專利名稱：正交幅度調(diào)制(qam)解調(diào)器中的時(shí)序恢復(fù)電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種用于解調(diào)按正交幅度調(diào)制(QAM)所調(diào)制的信號(hào)的正交幅度調(diào)制(QAM)解調(diào)器。
背景技術(shù)：
正交幅度調(diào)制(QAM)是一種中頻(IF)調(diào)制模式，其中，正交幅度調(diào)制信號(hào)是把兩個(gè)彼此獨(dú)立產(chǎn)生的基頻帶信號(hào)以兩個(gè)正交載波進(jìn)行幅度調(diào)制，并將所得的信號(hào)相加所產(chǎn)生的。正交幅度調(diào)制可用作把數(shù)字信息調(diào)制成一方便的頻帶。這可以把被一信號(hào)所占據(jù)的光譜頻帶與傳輸線的通頻帶匹配以容許信號(hào)頻分復(fù)用、或可允許使用較小的天線輻射信號(hào)。
正交幅度調(diào)制已被數(shù)字視頻廣播(DVB)、數(shù)字音頻視頻委員會(huì)(DAVIC)及多媒體電纜網(wǎng)絡(luò)系統(tǒng)(MCNS)等的標(biāo)準(zhǔn)化組織采用，用于作同軸電纜、混合光纖同軸數(shù)字電視信號(hào)傳輸以及微波多點(diǎn)分配無線系統(tǒng)(MMDS)電視網(wǎng)絡(luò)。
正交幅度調(diào)制模式有不同的編碼級(jí)別(4，16，32，64，128，256，512，1024)，它能提供2，4，5，6，7，8，9及10百萬位(mbit)/秒(s)/百萬赫(MHz)。這可為美國6MHz的有線電視頻道提供到約42mbit/s(正交幅度調(diào)制-256)，又或?qū)W洲8MHz的有線電視頻道提供到約56mbit/s。這相等于在單一的模擬電視頻道的等效帶寬上傳輸十個(gè)PAL制式或SECAM制式的頻道，和大約兩到三個(gè)高清晰度電視(HDTV)節(jié)目。音頻和視頻流是以數(shù)字編碼和變換為由188字節(jié)所構(gòu)成的MPEG-2傳送流信息包。
位比特流會(huì)被分為n位信息包。而每一個(gè)信息包會(huì)被映射為一個(gè)正交幅度調(diào)制符號(hào)，這個(gè)符號(hào)由兩個(gè)組分I和Q為代表(例如n＝4bits被映射為一16-正交幅度調(diào)制符號(hào)，n＝8bits被映射為一256-正交幅度調(diào)制符號(hào))。I和Q組分會(huì)被一正弦和一余弦波(載波)過濾及調(diào)制而形成一單一的射頻(RF)頻譜。組分I和Q通常以一群集代表，它代表可能的離散值(同相位及正交坐標(biāo))。傳輸信號(hào)s(t)的方程式如下s(t)＝Icos(2πf0t)-Qsin(2πf0t)，其中，f0是射頻信號(hào)的中心頻率。I和Q組分通常是在發(fā)送器和接收器中以余弦波平方(自乘余弦波)濾波的濾波波形。因此， 所得出的射頻頻譜大約是以f0為中心及擁有R(1+α)的帶寬，其中R是符號(hào)傳輸率，而α是自乘余弦波濾器的衰減因數(shù)。因?yàn)閚位被映射為每時(shí)間單位一個(gè)1/R一正交幅度調(diào)制符號(hào)，所以符號(hào)傳輸率是傳輸位率的1/nth。
為了要從調(diào)制載波中恢復(fù)基頻帶信號(hào)，在傳輸線的接收端 用一解調(diào)器。接收信號(hào)的接收器必須控制輸入放大器的增益、恢復(fù)信號(hào)的符號(hào)頻率、及恢復(fù)射頻信號(hào)的載波頻率。在完成這些主要的功能后，接收于I/Q群集中一點(diǎn)，而它是傳輸?shù)恼环日{(diào)制符號(hào)及于傳輸過程中加入的噪聲總和。接著，為了要確定最有可能被發(fā)出的正交幅度調(diào)制符號(hào)，接收器基于位于正交幅度調(diào)制系統(tǒng)一半距離的線路進(jìn)行一閾值判定。從這個(gè)符號(hào)，比特以使用于調(diào)制器中相同的映射被非映射。
通常，這些比特接下來會(huì)經(jīng)過一前向錯(cuò)誤解碼器，以更正對(duì)實(shí)際傳輸?shù)慕环日{(diào)制符號(hào)可能發(fā)生的錯(cuò)誤決定。這個(gè)前向錯(cuò)誤解碼器通常包含一去交錯(cuò)器，它的作用是把可能已猝發(fā)的錯(cuò)誤群分散，否則它們會(huì)更難于加以改正。
一般而言，在數(shù)據(jù)接收器中，時(shí)序必須要與進(jìn)入數(shù)據(jù)信號(hào)的符號(hào)同步。在模擬系統(tǒng)中，同步化一般地由改變本機(jī)時(shí)鐘的相位或是以進(jìn)入信號(hào)再產(chǎn)生一個(gè)時(shí)序波來解決?？墒牵谏婕皵?shù)字技術(shù)的情況下，其中信號(hào)是被取樣，取樣時(shí)鐘必須保持與符號(hào)時(shí)序的獨(dú)立。在這些情況下，內(nèi)插濾波就被用作處理由模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器所產(chǎn)生的數(shù)字取樣。
