專利名稱：一種sinr估計方法以及實現(xiàn)該方法的裝置的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及通信系統(tǒng)中測量SINR(Signal to Interference plus NoiseRatio)的方法以及實現(xiàn)該方法的裝置，尤其涉及一種新型的、提高SINR測量精度的SINR測量方法，其中SINR指有用信號功率與干擾功率及噪聲功率和之比。
例如，M.D.Austin和G.L.Stuber提出一種使用訓練序列的SINR測量方法。其測量精度取決于符號錯誤的統(tǒng)計特性(參見文獻“In servicesignal quality estimation for TDMA cellular systems”inProc.PIMRC，1995，pp.836-840)。
Andersin在他的論文“Subspace based estimation of the signal tointerference ratio for TDMA cellular systems”(in Proc.VTC，Atlanta，GA，1996，pp.1155-1159)中提出了一種通過分析接收信號的方差矩陣的特征根來得到SINR的方法。
1998年，Turkboylarii和G.L.Stuber在他的論文“An efficientalgorithm for estimating the signal-to-interference ratio in TDMAcellular systems”(IEEE Trans.Commun.，vol.46，pp.728-73l，June1998)中提出了一種基于子空間的SINR測量方法。但是這種測量方法需要的時間太長，無法滿足快速功率的要求，另外其較高的復雜度也是一個致命缺陷。
仿真結果表明后兩種估計方法較第一種估計方法具有較好的性能。然而這兩種估計方法具有較高的復雜度并需要較長的估計周期，從而其在實際中的應用，如快速功率控制。
WCDMA中是通過計算接收信號的方差來進行SINR估計。但這種估計方法有一個重要的條件，就是干擾信號的均值必須為零。在WCDMA系統(tǒng)和IS-2000系統(tǒng)中，采用PN碼擴頻來解決上述問題。然而這種方法需要導頻信道，從而增加了冗余、降低了系統(tǒng)容量。因而這種估計方法在實際應用中具有一定的局限性。
以上提到的幾種傳統(tǒng)的SINR估計方法將導致低速、高復雜度，例如需要復雜的電路和復雜的算法。
本發(fā)明的目的還在于提供一種SINR測量裝置，通過一種簡單的操作就可以進行高精度的SINR測量。
依據(jù)本發(fā)明，通過提供一種通信系統(tǒng)中的SINR測量裝置來達到前述的目的，其包括一個解調器，將接收信號的I路和Q路轉化到判決符號；一個調制器，與解調器一起將判決符號映射到QAM星座圖上，從而得到估計信號；延時是指對接收信號的I路和Q路進行延時；減法器是指從接收的受干擾的信號中減去估計有用信號從而得到估計的干擾信號；平方和，與調制器和減法器一起計算干擾功率與有用信號的功率。
判決器，根據(jù)估計干擾功率與估計有用信號的功率來決定SINR。
另外，通過提供一種SINR測量方法來達到本發(fā)明前述的目的，其包括以下步驟將接收的被干擾信號映射到判決符號；將判決符號映射到QAM星座圖上的點，以得到被估計有用信號。
將接收的被干擾信號的I路和Q路進行延時操作；從接收的被干擾信號中減去被估計有用信號，從而得到被估計干擾信號。
計算被估計干擾的功率與被估計有用信號的功率，并且通過被估計干擾功率與被估計有用信號功率來決定SINR。
根據(jù)本發(fā)明，在實際的SINR較高時，SINR估計的精確相對較高。在一個蜂窩系統(tǒng)中，對于相對基站較近的用戶來說，由于其信道估計更可靠并且來自鄰小區(qū)的干擾較小，所以其SINR估計更加精確。另外，隨著用于估計的時隙越多，估計的精確也更精確。
下面基于16QAM來具體描述該估計方法，其他調制方案同樣適用于該估計方法。


圖1為本發(fā)明的星座圖判決反饋SINR估計方法的原理框圖。
參見圖1，我們假設發(fā)射機端的調制信號的I路與Q路信號為(x，y)。而接收機端的判決器I路與Q路輸出信號為 上述的坐標顯示在圖1的星座圖上。從圖1中可以很容易看出信號矢量與干擾矢量之間的關系。
理想的信號與干擾功率分別為S＝(x2+y2)，I＝(x-x′)2+(y-y′)2(1)其中S為理想的信號功率，I為理想的干擾功率，x為發(fā)射機端的被調制信號的I路，y為發(fā)射機端的被調制信號的Q路，x′為接收機端的解擴信號的I路，y′為接收機端的解擴信號的Q路。
