專利名稱：用于Walsh覆蓋調(diào)制的自適應(yīng)線性均衡的方法和裝置的制作方法
背景技術(shù)：
1、發(fā)明領(lǐng)域本發(fā)明一般涉及通信系統(tǒng)中的均衡技術(shù)，并尤其涉及無(wú)線數(shù)據(jù)通信系統(tǒng)中的自適應(yīng)均衡。
2、相關(guān)技術(shù)描述在相對(duì)無(wú)噪聲的數(shù)據(jù)通信系統(tǒng)中，當(dāng)使用線性調(diào)制方案在通信信道上發(fā)送數(shù)據(jù)時(shí)，例如采用“四相移鍵控”(QPSK)，信道可支持的可檢測(cè)級(jí)別數(shù)基本上受到“符號(hào)間干擾”(ISI)限制。因?yàn)榘l(fā)送的符號(hào)脈沖由于信道的色散本質(zhì)而“擴(kuò)展”，就引起了ISI，其結(jié)果是疊加在鄰近的符號(hào)脈沖上。換言之，當(dāng)代表1位信息的信號(hào)一部分干擾代表另1位信息的信號(hào)的不同部分時(shí)，ISI出現(xiàn)了。
在信噪比高的且信道相對(duì)無(wú)噪聲的地方，ISI的反作用更為明顯。在一般出現(xiàn)在數(shù)據(jù)(相對(duì)于話音)通信中的此類信道中，ISI的出現(xiàn)大大地使通信系統(tǒng)的性能降級(jí)。
ISI的一個(gè)共同原因是“多徑”現(xiàn)象。簡(jiǎn)單地說(shuō)，多徑是指在多路徑上接收同一的信號(hào)而引起的干擾。根據(jù)移動(dòng)無(wú)線單元(也稱“用戶單元”)的速度，周圍環(huán)境的條件如建筑物或山脈的存在和傳輸?shù)膸挼?，傳送的符?hào)脈沖可在不同的時(shí)間內(nèi)到達(dá)接收機(jī)。按照這樣，鄰近的符號(hào)脈沖分量也會(huì)推定地和破壞地干擾。
然而，甚至于在沒有“多徑”情況下，由于通信系統(tǒng)中采用的發(fā)送和接收濾波器尚不完美，仍會(huì)產(chǎn)生一些ISI。如，包括發(fā)送和接收濾波器的物理器件中的頻率依賴衰減是ISI的根源。
眾所周知，使用均衡把ISI效應(yīng)減少至最低限度。均衡涉及到改變信號(hào)，致使它能更容易地在接收機(jī)識(shí)別。信號(hào)可在發(fā)射機(jī)改變，以至于信道對(duì)信號(hào)的影響將產(chǎn)生能被接收機(jī)正確識(shí)別的信號(hào)。然而，因?yàn)榘l(fā)射機(jī)必須具有信道特性和信道特性在時(shí)間上所發(fā)生的變化的先驗(yàn)信息，所以以發(fā)射機(jī)為基礎(chǔ)的均衡是困難的。
均衡也可在接收機(jī)進(jìn)行。以接收機(jī)為基礎(chǔ)的均衡可利用收到信號(hào)的特性調(diào)整均衡參數(shù)。在無(wú)線通信中，因?yàn)橐苿?dòng)信道是隨機(jī)和時(shí)變的，均衡器必須跟蹤移動(dòng)信道的時(shí)變特性，因此被稱為自適應(yīng)均衡器。自適應(yīng)均衡試圖把正確的均衡量應(yīng)用至信道。在自適應(yīng)均衡中，均衡器系數(shù)初始或周期性地調(diào)整至“適應(yīng)”于變化信道條件。自適應(yīng)均衡器一般工作方式是訓(xùn)練和跟蹤模式。在訓(xùn)練模式中，由發(fā)射機(jī)發(fā)送已知的導(dǎo)頻符號(hào)序列，以使接收機(jī)的自適應(yīng)均衡器把其系數(shù)加以平均為合適的初始值。訓(xùn)練序列，即導(dǎo)頻符號(hào)序列，一般是固定的，規(guī)定的位模式。
緊跟在訓(xùn)練序列后，發(fā)送調(diào)制過的和擴(kuò)展的消息數(shù)據(jù)，并且接收機(jī)處的自適應(yīng)均衡器使用規(guī)定的算法如，“最小均方”(LMS)或“遞歸最小二乘方”(RLS)來(lái)估計(jì)自適應(yīng)均衡器系數(shù)，以便補(bǔ)償由發(fā)送濾波器，通信信道和接收濾器引起的ISI。
由發(fā)射機(jī)發(fā)送的各數(shù)據(jù)幀包含初始的導(dǎo)頻序列和后繼的用戶消息數(shù)據(jù)序列。如，初始的導(dǎo)頻序列約占整個(gè)數(shù)據(jù)幀的5％。然而，發(fā)送濾波器，通信信道和接收濾波器的特性在各數(shù)據(jù)幀期間和從幀至幀之間會(huì)變化。因此，各數(shù)據(jù)幀的初始導(dǎo)頻序列可用來(lái)取得均衡器系數(shù)的初始設(shè)定。此外，在均衡器系數(shù)初始設(shè)定后，在各幀期間，當(dāng)收到用戶消息數(shù)據(jù)時(shí)，均衡器系數(shù)可利用規(guī)定的算法得以加以修正。
各幀中的初始導(dǎo)頻(或訓(xùn)練)序列設(shè)計(jì)為允許接收機(jī)的自適應(yīng)均衡器獲取合適的系數(shù)，以便當(dāng)訓(xùn)練序列完成后，濾波器系數(shù)在此幀余下的期間接近接收用戶消息數(shù)據(jù)的最佳值。當(dāng)收到用戶消息數(shù)據(jù)時(shí)，均衡器的自適應(yīng)算法跟蹤發(fā)送濾波器，通信信道和接收濾波器的變化特性。結(jié)果，自適應(yīng)均衡器不斷地改變其濾波器在時(shí)間上的特性。
一種普通型自適應(yīng)均衡器是線性自適應(yīng)均衡器。線性自適應(yīng)均衡器一般有二種“橫向”型和“格”型。

圖1示出橫向型線性自適應(yīng)均衡器100。圖1中橫向型線性均衡器100是有限時(shí)間脈沖響應(yīng)濾波器(“FIR”)一類，這在本領(lǐng)域中是熟知的。參照?qǐng)D1，接收FIR濾波器102的輸出提供輸入至在圖1中標(biāo)以x(n)的均衡器100。接收FIR濾波器102的輸出耦合至單元延遲元件z-1106和具有抽頭加權(quán)w0(n)的乘法器104。單元延遲元件z-1106的輸出標(biāo)以x(n-1)并耦合至單元延遲元件z-1112和具有抽頭加權(quán)w1(n)的乘法器108。單元延遲元件z-1112的輸出標(biāo)以x(n-2)并耦合至圖1未示出的后續(xù)單元延遲元件和具有抽頭加權(quán)w2(n)的乘法器114。單元延遲元件z-1122和具有抽頭加權(quán)wm-2(n)的乘法器118從圖1中未示出的先前的單元延遲元件接收它們各自的輸入，標(biāo)以x(n-m+2)。單元延遲元件z-1122的輸出標(biāo)以x(n-m+1)并耦合至具有抽頭加權(quán)wm-1(n)的乘法器124。
乘法器104、108、114、118和124的各自輸出由加法器110、116、120和126相加，形成均衡器100的最終輸出(n)。均衡器輸出(n)饋至限幅器128，形成限幅器輸出 。通過加法器130從限幅器128輸出 中減去均衡器100輸出(n)。減法操作的結(jié)果是e(n)，這是加法器130的輸出。
順便觀察一下，在均衡器100工作期間，利用自適應(yīng)算法可對(duì)圖1中抽頭加權(quán)w0(n)，w1(n)至wm-1(n)為代表的均衡器系數(shù)加以修正。均衡器系數(shù)可以樣本為基礎(chǔ)在樣本上加以調(diào)整，(即，不論什么時(shí)候n增量1)或以塊為基礎(chǔ)在塊上加以調(diào)整(即，不論什么時(shí)候規(guī)定的樣本數(shù)已時(shí)鐘輸入均衡器)。用于對(duì)抽頭加權(quán)w0(n)，w1(n)加以修正的自適應(yīng)算法由誤差信號(hào)e(n)所控制。在自適應(yīng)均衡器工作的跟蹤模式中，通過把均衡器100的輸出(n)與限幅器128輸出 相比較而得出誤差信號(hào)e(n)。
限幅器128是“判定器件”的例子，它應(yīng)用門限處理工作，以便取得發(fā)射機(jī)發(fā)出的原始數(shù)據(jù)的“硬估計(jì)”。此硬估計(jì)，它是均衡器100所需的輸出，把它與均衡實(shí)際輸出(n)相比較。均衡器100實(shí)際輸出(n)也稱作發(fā)射機(jī)發(fā)送的原始數(shù)據(jù)的“軟估計(jì)”。從所需的輸出 中減去實(shí)際輸出(n)，得出誤差信號(hào)e(n)。要注意到，在自適應(yīng)均衡器工作的訓(xùn)練模式期間不需要限幅器工作，而所需的輸出 對(duì)接收機(jī)來(lái)說(shuō)是已知的，且它可直接饋至加法器130，以便取得誤差信號(hào)e(n)。
在自適應(yīng)算法中使用誤差信號(hào)e(n)反復(fù)調(diào)整均衡器抽頭加權(quán)，以取得它們的最佳值。自適應(yīng)算法的例子是“最小均方”(LMS)算法，它可用來(lái)調(diào)整抽頭加權(quán)至它們的最佳值，使用下列迭代公式wk(n+1)＝wk(n)+_xk(n)e*(n) 方程式(1)其中xk(n)＝x(n-k)，k是0和m-1之間的整數(shù)；其中e(n)=a~(n)-a^(n);]]>和a^(n)=Σk=0m-1w*k(n)k(n)]]>其中_是常數(shù)這樣，通過把各現(xiàn)有的抽頭加權(quán)加到常數(shù)_、相應(yīng)的輸入值x0(m)，x1(n)至xm-1(n)和現(xiàn)有的誤差信號(hào)值e(n)的積，把各現(xiàn)有的抽頭加權(quán)w0(n)，w1(n)，wm-1(n)調(diào)整至相應(yīng)新的抽頭加權(quán)w0(n+1)，w1(n+1)至wm-1(n+1)。常數(shù)_是確定的，故可控制連續(xù)迭代時(shí)抽頭加權(quán)之間的變化。在自適應(yīng)均衡器100試圖把誤差信號(hào)e(n)進(jìn)行收斂和使其最小化的同時(shí)，方程式(1)中迭代過程在程序回路中是快速重復(fù)的。在到達(dá)收斂時(shí)，自適應(yīng)算法就固定抽頭加權(quán)，直到誤差信號(hào)e(n)超過可接受級(jí)別，或直到發(fā)射機(jī)發(fā)送新的訓(xùn)練序列為止。