兩編由F.M.Gardner寫的文章[一篇是F.M.Gardner的題名為“數(shù)字調(diào)制解調(diào)器中的內(nèi)插法-第一部分基礎(chǔ)理論”，刊載于1993年3月的IEEETransaction on conmunication，Vol.41，No3上；一篇是F.M.Gardner的題名為“數(shù)字調(diào)制解調(diào)器中的內(nèi)插法-第二部分實(shí)施及性能”，刊載于1993年6月的IEEE Transaction on conmunication，Vol.41，No6]上描述了一內(nèi)插技術(shù)的基本方程。在文章中Gardner，提出了一內(nèi)插控制方法，概括了適合內(nèi)插器的信號(hào)處理特性和描述了內(nèi)插控制方法的實(shí)施。這將會(huì)于發(fā)明中更深入地加以描述，此用一時(shí)間連續(xù)濾波器的內(nèi)插數(shù)學(xué)模型；包括一假設(shè)的數(shù)字/模擬轉(zhuǎn)換器，跟隨其后的是一時(shí)間連續(xù)的濾波器h(t)，和一個(gè)在時(shí)間t＝kTi的再取樣器。輸出內(nèi)插值由以下方程表示y(kTi)=Σmx(mTs)h(kTi-mTs)---(A)]]>mTs值代表模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器的取樣時(shí)刻。再取樣時(shí)刻t＝kTi是由數(shù)控振蕩器所產(chǎn)生。此數(shù)控振蕩器在每一mTs時(shí)間產(chǎn)生兩個(gè)信號(hào)。第一個(gè)信號(hào)是一溢出信號(hào)ζ，它表示一再取樣時(shí)刻(t＝kTi)已發(fā)生于前一次的Ts周期。第二個(gè)信號(hào)是一Ti-分?jǐn)?shù)(部分)信號(hào)η，ηTi表示自前一次再取樣時(shí)刻。
在Gardner參考文獻(xiàn)中所提出的內(nèi)插方法中，方程(A)由引入分?jǐn)?shù)區(qū)間來重新整理，μk=kTiTs-mk]]>和一濾波器指數(shù)i=int[kTiTs]-m]]>方程(A)便可以被重寫成y=(kTi)=Σi=I1I2-1x[(mk-i)Ts]h[(i+μk)Ts]---(B)]]>接著為h(t)選擇一長度為(I2-I1+1)Ts的有限脈沖響應(yīng)。以這個(gè)選擇，方程(A)便可以用一個(gè)有(I2-I1+1)抽頭的有限脈沖響應(yīng)濾波器進(jìn)行計(jì)算。每一個(gè)抽頭可被運(yùn)算為一分?jǐn)?shù)區(qū)間μk的函數(shù)，而提供的結(jié)果為h((i+μk)Ts)＝fi(μk) (C)所以，脈沖響應(yīng)h(t)是變量t/Ts的函數(shù)。這意味著內(nèi)插器的過濾特質(zhì)，例如頻寬，相對(duì)于取樣時(shí)鐘而固定的，而非決定于輸入信號(hào)x(t)的有效部份。一般而言，對(duì)一個(gè)理想的輸入信號(hào)x(t)，內(nèi)插信號(hào)y為對(duì)一高波特比率1/T衰減得較多，因?yàn)檩斎胄盘?hào)的頻寬會(huì)相對(duì)于插器的頻寬是較大的。再者，于實(shí)際調(diào)制解調(diào)器應(yīng)用中，輸入信號(hào)x(t)是有效信號(hào)xu(t)的總和，其頻寬正比于傳輸率1/T和那些需要被過濾且其頻寬可能與1/Ts相等的不完善信號(hào)Xm之和。在這種情況下，很明顯地內(nèi)插的不完善信號(hào)Ym于低傳輸率1/T時(shí)是比高傳輸率時(shí)重要得多。
在已有技術(shù)的內(nèi)插方法中，例如于Gardner的參考文獻(xiàn)中，分?jǐn)?shù)區(qū)間指數(shù)不是直接由數(shù)控振蕩器所輸出，因此要計(jì)算出來。Gardner提出了一計(jì)算μk的式子μk=η(mk)W(mk)---(D)]]>
提出一些實(shí)際的漸近法來計(jì)算這式子。另外，在實(shí)際的數(shù)字信號(hào)處理器或其他電路中，計(jì)算能力的使用在低傳輸率1/T時(shí)效率不高。所以，當(dāng)傳輸率下降時(shí)，處理器的處理能力和過濾性能也同時(shí)下降。
本發(fā)明的目的是提供一種使用于正交幅度調(diào)制解調(diào)器的時(shí)序恢復(fù)電路，它使用一種獨(dú)立于符號(hào)率及拒絕大部份于接收信道頻寬以外的信號(hào)的內(nèi)插法。
本發(fā)明的進(jìn)一步目的是提供一種時(shí)序恢復(fù)電路，它使用一種容許內(nèi)插的時(shí)序及頻率響應(yīng)相對(duì)于內(nèi)插值率從而相對(duì)傳輸率保持不變內(nèi)插方法。
本發(fā)明概要上述目的已通過QAM解調(diào)器中的時(shí)序恢復(fù)電路來實(shí)現(xiàn)，它使用一符號(hào)率連續(xù)地適應(yīng)的內(nèi)插濾波器。與已有技術(shù)內(nèi)插的方法不同，在已有技術(shù)的內(nèi)插法中，使用被定義為t/Ts(時(shí)問/取樣間隔)的函數(shù)的內(nèi)插法，而在本發(fā)明中所使用的內(nèi)插方法是定義為t/Ti(時(shí)間/內(nèi)插間隔)的函數(shù)的內(nèi)插法。這使得內(nèi)插濾波器完全獨(dú)位于符號(hào)率(在復(fù)雜性和性能方面)及提供更佳的對(duì)相鄰信道的抑制，因?yàn)閮?nèi)插器會(huì)拒絕大部份于接收信道頻寬以外的信號(hào)。
