專利名稱：用于地面數(shù)字tv接收的頻域均衡器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明一般涉及無線信號(hào)解碼期間的均衡，并且更具體地涉及以適于在單集成電路多標(biāo)準(zhǔn)解碼器內(nèi)實(shí)施的方式進(jìn)行頻域均衡的自適應(yīng)逆信道估算。
根據(jù)地域采用兩種不同的數(shù)字電視(DTV)廣播調(diào)制的標(biāo)準(zhǔn)如高級(jí)電視系統(tǒng)委員會(huì)(ATSC)數(shù)字電視標(biāo)準(zhǔn)(1995年9月16日的ATSC文件A/53)所頒布的具有8個(gè)離散振幅電平(8-VSB)的美國選擇的殘留邊帶調(diào)制(VSB)；以及歐洲、澳大利亞和其他地區(qū)選擇的根據(jù)ETSI300 744(1997年3月)的“Digital Video BroadcastingFramingStructure，Channel Coding and Modulation for DigitalTerrestrial Television”的數(shù)字視頻廣播-電視(DVB-T)編碼正交頻分多路復(fù)用(COFDM)。這些標(biāo)準(zhǔn)分別覆蓋單載波和多載波系統(tǒng)。
在

圖10A和10B中分別示出這兩種標(biāo)準(zhǔn)所采用類型的集成電路殘留邊帶和正交頻分多路復(fù)用(OFDM)解調(diào)器的典型實(shí)施的對(duì)比方框圖。包括采樣速率變換(SRC)、混頻和濾波或尼奎斯特濾波單元1001a與1001b的兩個(gè)信道解碼器1000a與1000b的前端的大部分是相似的。前向糾錯(cuò)單元(FEC)1002a和1002b也是相似的。因此，單個(gè)多標(biāo)準(zhǔn)信道解碼集成電路可以利用直接硬件共享技術(shù)以組合方式來實(shí)施這些部分。然而，實(shí)施這兩個(gè)標(biāo)準(zhǔn)的現(xiàn)有算法所采用的集成電路面積的大部分被VSB中的均衡器1003以及被OFDM中的快速傅立葉變換(FFT)和信道估算與校正單元1004所占用。而且，VSB為高度計(jì)算密集型，而OFDM為高度存儲(chǔ)密集型。因此，當(dāng)前的算法使之很難以經(jīng)濟(jì)有效的方式來實(shí)施用于這兩種標(biāo)準(zhǔn)的組合信道解碼器。
對(duì)于VSB和OFDM標(biāo)準(zhǔn)的算法級(jí)別的統(tǒng)一存在兩種可能，每一種可能都要求修改實(shí)施相應(yīng)標(biāo)準(zhǔn)的當(dāng)前算法。首先，時(shí)域均衡器可以用于OFDM，而用于此標(biāo)準(zhǔn)的信道估算與校正單元利用時(shí)域均衡器來代替，該時(shí)域均衡器隨后映射到當(dāng)前的VSB均衡器硬件上。然而，定性觀察表示這樣的技術(shù)將使有效利用OFDM標(biāo)準(zhǔn)的導(dǎo)頻載波困難，以致此技術(shù)不可以獲得與現(xiàn)有OFDM算法相當(dāng)?shù)男阅堋?br> 本發(fā)明所采用的第二方案是將頻域(FD)均衡器用于VBS，以使此均衡器部分可以映射到OFDM硬件上。在圖11表示出用于單載波系統(tǒng)的通用頻域均衡器的方框圖。在頻域均衡器1100的輸入端1101上接收的信號(hào)首先利用重疊M個(gè)樣本的串-并變換器(S/P)1102進(jìn)行處理?？焖俑盗⑷~變換(FFT)單元1103然后將數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)流變換到頻域，將此FFT單元1103的輸出與來自估算器單元1104的逆信道估算相乘。所得到的信號(hào)乘法器1105的均衡輸出隨后利用逆快速傅立葉變換(IFFT)單元(1106)變回到時(shí)域并利用拋棄M個(gè)樣本的并-串(P/S)變換器1107變換為串行信號(hào)。
圖11中所示類型的頻域均衡器的實(shí)施方案之間的主要區(qū)別是重疊與保存FFT/IFFT運(yùn)算的參數(shù)(即，重疊參數(shù)M的大小和FFT/IFFT大小N，其中如果重疊大小為N-1，則IFFT運(yùn)算能與信道校正進(jìn)行組合)和估算逆信道的方式。建議用于估算逆信道的技術(shù)采用較高階統(tǒng)計(jì)估算器或自適應(yīng)估算器，其中本發(fā)明采用后一方案。
