以每個碼元的相位旋轉校正值，將相乘后的信號輸出到乘法器202。乘法器202將每個碼元的進行過相位旋轉校正的解擴處理后的信號乘以導頻碼型(PL碼型)，通過消除基于PL碼型的數(shù)據(jù)調制分量來達到同相，將其相乘結果輸出到同相相加電路203。
同相相加電路203對相乘結果進行同相相加來求以時隙為單位的信道估計值。乘以每個碼元的相位旋轉校正值、乘以PL碼型及同相相加是時隙內的處理。該信道估計值被輸出到加權相加電路204。
另一方面，解擴處理后的信號被輸出到相位旋轉檢測電路205的頻偏檢測電路2051及衰落變動分量檢測電路(以下，簡稱fD檢測電路)2052。頻偏檢測電路2051根據(jù)解擴處理后的信號來求頻偏。該頻偏分量(與頻偏對應的相位旋轉量)被輸出到逐個時隙相位旋轉校正電路207及逐個碼元相位旋轉校正電路209、210。此外，fD檢測電路2052根據(jù)解擴處理后的信號來求最大多普勒頻率(以下，稱為多普勒頻率或fD)。一般，與頻偏相比，正確測定衰落變動時的多普勒頻率更困難。因此認為，上述多普勒頻率的檢測只能達到比頻偏的檢測精度粗的精度(例如，幾十Hz左右，或者能檢測出低速/中速/高速的程度)。該衰落變動分量(與fD對應的相位旋轉量)被輸出到加權系數(shù)計算電路208。
逐個碼元相位旋轉校正電路210根據(jù)頻偏的相位旋轉量來計算每個碼元的相位旋轉校正值Δθsymbol，將該相位旋轉校正值Δθsymbol輸出到乘法器201。逐個時隙相位旋轉校正電路207根據(jù)頻偏的相位旋轉量來計算每個時隙的相位旋轉校正值Δθslot，將該相位旋轉校正值Δθslot輸出到加權相加電路204。逐個碼元相位旋轉校正電路209根據(jù)頻偏分量來計算每個碼元的相位旋轉校正值Δθsymbol，將該相位旋轉校正值Δθsymbol輸出到乘法器206。由于輸出到上述201的相位旋轉校正值Δθsymbol和輸出到206的相位旋轉校正值Δθsymbol是同一值，所以也可以統(tǒng)一為1個。
加權系數(shù)計算電路208按照fD檢測值來計算加權系數(shù)(α)，將該加權系數(shù)α輸出到加權相加電路204。
加權相加電路204用來自逐個時隙相位旋轉校正電路207的相位旋轉校正值Δθslot及來自加權系數(shù)計算電路208的加權系數(shù)α對多個時隙范圍內的以時隙為單位的信道估計值進行加權相加。因此，該加權相加處理是時隙間處理。
根據(jù)這樣在多個時隙范圍內進行加權相加所得的信道估計值來求每個碼元的信道估計值或時隙平均的信道估計值。在此情況下，在需要時，作為信道估計值，使用加權相加電路204輸出的時隙平均的信道估計值，或者使用乘法器206將加權相加電路204輸出的時隙平均的信道估計值乘以每個碼元的相位旋轉校正值Δθsymbol而得到的每個碼元的信道估計值。
圖4是與本發(fā)明實施例1的包括信道估計裝置的基站進行無線通信的通信終端的結構方框圖。在圖4所示的通信終端中，說明RAKE合成的路徑是1個的情況，但是也可以適用于RAKE合成的路徑是2個以上的情況。
從作為通信對方的基站發(fā)送的信號由無線接收電路303從天線301經(jīng)共用器302進行接收。無線接收電路303對接收信號進行規(guī)定的無線接收處理，將無線接收處理后的信號輸出到相關器304及搜索電路307。