再取樣的信號(hào)由數(shù)控振蕩器送到內(nèi)插濾波器，它是由一信號(hào)所控制，此信號(hào)估計(jì)取樣區(qū)間/內(nèi)插區(qū)間的比值。內(nèi)插是以使用倍增器-累加器運(yùn)算器而實(shí)行的。時(shí)序恢復(fù)電路的輸出會(huì)先被送到一接收濾波器，之后再送到一載波恢復(fù)電路以恢復(fù)載波信號(hào)。


圖1是一網(wǎng)絡(luò)接口單元的方塊圖，其中使用本發(fā)明的解調(diào)器。
圖2是本發(fā)明的解調(diào)器的方塊圖。
圖3是示于圖2中的解調(diào)器的第一AGC單元的方塊圖。
圖4是示于圖2中的解調(diào)器的第二AGC單元的方塊圖。
圖5是示于圖2中的解調(diào)器的一部份的方塊圖。
圖6是示于圖2中的解調(diào)器的直接數(shù)字合成器的方塊圖。
圖7是示于圖2中的解調(diào)器的數(shù)字時(shí)序恢復(fù)電路的方塊圖。
圖8是熟知的內(nèi)插模式的方塊圖。
圖9是用于圖7中數(shù)字時(shí)序恢復(fù)電路的內(nèi)插模式的方塊圖。
圖10是用于圖2中的解調(diào)器的符號(hào)探測電路的相位噪聲及加性噪聲估計(jì)器的方塊圖。
圖11是用于圖2中的解調(diào)器的雙比特錯(cuò)誤率估計(jì)器的方塊圖。
本發(fā)明的較佳實(shí)施例參考圖1，本發(fā)明中的正交幅度調(diào)制解調(diào)器99可以作為一網(wǎng)絡(luò)接口單元92的一部份。網(wǎng)絡(luò)接口單元92是被定義為電纜網(wǎng)絡(luò)所接收到的信號(hào)95和多路信號(hào)分離器的輸入信號(hào)93之間的接口區(qū)塊。電纜網(wǎng)絡(luò)送來的信號(hào)95會(huì)被輸入到調(diào)諧器96。調(diào)諧器會(huì)于輸入端接受47MHz至862MHz范圍內(nèi)的頻率及把所選擇的頻率下降轉(zhuǎn)換為一中頻(IF)。這個(gè)中頻頻率取決于信道頻寬，它和地區(qū)位置有關(guān)。例如，美國國家電視系統(tǒng)委員會(huì)(NTSC)，美國和日本是一具有大約44MHz中頻的6MHz信道，而PAL制/SECAM制和歐洲是一具有大約36MHz中頻的8MHz信道。調(diào)諧器的輸出會(huì)被輸入一表面聲波(SAW)濾波器97，中頻頻率等于表面聲波濾波器的中心頻率。表面聲波濾波器97的輸出會(huì)被送到放大器98，它的作用是補(bǔ)償表面聲波濾波器的衰減，之后，放大器98的輸出會(huì)被送到正交幅度調(diào)制解調(diào)器99。放大器98也可以有由一正交幅度調(diào)制解調(diào)器99的自動(dòng)增益控制信號(hào)94所控制的可變增益。正交幅度調(diào)制解調(diào)器99也可被用于其他使用正交幅度調(diào)制或QPSK解調(diào)的數(shù)字傳輸系統(tǒng)，例如無線通信鏈路、無線本地環(huán)路、或家電網(wǎng)路。
在圖2中，本發(fā)明中的正交幅度調(diào)制解調(diào)器99包括一接收中頻輸入信號(hào)12的模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器25。模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器25會(huì)從中頻信號(hào)12中取樣和產(chǎn)生大約圍繞中頻信號(hào)12的中心頻率F0的一數(shù)字頻譜。模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器25的輸出信號(hào)14會(huì)被送到一基頻轉(zhuǎn)換電路，它包括一直接數(shù)字合成器30，目的是為了把中頻信號(hào)轉(zhuǎn)為基頻信號(hào)。模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器25的輸出信號(hào)14也會(huì)被送到控制模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器25的輸入信號(hào)口的模擬增益的第一個(gè)自動(dòng)增益控制電路(AGC1)。