然而，以上有關(guān)圖1中所述的線性自適應(yīng)均衡器不能簡(jiǎn)單地應(yīng)用在發(fā)射機(jī)上使用“Walsh”覆蓋的接收機(jī)系統(tǒng)中。順便提一下背景，按照擴(kuò)展頻譜通信系統(tǒng)中當(dāng)前標(biāo)準(zhǔn)如，用于CDMA中(“碼分多址”)的標(biāo)準(zhǔn)，操作于小區(qū)內(nèi)的所有用戶單元共享單一的“外部”“PN”(偽隨機(jī)噪聲)碼。在一給定的使用Walsh函數(shù)(也稱Walsh編碼序列)的擴(kuò)展頻譜通信系統(tǒng)中，各個(gè)具有N行N碼片的預(yù)先限定的Walsh函數(shù)矩陣是提前建立的，以限定不同的Walsh函數(shù)用于區(qū)別在同一小區(qū)內(nèi)的用戶信號(hào)。具有N行的，每行又有N個(gè)碼片的Walsh函數(shù)矩陣也稱作為N階Walsh函數(shù)矩陣。其中N等于4的Walsh函數(shù)矩陣，即4階Walsh函數(shù)矩陣?yán)居谙?111101011001001]]>在上例中有4個(gè)Walsh函數(shù)，各函數(shù)具有4個(gè)碼片。在以上Walsh函數(shù)矩陣中，每一Walsh函數(shù)是1行。如，Walsh函數(shù)矩陣的第3行是具有序列1，1，0，0的Walsh函數(shù)?？梢钥闯觯總€(gè)Walsh函數(shù)，即以上矩陣中每1行與矩陣中任何另外1行具有零相關(guān)。換言之，矩陣中每一Walsh函數(shù)中實(shí)際一半碼片與其他每一Walsh函數(shù)中的碼片是不同的。
實(shí)際上，使用Walsh函數(shù)的長(zhǎng)度為16，64或128(即，在各個(gè)Walsh編碼序列中分別具有16，64或128個(gè)碼片的Walsh函數(shù))。例如，當(dāng)使用長(zhǎng)度為64的Walsh函數(shù)時(shí)，可取得在一給定的小區(qū)內(nèi)64個(gè)用戶的正交性。
雖然在無(wú)線通信中使用Walsh調(diào)制是需要的，但是其應(yīng)用使得已知的自適應(yīng)均衡技術(shù)不能應(yīng)用。這原因是，Walsh函數(shù)把各數(shù)據(jù)符號(hào)(在本申請(qǐng)中也稱“編碼符號(hào)”)變換為碼片序列，這些碼片序列一般在由碼片級(jí)加法器處理和由PN碼擴(kuò)展后，在通信信道上傳輸至接收機(jī)。這樣，接收FIR上，如圖1中接收FIR102最終收到的是相對(duì)于編碼符號(hào)的碼片序列。這樣，諸如有關(guān)圖1中所討論的已知的自適應(yīng)均衡方案不能直接地加以應(yīng)用，因?yàn)榇苏`差信號(hào)e(n)必須由一種考慮在發(fā)射機(jī)把符號(hào)變換成碼片的方法來(lái)確定。因而當(dāng)相對(duì)于原始的編碼符號(hào)的待發(fā)送的編碼符號(hào)經(jīng)過“Walsh”覆蓋和“Walsh”覆蓋的碼片序列而發(fā)送時(shí)，本技術(shù)中需要可使用的自適應(yīng)均衡器。
發(fā)明概述本發(fā)明針對(duì)一種用于Walsh覆蓋調(diào)制的自適應(yīng)線性均衡的方法和裝置。當(dāng)待發(fā)送的編碼符號(hào)經(jīng)過Walsh覆蓋且相對(duì)于原始的編碼符號(hào)發(fā)送Walsh覆蓋的碼片序列時(shí)，就可有利地使用本發(fā)明的自適應(yīng)均衡方案。
在本發(fā)明的1個(gè)方面中，接收濾波器接收來(lái)自通信信道的信號(hào)。收到的信號(hào)相應(yīng)于由發(fā)送濾波器通過通信信道發(fā)送至接收濾波器的原始Walsh覆蓋的碼片序列。收到的信號(hào)由均衡器處理，以相應(yīng)于原始的Walsh覆蓋的碼片序列生成碼片序列的軟估計(jì)。然后利用N碼片Walsh去覆蓋，相應(yīng)于碼片序列的軟估計(jì)生成編碼符號(hào)的軟估計(jì)。之后使用一些并行的符號(hào)限幅器來(lái)相應(yīng)于由N碼片Walsh覆蓋所生成的編碼符號(hào)的軟估計(jì)產(chǎn)生編碼符號(hào)的硬估計(jì)。
之后，使用N碼片Walsh覆蓋作為方案的一部分來(lái)相應(yīng)于由符號(hào)限幅器所生成的編碼符號(hào)的硬估計(jì)生成碼片序列硬估計(jì)。借助N碼片Walsh覆蓋而生成的碼片序列硬估計(jì)和由均衡器生成的碼片序列的軟估計(jì)一起用來(lái)生成跟蹤模式誤差信號(hào)，以便均衡器響應(yīng)適應(yīng)收到的信號(hào)。
附圖簡(jiǎn)述圖1示出已知的線性自適應(yīng)均衡器例子。
圖2以框圖形式示出相應(yīng)于輸入消息數(shù)據(jù)位的Walsh覆蓋的碼片序列的生成例子。
圖3示出當(dāng)收到的信號(hào)相應(yīng)于由發(fā)射機(jī)發(fā)送的Walsh覆蓋的碼片序列時(shí)用來(lái)實(shí)施自適應(yīng)均衡方案的示例性系統(tǒng)300。
圖4詳細(xì)地示出用于圖3系統(tǒng)300的自適應(yīng)碼片速率線性均衡器。
較佳實(shí)施例詳述現(xiàn)揭示的實(shí)施例針對(duì)用于Walsh覆蓋調(diào)制的一種自適應(yīng)線性均衡的方法和裝置。下面的陳述包含有關(guān)實(shí)施本發(fā)明的特定信息。本領(lǐng)域技術(shù)人員認(rèn)識(shí)到可以用不同于本申請(qǐng)?zhí)貏e討論的方式來(lái)實(shí)施本發(fā)明。此外，為了使本發(fā)明不模糊，本發(fā)明一些特定的細(xì)節(jié)就不予討論了。本申請(qǐng)中未描述的特定細(xì)節(jié)是在本領(lǐng)域普通技術(shù)人員的知識(shí)范圍內(nèi)。
本申請(qǐng)中附圖及其相附的詳細(xì)描述只是針對(duì)本發(fā)明示范實(shí)施例。為了保持簡(jiǎn)潔，應(yīng)用本發(fā)明原則的另外的發(fā)明實(shí)施例就不專門在本申請(qǐng)中加以討論，并也沒有在本附圖中專門示出。
圖2示出擴(kuò)展頻譜碼片序列c(n)228是如何從輸入數(shù)據(jù)位202中生成的例子。輸入數(shù)據(jù)位202在本申請(qǐng)中也稱為“消息數(shù)據(jù)位”或“原始消息”。示于圖2的示例性系統(tǒng)200根據(jù)傳輸是發(fā)生在正向鏈路上還是在反向鏈路上而構(gòu)成一般駐留在基站，網(wǎng)關(guān)，衛(wèi)星中轉(zhuǎn)臺(tái)或用戶單元中的發(fā)射機(jī)的一部分。在圖2所示的例子中，輸入數(shù)據(jù)位202包含在通信信道上發(fā)送至接收機(jī)的待發(fā)送的信息或感興趣的消息(通信信道在任何圖中均未示出)。
消息數(shù)據(jù)位202首先輸入至編碼器204。編碼器204可以是FEC(“前向糾錯(cuò)”)編碼器，用于使用本領(lǐng)域已知的卷積編碼技術(shù)來(lái)引入消息數(shù)據(jù)位202中的冗余。由編碼器204引入的冗余可使接收機(jī)校正一些檢測(cè)誤差，而不再需要提高發(fā)送功率。編碼器204的輸出一般稱作為“編碼符號(hào)”。一般來(lái)說(shuō)，輸入至編碼器204的單一數(shù)據(jù)位對(duì)應(yīng)于由編碼器204所輸出的幾個(gè)編碼符號(hào)。
在另種方法中，編碼器204在上述的冗余編碼之前，執(zhí)行“源編碼”功能。源編碼在引入冗余和生成編碼符號(hào)之前，涉及到為了有效地代表輸入數(shù)據(jù)位202而進(jìn)行數(shù)據(jù)壓縮。
調(diào)制交織器206接收來(lái)自編碼器204的編碼符號(hào)，并在由調(diào)制器208處理之前，“交織”編碼符號(hào)。為了在接收機(jī)使得潛在的噪聲脈沖串或“深度衰落”隨機(jī)出現(xiàn)(即，獨(dú)立)，而不是相關(guān)的，故在如圖2中的系統(tǒng)200的傳輸系統(tǒng)中采用交織。交織也用于保證在出現(xiàn)噪聲脈沖串或深度衰落時(shí)，源數(shù)據(jù)塊中的重要位同時(shí)不受到損害。因?yàn)檎`差控制碼一般設(shè)計(jì)為防止信道誤差隨機(jī)地出現(xiàn)，通過對(duì)時(shí)間順序或源數(shù)據(jù)位進(jìn)行加擾，交織器可保證在檢測(cè)和取消誤差時(shí)，誤差控制編碼仍是有效。在圖2的示例性系統(tǒng)200中，交織器206可以是塊交織器或卷積交織器，這些在本領(lǐng)域中都是已知的。
讓交織的編碼符號(hào)通過調(diào)制器208。在無(wú)線數(shù)字通信中，在調(diào)制器208上采用多個(gè)不同的，但相關(guān)的調(diào)制方案。如二進(jìn)制相移鍵控(BPSK)，差分相移鍵控(DPSK)，四相移鍵控(QPSK)(包括OQPSK和π/4QPSK)和正交調(diào)幅(QAM)都是數(shù)字調(diào)制技術(shù)，都可用于調(diào)制器208來(lái)調(diào)制由調(diào)制交織器206所生成的編碼符號(hào)。然而，調(diào)制器208不限于任何特定類型的調(diào)制器，它可以是用于無(wú)線通信中許多數(shù)字調(diào)制器的任何一種。