相關器304用作為通信對方的通信終端的擴頻調制處理中所使用的擴頻碼對無線接收處理后的信號進行解擴處理并輸出到信道估計-同步檢波-合成電路305。相關器304根據(jù)來自搜索電路307的定時信息來進行解擴處理。信道估計-同步檢波-合成電路305用無線接收處理后的信號的導頻部分(已知信號)進行信道估計來求信道估計值，將無線接收處理后的信號的數(shù)據(jù)部分乘以該信道估計值來進行同步檢波。進而，信道估計-同步檢波-合成電路305用同步檢波后的信號來進行RAKE合成。
RAKE合成后的信號被輸出到解調電路306。解調電路306對RAKE合成后的信號進行解調處理來得到接收數(shù)據(jù)。
發(fā)送數(shù)據(jù)由調制電路308進行調制處理后，被輸出到擴頻電路309。擴頻電路309用規(guī)定的擴頻碼對調制處理后的數(shù)據(jù)進行擴頻調制處理，將擴頻調制處理后的數(shù)據(jù)輸出到無線發(fā)送電路310。無線發(fā)送電路310對擴頻調制處理后的數(shù)據(jù)進行規(guī)定的無線發(fā)送處理。進行過無線發(fā)送處理的信號經(jīng)共用器302從天線301發(fā)送到作為通信對方的基站。
上述圖2所示的基站和圖4所示的通信終端構成CDMA方式的數(shù)字無線通信系統(tǒng)，圖2所示的基站和圖4所示的通信終端進行無線通信。
接著，說明具有上述結構的包括信道估計裝置的基站的動作。
基站接收來自通信終端的上行線路信號，用相關器對接收信號進行解擴處理。解擴信號分別被輸出到相位旋轉檢測電路205的頻偏檢測電路2051和fD檢測電路2052。頻偏檢測電路2051和fD檢測電路2052分別檢測頻偏分量和fD。
這里，作為分離并檢測頻偏分量和衰落變動分量的方法，例如有下述方法在根據(jù)每個時隙的歸一化后的信道估計值來進行內積運算并進行平均時，意識到相位的旋轉方向而附加±來進行平均。具體地說，通過將該平均長度取得比較長，能夠除去基于頻繁變化的fD的相位旋轉分量，只檢測基于頻偏的相位旋轉。然后，通過從各內積值(帶有旋轉方向符號的值)中減去求出的只基于頻偏的相位旋轉，對相減所得的值的絕對值進行平均，能夠求出只基于fD的相位旋轉的平均值。但是，在本發(fā)明中，分離并檢測頻偏分量和衰落變動分量的方法并不限于上述例子，應用別的方法也沒有任何問題。
可以認為起因于頻偏的相位旋轉對測定時間(幾秒量級)來說是恒定的。而基于衰落變動的相位旋轉的旋轉量及旋轉方向在短的區(qū)間中也都不恒定，所以長時間的平均的檢測值和瞬時的相位旋轉量之差很大，如果根據(jù)錯誤的檢測值來進行相位旋轉校正，則信道估計精度反倒有可能惡化。
另一方面，在高多普勒頻率時，基于衰落變動的相位旋轉對同相相加施加的影響也不能忽略，所以認為不僅校正基于頻偏的相位旋轉、而且同時校正基于衰落變動的相位旋轉才更好。不管怎樣，基于衰落變動的相位旋轉的校正依賴于短時間內的檢測精度。
這樣，通過分別檢測頻偏造成的相位旋轉和fD造成的相位旋轉，使兩種相位旋轉量反映在信道估計上，能夠防止長時間的平均的檢測值和瞬時的相位旋轉量之差大的情況下的信道估計惡化，并且減小基于衰落的相位旋轉對同相相加的影響。
頻偏檢測電路2051求出的頻偏分量被輸出到逐個碼元相位旋轉校正電路209、210和逐個時隙相位旋轉校正電路207。即，在本發(fā)明中，作為相位旋轉校正，使用每個碼元的校正、和加權相加前的每個時隙的校正。因此，在時隙內處理中，以碼元為單位來校正相位旋轉，進而以時隙為單位(前后的時隙都用)來校正相位旋轉。