當(dāng)信號(hào)已被轉(zhuǎn)換為具有一個(gè)有信號(hào)元件I(相位)和Q(正交)的基頻信號(hào)后，此基頻信號(hào)會(huì)被送到時(shí)序恢復(fù)電路35，此時(shí)序恢復(fù)電路是用來把解調(diào)器電路的時(shí)序與輸入信號(hào)的符號(hào)同步的。時(shí)序恢復(fù)電路35使用一連續(xù)可變內(nèi)插濾波器來輸入信號(hào)取樣，它可使此電路恢復(fù)很大范圍的符號(hào)率，將在下面進(jìn)一步說明。此信號(hào)會(huì)被輸送到一數(shù)字倍增器210，它是第二自動(dòng)增益控制(AGC2)電路20的一部份。之后，此信號(hào)經(jīng)過一接收濾波器40，然后再進(jìn)入一均沖器45。AGC2電路20是一數(shù)字AGC電路，它的作用是微調(diào)均沖器45輸入的信號(hào)的電平。數(shù)字AGC電路20只考慮信號(hào)本身，因?yàn)橄噜徯诺赖酪驯唤邮諡V波器40濾掉。因此，以數(shù)字方式補(bǔ)償模擬AGC1電路10，它可能會(huì)因相鄰信道而減低了輸入功率。接收濾波器40是一平方根自乘弦類濾波器，它可以支持由0.11至0.30的轉(zhuǎn)降系數(shù)，及接受時(shí)序恢復(fù)電路的輸出信號(hào)和確保有高于43dB的對(duì)頻帶外信號(hào)的抑制。這種有效的抑制能增加網(wǎng)絡(luò)接口單元對(duì)相鄰信道的阻擋容限。均沖器45能修正在網(wǎng)絡(luò)中所遇到的不同的損傷，如不需要的振幅頻率或相位頻率響應(yīng)。有兩種均沖器結(jié)構(gòu)可以選擇，具有可選擇的中心抽頭位置的橫向式或判決反饋式。
均沖器45的輸出信號(hào)會(huì)被送到載波恢復(fù)電路50以恢復(fù)載波信號(hào)。載波恢復(fù)電路50可采集和追蹤一些如符號(hào)率12％的頻率偏移。被恢復(fù)的頻率偏移會(huì)被I2C接口所監(jiān)察。此信息可被用作從新調(diào)整調(diào)諧器或解調(diào)器頻率以減低信號(hào)于濾波過程中的衰減，這有助改善位錯(cuò)誤率。載波恢復(fù)電路50的輸出信號(hào)52被送到在數(shù)字AGC2電路20中的一符號(hào)判決電路55及一功率比較器電路230和數(shù)字環(huán)路過濾器220以提供一增益控制信號(hào)225給倍增器210。在符號(hào)判決電路55中，信號(hào)會(huì)被送到一符號(hào)閾值探測器，再到一差動(dòng)解碼器，最后會(huì)到達(dá)一DVB或DAVIC去映射，它產(chǎn)生送到正向糾錯(cuò)電路60的恢復(fù)的位流57。符號(hào)判決電路的輸出57也會(huì)被輸送到功率比較器電路230。
前向糾錯(cuò)(FEC)電路60首先會(huì)進(jìn)行一幀同步61。其中，比特流于輸出中會(huì)被分解成204字節(jié)的信息包。接著，信息包會(huì)被輸送到一去交錯(cuò)器及列德一索羅蒙(RS)解碼器65中被去交錯(cuò)。之后，RS解碼器會(huì)對(duì)每信息包進(jìn)行最多八個(gè)錯(cuò)誤(字節(jié))的改正。RS解碼器也會(huì)提供其它關(guān)于沒有被改正的信息包及于信息包中已被改正的字節(jié)的位置的信息。交錯(cuò)器有兩種深度可供選擇12(DVB/DAVIC)和17。深度17會(huì)增加系統(tǒng)對(duì)脈沖噪聲的強(qiáng)度，但假設(shè)信號(hào)是以與監(jiān)察器相同的數(shù)值被交錯(cuò)的。在RS解碼之后，信息包除去擾頻以去除能量的分散，F(xiàn)EC電路60的數(shù)據(jù)輸出93由MPEG-2運(yùn)輸系統(tǒng)(TS)信息包組成的，并且它是解調(diào)器99的輸出。此外，位錯(cuò)誤率信號(hào)68、69被傳送到一雙比特誤差估計(jì)器70，后者根據(jù)誤差改正和幀圖形識(shí)別估計(jì)低或高的比特誤差率并產(chǎn)生一比特誤差率信號(hào)72。
如前文所述，雙自動(dòng)增益控制(AGC)電路位于接收濾波器之前及之后，以控制信號(hào)的接收電平。第一個(gè)AGC電路10控制A/D轉(zhuǎn)換器輸入信號(hào)的模擬增益。參考圖3，為了評(píng)估接收信號(hào)14的信號(hào)電平和把它與預(yù)定的信號(hào)電平作比較，AD轉(zhuǎn)換器25的輸出信號(hào)14被送到AGC1 10的功率估計(jì)電路110。電源估計(jì)電路110包括了一個(gè)方波模組130以把信號(hào)14轉(zhuǎn)換為會(huì)被輸入到比較器140的方波。比較器140會(huì)把輸入信號(hào)和一預(yù)定的參考電壓作比較，或與比較器閾值電壓，當(dāng)輸入信號(hào)電平與比較器閾值電壓值相等時(shí)產(chǎn)生一輸出信號(hào)。比較器閾值電壓，或參考電壓可用以修正電路120加以調(diào)整。修正電路120監(jiān)察來自相鄰信道125的信號(hào)相應(yīng)地調(diào)整參考電壓。另外，一飽和計(jì)數(shù)器115探測A/D轉(zhuǎn)換器中有否飽和，如有，便會(huì)送出一信號(hào)到修正電路120以調(diào)整參考電壓來消除飽和。當(dāng)信號(hào)通過比較器140后，功率估值器電路110的輸出信號(hào)會(huì)被送到一數(shù)字環(huán)路濾波器150，它會(huì)以信號(hào)中除去載波頻率成份及諧波，但會(huì)保留信號(hào)的元始調(diào)制頻率通過。數(shù)字環(huán)路濾波器150接收一配置信號(hào)152，它對(duì)放大器的最高增益進(jìn)行設(shè)定以限制非線性度。數(shù)字環(huán)路濾波器150的輸出信號(hào)162會(huì)被轉(zhuǎn)為一脈沖寬度調(diào)制(PWM)信號(hào)160，它會(huì)彼送到一產(chǎn)生信號(hào)167的RC濾波器170，信號(hào)167控制A/D轉(zhuǎn)換器的放大器的模擬增益。數(shù)字環(huán)路濾波器的另一個(gè)輸出產(chǎn)生一信號(hào)155用以監(jiān)察該數(shù)字環(huán)路濾波器的增益值。因?yàn)楣β使乐凳怯蓴?shù)字環(huán)路控制所估計(jì)，控制模擬增益的PWM信號(hào)產(chǎn)生非常穩(wěn)定的控制。