如圖2所示，調(diào)制器208把調(diào)制過的信號(hào)傳至信道交織器210。傳輸信道的一個(gè)基本特征是，傳輸?shù)男盘?hào)會(huì)受損于各種可能的機(jī)構(gòu)如，由電子器件生成的噪聲脈沖串。事實(shí)上，在由調(diào)制器208調(diào)制期間，調(diào)制器本身會(huì)引入一些噪聲脈沖串。為了使噪聲脈沖串隨機(jī)出現(xiàn)，采用信道交織器210。信道交織器210修正待發(fā)送的信號(hào)在信道上的時(shí)間順序。信道交織器210可以是塊交織器或卷積交織器。
在示例的系統(tǒng)200中，把來(lái)自交織器210的信道交織符號(hào)傳至符號(hào)收縮元件212。符號(hào)收縮是一種刪除一些符號(hào)并由期望控制符號(hào)來(lái)替代的過程。為了合適地處理發(fā)射機(jī)和接收機(jī)之間的通信，收縮一般用來(lái)把控制信息如，功率控制信息插入至源數(shù)據(jù)中。雖然符號(hào)收縮具有在接收機(jī)所接收的消息或源數(shù)據(jù)中引入誤差的可能性，但現(xiàn)代技術(shù)已把此類誤差減少至最低限度或加以消除。在示例性系統(tǒng)200中，符號(hào)收縮元件212用于將各種控制符號(hào)如功率控制符號(hào)和提供時(shí)間，相位和信號(hào)強(qiáng)度等參考符號(hào)插入至消息符號(hào)流中。經(jīng)過收縮消息符號(hào)的控制符號(hào)是時(shí)分復(fù)用消息符號(hào)。
如圖2所示，把由符號(hào)收縮元件輸出的符號(hào)流輸入至多路分解器214。使用多路分解器214把輸入符號(hào)流分解至多個(gè)并行的輸出符號(hào)流。在圖2示例的系統(tǒng)200中，多路分解器214是1到16多路分解器。換言之，同時(shí)輸出16個(gè)并行的符號(hào)流。需要16個(gè)并行輸出的原因是，在示例性系統(tǒng)200中，在N碼片Walsh覆蓋218中采用16階Walsh函數(shù)矩陣。在另外實(shí)施例中，可以采用64或128階Walsh函數(shù)矩陣，在此情況下，多路分解器214應(yīng)分別是1到64或1到128多路分解器。要注意，在示例性系統(tǒng)200中，多路分解器214的16個(gè)并行輸出可對(duì)應(yīng)于單個(gè)用戶或多達(dá)16個(gè)不同用戶。當(dāng)輸入至多路分解器214的數(shù)據(jù)符號(hào)對(duì)應(yīng)于單個(gè)用戶時(shí)，此輸入數(shù)據(jù)首先緩沖，然后，在16個(gè)并行的符號(hào)流中輸出至N碼片Walsh覆蓋218。
N碼片Walsh覆蓋218在來(lái)自多路分解器214的各個(gè)并行的輸入符號(hào)上進(jìn)行Walsh覆蓋(或Wlash調(diào)制)。如上所述，在本例中，N＝16，即，16階矩陣的Walsh函數(shù)矩陣。然而，N值是設(shè)計(jì)時(shí)選定的，N可以是64或128。如圖2所示，多路分解器214輸出16個(gè)并行的符號(hào)流至N碼片Walsh覆蓋218。如前所論，Walsh函數(shù)是正交函數(shù)，用來(lái)把各輸入符號(hào)變換成各個(gè)輸出碼片序列，其中各個(gè)輸出碼片序列與每個(gè)其他的輸出碼片序列是正交的。一般，變換是通過特定的Walsh函數(shù)中碼片序列與各輸入符號(hào)相乘而完成的。因此，對(duì)各符號(hào)，碼片序列由N碼片Walsh覆蓋218輸出。碼片序列長(zhǎng)度是N，在本例中，N是16。這樣，在示例的系統(tǒng)200中，為各輸入的符號(hào)，16個(gè)碼片由N碼片Walsh覆蓋218輸出。在本申請(qǐng)中，“原始Walsh覆蓋的碼片序列”是指在示例的系統(tǒng)200中由N碼片Walsh覆蓋218所輸出的碼片序列。
在CDMA通信中，Walsh函數(shù)用在正向鏈路中來(lái)分隔用戶(即，用戶單元)。如，對(duì)一給定的扇區(qū)(在CDMA中，各扇區(qū)是小區(qū)的子集)，各正向信道賦予1個(gè)可區(qū)別的Walsh函數(shù)。換言之，基站和各用戶單元之間的通信由可區(qū)別的Walsh編碼序列來(lái)編碼。參照?qǐng)D2，輸入至N碼片Walsh覆蓋218的各符號(hào)是與賦予特定用戶單元(如，特定的小區(qū)電話用戶)的Walsh編碼序列中所有的碼片相乘。把各符號(hào)變換為碼片序列的Walsh函數(shù)的操作也稱為Walsh“覆蓋”。
N碼片Walsh覆蓋的碼片即，對(duì)應(yīng)于各符號(hào)的輸出的N碼片序列并行地通至“TDM數(shù)據(jù)導(dǎo)頻控制”222。在示例性系統(tǒng)200中，“TDM數(shù)據(jù)導(dǎo)頻控制”222用來(lái)為“訓(xùn)練”自適應(yīng)線性均衡器系數(shù)插入導(dǎo)頻碼片，這在下面的有關(guān)圖3中討論。導(dǎo)頻碼片被時(shí)分多路傳輸至由N碼片Walsh覆蓋218輸出的碼片序列。如下討論，這些導(dǎo)頻碼片對(duì)接收機(jī)來(lái)說(shuō)是已知的，故它們可由接收機(jī)所利用來(lái)訓(xùn)練接收機(jī)的自適應(yīng)線性均衡器系數(shù)。一般，導(dǎo)頻碼片插入至各數(shù)據(jù)幀并約占傳送至接收機(jī)的各幀的5％。
由“TDM數(shù)據(jù)導(dǎo)頻控制”222處理過的16個(gè)并行的碼片序列的每1個(gè)輸出至碼片級(jí)加法器224。利用碼片級(jí)加法器224來(lái)提供由“TDM數(shù)據(jù)導(dǎo)頻控制”222所輸出的各碼片序列的“垂直和”。為了解釋碼片級(jí)加法器224的“垂直和”運(yùn)算，使用1個(gè)簡(jiǎn)單的例子，其中，N碼片Walsh覆蓋中的N等于4(代替在示例性系統(tǒng)200中N等于16的情況)。在這簡(jiǎn)單的例子中，假設(shè)4個(gè)(一般是復(fù)數(shù))符號(hào)[a，b，c，d]是4個(gè)編碼符號(hào)，并將由Walsh函數(shù)4階矩陣所“覆蓋”。Walsh函數(shù)4階矩陣是1111101011001001]]>通過由各輸入編碼符號(hào)與各Walsh函數(shù)(即，Walsh函數(shù)矩陣的每1行)相乘，得出最終的4個(gè)輸出碼片序列為碼片序列(1)＝[a，a，a，a]碼片序列(2)＝[b，-b，b，-b]碼片序列(3)＝[c，c，-c，-c]碼片序列(4)＝[d，-d，-d，d]通過相應(yīng)的列的碼片相加，得出4個(gè)碼片序列的“垂直和”。這樣，最終的垂直和為[a+b+c+d，a-b+c-d，a+b-c-d，a-b-c+d]。
如圖2所示，碼片級(jí)加法器224的輸出提供至PN(“偽隨機(jī)噪聲”)擴(kuò)展器226。順便說(shuō)說(shuō)背景，PN序列是一種確定性的但又類似隨機(jī)二進(jìn)制序列的二進(jìn)制序列。因而，PN序列幾乎具有相等數(shù)量的0和1，在序列的變換形式之間有非常低的相關(guān)性且在任何2個(gè)序列之間有非常低的交叉相關(guān)性。這些特性使得PN序列在無(wú)線數(shù)字通信中成為非常需要的。PN擴(kuò)展器的輸出碼片序列也稱作為擴(kuò)展頻譜信號(hào)，因?yàn)樗膸挿纫茸畹鸵蟮男盘?hào)帶寬大幾個(gè)數(shù)量級(jí)。擴(kuò)展頻譜信號(hào)在接收機(jī)利用PN序列本地生成形式通過交叉相關(guān)而予以解調(diào)。利用正確的PN序列的交叉相關(guān)對(duì)擴(kuò)展頻譜信號(hào)“去擴(kuò)展”并恢復(fù)調(diào)制過的信息，但是，由不是期望的用戶對(duì)信號(hào)進(jìn)行交叉相關(guān)會(huì)使得在接收機(jī)輸出形成很小量的寬帶噪聲。
使用PN擴(kuò)展技術(shù)的一個(gè)重要原因是它固有的抗干擾能力。因?yàn)楦饔脩糍x予唯一的PN碼，此碼約正交于其他用戶的碼，故而盡管用戶始終占有同一頻譜，接收機(jī)仍能根據(jù)它們各自的碼來(lái)分隔各個(gè)用戶。因?yàn)樗杏脩裟芄蚕硗活l譜，而所有小區(qū)能用同樣的信道，因此擴(kuò)展頻譜能免除頻率分配。
PN序列一般使用順序邏輯來(lái)生成。一般應(yīng)用由狀態(tài)存貯器元件的連續(xù)級(jí)組成的反饋移位寄存器。二進(jìn)制序列通過移位寄存器響應(yīng)于時(shí)鐘脈沖進(jìn)行移位，而各級(jí)的輸出按邏輯組合，并反饋?zhàn)鳛榈谝患?jí)的輸入。最后一級(jí)的輸出是所需的PN序列。