圖12中所示的一種典型自適應(yīng)頻域均衡技術(shù)基本上源于有限脈沖響應(yīng)(FIR)濾波器的頻域?qū)嵤?。在信道估算環(huán)路中插入兩個(gè)FFT運(yùn)算，因此整個(gè)運(yùn)算與塊自適應(yīng)FIR濾波相同。在圖12所示的實(shí)施例中，逆信道估算器1104內(nèi)的塊延遲單元1201接收FFT單元1103的輸出，同時(shí)誤差計(jì)算單元1202接收IFFT單元1106的輸出。FFT單元1203對(duì)利用誤差計(jì)算單元導(dǎo)出的誤差執(zhí)行FFT運(yùn)算并在來自塊延遲單元1201的塊延遲的影響下將該誤差的頻域變換傳送給最小均方(LMS)自適應(yīng)橫向?yàn)V波器1204。利用IFFT單元1205將濾波的結(jié)果變回到時(shí)域，以便利用切斷和插入零單元(cut-and-insert-zefos unit)1206可以生成逆信道估算。此逆信道估算然后利用FFT單元1207變換到頻域并提供給信號(hào)乘法器1105。
這種自適應(yīng)逆信道估算方案的一個(gè)缺點(diǎn)在于由于信道估算器1104的環(huán)路內(nèi)的兩個(gè)FFT運(yùn)算引起的環(huán)路延遲而導(dǎo)致的差的跟蹤性能。另一缺點(diǎn)是與這兩個(gè)FFT運(yùn)算相關(guān)的集成電路面積成本。
因此，在本領(lǐng)域中需要一種頻域均衡器，減少在逆信道估算期間所要求的FFT運(yùn)算數(shù)量，但能使VSB信道解碼器的均衡器部分映射到單集成電路多標(biāo)準(zhǔn)信道解碼器內(nèi)的OFDM硬件上。
為了解決上面討論的現(xiàn)有技術(shù)的缺點(diǎn)，本發(fā)明的主要目的是提供在單集成電路多標(biāo)準(zhǔn)解調(diào)器中使用的用于頻域均衡的自適應(yīng)逆信道估算器，在從接收的信號(hào)和誤差估算中估算逆信道時(shí)采用遞歸最小均方費(fèi)用函數(shù)。利用對(duì)話相關(guān)矩陣，此解決方案可以利用比常規(guī)的頻域均衡器要求少的計(jì)算資源來確定從計(jì)算密集型轉(zhuǎn)換為存儲(chǔ)密集型實(shí)施方案。此存儲(chǔ)要求完全利用常規(guī)的OFDM解碼器內(nèi)可利用的存儲(chǔ)器來滿足，并且必需的計(jì)算資源可以容易地映射到這樣的解碼器內(nèi)可利用的資源上，提高此多標(biāo)準(zhǔn)解調(diào)器的集成電路成本效益。
前面已相當(dāng)概略地說明本發(fā)明的特性和技術(shù)優(yōu)點(diǎn)，因此本領(lǐng)域的技術(shù)人員可以更好地理解下面的本發(fā)明的具體描述。下面將描述形成本發(fā)明的權(quán)利要求主題的本發(fā)明的其他特性和優(yōu)點(diǎn)。本領(lǐng)域的技術(shù)人員將認(rèn)識(shí)到，他們可以容易地使用公開的概念和具體實(shí)施例作為基礎(chǔ)來修改或設(shè)計(jì)用于實(shí)現(xiàn)與本發(fā)明相同的目的的其他結(jié)構(gòu)。本領(lǐng)域的技術(shù)人員也將認(rèn)識(shí)到，這樣的等效結(jié)構(gòu)并不脫離本發(fā)明最廣闊形式的其精神與范圍。
下面在具體描述本發(fā)明之前，列出此專利文獻(xiàn)中使用的某些字或短語的定義可能是有益的術(shù)語“包括”和“具有”及其衍生表示包括而無限制；術(shù)語“或者”是包括在內(nèi)，表示和/或；短語“相關(guān)”和“與之相關(guān)”及其衍生可以表示包括、包括在內(nèi)、互連、包含、包含在內(nèi)、連接到或與之連接、耦合或與之耦合、可與之通信、與之協(xié)作、交錯(cuò)、并列、與之相鄰、捆綁或與之捆綁在一起、具有...特性等；并且術(shù)語“控制器”表示控制至少一個(gè)操作的任何裝置、系統(tǒng)或其中的一部分，不管這樣的裝置是利用硬件、固件、軟件還是利用其中的至少兩種組合來實(shí)施。應(yīng)注意與任何特定控制器相關(guān)的功能可以本地或遠(yuǎn)程進(jìn)行集中或分散。在此專利文件中提供某些字或短語的定義，并且本領(lǐng)域技術(shù)人員將明白這樣的定義可以在許多(如果不是最多的話)情況中應(yīng)用于現(xiàn)有技術(shù)以及如此定義的字與短語的未來使用。
為了更全面理解本發(fā)明及其優(yōu)點(diǎn)，現(xiàn)在參見下面結(jié)合附圖的描述，其中相同的標(biāo)號(hào)表示相同的物體，并且其中圖1表示其中根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例實(shí)施包括采用自適應(yīng)逆信道估算的頻域均衡器的單集成電路多標(biāo)準(zhǔn)信道解碼器的系統(tǒng)；圖2是更詳細(xì)地表示根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例用于多標(biāo)準(zhǔn)信道解碼器中的采用自適應(yīng)逆信道估算器的頻域均衡器的示意圖；圖3更詳細(xì)地表示根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例用于頻域均衡器的自適應(yīng)逆信道估算器；圖4A與4B表示根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例包括采用自適應(yīng)逆信道估算器的頻域均衡器的多標(biāo)準(zhǔn)信道解碼器；圖5-9表示根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例采用自適應(yīng)逆信道估算的頻域均衡器的模擬結(jié)果；圖10A與10B是殘留邊帶和正交頻分多路復(fù)用解碼器的方框圖；和圖11與12是常規(guī)的頻域均衡器的高級(jí)方框圖。