通過進行這種兩級相位旋轉校正，首先，通過以碼元為單位的校正，能夠從各碼元的信道估計值中除去頻偏分量，提高同相相加的以時隙為單位的信道估計精度，接著，通過除去WMSA中解調時隙與前后時隙間的頻偏分量，能夠提高WMSA的加權相加的信道估計精度。這樣，能夠在碼元一級及時隙一級分別進行相位旋轉校正，能夠更高精度地求信道估計值。
此外，在如上所述進行以碼元為單位的相位旋轉校正和以時隙為單位的相位旋轉校正時，作為進行信道估計的處理單位，有以碼元為單位來進行的情況和以時隙為單位來進行的情況。在以碼元為單位來求信道估計值的情況下，在進行信道估計時，需要進行碼元調整。
逐個碼元相位旋轉校正電路209、210及逐個時隙相位旋轉校正電路207分別通過以下的具體運算來求相位旋轉校正值。
通過乘以導頻部分的PL碼型、消除數(shù)據(jù)調制分量而達到同相后的相關輸出是pl(m)＝pl.i+jpl.q(m＝0～5m是碼元)…式(1)逐個碼元相位旋轉校正電路209、210所求的以碼元為單位的相位旋轉校正值通過ej(Δθsymb*m)＝ad_symb.i(m)+j.ad_symb.q(m) …(式2)來求。
逐個時隙相位旋轉校正電路207所求的以時隙為單位的相位旋轉校正值通過ej(Δθslot*t)＝ad_slot.i(t)+j.ad_slot.q(t)(t＝-2，-1，0，+1，+2) …(式3)來求。
逐個碼元相位旋轉校正電路210的相位旋轉校正值Δθsymbol被輸出到乘法器201，乘以乘PL碼型前的解擴信號。由此，在取與PL碼型的相關之前，以碼元為單位來校正相位旋轉。
以碼元為單位校正過相位旋轉的導頻部分的解擴信號乘以PL碼型所得的相關輸出pl(m)被輸出到同相相加電路203。同相相加電路203通過ch(t，0)＝∑pl(m)·ej(Δθsymb*m) …式(4)來進行同相相加。
這里，假設m＝0～5。ch(t，m)是時隙t、碼元m的信道估計值。該信道估計值是加權相加(WMSA(Weighted Multi-Symbol Averaging，加權多碼元平均))前的信道估計值。
接著，同相相加后的信道估計值被輸出到加權相加電路204。加權相加電路204用加權系數(shù)計算電路208算出的加權系數(shù)α及逐個時隙相位旋轉校正電路207輸出的相位旋轉校正值Δθslot來進行WMSA。在WMSA校正中，以解調的時隙為中心來進行Δθslot的校正。
在WMSA中，如果假設第1個分支的第n個時隙的第m個碼元的信道估計值如下述式(5)所示， 則同相相加后每個時隙的信道估計值變?yōu)槿缦率鍪?6)所示，進而通過使用前后多個時隙的信道估計值，變?yōu)槿缦率鍪?7)所示。
這里，αi(≤1)是加權系數(shù)。
該WMSA技術示于(日本)安倍田、安藤、佐和橋、安達等的“DS/CDMA復數(shù)シンボル重み付き平均化(WMSA)パィロットチャネルの特性(DS/CDMA多碼元加權平均(WMSA)導頻信道的特性)”信學技報RCS97-163，1997-11。其內容包含于此。
在通過應用該技術來進行基于以時隙為單位的相位旋轉校正的WMSA、求解調時隙的先頭碼元的信道估計值的情況下，通過CH(t，0)＝∑W(t)·ch(t，0)·ej(Δθslot*t) …式(8)來進行。
這里，雖然假設t＝-2、-1、0、+1、+2這5個時隙，但是時隙數(shù)沒有特別的限制。W(t)是WMSA的加權系數(shù)。CH(t，m)是時隙t、碼元m的信道估計值。該信道估計值是WMSA后的信道估計值。
因此，每個碼元的信道估計值通過CH(t，m)＝CH(t，0)·ej(Δθsymb*m) …式(9)來求。