PN擴(kuò)展器226采用本領(lǐng)域熟知的方式把PN序列加至由碼片級(jí)加法器224所輸出的碼片上。如通過把由碼片級(jí)加法器224輸出的各碼片和由PN擴(kuò)展器226生成的PN序列中各個(gè)碼片的模-2加法(即異或)進(jìn)行PN擴(kuò)展器的調(diào)制。之后，模-2加法的結(jié)果是如，映射為二進(jìn)制PSK信號(hào)。在碼片級(jí)加法器224輸出上進(jìn)行PN擴(kuò)展的結(jié)果是輸出碼片序列c(n)228。CDMA通信系統(tǒng)的一般原則和特別是通信信道上產(chǎn)生用于傳輸?shù)臄U(kuò)展頻譜信號(hào)的一般原則描述于美國(guó)專利No.4,901,307的專利中，題目為“Spread Spectrum Multiple Access Communication System UsingSatellite or Terrestrial Repeaters”，其轉(zhuǎn)讓給本發(fā)明的受讓人。此專利的揭示內(nèi)容，即美國(guó)專利4,901,307在這里全部引入本申請(qǐng)中作參考。此外，美國(guó)專利No.5,103,459的專利，題目為“System and Method for Generating SignalWaveforms in a CDMA Cellular Telephone System”揭示有關(guān)PN擴(kuò)展，Walsh覆蓋和生成CDMA擴(kuò)展頻譜通信信號(hào)技術(shù)等原理，此專利也轉(zhuǎn)讓給本發(fā)明的受讓人。在美國(guó)專利5,103,459的專利中的揭示內(nèi)容在這里也全部引入本申請(qǐng)作參考。另外，本發(fā)明應(yīng)用數(shù)據(jù)時(shí)分多路傳輸和有關(guān)“高數(shù)據(jù)速率”通信系統(tǒng)的各種原則，并且本發(fā)明可用于揭示于美國(guó)專利申請(qǐng)序列號(hào)08/963,386的專利申請(qǐng)的“高數(shù)據(jù)速率”通信系統(tǒng)中，其題目為“Method and Apparatus for High Rate Packet DataTransmission”，1997年11月3日提交，且其已轉(zhuǎn)讓給本發(fā)明的受讓人。在此專利申請(qǐng)中的揭示內(nèi)容在這里也已全部引入本申請(qǐng)中作參考。
把輸出碼片序列c(n)228傳至“發(fā)送FIR”230。發(fā)送FIR230一般是在通信信道上信號(hào)傳輸之前用于脈沖形信號(hào)的FIR濾波器。發(fā)送FIR230在本申請(qǐng)中也稱為“發(fā)送濾波器”。如上所述，發(fā)送濾波器一般本身在發(fā)送信號(hào)中引入一定量的ISI。脈沖成形在本領(lǐng)域中是一種已知的技術(shù)，可用來(lái)減少發(fā)送信號(hào)中的ISI。發(fā)送FIR230的輸出在通信信道上發(fā)送至如圖3所示的接收機(jī)。通信信道通常是指物理媒介，它可用來(lái)把信號(hào)從發(fā)射機(jī)發(fā)送至接收機(jī)。本申請(qǐng)中的通信信道由自由空間，線路，光纖電纜或微波無(wú)線電信道等組成。在無(wú)線通信中，由于多徑等因素，信道本身在發(fā)送信號(hào)中引入一定量的ISI。
圖3根據(jù)一個(gè)實(shí)施例示出示例性系統(tǒng)300，其駐留在接收機(jī)單元中。接收的FIR302接收由發(fā)送FIR230通過通信信道(此通信信道在任何圖中均未示出)所發(fā)送的輸出碼片序列C(n)228。利用接收FIR302在從通信信道上收到的信號(hào)上進(jìn)行脈沖成形。接收FIR302在本申請(qǐng)中也稱為“接收濾波器”。如上所述，通信信道和接收濾波器本身在收到的信號(hào)中也引入一定量的ISI。脈沖成形是用來(lái)減少收到信號(hào)中ISI的本領(lǐng)域中所熟知的技術(shù)。本領(lǐng)域中已知的各種脈沖成形技術(shù)都可用在示例性系統(tǒng)300中的接收FIR302中。如，可使用基于奈奎斯特準(zhǔn)則來(lái)除去ISI的濾波器，或使用“凸起余弦滾降濾波器”，或“高斯脈沖成形濾波器”。
相應(yīng)于通過通信信道收到的輸出碼片序列c(n)228的脈沖成形信號(hào)從接收FIR302傳遞至根據(jù)一個(gè)實(shí)施例的“自適應(yīng)碼片速率線性均衡器”306(或“自適應(yīng)碼片速率LE306)。在自適應(yīng)碼片速率LE306收到的碼片序列通常由各種因素的影響如，發(fā)送FIR230，通信信道和接收FIR302等而受到ISI的影響。至自適應(yīng)碼片速率LE306的輸入信號(hào)標(biāo)以x(n)并一般由數(shù)字307來(lái)指出。在本申請(qǐng)中，輸入x(n)307也稱為“收到的Walsh覆蓋的碼片序列”或簡(jiǎn)單地稱為供至均衡器的“信號(hào)”。
作為自適應(yīng)碼片速率LE406的自適應(yīng)碼片速率LE306的實(shí)施的示例性框圖示于圖4。如圖4所示，至自適應(yīng)碼片速率LE406的輸入是x(n)407，它相當(dāng)于圖3中x(n)307。自適應(yīng)碼片速率LE406的輸出是_(n)409，相當(dāng)于圖3中_(n)309。至自適應(yīng)碼片速率LE406的其他輸入是“跟蹤模式誤差信號(hào)”415和“訓(xùn)練模式誤差信號(hào)”417，它們分別相當(dāng)于圖3中“跟蹤模式誤差給號(hào)”315和“訓(xùn)練模式誤差信號(hào)”317。示于圖4中示例自適應(yīng)碼片速率LE406是橫向?yàn)V波器，它是FIR濾波器的一種。輸入x(n)耦合至標(biāo)以Tc延遲402的單元延遲元件和具有抽頭加權(quán)u0(n)的乘法器404。要注意，在圖4的自適應(yīng)碼片速率LE406的示例性實(shí)施例中，“Tc”代表1個(gè)碼片間隔，且各Tc單元延遲元件引入的延遲等于1個(gè)碼片間隔。然而，利用各具有延遲相等于一個(gè)碼片間隔的幾分之一的延遲元件來(lái)分隔自適應(yīng)碼片速率LE406還是需要的。在此情況下，自適應(yīng)碼片速率LE406將成為一種“分?jǐn)?shù)分隔的”均衡器。
單元延遲元件Tc延遲402的輸出標(biāo)以x(n-1)并耦合至單元延遲元件Tc延遲412和具有抽頭加權(quán)u1(n)的乘法器408。單元延遲元件Tc延遲412的輸出標(biāo)以x(n-2)并耦合至圖4中未示出的后續(xù)單元延遲元件和具有抽頭加權(quán)u2(n)的乘法器414。單元延遲元件Tc延遲422和具有抽頭加權(quán)um-2(n)的乘法器418從圖4未示出的前面的單元延遲元件中接收它們各自的輸入，標(biāo)以x(n-m+2)。單元延遲元件Tc延遲422的輸出標(biāo)以x(n-m+1)并耦合至具有抽頭加權(quán)um-1(n)的乘法器424。
由加法器410，416，420和426把乘法器404，408，414，418和424的各自輸出相加，形成均衡器406的最終輸出_(n)409。自適應(yīng)線性均衡器406的工作和在均衡器工作于訓(xùn)練和跟蹤模式期間抽頭加權(quán)u0(n)，u1(n)至um-1(n)的動(dòng)態(tài)調(diào)整在本申請(qǐng)的以后部分中討論。
圖4中線性自適應(yīng)均衡器406的輸出_(n)409相當(dāng)于圖3中線性自適應(yīng)均衡器306的輸出_(n)309。從圖3中看到，輸出_(n)309耦合至“PN去擴(kuò)展器”308、“訓(xùn)練模式誤差信號(hào)發(fā)生器”框304和“N碼片延遲”310。使用PN去擴(kuò)展器308來(lái)生成如同由發(fā)射機(jī)的系統(tǒng)200中PN擴(kuò)展器226所生成的一樣的偽隨機(jī)圖型。當(dāng)由PN擴(kuò)展器226和PN去擴(kuò)展器308生成的PN序列合適地同步時(shí)，由發(fā)射機(jī)處的系統(tǒng)200所施加的PN擴(kuò)展效應(yīng)就在接收機(jī)中系統(tǒng)300處除去。首先，在消息信號(hào)傳輸之前，通過發(fā)送接收機(jī)可認(rèn)可的固定的偽隨機(jī)位圖型，不論有否干擾，就可取得同步。在PN擴(kuò)展器226和PN去擴(kuò)展器308的同步取得后，開始傳輸消息信號(hào)。舉例來(lái)說(shuō)，以本領(lǐng)域中已知的方式利用交叉相關(guān)器，采樣器，碼片速率時(shí)鐘和PN發(fā)生器等就可實(shí)施PN去擴(kuò)展器308。
把由PN去擴(kuò)展器308所輸出的碼片序列輸入到“多路分解器數(shù)據(jù)恒定相位延遲”312。圖3的示例性系統(tǒng)300中，多路分解器數(shù)據(jù)恒定相位延遲312是1到16的多路分解器，它在接收機(jī)中系統(tǒng)300工作的“判定控制”期間加以使用。此判定控制時(shí)段是自適性碼片速率LE306工作于跟蹤模式的時(shí)段。在示例性系統(tǒng)300中，由PN去擴(kuò)展器308所輸出的碼片序列在多路分解器312中得以緩沖，隨后在16條并行線上多路分解到“N碼片Walsh去覆蓋“314。很清楚，在另外實(shí)施例中，在不脫離本發(fā)明范圍的條件下可使用1到64或1到128的多路分解器。
多路分解器數(shù)據(jù)恒定相位延遲312的16個(gè)并行輸出提供至“N碼片Walsh去覆蓋”314。N碼片Walsh去覆蓋314使用與發(fā)射機(jī)中系統(tǒng)200的N碼片Walsh覆蓋218所使用的同樣的Walsh編碼序列(即，同樣的Walsh函數(shù))。系統(tǒng)300中的N碼片Walsh去覆蓋314從接收的碼片序列中消除了N碼片Walsh去覆蓋18和碼片級(jí)加法器224的效應(yīng)，因此，N碼片Walsh去覆蓋314的16個(gè)并行輸出是編碼符號(hào)的形式。
然而，N碼片Walsh去覆蓋314的輸出上的編碼符號(hào)只是相應(yīng)于由系統(tǒng)200所發(fā)送的實(shí)際信號(hào)的碼符號(hào)“軟估計(jì)”。換言之，尚未判定把N碼片Walsh去覆蓋314的輸出上的16個(gè)并行編碼符號(hào)的每1個(gè)符號(hào)量化至符號(hào)組元件。如下所述，由如“并行符號(hào)限幅器”318作出有利于N碼片Walsh去覆蓋314的16個(gè)并行輸出上各個(gè)的編碼符號(hào)每個(gè)的某個(gè)符號(hào)組元件的判決。