下面討論的圖1-9以及用于描述此專利文件中的本發(fā)明原理的各個(gè)實(shí)施例僅用于示意并且不應(yīng)認(rèn)為以任何方式限制本發(fā)明的范圍。本領(lǐng)域技術(shù)人員將明白，本發(fā)明的原理可以在任何適當(dāng)安排的裝置中進(jìn)行實(shí)施。
圖1表示其中根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例實(shí)施包括采用自適應(yīng)逆信道估算的頻域均衡器的單集成電路多標(biāo)準(zhǔn)信道解碼器的系統(tǒng)。系統(tǒng)100包括接收機(jī)101，這在此示例性實(shí)施例中為包括單集成電路多標(biāo)準(zhǔn)信道解碼器102的數(shù)字電視(DTV)接收機(jī)，此解碼器102能根據(jù)下面進(jìn)一步詳細(xì)描述的殘留邊帶(VSB)或編碼正交頻分多路復(fù)用(COFDM)標(biāo)準(zhǔn)解調(diào)數(shù)字電視廣播信號(hào)，其中在輸入端103上接收這些數(shù)字電視信號(hào)。
本領(lǐng)域技術(shù)人員將認(rèn)識(shí)到，圖1未明確表示出此示例性實(shí)施例的數(shù)字電視接收機(jī)內(nèi)的所有組成部分，在本文中只表示和描述本發(fā)明獨(dú)特和/或理解本發(fā)明所要求的數(shù)字電視接收機(jī)及其組成部分的公知結(jié)構(gòu)和操作部分。
圖2是更詳細(xì)地表示根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例用于多標(biāo)準(zhǔn)信道解碼器中的采用自適應(yīng)逆信道估算器的頻域均衡器的示意圖。頻域均衡器200包括重疊單元201，接收要解碼的輸入信號(hào)202并重疊M個(gè)樣本，以形成利用FFT單元203變換到頻域的N個(gè)樣本，其中N為FFT大小。將FFT單元203的輸出模型化為N×N對(duì)角矩陣Xk，其中陣列Xk的對(duì)角元素{X(n，k)}是FFT單元203的輸出。腳標(biāo)(n，k)指第K個(gè)FFT塊上的第n個(gè)頻率庫(frequency bin)，其中n＝1，...，N。
利用信號(hào)乘法器204將FFT單元203的輸出乘以Gk(即，包含逆信道估算{G(n，k)}的頻率庫的N大小行矢量)，以生成Yk，即，包含均衡的頻域輸出{Y(n，k)}的N大小行矢量。均衡的頻域輸出因此可以描述為Yk＝GkXk在本發(fā)明中通過找到使應(yīng)用于以下頻域數(shù)據(jù)的(主要為獲得時(shí)域RLS系統(tǒng)的跟蹤性能優(yōu)點(diǎn)而選擇的)修改版本的時(shí)域遞歸最小均方(RLS)費(fèi)用函數(shù)最小的Gk值來獲得頻域逆信道估算GkJk=Σl=0kλk-1||El||2]]>其中E1為利用E1-S1-GkX1定義的頻域誤差矢量，Sk為包含發(fā)送的VSB源信號(hào)(此信號(hào)假定為公知的)的頻域表示的N大小行矢量，‖E‖2＝EEH(其中，上標(biāo)H表示轉(zhuǎn)置的復(fù)共軛)，并且λ為稱為忘記因數(shù)(forgetting factor)并具有利用0＜λ＜1限制的值的正常數(shù)。
通過找到滿足以下偏導(dǎo)數(shù)的值Gk來識(shí)別費(fèi)用函數(shù)Jk的最小值∂JkλGk=0.]]>為了簡化進(jìn)一步的分析，定義輸入信號(hào)Xk的相關(guān)矩陣RkRk=Σl=0kλk-l||Xl||2,]]>以及定義輸入信號(hào)Xk與希望信號(hào)Sk之間的互相關(guān)矢量PkPk=Σl=0kλk-1SlXlH.]]>利用費(fèi)用函數(shù)Jk內(nèi)的這兩個(gè)相關(guān)值，并且在進(jìn)一步簡化之后，費(fèi)用函數(shù)Jk可以表示為Jk=Σl=0kλk-l||Sl||2+GkRkGkH-GkPkH-PkGkH.---(1)]]>