被估計的信號與干擾功率分別為S^=(x^2+y^2),I^=(x^-x′)2+(y^-y′)2---(2)]]>其中 為被估計的信號功率， 為被估計的干擾功率， 為判決器的I路輸出， 為判決器的Q路輸出，x’為接收機解擴信號的I路，y’為接收機解擴信號的Q路。
如果判決器的輸出是正確的，則S^=S,I^=I---(3)]]>通過一段時間的累計可以得到一個相對精確的結果。所以SINR可以通過下式得到SI^NR=Σm=0T-1S^mΣm=0T-1I^m---(4)]]>
其中T為累加的時隙個數(shù)，它取決于測量周期。 為第m個符號的被估計信號功率， 為第m個符號的被估計干擾功率。
圖2框圖是該發(fā)明第一種實施方式的SINR估計裝置。
如圖2所示，SINR估計裝置包括一個解調器201，一個調制器204，延時模塊202、203，減法器205、206，平方和模塊207、208，累加平均器209、210和一個判決器211。
參見圖2，解擴信號的I路與Q路(x′，y′)為實際的接收機接收信號，該信號輸入到解調器201。然后，解調器201將該被干擾信號轉化為判決符號，然后將判決符號輸入到調制器204。從解調器201得到判決符號，由調制器204映射到16QAM星座圖中的相應點，從而得到被估計的信號 在圖2中，一對延時模塊202、203用于將接收到的被干擾信號進行延時。在本實施方式中，延時模塊的延時量等于被干擾的接收信號經過解調器201與解調器204的延時之和。參見圖2，被延時的被干擾的接收信號為(x′，y′)，由調制器得到的被估計信號為 由減法器205、206可以得到被估計的干擾為(x^-x′,y^-y′).]]>平方和模塊207與減法器205相連計算被估計信號的功率，平方和模塊208與減法器206相連計算被估計干擾的功率。累加平均模塊209、210分別用于累加平均信號功率與干擾功率。判決器211根據(jù)式(4)來得到被估計的SINR。
在本發(fā)明中，有用信號從被干擾的信號中分離出來。而被干擾的信號與有用信號之差為干擾。然后由SINR估計裝置來得到SINR估計值。
參見圖2，下面將以第m個符號為例對該實施方式進行詳細的說明。
以第m個符號為例，解調器201的輸入信號的I路與Q路分別為x′m，y′m，也就是說解調器201的被干擾的接收信號為(x′m，y′m)，被干擾信號(x′m，y′m)為接收機的解擴器的輸出。
解調器201的輸出為判決符號。判決符號輸入到調制器204，然后映射到星座圖中的點
調制器204的輸出為被估計信號 被估計信號功率為S^m=x^m2+y^m2---(5)]]>被干擾信號為(x′m，y′m)通過延時模塊202、203。我們假設解調器201與調制器204的延時之和為Δ，被干擾信號(x′m，y′m)與被估計信號 輸入到減法器205、206，然后得到被估計的干擾為(xm′-x^m,ym′-y^m).]]>被估計的干擾功率為I^m=(xm′-x^m)2+(ym′-y^m)2---(6)]]>平方和模塊207、208用于計算被估計的干擾功率 和被估計的信號功率 被估計的信號功率 和被估計的干擾功率 分別輸入到累加平均模塊209、210。我們假設T為累加的時隙數(shù)，則累加平均模塊209、210的輸出分別為Σm=0T-1S^m]]>和Σm=0T-1I^m.]]>則判決器211根據(jù)以下公式來估計SINR值。SI^NR=10logΣm=0T-1S^mΣm=0T-1I^m---(7)]]>圖3框圖是該發(fā)明第二種實施方式的SINR估計裝置；在這種實施方式中，星座圖功率事先是已知的，所以沒有必要再去估計有用信號功率。否則估計誤差就會引入。
參見圖3，下面以第m個符號為例來具體描述本實施方式。
在第m個符號時刻，解調器301的I路與Q路輸出分別為x′m，y′m，則解調器301的輸入被干擾信號為(x′m，y′m)。被干擾信號為(x′m，y′m)為接收機端解擴器的輸出。
解調器301的輸出為判決符號。判決符號作為調制器304的輸入信號然后映射到星座圖上的點
調制器304為被估計信號 則被估計信號功率為S^m=x^m2+y^m2---(8)]]>被干擾信號(x′m，y′m)通過延時模塊302，303。延時模塊的延時Δ應當?shù)扔诮庹{器301與調制器304的延時之和。被干擾信號(x′m，y′m)和被估計有用信號 輸入到減法器305，306，則被得到被估計的干擾(xm′-x^m,ym′-y^m).]]>被估計的干擾功率為I^m=(xm′-x^m)2+(ym′-y^m)2---(9)]]>平方和模塊307用于計算被估計的干擾功率 被估計的干擾功率 輸入到累加平均模塊309。假設T為累加的時隙數(shù)，則累加平均模塊309的輸出為Σm=0T-1I^m.]]>在本實施方式中，在圖2中的估計信號功率的部分被星座圖功率模塊308直接代替。在這種SINR估計方法中，由于星座圖功率是事先知道的，所以只需估計干擾功率。干擾功率的估計方法等同于第一種實施方式。SINR判決模塊310根據(jù)下式估計出SINR。SI^NR=Sconstellation1TΣm=0T-1I^m---(10)]]>其中Sconstellation為星座圖功率，T為累中時隙數(shù)， 為被估計干擾功率。