按照有利于某一符號(hào)組元件而作出的判定，使用并行符號(hào)限幅器318進(jìn)行量化操作。順便提一下背景，為了修正自適應(yīng)線性平衡器的系數(shù)(即，抽頭加權(quán))，要求了解均衡器的“所需的”輸出。利用均衡器所需的輸出與實(shí)際的輸出相比較，構(gòu)成誤差信號(hào)，用于調(diào)整均衡器的抽頭加權(quán)。在自適應(yīng)線性均衡器工作于訓(xùn)練模式期間，由系統(tǒng)200所發(fā)出的導(dǎo)頻碼片序列的副本可存貯，生成或另外已知于接收機(jī)中系統(tǒng)300。導(dǎo)頻碼片的副本限定自適應(yīng)碼片速率LE306的所需的輸出。因而，在自適應(yīng)碼片速率LE306工作于訓(xùn)練模式期間，通過把導(dǎo)頻碼片序列(即，已知的所需的輸出)的副本和自適應(yīng)碼片速率LE306的實(shí)際輸出進(jìn)行比較而生成的誤差信號(hào)。
在另一方面，在自適應(yīng)碼片速率LE306工作于“判定控制模式”中，在N碼片Walsh去覆蓋314的16個(gè)并行輸出上必須作出各個(gè)編碼符號(hào)的“硬估計(jì)”。如果判定誤差的平均概率是小的(如，小于10％)，則由并行的符號(hào)限幅器318所作出的硬估計(jì)是足夠好以取得估計(jì)的誤差信號(hào)，此信號(hào)在大多數(shù)時(shí)候是精確的。換言之，根據(jù)由符號(hào)限幅器318所作出的所需輸出的硬估計(jì)所生成的誤差信號(hào)通常是足夠精確，以改進(jìn)自適應(yīng)碼片速率LE306的抽頭加權(quán)。改進(jìn)均衡器306的抽頭加權(quán)會(huì)形成符號(hào)誤差較低的平均概率，因此，又得出均衡器306更加適應(yīng)的更精確的信號(hào)誤差估計(jì)。
在16個(gè)并行輸出組中，使編碼符號(hào)的硬估計(jì)從并行的符號(hào)限幅器318傳至“N碼片Walsh覆蓋”320。N碼片Walsh覆蓋320在由并行符號(hào)限幅器318輸出的每一硬估計(jì)并行編碼符號(hào)上進(jìn)行Walsh覆蓋(或Walsh調(diào)制)。如上所述，在本例中N＝16，即Walsh函數(shù)矩陣是16階矩陣。然而，由于下列限制，即用于接收機(jī)中N碼片Walsh覆蓋320的Walsh函數(shù)矩陣必須具有與用于發(fā)射機(jī)中N碼片Walsh覆蓋218的Walsh函數(shù)矩陣的同樣的階數(shù)，故N值是設(shè)計(jì)選項(xiàng)，如，N例如是64或128。
N碼片Walsh覆蓋320在其輸出上生成16個(gè)并行碼片序列，并把它們提供至“碼片級(jí)加法器”322。如上所述，在N碼片Walsh覆蓋32016個(gè)并行輸出的每個(gè)上生成的各碼片序列含有相應(yīng)于單個(gè)符號(hào)碼的16個(gè)碼片。由N碼片Walsh覆蓋320輸出的16個(gè)并行碼片序列(每序列有16個(gè)碼片)提供至“碼片級(jí)加法器”322。利用碼片級(jí)加法322以前述有關(guān)碼片級(jí)加法器224的方式提供由N碼片Walsh覆蓋320輸出的碼片序列的垂直和。
碼片級(jí)加法器322的輸出耦合至“PN擴(kuò)展器”324。如上面有關(guān)PN擴(kuò)展器226的解釋，PN擴(kuò)展器324以本領(lǐng)域已知的方式把PN序列施加至由碼片級(jí)加法器322所輸出的碼片上。在碼片級(jí)加法器322的輸出上進(jìn)行PN擴(kuò)展的結(jié)果是輸出碼片序列_[n-N]325。下面更詳細(xì)討論，N碼片Walsh覆蓋320，碼片級(jí)加法器322和PN擴(kuò)展器324的組合效應(yīng)將會(huì)生成相應(yīng)于由并行符號(hào)限幅器318所輸出的編碼符號(hào)的硬估計(jì)的碼片序列。
輸出碼片序列_[n-N]325提供至“跟蹤模式誤差信號(hào)發(fā)生器”框326。另1個(gè)輸入至“跟蹤模式誤差信號(hào)發(fā)生器”框326是_[n-N]311，這是“N碼片延遲”310的輸出。由N個(gè)碼片通過N碼片延遲310把自適應(yīng)碼片速率LE306的輸出碼片序列_(n)309進(jìn)行延遲而取得_[n-N]311。如在本申請(qǐng)以后部分中更詳細(xì)地討論那樣，跟蹤模式誤差信號(hào)315是通過把N碼片延遲310的輸出_[n-N]311與由PN擴(kuò)展器324所生成的輸出碼片序列_[n-N]325進(jìn)行比較而生成的。跟蹤模式誤差信號(hào)315耦合至自適應(yīng)碼片速率LE306，以調(diào)整在自適應(yīng)碼片速率LE306工作于跟蹤模式即，判定控制模式期間它的抽頭加權(quán)。跟蹤模式誤差信號(hào)315的如圖4中跟蹤方誤差信號(hào)415所示。如圖4所示，使用跟蹤模式誤差信號(hào)415用于調(diào)整自適應(yīng)碼片速率LE406(或自適應(yīng)碼片速率LE306)中乘法器404，408至424的系數(shù)(或抽頭加權(quán))值u0(n)，u1(n)至um-1(n)。
如圖3所示，“訓(xùn)練模式誤差信號(hào)發(fā)生器”框304提供訓(xùn)練模式誤差信號(hào)317至自適應(yīng)碼片速率LE306。如在本申請(qǐng)后面部分詳細(xì)所論，訓(xùn)練模式誤差信號(hào)317是通過把自適應(yīng)碼片速率LE306的輸出碼片序列_(n)309與由圖3中概念框336提供的“接收機(jī)所知的導(dǎo)頻碼片序列”相比較而生成的。訓(xùn)練模式誤差信號(hào)317耦合至自適應(yīng)碼片速率LE306以在自適應(yīng)碼片速率LE306工作于訓(xùn)練模式期間凋整它的抽頭加權(quán)。訓(xùn)練模式誤差信號(hào)317如圖4中訓(xùn)練模式誤差信號(hào)417所示。如圖4所示，使用訓(xùn)練模式誤差信號(hào)417來(lái)調(diào)整自適應(yīng)碼片速率LE406(或自適應(yīng)碼片速率LE306)中乘法器404，408至424的系數(shù)(或抽頭加權(quán))的值u0(n)，u1(n)至um-1(n)。
示例性系統(tǒng)300的操作是在各發(fā)送的數(shù)據(jù)幀開始時(shí)以訓(xùn)練自適應(yīng)碼片速率LE306的系數(shù)(即，抽頭加權(quán))為開始的?？上氲?，自適應(yīng)碼片速率LE306的系數(shù)必須加以調(diào)整以減小或消除由發(fā)送FIR230，通信信道和接收FIR302所引起的ISI。當(dāng)作出由發(fā)送FIR230，通信信道和接收FIR302引入的ISI初始估量時(shí)，自適應(yīng)碼片速率LE306的初始系數(shù)值是在均衡器“訓(xùn)練”期間確定的。
由發(fā)送FIR230，通信信道和接收FIR302在訓(xùn)練期間引起的ISI的初始估量是通過自適應(yīng)碼片速率LE306所需的輸出的系統(tǒng)300先驗(yàn)信息而作出的?？上氲剑谑纠韵到y(tǒng)200中，使用“TDM數(shù)據(jù)導(dǎo)頻控制”222來(lái)插入“訓(xùn)練”自適應(yīng)碼片速率LE306的系數(shù)的導(dǎo)頻碼片。如上所述，一般導(dǎo)頻碼片插入于各數(shù)據(jù)幀中，約占發(fā)送至接收機(jī)的各幀5％。這些導(dǎo)頻碼片對(duì)接收機(jī)中示例的系統(tǒng)300是已知的，并用來(lái)訓(xùn)練接收機(jī)的自適應(yīng)線性均衡器306的系數(shù)。圖3中概念框336即，“接收機(jī)上已知的導(dǎo)頻碼片序列”框336在這里存儲(chǔ)了，或生成導(dǎo)頻碼片的副本。在訓(xùn)練模式工作期間，自適應(yīng)碼片速率LE306的實(shí)際輸出碼片序列_(n)309與接收機(jī)已知的導(dǎo)頻碼片的副本進(jìn)行比較。導(dǎo)頻碼片副本是自適應(yīng)碼片速率LE306的所需的輸出。如圖3中看出，自適應(yīng)碼片速率LE306的輸出碼片序列_(n)309(即，實(shí)際輸出)和來(lái)自“接收機(jī)塊已知的導(dǎo)頻碼片序列”框336的導(dǎo)頻碼片(即，所需的輸出)一起提供至“訓(xùn)練模式誤差信號(hào)發(fā)生器”框304?！坝?xùn)練模式誤差信號(hào)發(fā)生器”框304利用此2個(gè)碼片序列(即，實(shí)際輸出和所需的輸出)，并應(yīng)用本領(lǐng)域已知的算法來(lái)生成訓(xùn)練誤差信號(hào)317，以便調(diào)整自適應(yīng)碼片速率LE306的抽頭加權(quán)。
訓(xùn)練誤差信號(hào)317可采用本領(lǐng)域已知的多種算法來(lái)生成。如，可采用“最小均方”(LMS)算法。LMS算法的一個(gè)目的是把通過自適應(yīng)碼片速率LE306的需要的輸出與實(shí)際輸出進(jìn)行比較而形成的“均方誤差”(MSE)最小化。根據(jù)均方誤差對(duì)自適應(yīng)碼片速率LE306的抽頭加權(quán)進(jìn)次多次快速迭代和調(diào)整時(shí)，“LMS”算法“收斂”，即，均方誤差接近常數(shù)值和實(shí)際平均誤差接近零。