因?yàn)镽k為對(duì)角矩陣和Pk為矢量，所以等式(1)相對(duì)Gk元素的偏微分得到∂Jk∂GkH=GkRk-Pk.]]>隨后從等式GkRk-Pk＝0的解答中獲得Gk的最佳值，此解答得到Gk=PkRk-1.---(2)]]>因?yàn)镻k＝λPk-1+SkXkH，并假定Ek＝Sk-Gk-1Xk是誤差Ek的前一估算，則互相關(guān)矢量Pk＝λPk-1+EkXkII+Gk-1‖Xk‖2因?yàn)镻k-1＝Gk-iRk-1而可以寫作Pk=λ(Gk-1Rk-1)+Ek‾XkH+Gk-1||Xk||2]]>通過進(jìn)一步簡化，替代等式(2)中的互相關(guān)矢量Pk的此表達(dá)式得到Gk=Gk-1(λRk-1+||Xk||2)Rk-1+Ek‾XkHRk-1---(3)]]>然而，其中利用合適的常數(shù)來初始化Rk-1，相關(guān)矩陣Rk也可以利用下面的逆歸等式來描述Rk＝λRk-1+‖Xk‖2(4)在進(jìn)一步簡化之后，在等式(3)中利用此替代得到Gk=Gk-1+Ek‾XkHRk-1.---(5)]]>將從信號(hào)乘法器204輸出的均衡的頻域輸出Yk輸入到IFFT單元205，以便變換到頻域。將IFFT單元205的輸出傳送給舍棄單元(discard unit)206，此單元206舍棄M個(gè)樣本并將剩余的樣本傳送給格子解碼器(Viterbi)單元207，此解碼器207生成解碼輸出208以及有關(guān)誤差的臨時(shí)判決209。利用來自IFFT單元205的均衡頻域輸出Yk在時(shí)域中在誤差單元210內(nèi)計(jì)算誤差，并隨后利用FFT單元211將此誤差變回到頻域。然后，變換的誤差由自適應(yīng)RLS逆信道估算器212用于計(jì)算逆信道估算Gk。
根據(jù)收斂狀態(tài)，由誤差單元210利用訓(xùn)練序列、盲目算法和/或格子解碼器207的臨時(shí)判決209來計(jì)算誤差。上述的自適應(yīng)逆信道估算分析假定發(fā)送的和誤差序列是已知的，但在實(shí)際中只有部分的發(fā)送序列是公知的，并且誤差序列通常是未知的。因此，必須采用隨機(jī)技術(shù)來獲得等效誤差。利用其他的技術(shù)(諸如，恒定模數(shù)算法(CMA)和判決引導(dǎo)技術(shù))計(jì)算替代誤差可以通過將等式5修改為等式(6)來改變GK＝GK-1+μEKX*KRK-1(6)其中μ是控制自適應(yīng)速度和過量均方差(MSE)的正常數(shù)。
在VSB的情況中，連續(xù)的訓(xùn)練序列(訓(xùn)練信號(hào))之間的時(shí)間距離相距是如此之大，以致于必須采用其他的技術(shù)來計(jì)算訓(xùn)練序列之間的誤差。根據(jù)碼間干擾(ISI)的嚴(yán)重程度，可以采用盲目算法和判決引導(dǎo)算法來計(jì)算可用來替代實(shí)際誤差的等效誤差。
也在頻域均衡器200內(nèi)插入塊延遲單元213，以反映實(shí)施相關(guān)的估算器環(huán)路延遲(即，涉及IFFT單元205、誤差單元210和FFT單元211的延遲)。因此利用延遲版本的頻域輸入Xk和誤差Ek(以及計(jì)算誤差Ek時(shí)采用的相關(guān)矩陣Rk)來更新逆信道估算Gk。
圖3更具體地表示根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例用于頻域均衡器的自適應(yīng)逆信道估算器。如圖2所示實(shí)施圖2所示的自適應(yīng)逆信道估算器212。因?yàn)橄嚓P(guān)矩陣Rk是對(duì)角矩陣，所以逆運(yùn)算只涉及對(duì)角元素的倒置。將第K個(gè)FFT幀內(nèi)的第N個(gè)頻率庫表示為例如Gn，k，其中n＝1，...，N，等式(4)和(6)的頻率庫更新減至Rn，k＝λRn，k-1+‖Xn，k‖2(7)和Gn，k＝Gn，k-1+μEn，kX*n，kRn，k-1(8)
其中Rn，k、Xn，k、Gn，k和En，k分別是相關(guān)矩陣Rk的對(duì)角元素、輸入信號(hào)Xk、逆信道估算Gk和誤差Ek。
如圖3所示，頻率庫更新等式(7)和(8)要求幾個(gè)加法器301與302、兩個(gè)復(fù)數(shù)乘法器303與304以及一個(gè)復(fù)數(shù)除法器305。將來自塊延遲213的延遲輸出Xk-d傳送給信號(hào)復(fù)共軛器306以及乘法器303。乘法器303也接收復(fù)共軛器306的輸出，除法器305也如此。乘法器303的輸出‖Xn，k‖2在利用λ濾波器308濾波之后利用加法器301加到來自存儲(chǔ)器307的前一相關(guān)矩陣對(duì)角元素Rn，k-1上，以計(jì)算當(dāng)前的相關(guān)矩陣對(duì)角元素Rn，k。
將相關(guān)矩陣對(duì)角元素Rn，k存儲(chǔ)在存儲(chǔ)器307中并傳送給除法器305，以計(jì)算X*n，kR-1n，k，隨后將此X*n，kR-1n，k傳送給乘法器304以便與誤差對(duì)角元素En，k相乘，所得到的結(jié)果在傳送給加法器302之前利用μ濾波器309進(jìn)行濾波。加法器302也從存儲(chǔ)器307接收前一逆信道估算對(duì)角元素Gn，k-1，并且加法器302的輸出是當(dāng)前的逆信道估算對(duì)角元素Gn，k，將此元素Gn，k傳送給乘法器204并存儲(chǔ)在存儲(chǔ)器307中。