在上述信道估計值的運算中，進行時隙間的校正后的WMSA運算，但是該估計值在上述式(4)中是針對時隙先頭進行校正的。因此，如果這樣進行WMSA，則所求的信道估計值相當于時隙先頭的信道估計值。因此，在計算每個碼元的信道估計值來進行同步檢波時，如果這樣從先頭的下一個碼元起乘以相位旋轉校正值Δθsymbol，就能夠求出各碼元的信道估計值。即，在求每個碼元的信道估計值的情況下，乘法器206將加權相加電路204的輸出乘以逐個碼元相位旋轉校正電路209求出的相位旋轉校正值Δθsymbol(以碼元為單位的處理)。
然而，在用以時隙為單位的信道估計值來進行同步檢波時，認為使用時隙中央(或者導頻碼元區(qū)間的中央)的信道估計值比較好，所以最好用WMSA后的值乘以4*Δθsymbol左右的值(在時隙長度是10倍導頻碼元長度的情況下)所得的值來進行同步檢波。
是使用時隙平均的信道估計值，還是使用以碼元為單位的信道估計值，可以適當變更。在使用以碼元為單位的信道估計值的情況下，將信道估計值是以碼元為單位的這一指示輸入到逐個碼元相位旋轉校正電路209，逐個碼元相位旋轉校正電路209根據(jù)該指示將加權相加電路204的輸出乘以相位旋轉校正值Δθsymbol。而在使用時隙平均的信道估計值的情況下，根據(jù)信道估計值是時隙平均的指示來進行使信道估計值符合時隙中央值的處理。
這樣，分別校正變化的狀態(tài)起因于頻偏的相位旋轉和起因于衰落變動的相位旋轉，使兩種校正反映在信道估計上，所以能夠提高信道估計精度，而不使接收質量惡化。
再者，通過在解擴信號的同相相加前以碼元為單位(時隙內處理)校正相位旋轉，進而在同相相加后以時隙為單位(時隙間處理)校正相位旋轉來進行信道估計，能夠提高信道估計精度。
在本實施例中，說明了進行以碼元為單位的相位旋轉校正和以時隙為單位的相位旋轉校正這兩者來求時隙平均的信道估計值或以碼元為單位的信道估計值的情況，但是在本發(fā)明中，也可以只進行以時隙為單位的相位旋轉校正來求時隙平均的信道估計值或以碼元為單位的信道估計值。
(實施例2)在本實施例中，說明下述情況進行頻偏的相位旋轉校正和衰落變動的相位旋轉校正的切換、或WMSA中的加權系數(shù)的切換的控制。
圖5是本發(fā)明實施例2的信道估計電路的結構方框圖。在圖5所示的信道估計電路中，對與圖3相同的部分附以與圖3相同的標號并省略其詳細說明。
圖5所示的信道估計電路包括切換相位旋轉檢測電路205的輸出的開關401、402。開關401控制頻偏分量檢測電路2051檢測出的頻偏分量的輸出，而開關402控制fD檢測電路2052檢測出的fD檢測值的輸出。
如實施例1所述，作為相位旋轉校正而考慮的分量是頻偏及衰落變動。因此，切換的模式有兩種相位旋轉校正的分量只有頻偏、頻偏和衰落變動的組合，并且與衰落變動對應的WMSA的控制方法有兩種。即，如下所述，設想4個模式(參照圖6)。
模式#1相位旋轉校正只考慮頻偏。依然有衰落變動對相位旋轉的影響，所以該部分通過WMSA的加權系數(shù)的切換來應付。
模式#2相位旋轉校正考慮頻偏及衰落變動這兩者。但是，考慮到衰落變動中多普勒頻率的檢測精度或相位旋轉方向的變化速度，也可以將基于衰落變動的校正只限于高多普勒頻率的情況、或只限于低多普勒頻率的情況。在對衰落變動進行相位校正的情況下，不進行WMSA的加權系數(shù)的切換，平均的時隙長度為固定值。