如上所論，按照LMS算法，詳細(xì)示于圖4中自適應(yīng)碼片速率LE406的自適應(yīng)碼片速率LE306的抽頭加權(quán)值計(jì)算如下uk(n+1)＝uk(n)+_xk(n)e*(n) 方程式(2)其中xk(n)＝x(n-k)，k是0和m-1之間的1個(gè)整數(shù)；其中e(n)＝c(n)-_(n)；和c^(n)=Σk=0m-1uk*(n)xk(n)]]>其中_是常數(shù)。其中uk(n)是圖4中自適應(yīng)碼片速率LE406在碼片間隔n時(shí)的抽頭加權(quán)，其中c(n)和圖2中c(n)228一樣，_(n)和圖3中_(n)309一樣(或圖4中_(n)409)。要注意，在訓(xùn)練工作模式中，e(n)是碼片間隔n時(shí)間的訓(xùn)練模式誤差信號(hào)，而e(n)和圖3中訓(xùn)練模式誤差信號(hào)317一樣(或圖4中訓(xùn)練模式誤差信號(hào))。
這樣，通過把各自現(xiàn)有的抽頭加權(quán)加至常數(shù)_、相應(yīng)的輸入值x0(n)，x1(n)至xm-1(n)和現(xiàn)有的誤差信號(hào)值e(n)的乘積，就可使每個(gè)現(xiàn)有的抽頭加權(quán)u0(n)，u1(n)至um-1(n)調(diào)整至相應(yīng)的新的抽頭加權(quán)u0(n+1)，u1(n+1)至um-1(n+1)。常數(shù)_是確定以控制連續(xù)迭代時(shí)抽頭加權(quán)之間的變化。方程式(2)中迭代過程在程序回路中每1個(gè)碼片間隔Tc重復(fù)一次，同時(shí)，自適應(yīng)衡器306試圖把e(n)均方值進(jìn)行收斂并最小化。在到達(dá)收斂時(shí)，自適應(yīng)算法固定抽頭加權(quán)，直至信號(hào)e(n)超過可接受水平或直至從發(fā)射機(jī)發(fā)出新的訓(xùn)練導(dǎo)頻碼片序列為止。
在本實(shí)施例中，在最小均方(LMS)算法中使用誤差信號(hào)e(n)以本領(lǐng)域熟知的方法最小化均方誤差(MSE)。通過在各碼片間隔e(n)的值的平方的時(shí)間平均，從而形成均方誤差估計(jì)。一旦均方誤差被最小化了，抽頭加權(quán)u0(n)，u1(n)至um-1(n)已達(dá)到可減少由發(fā)送FIR230，通信信道和接收FIR302引起的ISI效應(yīng)的值。
在其他實(shí)施例中，代替LMS算法，使用另外的適應(yīng)性算法來(lái)修正自適應(yīng)碼片速率LE306的抽頭加權(quán)，以便減少ISI效應(yīng)。如，不是使用LMS算法的自適應(yīng)算法的例子中，采用一種“遞歸最小二乘方”算法(RLS)。一般在選擇合適的自適應(yīng)算法時(shí)，要考慮諸因素如，算法收斂率(即，算法所需的迭代次數(shù))，誤調(diào)因子(即，均方誤差最終值偏離最佳最小均方誤差的量)和計(jì)算復(fù)雜性(即，組成完整算法迭代所需的運(yùn)算次數(shù))。例如，RLS算法收斂要比LMS算法快得多，但與LMS算法相比，RLS具有較高的計(jì)算復(fù)雜性。如上所述，在目前揭示的實(shí)施例中，可使用任何數(shù)量的本領(lǐng)域已知的自適應(yīng)算法，如LMS算法或RLS算法。
要注意，因?yàn)椴徽撌裁磿r(shí)候當(dāng)接收機(jī)知道發(fā)射機(jī)所發(fā)送的時(shí)，通信信道并未有效地加以利用，因此，進(jìn)行自適應(yīng)碼片速率LE306的系數(shù)的訓(xùn)練所需的導(dǎo)頻碼片會(huì)造成附加的“開銷”。這樣，就需要使用盡可能少的訓(xùn)練導(dǎo)頻碼片。然而，如果發(fā)送FIR230，通信信道和接收FIR302結(jié)合在一起產(chǎn)生了大量的ISI，這就有必要繼續(xù)修正訓(xùn)練模式以外的自適應(yīng)碼片速率LE306的系數(shù)。此繼續(xù)修改是在跟蹤工作模式期間進(jìn)行的。在一個(gè)實(shí)施例中，當(dāng)訓(xùn)練模式結(jié)束時(shí)但只有通過把自適應(yīng)碼片速率LE306所需的輸出與實(shí)際的輸出進(jìn)行比較所得到的均方誤差的時(shí)間平均超過某一閾值時(shí)，跟蹤模式才開始。在另一實(shí)施例中，跟蹤模式自動(dòng)開始并緊跟訓(xùn)練時(shí)段。
在跟蹤工作模式中，自適應(yīng)碼片速率LE306的系數(shù)(即，抽頭加權(quán))是在來(lái)自發(fā)射機(jī)的各數(shù)據(jù)幀的傳輸期間加以調(diào)整的。要注意，在信息傳輸至接收機(jī)期間引入的ISI量是時(shí)間的函數(shù)并且由于諸如通信信道中的多徑效應(yīng)的各種參數(shù)的變化而變化。這樣，ISI量一般從數(shù)據(jù)幀變化到數(shù)據(jù)幀，但也在各數(shù)據(jù)幀期間內(nèi)變化。這樣，在每個(gè)訓(xùn)練時(shí)期后，進(jìn)入跟蹤工作模式以修正自適應(yīng)碼片速率LE306的系數(shù)是重要的。
目前揭示的實(shí)施例和修正接收機(jī)的自適應(yīng)線性均衡器306所用的其他裝置和方法之間很大的區(qū)別是在收到的信號(hào)中出現(xiàn)Walsh覆蓋。在收到的信號(hào)中出現(xiàn)Walsh覆蓋即，圖3中x(n)307可防止在跟蹤模式期間把自適應(yīng)碼片速率LE306的“所需的輸出”與“實(shí)際的輸出”進(jìn)行簡(jiǎn)單的比較。這樣，計(jì)算所需的跟蹤模式誤差信號(hào)315來(lái)調(diào)整自適應(yīng)碼片速率LE306的系數(shù)大大地不同于本領(lǐng)域現(xiàn)在使用的方法。
在自適應(yīng)碼片速率LE306工作于跟蹤模式時(shí)，接收機(jī)中系統(tǒng)300必須根據(jù)所需的碼片序列與由自適應(yīng)碼片速率LE306所輸出的實(shí)際的碼片序列進(jìn)行比較的基礎(chǔ)上生成跟蹤模式誤差信號(hào)315。由自適應(yīng)碼片速率LE306所輸出的實(shí)際碼片序列是簡(jiǎn)單的輸出碼片序列_(n)309，它是代表原始消息的碼片序列的“軟估計(jì)”。在本申請(qǐng)中，這“軟估計(jì)”即，輸出碼片序列_(n)309也稱作為“第一多個(gè)碼片”。
為了生成跟蹤模式誤差信號(hào)，代表原始消息的碼片序列的“軟估計(jì)”需要與相應(yīng)的代表原始消息的碼片序列的“硬估計(jì)”比較。因此，為了取得代表原始消息的碼片序列的“硬估計(jì)”，首先必須取得代表原始消息的編碼符號(hào)的“硬估計(jì)”。從代表原始消息的編碼符號(hào)的硬估計(jì)中通過用復(fù)制發(fā)射機(jī)上進(jìn)行Walsh覆蓋的方式進(jìn)行Walsh覆蓋，以取得代表原始消息的碼片序列的所需的硬估計(jì)。這樣，進(jìn)行輸出碼片序列_(n)309到代表原始消息的編碼符號(hào)的“軟估計(jì)”的轉(zhuǎn)換、閾值和限幅操作以取得編碼符號(hào)的“硬估計(jì)”以及最后編碼符號(hào)硬估計(jì)到適于與輸出碼片序列_(n)309進(jìn)行比較的Walsh碼片序列的“硬估計(jì)”的轉(zhuǎn)換。
如上所述，在接收機(jī)中系統(tǒng)300工作于“針對(duì)判定”時(shí)期，或跟蹤模式時(shí)，來(lái)自PN去擴(kuò)展器308的碼片序列通過多路分解器恒定相位延遲312而分路至16個(gè)并行輸出。然后N碼片Walsh去覆蓋314在由多路分解器恒定相位延遲312輸出的16個(gè)并行碼片序列的各個(gè)序列上進(jìn)行操作，以便從收到的碼片序列中去除N碼片Walsh覆蓋218和碼片級(jí)加法器224的影響，這樣，N碼片Walsh去覆蓋的16個(gè)并行輸出可以相應(yīng)于原始消息的編碼符號(hào)的軟估計(jì)的形式。
如圖3的系統(tǒng)300中所見，N碼片Walsh去覆蓋314提供含有相應(yīng)于原始消息的編碼符號(hào)的軟估計(jì)的16個(gè)并行輸出至并行的符號(hào)限幅器318。并行的符號(hào)限幅器在從N碼片Walsh去覆蓋314收到的16個(gè)并行軟估計(jì)上進(jìn)行閾值處理或限幅操作。這16個(gè)并行符號(hào)限幅器318的16個(gè)并行輸出成為相應(yīng)于原始消息的編碼符號(hào)的硬估計(jì)。并行符號(hào)限幅器318的16個(gè)并行輸出經(jīng)過N碼片Walsh覆蓋320和碼片級(jí)加法器322和PN擴(kuò)展器324處理以把并行符號(hào)限幅器318的輸出的編碼符號(hào)的硬估計(jì)轉(zhuǎn)換至代表原始消息的碼片序列的硬估計(jì)。N碼片Walsh覆蓋320，碼片級(jí)加法器322和PN擴(kuò)展器324分別執(zhí)行如同在發(fā)射機(jī)中系統(tǒng)200的N碼片Walsh覆蓋218，碼片級(jí)加法器224和PN擴(kuò)展器226所執(zhí)行的同樣的功能。PN擴(kuò)展器324的輸出就是相應(yīng)于原始消息的碼片序列的硬估計(jì)。在本申請(qǐng)中，相應(yīng)于原始消息的碼片序列的“硬估計(jì)”也可稱為“第二多個(gè)碼片”。
然而，通過N碼片Walsh覆蓋314、并行符號(hào)限幅器318、N碼片Walsh覆蓋320和碼片級(jí)加法器322的操作，把N碼片間隔的延遲(即，N*TC)引入于PN擴(kuò)展器324的輸出上碼片序列的硬估計(jì)，為此，PN擴(kuò)展器324的輸出上碼片序列的硬估計(jì)是相對(duì)于_(n)的碼片序列_[n-N]325。要注意，N是Walsh函數(shù)矩陣的階，在本發(fā)明實(shí)施例中為16。然而，在本發(fā)明其他實(shí)施例中，N等于64或128，在這情況下，引入于輸出碼片序列_[n-N]325的延遲分別等于64或128個(gè)碼片間隔。