使用等式(7)和(8)的基于RLS的自適應(yīng)逆信道估算器212所要求的計(jì)算資源可以容易地映射到常規(guī)用于現(xiàn)有OFDM算法的硬件上?？梢砸灾焕靡莆慌c加法運(yùn)算來進(jìn)行與這些值相乘的方式來選擇控制過量MSE和自適應(yīng)算法的跟蹤/收斂行為的λ與μ的值(盡管相關(guān)矩陣Rk對(duì)于收斂與跟蹤也是非常有用的)。
圖2與3中所示的頻域均衡器的近似時(shí)域行為包括近似等于利用循環(huán)卷積的FIR濾波器的FFT實(shí)施的濾波部分和等效于塊時(shí)域RLS更新的更新部分，近似收斂到Wiener FIR濾波解答G=H*||H||2+σ,]]>其中H是信道的有效頻率響應(yīng)，而σ為加性白高斯噪聲(AWGN)。
圖4A和4B表示根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例包括采用自適應(yīng)逆信道估算器的頻域均衡器的多標(biāo)準(zhǔn)信道解碼器。圖4A表示信道解碼器104的VSB接收機(jī)部分，包括抽樣速率變換(SRC)單元401和前向糾錯(cuò)(FEC)單元402。乘法器403接收SRC單元401的輸出以及載波恢復(fù)(CR)單元404的輸出，此單元404在數(shù)字信號(hào)處理器405的控制下進(jìn)行操作并接收乘法器403的輸出作為輸入。也將乘法器403的輸出傳送給平方根升余弦(SQRC)濾波單元406，此濾波單元406的輸出利用頻域均衡器200和耦合到SRC單元401的定時(shí)恢復(fù)單元407進(jìn)行接收。將頻域均衡器200的輸出傳送給FEC單元402。
圖4B表示信道解碼器104的編碼正交頻分多路復(fù)用器(COFDM)部分。SRC單元401、FEC單元402和乘法器403重復(fù)用于COFDM解碼器。所示的示例采用控制SRC單元401和乘法器403的基于DSP的同步環(huán)路408。將乘法器403的輸出傳送給FFT單元409，以便變換到頻域，將這些頻域信號(hào)傳送給信道估算與同步檢測(cè)單元410和三碼元延遲線411。單元410與411的輸出利用耦合到FEC單元402的均衡器412進(jìn)行接收。信道估算與同步檢測(cè)單元410也耦合到基于DSP的同步環(huán)路408。
信道解碼器104的VSB部分內(nèi)的頻域均衡器200利用只要求三個(gè)FFT運(yùn)算、幾個(gè)存儲(chǔ)塊(每個(gè)存儲(chǔ)塊為1K-2K個(gè)樣本)和一些算術(shù)運(yùn)算的存儲(chǔ)密集型均衡器替代實(shí)施現(xiàn)有VSB算法的常規(guī)硬件的計(jì)算密集型時(shí)域均衡器。頻率均衡器200的存儲(chǔ)要求完全利用現(xiàn)有COFDM算法的典型硬件實(shí)施方案內(nèi)可利用的存儲(chǔ)器來滿足。借助于可重構(gòu)的數(shù)據(jù)路徑單元(未示出)，也可以將算術(shù)運(yùn)算映射到COFDM運(yùn)算，從而使之有可能利用支持結(jié)構(gòu)將頻域均衡器200完全映射到COFDM硬件上。
圖5-9表示根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例采用自適應(yīng)逆信道估算的頻域均衡器的模擬結(jié)果。利用2K個(gè)FFT和每個(gè)FFT 1個(gè)VSB字段(832個(gè)分段)來模擬頻域均衡器200，并將此均衡器200與具有64個(gè)前向抽頭和256反饋抽頭(其中心抽頭位于此前向均衡器的中間)的時(shí)域判決反饋均衡器(DFE)的模擬結(jié)果進(jìn)行比較。對(duì)于一個(gè)VSB分段(313個(gè)樣本)，以訓(xùn)練模式啟動(dòng)這兩個(gè)均衡器，隨后在后續(xù)字段中采用Goddard/訓(xùn)練模式。對(duì)于每個(gè)VSB字段(832個(gè)樣本)實(shí)施一個(gè)訓(xùn)練模式。在1200個(gè)分段上進(jìn)行模擬并利用每個(gè)分段的碼元誤差的平均值來計(jì)算誤碼率(SER)。
圖5表示在研究靜態(tài)行為的模擬中采用的信道脈沖響應(yīng)，而圖6表示用于此靜態(tài)信道的SER曲線。圖7表示用于動(dòng)態(tài)信道的SER曲線，其中利用具有低于主路徑的最大幅值組10分貝(dB)和20dB的信噪比(SNR)的5赫茲(Hz)的正弦波調(diào)制1.8微秒(μs)路徑。
將DFE的結(jié)果和其中以盲目或訓(xùn)練模式計(jì)算誤差的本發(fā)明的頻域均衡器200進(jìn)行比較，本發(fā)明的頻域均衡器顯示超過DFE性能的相對(duì)適度的性能改善，一個(gè)原因是利用RLS自適應(yīng)逆信道估算器相對(duì)迅速地跟蹤信道。在利用格子(Viterbi)解碼器的臨時(shí)判決計(jì)算頻域均衡器中的誤差時(shí)，性能改善更明顯。