模式#3相位旋轉校正考慮頻偏及衰落變動這兩者。但是，與模式#2同樣，也可以將考慮了衰落變動的校正只限于高多普勒頻率的情況、或只限于低多普勒頻率的情況。在此情況下，認為在對衰落變動進行相位校正后依然有基于衰落變動的瞬時的相位旋轉的影響，對此通過基于衰落變動的WMSA的加權系數(shù)的切換來應付。
模式#4根據(jù)衰落變動中的多普勒頻率來進行WMSA的加權系數(shù)的切換，不進行基于頻偏的相位旋轉校正。
在本實施例的信道估計電路中，通過將模式信息輸入到開關401、402進行切換，根據(jù)模式信息來進行相位旋轉校正。
例如，在模式信息是模式#1的情況下，開關401被控制為將頻偏檢測電路2051輸出的頻偏分量輸出到逐個碼元相位旋轉校正電路209、210及逐個時隙相位旋轉校正電路207，而開關402被控制為不輸出fD檢測電路2052輸出的fD檢測值。從fD檢測電路2052將衰落變動分量(fD檢測值)輸出到加權系數(shù)計算電路208。
由此，通過對相位旋轉校正只考慮頻偏，切換與多普勒頻率(fD檢測值)對應的WMSA的加權系數(shù)，來抑制基于衰落變動的相位旋轉的影響。即，在多普勒頻率高(例如fD＝200Hz左右以上)的情況下，縮短平均時間(減少進行平均的前后的時隙數(shù))，而在多普勒頻率低的情況下，延長平均時間(增加進行平均的前后的時隙數(shù))。
在模式信息是模式#2的情況下，開關401被控制為將頻偏檢測電路2051輸出的頻偏分量輸出到逐個碼元相位旋轉校正電路209、210及逐個時隙相位旋轉校正電路207，而開關402被控制為將fD檢測電路2052輸出的fD檢測值輸出到逐個碼元相位旋轉校正電路209、210及逐個時隙相位旋轉校正電路207。從fD檢測電路2052將衰落變動分量(fD檢測值)輸出到加權系數(shù)計算電路208。
由此，相位旋轉校正考慮頻偏及衰落變動這兩者。在此情況下，可以控制為只在fD檢測電路2052檢測出的多普勒頻率高的情況下輸出fD檢測電路2052輸出的fD檢測值，也可以相反只在多普勒頻率低的情況下輸出fD檢測值等，按照條件進行限定來進行控制。在此情況下，加權系數(shù)計算電路208不根據(jù)模式信息來切換WMSA的加權系數(shù)，平均的時隙長度為固定值。
在模式信息是模式#3的情況下，開關401被控制為將頻偏檢測電路2051輸出的頻偏分量輸出到逐個碼元相位旋轉校正電路209、210及逐個時隙相位旋轉校正電路207，而開關402被控制為將fD檢測電路2052輸出的fD檢測值輸出到逐個碼元相位旋轉校正電路209、210及逐個時隙相位旋轉校正電路207。從fD檢測電路2052將衰落變動分量(fD檢測值)輸出到加權系數(shù)計算電路208。
由此，相位旋轉校正考慮頻偏及衰落變動這兩者。與模式#2同樣，也可以按照fD檢測電路2052檢測出的多普勒頻率的條件來進行開關402的通(ON)/斷(OFF)控制。此外，通過切換WMSA的加權系數(shù)，來抑制基于衰落變動的相位旋轉的影響。即，在多普勒頻率高(例如fD＝200Hz左右以上)的情況下，縮短平均時間(減少進行平均的前后的時隙數(shù))，而在多普勒頻率低的情況下，延長平均時間(增加進行平均的前后的時隙數(shù))。
在模式信息是模式#4的情況下，開關401被控制為不將頻偏檢測電路2051輸出的頻偏分量輸出到逐個碼元相位旋轉校正電路209、210及逐個時隙相位旋轉校正電路207，而開關402被控制為不輸出fD檢測電路2052輸出的fD檢測值。從fD檢測電路2052將衰落變動分量(fD檢測值)輸出到加權系數(shù)計算電路208。