如圖3所見，相應(yīng)于原始消息的經(jīng)延遲的所需的輸出碼片序列_[n-N]325提供至“跟蹤模式誤差信號(hào)發(fā)生器”框326。為了應(yīng)用自適應(yīng)算法如LMS算法來(lái)生成合適的誤差信號(hào)并修正自適應(yīng)碼片速率LE306的抽頭加權(quán)，“跟蹤模式誤差信號(hào)發(fā)生器”框326必須把經(jīng)延遲的所需的輸出的碼片序列_[n-N]325與自適應(yīng)碼片速率LE306的實(shí)際輸出碼片序列的延遲形式相比較。如上所述，因?yàn)橛砂l(fā)送FIR230，通信信道和接收FIR302所引起的ISI實(shí)際量是時(shí)間的函數(shù)，所以所需的輸出必須與相應(yīng)于同樣的碼片間隔的實(shí)際輸出相比較。這樣，自適應(yīng)碼片速率LE306的實(shí)際輸出碼片序列_(n)309由N個(gè)碼片延遲以在與經(jīng)延遲的所需的輸出碼片序列[n-N]324相比較之前形成經(jīng)延遲的實(shí)際輸出_[n-N]311。
由“跟蹤模式誤差信號(hào)發(fā)生器”框326把延遲的實(shí)際輸出與延遲的所需輸出進(jìn)行比較來(lái)生成饋至自適應(yīng)碼片速率LE306的跟蹤模式誤差信號(hào)315。跟蹤模式誤差信號(hào)315和圖4中跟蹤模式信號(hào)誤差415相同。如圖4所示，跟蹤模式誤差信號(hào)提供至各種抽頭加權(quán)u0(n)，u1(n)至um-1(n)來(lái)調(diào)整它們的各個(gè)值，以便適應(yīng)于均衡器的響應(yīng)。
跟蹤模式誤差信號(hào)315可用本領(lǐng)域所知的各種算法來(lái)生成。如可以用“最小均方”(LMS)算法。如上所述，LMS算法的一個(gè)目的是把由自適應(yīng)碼片速率LE306的經(jīng)延遲的所需的輸出碼片序列_[n-N]325與延遲的實(shí)際的輸出碼片序列_[n-N]311相比較而產(chǎn)生的“均方誤差”(MSE)最小化。在根據(jù)均方誤差對(duì)自適應(yīng)碼片速率LE306的抽頭加權(quán)進(jìn)行數(shù)次快速迭代和調(diào)整時(shí)，LMS算法“收斂”，即均方誤差接近常數(shù)值。
如上所論，按照LMS算法，詳細(xì)示于圖4的自適應(yīng)碼片速率LE406中，自適應(yīng)碼片速率LE306的抽頭加權(quán)值計(jì)算如下UK(n+1)＝uk(n)+_xk(n)e*(n) 方程式(2)其中xk(m)＝x(n-k)，k是0和m-1之間1個(gè)整數(shù)；其中e(n)＝_[n-N]-_[n-N]；和c^(n)=Σk=0m-1uk*(n)xk(n)]]>
其中_是1個(gè)常數(shù)其中uk(n)是圖4中自適應(yīng)碼片速率LE406在碼片間隔n的抽頭加權(quán)，其中在圖3系統(tǒng)300中_[n-N]是_[n-N]325，_[n-N]是_[n-N]311。如上所述，選擇常數(shù)_以控制連續(xù)迭代時(shí)抽頭加權(quán)之間的變化。期望利用_值的變化以便取得較快的轉(zhuǎn)換和較低的均方誤差。要注意，在跟蹤模式工作期間，e(n)是碼片間隔n時(shí)的跟蹤模式誤差信號(hào)，而e(n)和如圖3中跟蹤模式誤差信號(hào)315是同樣的(或圖4中跟蹤模式誤差信號(hào)415)。
這樣，把各個(gè)當(dāng)前的抽頭加權(quán)加至常數(shù)_、相應(yīng)的輸入值x0(n)，x1(n)至xm-1(n)和當(dāng)前誤差信號(hào)值e(n)的乘積，將各個(gè)當(dāng)前抽頭加權(quán)u0(n)，u1(n)至um-1(n)調(diào)整為相應(yīng)的新的抽頭加權(quán)u0(n+1)，u1(n+1)至um-1(n+1)。在程序的回路中，每1個(gè)碼片間隔Tc，方程式(2)中迭代過程就重復(fù)1次，同時(shí)，自適應(yīng)均衡器306試圖把誤差信號(hào)e(n)進(jìn)行收斂，并最小化。在到達(dá)收斂時(shí)，自適應(yīng)算法固定抽頭加權(quán)，直至誤差信號(hào)e(n)超過可接受水平，或直至由發(fā)射機(jī)發(fā)送新的訓(xùn)練導(dǎo)頻序列為止。如在訓(xùn)練工作模式中，代替LMS算法，其他自適應(yīng)算法也能用來(lái)修正自適應(yīng)碼片速率LE306的抽頭加權(quán)以減少在跟蹤模式工作時(shí)期的ISI影響。如不用LMS算法的自適應(yīng)算法的例子，在跟蹤模式工作中使用RLS算法。
如圖3中示例性系統(tǒng)300看出，N碼片Walsh去覆蓋314的16個(gè)并行輸出供至316，它是16到1多路復(fù)用器。多路復(fù)用器316把由N碼片Walsh去覆蓋314并行提供的16個(gè)編碼符號(hào)之一多路復(fù)用至信道去交織器328，其輸出接下來(lái)供至解調(diào)器330。解調(diào)器330輸出由調(diào)制去交織器332來(lái)處理。最后解碼器334從調(diào)制去交織器接收其輸入并在其輸出提供解碼的數(shù)據(jù)位342。信道去交織器328，解調(diào)器330，調(diào)制去交織器332和解碼器334的結(jié)構(gòu)和功能在本領(lǐng)域是熟知的。這些模塊如，系統(tǒng)300中的信道去交織器328，解調(diào)器330，調(diào)制去交織器332和解碼器334的組合效應(yīng)是系統(tǒng)200中的編碼器、調(diào)制交織器、調(diào)制器208和信道交織器210的組合效應(yīng)的逆向。系統(tǒng)300的最終輸出，即解碼的數(shù)據(jù)位342應(yīng)理想地與圖2系統(tǒng)200輸入上的數(shù)據(jù)位202相同。
從所述說(shuō)明中很明確，在不離開本發(fā)明范圍的條件下各種技術(shù)都能用來(lái)實(shí)施本發(fā)明的概念。此外，在應(yīng)用特定的參考某些實(shí)施例中來(lái)說(shuō)明本發(fā)明的時(shí)候，本領(lǐng)域的一般技術(shù)人員也認(rèn)識(shí)到在不離開本發(fā)明的精神和范圍的條件下可作出在形式上和細(xì)節(jié)上的改變。如，不在每個(gè)碼片間隔上修正自適應(yīng)碼片速率LE306的系數(shù)，而是在每N個(gè)碼片間隔時(shí)修正系數(shù)。在示例性系統(tǒng)300中這意味著方程式(2)中跟蹤誤差信號(hào)e(n)是16個(gè)碼片的e(n)＝_[n-N]-_[n-N]之間的差的和，而不是單一碼片。這樣，e(n)是由每16個(gè)碼片間隔所生成的，相應(yīng)于16個(gè)碼片級(jí)差之和。顯然，因?yàn)閑(n)代表16個(gè)碼片級(jí)“誤差”之和，誤差信號(hào)e(n)的幅度一定是較大。然而，因?yàn)槌?shù)_是1個(gè)小的值，所以方程式(2)在自適應(yīng)碼片速率LE 306的每16個(gè)碼片間隔仍舊可適當(dāng)應(yīng)用以得到新的抽頭加權(quán)一次。
此外，可以理解，所述的實(shí)施例在各方面的考慮是說(shuō)明性的，而不是限制性的。也應(yīng)該理解，本發(fā)明不局限于這里所述的特定的實(shí)施例，而是在不離開本發(fā)明范圍條件下還能有許多重新安排，改進(jìn)和替代。
這樣，對(duì)用于Walsh覆蓋的調(diào)制自適性線性均衡的方法和裝置已作了陳述。
權(quán)利要求
1.一種方法包括的步驟有提供多個(gè)信號(hào)至均衡器以生成相應(yīng)于所述多個(gè)信號(hào)的多個(gè)碼片的軟估計(jì)；相應(yīng)于所述多個(gè)碼片的所述軟估計(jì)生成多個(gè)并行符號(hào)的軟估計(jì)。對(duì)所述多個(gè)并行符號(hào)的所述軟估計(jì)應(yīng)用限幅操作以生成所述多個(gè)并行符號(hào)的硬估計(jì)；相應(yīng)于所述多個(gè)并行信號(hào)的所述硬估計(jì)產(chǎn)生所述多個(gè)碼片的硬估計(jì)；把所述多個(gè)碼片的所述軟估計(jì)與所述多個(gè)碼片的所述硬估計(jì)相比較以生成誤差信號(hào)使所述均衡器的響應(yīng)適應(yīng)于所述多個(gè)信號(hào)。
2.按權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于所述提供的步驟包含由發(fā)送濾波器通過通信信道發(fā)送所述多個(gè)信號(hào)至接收濾波器，所述接收濾波器提供所述多個(gè)信號(hào)至所述均衡器。
3.按權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于所述生成的步驟包含使用N碼片Walsh去覆蓋。
4.按權(quán)利要求3所述的方法，其特征在于所述N碼片Walsh去覆蓋是從由16碼片Walsh去覆蓋，64碼片Walsh去覆蓋和128碼片Walsh去覆蓋組成的組中選擇的。
5.按權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于所述產(chǎn)生的步驟包含使用N碼片Walsh覆蓋，碼片級(jí)加法器和PN擴(kuò)展器。
6.按權(quán)利要求5所述的方法，其特征在于所述N碼片Walsh覆蓋是從由16碼片Walsh覆蓋，64碼片Walsh覆蓋和128碼片Walsh覆蓋組成的組中選擇的。
7.按權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于所述誤差信號(hào)適應(yīng)所述均衡器的乘法器的抽頭加權(quán)。