第二AGC電路20位于接收濾波器40之后，所以它只要考慮QAM信號(hào)的接收功率及在閾值判定前調(diào)整內(nèi)部放大電平到一正確的電平。第二AGC電路20會(huì)補(bǔ)償?shù)谝籄GC電路由相鄰信道所導(dǎo)致的衰減，也會(huì)把信號(hào)電平正確地調(diào)整到QAM信號(hào)的判定閾值電平。參考圖4，時(shí)序恢復(fù)電路的輸出信號(hào)42會(huì)被送到第二AGC電路20的數(shù)字倍增器210。數(shù)字倍增器210把信號(hào)倍頻，之后會(huì)被送到接收濾波器40，平衡器45和載波恢復(fù)電路50，如前文所述。載波恢復(fù)電路50的輸出會(huì)反饋到第二AGC電路20功率比較器電路230，它把來自載波恢復(fù)電路的輸出信號(hào)52與一組QAM值作比較。數(shù)字環(huán)路濾波器220過濾出所有錯(cuò)誤信號(hào)及提供一增益控制信號(hào)225給數(shù)字倍增器210。另外，為了監(jiān)控增益的數(shù)量，數(shù)字環(huán)路濾波器會(huì)產(chǎn)生一信號(hào)227。
參考圖5及圖6，上述的直接數(shù)字合成器(DDS)30在接收濾波器40的頻寬內(nèi)對(duì)來自A/D轉(zhuǎn)換器25的信號(hào)14進(jìn)行數(shù)字調(diào)諧使之即使在接收器有大的頻率偏移的情況下及提供更大的彈性給輸入信號(hào)所用的頻率值。為了要對(duì)信號(hào)進(jìn)行數(shù)字調(diào)諧以使該信號(hào)處于在接收濾波器的頻寬以內(nèi)，中頻(IF)到基帶信號(hào)的轉(zhuǎn)換是由在接收濾波器40之前使用第一DDS 30，以把信號(hào)數(shù)字地用諧到表收沁濾波器的帶寬之內(nèi)以及在載波恢復(fù)電路50內(nèi)的第二DDS 545微以調(diào)在時(shí)序恢復(fù)35后的信號(hào)相位和平衡器電路45共同完成的。
參考圖6，當(dāng)IF信號(hào)12通過A/D轉(zhuǎn)換器25后，A/D轉(zhuǎn)換器的輸出數(shù)字信號(hào)14會(huì)被送到一倍頻器304，它是DDS 130的一部份。倍頻器304把數(shù)字信號(hào)14轉(zhuǎn)換成形成QAM符號(hào)的I(相位)及Q(正交)兩個(gè)平行組合。這些信號(hào)即I及Q組合接著會(huì)經(jīng)過接收濾波器40、平衡器45及載波恢復(fù)電路50，如前文所述。參考圖5，載波恢復(fù)電路50包括一用作恢復(fù)被送到數(shù)字AGC之電路20和符號(hào)探測電路55的載波信號(hào)的頻率偏差探測器電路525和一相位率偏差探測電路535。被恢復(fù)的頻率偏差可以透過一I2C接口在而被監(jiān)察。為了要減低信號(hào)在濾波時(shí)的損失，從而改進(jìn)位錯(cuò)誤率，此信息可以被用作調(diào)諧器頻率的再調(diào)整。為了要在接收濾波器40之前完全準(zhǔn)確地恢復(fù)此頻率，此信息也可以作為信號(hào)527被送到DDS1電路30。相位探測電路535會(huì)送出一信號(hào)537到DDS2電路545。使用雙DDS結(jié)構(gòu)以控制由IF信號(hào)降頻到基頻信號(hào)是有利的。因?yàn)殚L途頻率降頻接換對(duì)頻率恢是最理想的，這是由于它是在接收過濾器40之前完成的，可以在均衡和載波頻率評(píng)估前維持最高的信號(hào)能量，而短途載波相位恢復(fù)的對(duì)相位跟蹤是最理想的，特別是在信號(hào)上有相位噪聲的情況下。
參考圖6，載波恢復(fù)頻率返饋信號(hào)527會(huì)被送到在DDS1電路30內(nèi)的加法器電路306。加法器電路306把頻率返饋信號(hào)527加到被設(shè)配置的IF頻率27上，而所得出的信號(hào)會(huì)被送到一積聚由頻率返饋信號(hào)527所決定的頻率單元的相位積聚電路305。此信號(hào)會(huì)被送到一常數(shù)表303，表內(nèi)包括合成信號(hào)的正弦值。合成信號(hào)316曾會(huì)被返到倍頻器304。參考圖5，第二DDS2電路545以同樣的方式運(yùn)作，但它合成的是相位探測電路535的輸出信號(hào)537。純數(shù)字載波恢復(fù)可消除電壓控制振蕩器度(VCO)的使用，而且提供在準(zhǔn)確性及信號(hào)的殘余相位噪音方面是較好的載波恢復(fù)。