由此，通過切換WMSA的加權系數(shù)，來抑制基于衰落變動的相位旋轉的影響。即，在多普勒頻率高(例如fD＝200Hz左右以上)的情況下，縮短平均時間(減少進行平均的前后時隙數(shù))，而在多普勒頻率低的情況下，延長平均時間(增加進行平均的前后時隙數(shù))。
通過這樣適當變更相位旋轉校正或WMSA的切換的模式，能夠按照線路狀況來進行適當?shù)男诺拦烙?。特別是，對于模式#2、模式#3，在基于衰落變動的相位旋轉大于基于頻偏的相位旋轉分量的情況下，即在高多普勒頻率時，基于衰落的相位旋轉對以時隙為單位的信道估計精度或通過WMSA來求的信道估計精度施加的影響也很大，所以認為不僅校正基于頻偏的相位旋轉、而且同時校正基于衰落的相位旋轉才能求出高精度的信道估計值。
上述實施例1、2可以適當組合來實施。
本發(fā)明不限于上述實施例，而是可以進行各種變更來實施。
本發(fā)明的信道估計裝置采用下述結構，包括相位旋轉檢測部件，根據(jù)接收信號中包含的已知信號來分別檢測相位旋轉的頻偏分量及衰落變動分量；以及信道估計部件，用上述相位旋轉的頻偏分量及衰落變動分量來進行信道估計。
根據(jù)該結構，能夠提高信道估計精度，而不使接收質量惡化。
本發(fā)明的信道估計裝置在上述結構中采用下述結構，包括第1相位旋轉校正部件，用相位旋轉的頻偏分量來進行以時隙為單位的相位旋轉校正。
本發(fā)明的信道估計裝置在上述結構中采用下述結構，包括第2相位旋轉校正部件，用相位旋轉的頻偏分量來進行以碼元為單位的相位旋轉校正。
根據(jù)這些結構，能夠在碼元一級及/或時隙一級分別進行相位旋轉校正，能夠更高精度地求信道估計值。
本發(fā)明的信道估計裝置在上述結構中采用下述結構，包括加權系數(shù)計算部件，用相位旋轉的衰落變動分量來計算進行信道估計中的時隙間加權相加時的加權系數(shù)。
根據(jù)該結構，能夠用認為衰落變動的相關性高的多個時隙的信道估計值來提高信道估計精度。
本發(fā)明的信道估計裝置在上述結構中采用下述結構，其中，在求每個碼元的信道估計值時，將加權相加后的輸出乘以上述第1相位旋轉校正部件求出的以碼元為單位的相位旋轉校正值來求每個碼元的信道估計值。
本發(fā)明的信道估計裝置在上述結構中采用下述結構，其中，在求時隙平均的信道估計值時，對加權相加后的輸出進行使信道估計值符合時隙中央值的處理。
根據(jù)這些結構，不管是以碼元為單位還是通過時隙平均都能夠正確求出信道估計值。
本發(fā)明的基站裝置的特征在于包括上述結構的信道估計裝置。由此，能夠進行高精度的信道估計，發(fā)揮高的接收性能。
本發(fā)明的信道估計方法包括相位旋轉檢測步驟，根據(jù)接收信號中包含的已知信號來分別檢測相位旋轉的頻偏分量及衰落變動分量；以及信道估計步驟，用上述相位旋轉的頻偏分量及衰落變動分量來進行信道估計。
根據(jù)該方法，能夠提高信道估計精度，而不使接收質量惡化。
本發(fā)明的信道估計方法在上述方法中包括第1相位旋轉校正步驟，用相位旋轉的頻偏分量來進行以時隙為單位的相位旋轉校正；第2相位旋轉校正步驟，用上述相位旋轉的頻偏分量來進行以碼元為單位的相位旋轉校正。
根據(jù)該方法，能夠在碼元一級和時隙一級中分別進行相位旋轉校正，能夠更高精度地求信道估計值。
本發(fā)明的信道估計方法在上述方法中包括加權系數(shù)計算步驟，用相位旋轉的衰落變動分量來計算進行接收信號中的時隙間加權相加時的加權系數(shù)。
根據(jù)該方法，能夠用認為衰落變動的時間相關性高的多個時隙的信道估計值來提高信道估計精度。