從以上的描述可以看出，基于星座圖判決反饋的SINR估計方法可以快速、準確的估計出SINR值。
圖4是該估計方法的估計誤差功率曲線；圖5是該估計方法的估計誤差曲線；圖6是7小區(qū)結構的拓撲圖。
參見圖4的仿真結果，本仿真采用了20ms的幀長，每幀中包括160個時隙。采用的7小區(qū)的拓撲結構如圖6所示。圖4給出了SINR估計方差σ2與基站到移動臺的規(guī)一化距離之間的關系，估計方差σ2以dB為單位。
圖5為該估計方法的估計錯誤功率曲線。
參見圖5的仿真結果，本仿真采用了20ms的幀長，每幀包括160個時隙，采用的7小區(qū)的拓撲結構如圖6所示。圖5給出了SINR估計錯誤功率Δ2與基站到移動臺的規(guī)一化距離之間的關系，估計方差Δ2以dB為單位。
估計方差σ2的定義為σ2=E[(SIR-SIR′)2]E[SIR2]=ΣT(SIRi-SIRi′)2ΣTSIRi2]]>估計錯誤功率Δ2定義為Δ2=E|(ξ-ξ‾)2|E[(SIR-SIR‾)2]]]>其中SIR每個時隙的SIR的真實值；SIR′每個時隙的SIR估計值；T累加的時隙數(shù)；ξξ＝SIR-SIR′。
權利要求
1.通信系統(tǒng)中的一種SINR估計裝置，其特征在于，包括一個解調器，將接收信號的I路和Q路轉化到判決符號；一個調制器，與解調器一起將判決符號映射到QAM星座圖上，從而得到估計信號；延時是指對接收信號的I路和Q路進行延時；減法器是指從接收的受干擾的信號中減去估計有用信號從而得到估計的干擾信號；平方和模塊，與調制器和減法器一起計算干擾功率與有用信號的功率；判決器，根據(jù)估計干擾功率與估計有用信號的功率來決定SINR。
2.根據(jù)權利要求1所述的通信系統(tǒng)中的一種SINR估計裝置，其特征在于，還包括累加平均模塊，用于估計被估計信號與干擾的平均功率值。
3.根據(jù)權利要求1和/或2所述的通信系統(tǒng)中的一種SINR估計裝置，其特征在于，還包括星座圖功率模塊，用于輸出星座圖功率，以決定信號功率。
4.根據(jù)權利要求1至3所述的通信系統(tǒng)中的一種SINR估計裝置，其特征在于，根據(jù)下面的公式來決定SINR估計值SI^NR=10logΣm=0T-1S^mΣm=0T-1I^m]]>其中， 為SINR估計， 為m符號時刻被估計信號功率， 為m符號時刻被估計干擾功率，T為累加時隙數(shù)。
5.通信系統(tǒng)中的一種SINR估計方法，其特征在于，包括以下步驟將接收的被干擾信號映射到判決符號；將判決符號映射到QAM星座圖上的點，以得到被估計有用信號；將接收的被干擾信號的I路和Q路進行延時操作；從接收的被干擾信號中減去被估計有用信號，從而得到被估計干擾信號；計算被估計干擾的功率與被估計有用信號的功率，并且通過被估計干擾功率與被估計有用信號功率來決定SINR。
6.根據(jù)權利要求5所述的通信系統(tǒng)中的一種SINR估計方法，其特征在于，包括以下步驟通過對被估計信號與被估計干擾進行累加操作來估計信號功率與干擾功率。
7.根據(jù)權利要求5與6所述的通信系統(tǒng)中的一種SINR估計方法，其特征在于，包括以下步驟由星座圖功率輸出模塊來得到信號功率。
8.根據(jù)權利要求5至7所述的通信系統(tǒng)中的一種SINR估計方法，其特征在于，包括以下步驟根據(jù)下面的公式來估計SINR值，SI^NR=10logΣm=0T-1S^mΣm=0T-1I^m]]>其中， 為SINR估計， 為m符號時刻被估計信號功率， 為m符號時刻被估計干擾功率，T為累加時隙數(shù)。
全文摘要
本發(fā)明提供了一種SINR估計方法與估計裝置，SINR估計方法包括以下步驟將接收的被干擾信號映射到判決符號；將判決符號映射到QAM星座圖上的點，以得到被估計有用信號。將接收的被干擾信號的I路和Q路進行延時操作；從接收的被干擾信號中減去被估計有用信號，從而得到被估計干擾信號。計算被估計干擾的功率與被估計有用信號的功率，并且通過被估計干擾功率與被估計有用信號功率來決定SINR。本發(fā)明提供的SINR估計方法與估計裝置能夠快速、精確地估計出SINR值，解決了其他方法中存在的快速、高復雜度等缺陷。
文檔編號H04B1/10GK1475049SQ01818936
公開日2004年2月11日 申請日期2001年8月16日 優(yōu)先權日2001年8月16日
發(fā)明者徐紹君, 高巖 申請人:連宇通信有限公司