參考圖7，為了對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行再取樣，時(shí)序恢復(fù)電路35使用一符號(hào)率還連續(xù)地調(diào)整的內(nèi)插濾波器352。與已有技術(shù)不同，已有技術(shù)內(nèi)插方法以所使用的插提供函數(shù)定義為t/Ts(時(shí)間/采樣間隔)，而使用于本時(shí)序恢復(fù)電路35的內(nèi)插方法的定義為t/Ti(時(shí)間/內(nèi)插間隔)的函數(shù)。這可使內(nèi)插濾波器能在性能及復(fù)雜性方面完全獨(dú)立于符號(hào)率，同時(shí)能提供較好的相鄰頻道抑制。因?yàn)樵搩?nèi)插器會(huì)抑制大部份要接收頻道的頻寬以外的信號(hào)。在調(diào)制調(diào)解器中應(yīng)用內(nèi)插法的目的是有處理由模數(shù)轉(zhuǎn)換器以著要以速率速率1/Ts所產(chǎn)生的數(shù)字取樣x(kTs)325，以速率1/Ti產(chǎn)生”內(nèi)插值”y(kTi)365，1/Ti是傳輸波特率1/T的倍數(shù)。
下面將描述用時(shí)間連續(xù)濾波器的內(nèi)插法。數(shù)學(xué)模式是參考圖8而描述。它包括一個(gè)產(chǎn)生摸擬脈沖814的假設(shè)的模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器802，其后跟隨一個(gè)時(shí)間連續(xù)濾波器h(t)804，及一個(gè)時(shí)間t＝kTi的再取樣器806在。輸出的內(nèi)插值820由下式表達(dá)示y=(kTi)=Σmx[(mTs)h(kTi-mTs)]---(B)]]>回過來參考圖7，再取樣(時(shí)刻t＝kTi)是由數(shù)控制振蕩器358所提供的。數(shù)控制振蕩器358于每一次時(shí)間mTs產(chǎn)生兩個(gè)信號(hào)。第一個(gè)信號(hào)36是一溢出信號(hào)ζ，它表示在上一次Ts時(shí)期發(fā)生了一再取樣時(shí)刻(t＝kTi)。第二個(gè)信號(hào)362是一Ti-分?jǐn)?shù)信號(hào)η，ηTi表示由上一次再取樣時(shí)刻后所經(jīng)過的時(shí)間。
數(shù)控制振蕩器358是由信號(hào)W(m)所控制的，它會(huì)估計(jì)Ts/Ti的比例。在實(shí)際的調(diào)制解器應(yīng)用中，W(m)是由相位錯(cuò)誤估值器或時(shí)序錯(cuò)誤探測器354所驅(qū)動(dòng)的環(huán)路濾波器356所提供的。
它可以以數(shù)學(xué)方式描述如下η(m)＝[η(m-1)-W(m)]mod-1ζ(m)＝1ifη(m-1)-W(m)＜0 (2)ζ(m)＝0ifη(m-1)-W(m)≥0已有技術(shù)的內(nèi)插方法是使用一個(gè)被取樣周期Ts標(biāo)準(zhǔn)化的濾波器h(t)，采用一Ts基點(diǎn)指數(shù)及一Ts分?jǐn)?shù)間隔。在本發(fā)明所使用的內(nèi)插方法中，方程式(1)被改寫其中h是變量ηTi的函數(shù)。這函數(shù)h的特性可于以使內(nèi)插的時(shí)序與頻率響應(yīng)相對(duì)于內(nèi)插率保持不變，因此也可以使它相對(duì)于波特率保持不變。要達(dá)到這種境地，首先請注意取樣時(shí)刻mTs可被寫為mTs＝1mTi-η(m)Ti其中，Tη(m)是nco的直接輸出，而(1m-1)是溢出(ζ＝1)的數(shù)值，自t＝0直到t＝mTs。引入包括所有m的整數(shù)間隔I1，例如1m-1，方程式(1)現(xiàn)在可被寫成y(kTi)=Σ1(ΣmeI1x(mTs)·h[(k-1+η(m))Ti])---(3)]]>假設(shè)h(t)是于間隔[I1Ti，I2Ti]期間的一有限長度脈脈沖應(yīng)，方程(3)被重寫成如下式指數(shù)j＝k-ly(kTi)=Σj=I1I2aj[(k-j)ti]---(4)]]>以及aj(lTi)=Σmel1x(mTs)·h[(j+η(m))Ti]]]>最后的方程顯示，內(nèi)插位是由求和及延遲(I1+I2+1)項(xiàng)aj(lTi)計(jì)算出來的，其中aj(lti)是在時(shí)間間隔[1+1]Ti，1Ti]內(nèi)積累輸入取樣x(mTs)乘以系數(shù)h[(j+η(m))Ti]的值所產(chǎn)生的。
參考圖9，aj實(shí)際上是由一倍增加器(乘法器)-積累器操作器908進(jìn)行的，當(dāng)溢出信號(hào)ζ(m)＝1時(shí)，它會(huì)被重設(shè)。系數(shù)h[(j+η(m)Ti)是由一系數(shù)計(jì)算塊909所產(chǎn)生的，輸入η(m)則是由數(shù)控制振蕩器(NCO)910所輸出。
倍增加器(乘法器)-積累器運(yùn)作于頻率1/Ts，aj的總和是在頻率等于1/Ti時(shí)計(jì)算出來的。對(duì)于于一低的比例Ts/Ti，一個(gè)高的倍增-積累的數(shù)目會(huì)被進(jìn)行于一長的Ti期間。這使得Ti-內(nèi)插器在對(duì)應(yīng)于Ts時(shí)有較長的時(shí)間脈沖反應(yīng)，以及在對(duì)應(yīng)于取樣頻率時(shí)有一較窄的頻率帶寬。