如上所述，根據(jù)本發(fā)明，根據(jù)接收信號中包含的已知信號來分別檢測相位旋轉的頻偏分量及衰落變動分量，用相位旋轉的頻偏分量及衰落變動分量來進行信道估計，所以能夠提高信道估計精度，而不使接收質量惡化。
本說明書基于2000年7月14日申請的(日本)特愿2000-214434。其內容全部包含于此。
產(chǎn)業(yè)上的可利用性本發(fā)明能夠應用于數(shù)字無線通信系統(tǒng)、特別是CDMA方式中使用的信道估計裝置及信道估計方法。
權利要求
1.一種信道估計裝置，包括相位旋轉檢測部件，根據(jù)接收信號中包含的已知信號來分別檢測相位旋轉的頻偏分量及衰落變動分量；以及信道估計部件，用上述相位旋轉的頻偏分量及衰落變動分量來進行信道估計。
2.如權利要求1所述的信道估計裝置，包括第1相位旋轉校正部件，用相位旋轉的頻偏分量來進行以時隙為單位的相位旋轉校正。
3.如權利要求1所述的信道估計裝置，包括第2相位旋轉校正部件，用相位旋轉的頻偏分量來進行以碼元為單位的相位旋轉校正。
4.如權利要求1所述的信道估計裝置，包括加權系數(shù)計算部件，用相位旋轉的衰落變動分量來計算進行信道估計中的時隙間加權相加時的加權系數(shù)。
5.如權利要求4所述的信道估計裝置，其中，在求每個碼元的信道估計值時，將加權相加后的輸出乘以上述第2相位旋轉校正部件求出的以碼元為單位的相位旋轉校正值來求每個碼元的信道估計值。
6.如權利要求4所述的信道估計裝置，其中，在求時隙平均的信道估計值時，對加權相加后的輸出進行使信道估計值符合時隙中央值的處理。
7.一種包括信道估計裝置的基站裝置，其中，上述信道估計裝置包括相位旋轉檢測部件，根據(jù)接收信號中包含的已知信號來分別檢測相位旋轉的頻偏分量及衰落變動分量；以及信道估計部件，用上述相位旋轉的頻偏分量及衰落變動分量來進行信道估計。
8.一種信道估計方法，包括相位旋轉檢測步驟，根據(jù)接收信號中包含的已知信號來分別檢測相位旋轉的頻偏分量及衰落變動分量；以及信道估計步驟，用上述相位旋轉的頻偏分量及衰落變動分量來進行信道估計。
9.如權利要求8所述的信道估計方法，包括第1相位旋轉校正步驟，用相位旋轉的頻偏分量來進行以碼元為單位的相位旋轉校正；第2相位旋轉校正步驟，用上述相位旋轉的頻偏分量來進行以時隙為單位的相位旋轉校正。
10.如權利要求8所述的信道估計方法，包括加權系數(shù)計算步驟，用相位旋轉的衰落變動分量來計算進行接收信號中的時隙間加權相加時的加權系數(shù)。
全文摘要
頻偏檢測電路2051求出的頻偏被輸出到逐個時隙相位旋轉校正電路207及逐個碼元相位旋轉校正電路209、210。fD檢測電路2052求出的最大多普勒頻率(fD)被輸出到加權系數(shù)計算電路208。逐個碼元相位旋轉校正電路209及210根據(jù)頻偏的相位旋轉量來計算每個碼元的相位旋轉校正值Δθsymbol,輸出到乘法器206及201。逐個時隙相位旋轉校正電路207根據(jù)頻偏的相位旋轉量來計算每個時隙的相位旋轉校正值Δθslot,輸出到加權相加電路204。加權相加電路208按照fD檢測值來計算加權系數(shù)(α),輸出到加權相加電路204。
文檔編號H04B7/005GK1386353SQ01802012
公開日2002年12月18日 申請日期2001年6月27日 優(yōu)先權日2000年7月14日
發(fā)明者宮和行 申請人:松下電器產(chǎn)業(yè)株式會社