圖8表示將國家電視系統(tǒng)委員會(huì)(NTSC)同信道干擾加到VSB信號(hào)上時(shí)的模擬結(jié)果，此頻率均衡器顯示較好的性能，這部分是因?yàn)轭l域均衡器的長抽頭行為，這使之有可能充分抑制干擾信號(hào)。
圖9表示遠(yuǎn)端回聲的模擬結(jié)果，其中主要因?yàn)镈FE的抽頭數(shù)量不足以覆蓋遠(yuǎn)端回聲而差地執(zhí)行DFE。必須增加抽頭的數(shù)量或必須采用群集(clustering)算法來處理時(shí)域均衡器中這樣的遠(yuǎn)端回聲。
用于單載波系統(tǒng)的頻域均衡器的適用性取決于與時(shí)域選擇方案相比的集成電路面積成本-效益和多路徑性能。對(duì)于包括COFDM的多標(biāo)準(zhǔn)解調(diào)器，與時(shí)域均衡器相比，頻域均衡器得到成本-效益解決方案。本發(fā)明的頻域均衡器甚至在諸如動(dòng)態(tài)與多路徑、同信道干擾和遠(yuǎn)端回聲的一些情況中也呈現(xiàn)可與實(shí)際的判決反饋均衡器相比的多路徑性能，大多數(shù)獲得高性能優(yōu)點(diǎn)。其他潛在的優(yōu)點(diǎn)包括處理先行路徑的靈活性和可能的利用頻域表示的載波/定時(shí)恢復(fù)的改善。
雖然COFDM與VSB的最佳硬件共享是考慮頻域均衡器用于單載波系統(tǒng)的主要?jiǎng)訖C(jī)，但利用這樣的結(jié)構(gòu)也具有其他的優(yōu)點(diǎn)。因?yàn)榇蠖鄶?shù)的均衡器操作是存儲(chǔ)密集型的，所以附加的均衡器操作也可以在COFDM硬件上實(shí)施而沒有顯著的附加硬件開銷。這樣的附加操作包括利用雙自適應(yīng)線性濾波器的分集接收、復(fù)/實(shí)數(shù)模式的運(yùn)算和雙信道單載波(例如，正交幅度調(diào)制和殘留邊帶)解調(diào)。利用現(xiàn)有COFDM資源的具有最小附加硬件開銷的可擴(kuò)展信道解碼算法更具有吸引力。
雖然已詳細(xì)描述了本發(fā)明，但本領(lǐng)域技術(shù)人員將明白可以進(jìn)行各種變化、替代和取舍而不背離本發(fā)明的精神與范圍。
權(quán)利要求
1.用在單集成電路多標(biāo)準(zhǔn)解調(diào)器104中的一種頻域均衡器200，用于解調(diào)單載波信號(hào)，包括信號(hào)乘法器204，從頻域輸入Xk和頻域逆信道估算Gk中生成均衡輸出；和自適應(yīng)逆信道估算器212，利用最小平方費(fèi)用函數(shù)計(jì)算所述頻域逆信道估算Gk。
2.根據(jù)權(quán)利要求1的頻域均衡器200，其中所述自適應(yīng)逆信道估算器212利用對(duì)角相關(guān)矩陣Rk計(jì)算所述頻域逆信道估算Gk。
3.根據(jù)權(quán)利要求2的頻域均衡器200，其中所述自適應(yīng)逆信道估算器212采用存儲(chǔ)器307、用于從所述相關(guān)矩陣Rk內(nèi)的前一對(duì)角元素Rn，k-1中計(jì)算所述相關(guān)矩陣Rk內(nèi)的當(dāng)前對(duì)角元素Rn，k的忘記因數(shù)λ和自適應(yīng)與誤差控制常數(shù)μ，此常數(shù)μ用于改變前一逆信道估算矩陣元素Gn，k- 1，以導(dǎo)出當(dāng)前逆信道估算矩陣元素Gn，k，其中選擇所述忘記因數(shù)λ和所述自適應(yīng)與誤差控制常數(shù)μ的值，以便可以利用移位與加法運(yùn)算和所述忘記因數(shù)λ或所述自適應(yīng)與誤差控制常數(shù)μ進(jìn)行相乘。
4.根據(jù)權(quán)利要求3的頻域均衡器，其中所述自適應(yīng)逆信道估算器212還包括復(fù)共軛器306，接收延遲輸入信號(hào)Xk-d；信號(hào)乘法器303，接收所述延遲輸入信號(hào)Xk-d和所述復(fù)共軛器306的輸出；信號(hào)加法器301，接收所述信號(hào)乘法器303的輸出和與所述忘記因數(shù)λ相乘的所述相關(guān)矩陣Rk內(nèi)的前一對(duì)角元素Rn，k-1，所述信號(hào)加法器301的輸出包括所述相關(guān)矩陣Rk內(nèi)的所述當(dāng)前對(duì)角元素Rn，k。
5.根據(jù)權(quán)利要求4的頻域均衡器，其中所述自適應(yīng)逆信道估算器212還包括信號(hào)除法器305，接收所述復(fù)共軛器306的所述輸出和所述信號(hào)加法器301的所述輸出；第二信號(hào)乘法器304，接收所述信號(hào)除法器305的輸出和頻域誤差估算Ek；和第二信號(hào)加法器302，接收和所述自適應(yīng)與誤差控制常數(shù)μ相乘的所述第二信號(hào)乘法器304的輸出以及所述前一逆信道估算矩陣元素Gn，k-1，所述第二信號(hào)加法器302的輸出包括所述當(dāng)前逆信道估算矩陣元素Gn，k。