8.一種方法包括的步驟有提供多個(gè)信號(hào)到均衡器以相應(yīng)于所述多個(gè)信號(hào)生成第一多個(gè)碼片。相應(yīng)于所述第一多個(gè)碼片生成多個(gè)符號(hào)；相應(yīng)于所述多個(gè)符號(hào)產(chǎn)生的第二多個(gè)碼片；應(yīng)用使用所述第一和第二多個(gè)碼片的算法以生成誤差信號(hào)來(lái)使所述均衡器的響應(yīng)適應(yīng)于所述多個(gè)信號(hào)。
9.按權(quán)利要求8所述的方法，其特征在于所述提供的步驟包含由發(fā)送濾波器通過通信信道發(fā)送所述多個(gè)信號(hào)至接收濾波器，所述接收濾波器提供所述多個(gè)信號(hào)至所述均衡器。
10.按權(quán)利要求8所述的方法，其特征在于所述生成的步驟包含使用N碼片Walsh去覆蓋。
11.按權(quán)利要求10所述的方法，其特征在于所述N碼片Walsh去覆蓋是從16碼片Walsh去覆蓋，64碼片Walsh去覆蓋和128碼片Walsh去覆蓋組成的組中選擇的。
12.按權(quán)利要求8所述的方法，其特征在于所述產(chǎn)生的步驟包含使用至少一個(gè)符號(hào)限幅器，N碼片Walsh覆蓋，碼片級(jí)加法器和PN擴(kuò)展器。
13.按權(quán)利要求12所述的方法，其特征在于所述N碼片Walsh覆蓋是從由16碼片Walsh覆蓋，64碼片Walsh覆蓋和128碼片Walsh覆蓋組成的組中選擇的。
14.按權(quán)利要求8所述的方法，其特征在于所述誤差信號(hào)適應(yīng)所述均衡器的乘法器的抽頭加權(quán)。
15.一種方法包括的步驟有(a)提供多個(gè)消息數(shù)據(jù)位至發(fā)射機(jī)；(b)在所述發(fā)射機(jī)中把所述多個(gè)消息數(shù)據(jù)位編碼成多個(gè)編碼符號(hào)；(c)在所述發(fā)射機(jī)中把所述多個(gè)編碼符號(hào)變換成原始的多個(gè)Walsh覆蓋的碼片序列；(d)由所述發(fā)射機(jī)通過通信信道發(fā)送原始的多個(gè)Walsh覆蓋的碼片序列至接收機(jī)；(e)由所述接收機(jī)提供收到的多個(gè)Walsh覆蓋的碼片序列至所述接收機(jī)中的均衡器，所述收到的多個(gè)Walsh覆蓋的碼片序列相應(yīng)于所述原始的多個(gè)Walsh覆蓋的碼片序列。(f)由所述均衡器確定所述原始的多個(gè)Walsh覆蓋的碼片序列的軟估計(jì)。(g)在所述接收機(jī)中把所述原始的多個(gè)Walsh覆蓋的碼片序列的所述軟估計(jì)轉(zhuǎn)換為所述多個(gè)編碼符號(hào)的軟估計(jì)；(h)在所述接收機(jī)中從所述多個(gè)編碼符號(hào)的所述軟估計(jì)中確定所述多個(gè)編碼符號(hào)的硬估計(jì)；(i)在所述接收機(jī)中從所述多個(gè)編碼符號(hào)的所述硬估計(jì)中產(chǎn)生所述原始的多個(gè)Walsh覆蓋的碼片序列的硬估計(jì)。(j)在所述接收機(jī)中通過把所述原始的多個(gè)Walsh覆蓋的碼片序列的所述硬估計(jì)與所述原始的多個(gè)Walsh覆蓋的碼片序列的所述軟估計(jì)相比較而生成誤差信號(hào)；(k)利用所述誤差信號(hào)使所述均衡器的響應(yīng)適應(yīng)于所述收到的多個(gè)Walsh覆蓋的碼片序列。
16.按權(quán)利要求15所述的方法，其特征在于所述均衡器包括多個(gè)單元延遲元件，所述多個(gè)單元延遲元件的每個(gè)元件引起一個(gè)碼片間隔的延遲。
17.按權(quán)利要求15所述的方法，其特征在于所述均衡器包括相應(yīng)于各個(gè)多個(gè)乘法器的多個(gè)抽頭加權(quán)，所述多個(gè)抽頭加權(quán)可由在每個(gè)碼片間隔中的所述誤差信號(hào)加以修正。
18.按權(quán)利要求15所述的方法，其特征在于步驟(g)是用分路器和N碼片Walsh去覆蓋來(lái)進(jìn)行的。
19.按權(quán)利要求15所述的方法，其特征在于步驟(h)包含使用多個(gè)并行符號(hào)限幅器。
20.按權(quán)利要求15所述的方法，其特征在于步驟(i)包含使用N碼片Walsh覆蓋。
21.按權(quán)利要求15所述的方法，其特征在于步驟(j)包含使用最小均方算法來(lái)生成所述誤差信號(hào)。
22.按照權(quán)利要求15的方法，其特征在于步驟(j)包含使用遞歸最小二乘方算法來(lái)生成所述誤差信號(hào)。
23.一種接收機(jī)，包括具有配置為接收多個(gè)信號(hào)的輸入的均衡器，所述均衡器具有配置為相應(yīng)于所述多個(gè)信號(hào)生成第一多個(gè)碼片的輸出；N碼片Walsh去覆蓋，配置為相應(yīng)于所述第一多個(gè)碼片生成多個(gè)符號(hào)的軟估計(jì)；符號(hào)限幅器，配置為相應(yīng)于所述多個(gè)符號(hào)的所述軟估計(jì)生成所述多個(gè)符號(hào)的硬估計(jì)；N碼片Walsh覆蓋，配置為相應(yīng)于所述多個(gè)符號(hào)的所述硬估計(jì)生成第二多個(gè)碼片；跟蹤模式誤差信號(hào)發(fā)生器，配置為應(yīng)用利用所述第一和第二多個(gè)碼片的算法來(lái)生成使所述均衡器的響應(yīng)適應(yīng)于所述多個(gè)信號(hào)的跟蹤模式誤差信號(hào)。
24.按權(quán)利要求23所述的接收機(jī)，其特征在于所述均衡器的所述輸入從接收濾波器接收所述多個(gè)信號(hào)，并且其中所述接收濾波器通過通信信道耦合至發(fā)送濾波器。
25.按權(quán)利要求23所述的接收機(jī)，其特征在于所述N碼片Walsh去覆蓋是從由16碼片Walsh去覆蓋，64碼片Walsh去覆蓋和128碼片Walsh去覆蓋組成的組中選擇的。
26.按權(quán)利要求23所述的接收機(jī)，其特征在于所述N碼片Walsh覆蓋是從由16碼片Walsh覆蓋，64碼片Walsh覆蓋的128碼片Walsh覆蓋組成的組中選擇的。
27.按權(quán)利要求23所述的接收機(jī)，其特征在于所述跟蹤模式誤差信號(hào)適應(yīng)所述均衡器中乘法器的抽頭加權(quán)。
28.按權(quán)利要求23所述的接收機(jī)，其特征在于所述均衡器包括多個(gè)單元延遲元件，所述多個(gè)單元延遲元件的每個(gè)元件引起一個(gè)碼片間隔的延遲。
29.按權(quán)利要求23所述的接收機(jī)，其特征在于所述均衡器包括相應(yīng)于各個(gè)多個(gè)乘法器的多個(gè)抽頭加權(quán)，所述多個(gè)抽頭加權(quán)由各碼片間隔中的所述跟蹤誤差方式信號(hào)加以修正。
30.按權(quán)利要求23所述的接收機(jī)，其特征在于所述算法是最小均方算法。
31.按權(quán)利要求23所述的接收機(jī)，其特征在于所述算法是遞歸最小二乘方算法。
32.一種接收機(jī)，包含均衡器，配置為接收多個(gè)信號(hào)；Walsh覆蓋，配置為相應(yīng)于所述多個(gè)信號(hào)生成多個(gè)碼片；誤差信號(hào)發(fā)生器，配置為相應(yīng)于所述多個(gè)碼片生成跟蹤模式誤差信號(hào)，所述跟蹤模式誤差信號(hào)可使所述均衡器響應(yīng)適應(yīng)所述多個(gè)信號(hào)。
33.按權(quán)利要求32所述的接收機(jī)，進(jìn)一步包含Walsh去覆蓋，配置為相應(yīng)于所述多個(gè)信號(hào)生成多個(gè)符號(hào)的軟估計(jì)。
34.按權(quán)利要求32所述的接收機(jī)，進(jìn)一步包含符號(hào)限幅器，配置為相應(yīng)于所述多個(gè)信號(hào)生成多個(gè)符號(hào)的硬估計(jì)。
35.按權(quán)利要求33所述的接收機(jī)，進(jìn)一步包含符號(hào)限幅器，配置為相應(yīng)在于所述多個(gè)符號(hào)的所述軟估計(jì)生成所述多個(gè)符號(hào)的硬估計(jì)。
36.按權(quán)利要求35所述的接收機(jī)，其特征在于所述符號(hào)限幅器提供所述多個(gè)符號(hào)的所述硬估計(jì)至所述Walsh覆蓋。
全文摘要
接收濾波器接收來(lái)自通信信道的信號(hào)。收到的信號(hào)相應(yīng)于由發(fā)送濾波器通過通信信道發(fā)送至接收濾波器的原始的Walsh覆蓋的碼片序列。此收到的信號(hào)由均衡器處理，以相應(yīng)于原始的Walsh覆蓋的碼片序列生成碼片序列的軟估計(jì)。隨后利用N碼片Walsh去覆蓋相應(yīng)于碼片序列軟估計(jì)生成編碼符號(hào)的軟估計(jì)。而后并行使用一些符號(hào)限幅器來(lái)相應(yīng)于由N碼片Walsh去覆蓋所生成的編碼符號(hào)的軟估計(jì)產(chǎn)生編碼符號(hào)的硬估計(jì)。之后，使用N碼片Walsh覆蓋作為方案一部分以相應(yīng)于由符號(hào)限幅器所生成的編碼符號(hào)硬估計(jì)生成碼片序列的硬估計(jì)。借助于N碼片Walsh覆蓋而生成的碼片序列硬估計(jì)和由均衡器生成的碼片序列軟估計(jì)一起用來(lái)生成跟蹤模式誤差信號(hào)，以使均衡器的響應(yīng)適應(yīng)于收到的信號(hào)。
文檔編號(hào)H04L27/01GK1461548SQ01815632
公開日2003年12月10日 申請(qǐng)日期2001年8月1日 優(yōu)先權(quán)日2000年8月10日
發(fā)明者J·E·斯密, A·賈拉利, 林福韻, M·沃勒斯 申請(qǐng)人:高通股份有限公司