由于實(shí)際的原因，h[(j+η)Ti]可以是在間隔
期間η和h[(j+η)Ti]＝pj(η)的多項(xiàng)式函數(shù)。在實(shí)際實(shí)施時(shí)，選用3次式，因?yàn)檫@可減低計(jì)算的復(fù)雜性及可使脈沖反應(yīng)h(t)具有很好的性能，只用很少的間隔Ti(一般是4到8)。一種特別形式的多項(xiàng)式也可以先用進(jìn)一步降減低計(jì)算的復(fù)雜性。當(dāng)多項(xiàng)式的次數(shù)，型式和數(shù)目(I1+I2+1)被選定后，多項(xiàng)式的參數(shù)可以由代表對(duì)脈沖響應(yīng)h(t)的頻譜限制的成本函數(shù)減至最少的方式而被計(jì)算出來。
用作計(jì)算系數(shù)h[(j+η(m))Ti]的變量η，不需要任何額外的計(jì)算及近似，這和已有技術(shù)Ts-內(nèi)插方法是一樣的。
參考圖10，前面描述的載波恢復(fù)電路50包括一相位噪聲估計(jì)電路506及一附加噪聲估計(jì)電路507，它產(chǎn)生由QAM解調(diào)器所觀察到的殘余相位噪聲和附加噪聲。這估計(jì)使用戶能優(yōu)化載波環(huán)路頻寬以達(dá)到最佳的相位噪聲與附加式噪聲之間的折表。已被接收的QAM符號(hào)504被送到一符號(hào)檢測或判定塊508。已被接收的QAM符號(hào)504是在I/Q座標(biāo)的一點(diǎn)，它與一可能被傳輸?shù)腝AM符號(hào)距離接近，但因?yàn)樵肼暤年P(guān)系而有所不同。符號(hào)檢測或判定區(qū)塊508決定最有可能被傳輸?shù)腝AM符號(hào)，這是用尋找接收QAM符號(hào)與可能被傳輸QAM符號(hào)之間的最短距離(閾值符號(hào))而實(shí)現(xiàn)的。這樣，符號(hào)檢測或判定區(qū)塊508可以決定那一個(gè)QAM符號(hào)已被轉(zhuǎn)輸。被判定的QAM符號(hào)509和被接收的QAM符號(hào)504之間的最少均方錯(cuò)誤是由LMS錯(cuò)誤方法505所決定，這應(yīng)與本技術(shù)領(lǐng)域是大家都知道的。該LMS錯(cuò)誤信號(hào)512是與被判定QAM符號(hào)509一起被輸送到每一個(gè)相位噪聲506及附加式噪聲507估計(jì)器的。
相位噪聲估計(jì)器是基于LMS錯(cuò)誤(dx+jdy)的，其中dx+jdy＝(接收點(diǎn)-判定的QAM符號(hào))。這個(gè)錯(cuò)誤只考慮在I和Q(|a|+j|a|)上擁有最大及相同幅值的QAM符號(hào)。平均相位噪聲是E[dx*dy]＝-|a|2E(ph2)，其中E代表平均值而ph是殘余相位噪聲。相位噪聲估值器結(jié)果518不是取決定于附加式噪聲。
附加噪聲評(píng)估是基于與相位噪聲評(píng)估一樣的錯(cuò)誤信號(hào)512，但是在噪聲評(píng)估的誤差只是基于I和Q上具有最少幅值(|a|＝1)于I和Q上的QAM符號(hào)。平均附加噪聲是由E[dx*sgn(I)*I+dy(sgn(Q)*(Q)2)＝E(n2)給出，其中n代表復(fù)雜附加性噪聲。附加性噪聲估值器結(jié)果不是取決于信號(hào)的相位。
參考圖11，從前述的符號(hào)檢測電路來的被恢復(fù)的比特流57被送到一在前進(jìn)錯(cuò)誤改正解碼器(FEC)60內(nèi)的幀同步恢復(fù)電路(FSR)61。幀同步恢復(fù)電路61在輸出端將比特解成204字節(jié)的信息包。然后，信息包被輸送到幅圖形計(jì)數(shù)器62，它在足夠的數(shù)目的幀上維持幀的可辨認(rèn)圖形的數(shù)以得到額外的信息，如沒有被前進(jìn)錯(cuò)誤改正解碼器編碼的同步圖形。這些信息被輸入到雙BER單元70°的第一位錯(cuò)誤率估值器715。之后，比特流信息包被送到解交錯(cuò)器和FEC解碼單元65產(chǎn)生MPEG TS數(shù)據(jù)輸出信號(hào)93?？筛恼e(cuò)誤69被送到一在雙BER單元70內(nèi)的計(jì)數(shù)器705，及后到第二BER估值器716。第一BER估值器單元715的輸出和第二BER估值器單元716的輸出到達(dá)一軟件處理單元710，它比較這兩個(gè)BER輸出。這提供了另外關(guān)于噪聲的類型的信息，如是否由一進(jìn)發(fā)脈沖群或一分布錯(cuò)誤所產(chǎn)生。對(duì)于低的位錯(cuò)誤率，如少于10-3，第二位錯(cuò)誤率估值器716會(huì)產(chǎn)生更準(zhǔn)確的數(shù)值。對(duì)于高BER，或如發(fā)生進(jìn)發(fā)性錯(cuò)誤群時(shí)，第二BER估值器716是不精確，因?yàn)橐殉鼍幋a的改正能力。在這種情況下，第一BER估值器715將較為準(zhǔn)確。