6.一種單集成電路多標(biāo)準(zhǔn)解調(diào)器104，包括第一解碼器104b，選擇地解調(diào)多載波信號(hào)；和第二解碼器104a，選擇地解調(diào)單載波信號(hào)，所述第二解碼器104a包括頻域均衡器200，具有信號(hào)乘法器204，從頻域輸入Xk和頻域逆信道估算Gk中產(chǎn)生均衡輸出；和自適應(yīng)逆信道估算器212，利用最小平方費(fèi)用函數(shù)計(jì)算所述頻域逆信道估算Gk。
7.根據(jù)權(quán)利要求6的解調(diào)器104，其中所述自適應(yīng)逆信道估算器212利用對(duì)角相關(guān)矩陣Rk來計(jì)算所述頻域逆信道估算Gk。
8.根據(jù)權(quán)利要求7的解調(diào)器104，其中所述自適應(yīng)逆信道估算器212采用存儲(chǔ)器307、用于從所述相關(guān)矩陣Rk內(nèi)的前一對(duì)角元素Rn，k-1中計(jì)算所述相關(guān)矩陣Rk內(nèi)的當(dāng)前對(duì)角元素Rn，k的忘記因數(shù)λ和自適應(yīng)與誤差控制常數(shù)μ，此常數(shù)μ用于改變前一逆信道估算矩陣元素Gn，k-1，以導(dǎo)出當(dāng)前逆信道估算矩陣元素Gn，k，其中選擇所述忘記因數(shù)λ和所述自適應(yīng)與誤差控制常數(shù)μ的值，以便可以利用移位與加法運(yùn)算進(jìn)行利用所述忘記因數(shù)λ或所述自適應(yīng)與誤差控制常數(shù)μ的乘法。
9.根據(jù)權(quán)利要求8的解調(diào)器，其中所述自適應(yīng)逆信道估算器212還包括復(fù)共軛器306，接收延遲的輸入信號(hào)Xk-d；信號(hào)乘法器303，接收所述延遲的輸入信號(hào)Xk-d和所述復(fù)共軛器306的輸出；信號(hào)加法器301，接收所述信號(hào)乘法器303的輸出和利用所述忘記因數(shù)λ相乘的所述相關(guān)矩陣Rk內(nèi)的所述前一對(duì)角元素Rn，k-1，所述信號(hào)加法器301的輸出包括所述相關(guān)矩陣Rk內(nèi)的所述當(dāng)前對(duì)角元素Rn，k。
10.根據(jù)權(quán)利要求9的解調(diào)器，其中所述自適應(yīng)逆信道估算器212還包括信號(hào)除法器305，接收所述復(fù)共軛器306的所述輸出和所述信號(hào)加法器301的所述輸出；第二信號(hào)乘法器304，接收所述信號(hào)除法器305的輸出和頻域誤差估算Ek；和第二信號(hào)加法器302，接收利用所述自適應(yīng)與誤差控制常數(shù)μ相乘的所述第二信號(hào)乘法器304的輸出和所述前一逆信道估算矩陣元素Gn，k-1，所述第二信號(hào)加法器302的輸出包括所述當(dāng)前逆信道估算矩陣元素Gn，k。
11.用于頻域均衡器200中的一種自適應(yīng)逆信道估算方法，包括將單載波的頻域輸入Xk和頻域逆信道估算Gk相乘，以產(chǎn)生均衡輸出Yk；和利用最小平方費(fèi)用函數(shù)來計(jì)算此頻域逆信道估算Gk。
12.根據(jù)權(quán)利要求11的方法，其中利用最小平方費(fèi)用函數(shù)計(jì)算頻域逆信道估算Gk的步驟還包括利用對(duì)角相關(guān)矩陣Rk計(jì)算此頻域逆信道估算Gk。
13.根據(jù)權(quán)利要求12的方法，其中利用最小平方費(fèi)用函數(shù)計(jì)算頻域逆信道估算Gk的步驟還包括在存儲(chǔ)器307內(nèi)存儲(chǔ)相關(guān)矩陣Rk內(nèi)的前一對(duì)角元素Rn，k-1和前一逆信道估算矩陣元素Gn，k-1；將忘記因數(shù)λ用于從相關(guān)矩陣Rk內(nèi)的前一對(duì)角元素Rn，k-1中計(jì)算相關(guān)矩陣Rk內(nèi)的當(dāng)前對(duì)角元素Rn，k；和將自適應(yīng)與誤差控制常數(shù)μ用于改變前一逆信道估算矩陣元素Gn，k-1和導(dǎo)出當(dāng)前逆信道估算矩陣元素Gn，k，其中選擇忘記因數(shù)λ和自適應(yīng)與誤差控制常數(shù)μ的值，以便可以利用移位和加法運(yùn)算進(jìn)行利用忘記因數(shù)λ或自適應(yīng)與誤差控制常數(shù)μ的乘法。
14.根據(jù)權(quán)利要求13的方法，其中利用最小平方費(fèi)用函數(shù)計(jì)算頻域逆信道估算Gk的步驟還包括計(jì)算延遲輸入信號(hào)Xk-d的復(fù)共軛；將延遲輸入信號(hào)Xk-d與此復(fù)共軛相乘；和將延遲輸入信號(hào)Xk-d與此復(fù)共軛相乘的結(jié)果加到利用忘記因數(shù)λ相乘的相關(guān)矩陣Rk內(nèi)的前一對(duì)角元素Rn，k-1上，以產(chǎn)生相關(guān)矩陣Rk內(nèi)的當(dāng)前對(duì)角元素Rn，k。
15.根據(jù)權(quán)利要求14的方法，其中利用最小平方費(fèi)用函數(shù)計(jì)算頻域逆信道估算Gk的步驟還包括將此復(fù)共軛除以相關(guān)矩陣Rk內(nèi)的當(dāng)前對(duì)角元素Rn，k；將此復(fù)共軛除以相關(guān)矩陣Rk內(nèi)的當(dāng)前對(duì)角元素Rn，k的結(jié)果乘以頻域誤差估算Ek和自適應(yīng)與誤差控制常數(shù)μ；和將前一逆信道估算矩陣元素Gn，k-1加到將此復(fù)共軛除以相關(guān)矩陣Rk內(nèi)的當(dāng)前對(duì)角元素Rn，k的結(jié)果乘以頻域誤差估算Ek和自適應(yīng)與誤差控制常數(shù)μ的結(jié)果上，以產(chǎn)生當(dāng)前逆信道估算矩陣元素Gn，k。
16.一種單集成電路多標(biāo)準(zhǔn)解調(diào)器104，包括OFDM解碼器104b；和VSB解碼器104a，所述VSB解碼器104a包括頻域均衡器200，具有信號(hào)乘法器204，從頻域輸入Xk和頻域逆信道估算Gk中產(chǎn)生均衡輸出；和自適應(yīng)逆信道估算器212，利用最小平方費(fèi)用函數(shù)來計(jì)算所述頻域逆信道估算Gk，其中所述頻域均衡器200利用所述OFDM解碼器104b所采用的硬件。
17.根據(jù)權(quán)利要求16的解調(diào)器104，其中所述自適應(yīng)逆信道估算器21利用以下因數(shù)計(jì)算所述頻域逆信道估算Gk對(duì)角相關(guān)矩陣Rk；用于從所述相關(guān)矩陣Rk內(nèi)的前一對(duì)角元素Rn，k-1中計(jì)算所述相關(guān)矩陣Rk內(nèi)的當(dāng)前對(duì)角元素Rn，k的忘記因數(shù)λ；用于改變前一逆信道估算矩陣元素Gn，k-1以導(dǎo)出當(dāng)前逆信道估算矩陣元素Gn，k的自適應(yīng)與誤差控制常數(shù)μ，其中選擇忘記因數(shù)λ和自適應(yīng)與誤差控制常數(shù)μ的值，以便可以在所述OFDM解碼器104b所采用的所述硬件內(nèi)利用移位和加法運(yùn)算來進(jìn)行利用所述忘記因數(shù)λ或所述自適應(yīng)與誤差控制常數(shù)μ的乘法。
18.根據(jù)權(quán)利要求17的解碼器104，其中所述自適應(yīng)逆信道估算器212采用所述OFDM解碼器104b所采用的所述硬件內(nèi)的存儲(chǔ)器307來存儲(chǔ)所述相關(guān)矩陣Rk的所述前一對(duì)角元素Rn，k-1和所述前一逆信道估算矩陣元素Gn，k-1。
19.根據(jù)權(quán)利要求18的解調(diào)器104，其中所述自適應(yīng)逆信道估算器212還包括復(fù)共軛器306，接收延遲輸入信號(hào)Xk-d；信號(hào)乘法器303，接收所述延遲輸入信號(hào)Xk-d和所述復(fù)共軛器306的輸出；信號(hào)加法器301，接收所述信號(hào)乘法器303的輸出和利用所述忘記因數(shù)λ相乘的所述相關(guān)矩陣Rk內(nèi)的前一對(duì)角元素Rn，k-1，所述信號(hào)加法器301的輸出包括所述相關(guān)矩陣Rk內(nèi)的所述當(dāng)前對(duì)角元素Rn，k。
20.根據(jù)權(quán)利要求19的解調(diào)器104，其中所述自適應(yīng)逆信道估算器212還包括信號(hào)除法器305，接收所述復(fù)共軛器306的所述輸出和所述信號(hào)加法器301的所述輸出；第二信號(hào)乘法器304，接收所述信號(hào)除法器305的輸出和頻域誤差估算Ek；和第二信號(hào)加法器302，接收利用所述自適應(yīng)與誤差控制常數(shù)μ相乘的所述第二信號(hào)乘法器304的輸出和所述前一逆信道估算矩陣元素Gn，k-1，所述第二信號(hào)加法器302的輸出包括所述當(dāng)前逆信道估算矩陣元素Gn，k。
全文摘要
單集成電路多標(biāo)準(zhǔn)解調(diào)器包括用于頻域均衡的自適應(yīng)逆信道估算器，在從接收的信號(hào)和誤差估算中估算逆信道時(shí)采用遞歸最小平方費(fèi)用函數(shù)。利用對(duì)角相關(guān)矩陣，可以利用比常規(guī)的頻域均衡器要求少的計(jì)算資源確定從計(jì)算密集型變換為存儲(chǔ)密集型實(shí)施方案。利用常規(guī)的OFDM解碼器內(nèi)可利用的存儲(chǔ)器完全滿足存儲(chǔ)要求，并且必需的計(jì)算資源可以容易地影射到這樣的解碼器內(nèi)可利用的資源上，提高此多標(biāo)準(zhǔn)解調(diào)器的集成電路成本－效益。
文檔編號(hào)H04B3/06GK1401176SQ01802533
公開日2003年3月5日 申請(qǐng)日期2001年6月27日 優(yōu)先權(quán)日2000年7月7日
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