雙位錯(cuò)誤率估值器電路使它可估計(jì)傳輸連路的質(zhì)量，即使對(duì)于嚴(yán)重失真或噪聲嚴(yán)重的信道也是如此。這有助于辨認(rèn)不良接收的原因。當(dāng)交錯(cuò)器的強(qiáng)度能使足夠的錯(cuò)誤平均地?cái)U(kuò)散至幀上戥時(shí)，并把錯(cuò)降低到低予改正碼的改正能力時(shí)，F(xiàn)EC解碼器65能提供很準(zhǔn)確的信息，但是當(dāng)長的進(jìn)發(fā)錯(cuò)誤群時(shí)，提供的信息就便很不準(zhǔn)確。
比較這兩種類型的信息可提供一探測發(fā)生于網(wǎng)絡(luò)上的噪聲錯(cuò)誤類型的方法，這可以，例如，探測不良接收是否因?yàn)檫M(jìn)發(fā)噪聲群還是由于其它問題(如相位噪聲或衰落)所引起的。在進(jìn)發(fā)沖噪聲群很大時(shí)，雖然所有的錯(cuò)誤可能于傳輸時(shí)的某一時(shí)刻發(fā)生但FEC解碼器只顯示一相對(duì)較低的位錯(cuò)率，進(jìn)發(fā)噪音可以使由傳輸鏈路所承載的信息內(nèi)容完全被修正，例如電視影像，聲音等。雙BER估值器電路可以較容易決定不良傳輸?shù)脑驈亩鉀Q這個(gè)問題。
權(quán)利要求
1.一種正交幅度調(diào)制(QAM)類型解調(diào)器，其特征在于，它包括一模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器，它接收一輸入信號(hào)及產(chǎn)生一第一信號(hào)，一基頻轉(zhuǎn)換電路，電氣化地連接到模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器并接收第一信號(hào)及產(chǎn)生一基頻信號(hào)，一時(shí)序恢復(fù)電路它電氣地連接到一基頻轉(zhuǎn)換電路及接收基頻信號(hào)，該時(shí)序恢復(fù)電路包括一內(nèi)插濾波器，用于對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行再取樣，內(nèi)插濾波器執(zhí)行一內(nèi)插功能，它獨(dú)立于基頻信號(hào)的符號(hào)率并產(chǎn)生一時(shí)序恢復(fù)輸出信號(hào)，一載波恢復(fù)電路，它電氣地連接到時(shí)序恢復(fù)電路并接收時(shí)序恢復(fù)輸出信號(hào)及產(chǎn)生一QAM信號(hào)，和一符號(hào)探測電路，它電氣地連接到載波恢復(fù)電路及接收QAM信號(hào)，此時(shí)符號(hào)探測電路的輸出信號(hào)是一已解調(diào)的數(shù)據(jù)輸出信號(hào)。
2.如權(quán)利要求1所述的解調(diào)器，其特征在于，內(nèi)插功能被定意為每內(nèi)插間隔時(shí)間的函數(shù)。
3.如權(quán)利要求1所述的解調(diào)器，其特征在于，時(shí)序恢復(fù)電路包括一時(shí)序恢錯(cuò)誤探測器，電氣地連接到內(nèi)插濾波器及接收一來自時(shí)序恢復(fù)輸出信號(hào)的反饋信號(hào)，一環(huán)路濾波器電子化地連接到時(shí)序錯(cuò)誤探測器，及，一數(shù)控振蕩器電氣地連結(jié)到環(huán)路濾波器及產(chǎn)生控制信號(hào)，其中包括被送到內(nèi)插濾波器的溢出信號(hào)及Ti-分?jǐn)?shù)信號(hào)。
4.如權(quán)利要求3所述的解調(diào)器，其特征在于，內(nèi)插濾波器包括用作計(jì)算內(nèi)插值的許多的倍增加器(乘法器)-累積器單元，其中，增倍加器-累積器單元接收多個(gè)的輸入取樣，把輸入取樣乘以多個(gè)的系數(shù)及在一時(shí)間間隔內(nèi)積累已乘的取樣。
5.如權(quán)利要求4所述的一解調(diào)器，其特征在于，多個(gè)的系數(shù)由一系數(shù)計(jì)算單元送出，此系數(shù)計(jì)算單元電氣地連接到及接收由數(shù)控振蕩器來的Ti-分?jǐn)?shù)信號(hào)。
6.如權(quán)利要求4所述的解調(diào)器，其特征在于，溢出信號(hào)被送到倍增器(乘法器)-累積器單元，當(dāng)溢出信號(hào)等于預(yù)定值倍增器(乘法器)-累積器單元會(huì)被重設(shè)。
7.如權(quán)利要求1所述的解調(diào)器，其特征在于，它還包括一接收濾波器，該接收濾波器電氣地連接到時(shí)序恢復(fù)電路及載波恢復(fù)電路之間。
全文摘要
QAM解調(diào)器中的時(shí)序恢復(fù)電路，它使用一符號(hào)率連續(xù)地可調(diào)的內(nèi)插濾波器。本發(fā)明所使用的內(nèi)插方法是定義為每內(nèi)插間隔的時(shí)間的函數(shù)，而不是如已有技術(shù)那樣以每取樣間隔的時(shí)間定義的函數(shù)。這使內(nèi)插濾波器在復(fù)雜性和性能方面完全獨(dú)立于符號(hào)率并能提供較好的對(duì)相鄰信道的抑制，這是因?yàn)閮?nèi)插器抑制了大部份在接收的頻道的帶寬以外的信號(hào)。
文檔編號(hào)H04L7/02GK1460341SQ01811304
公開日2003年12月3日 申請日期2001年2月12日 優(yōu)先權(quán)日2000年4月17日
發(fā)明者K·馬萊, E·哈曼, A·德莫爾, Y·萊維 申請人:愛特梅爾股份有限公司