專利名稱：多頻帶無線信號發(fā)送機/接收機的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種多頻帶無線信號電子發(fā)送機/接收機，該發(fā)送機/接收機能夠例如基于兩種不同類型的通信方式即TDMA方式和W-CDMA方式進行通信并在相互不同的兩個或更多頻率頻帶中進行信號的通信。
背景技術(shù)：
GSM是歐洲的便攜電話系統(tǒng)，以及DCS是歐洲的個人移動通信系統(tǒng)。這兩者都使用TDMA(時分多址)系統(tǒng)。而且，作為一種調(diào)制方式，上述系統(tǒng)使用高斯濾波用于發(fā)送基帶濾波器并且使用GMSK(高斯一濾波最小頻移鍵控)即限制頻帶的窄邊帶MSK(最小頻移鍵控)。但是，每一個系統(tǒng)使用不同的頻率頻帶。
圖1示出了現(xiàn)有的GSM終端裝置200的結(jié)構(gòu)圖。該GSM終端裝置200處理900MHz頻帶范圍內(nèi)的發(fā)送/接收信號。與此相對地，DCS終端裝置處理1800MHz頻帶范圍內(nèi)發(fā)送接收信號。兩種終端裝置具有基本相似的結(jié)構(gòu)。
首先，說明圖1中的發(fā)送系統(tǒng)200T。在數(shù)據(jù)生成單元(未示出)中產(chǎn)生的發(fā)送數(shù)據(jù)發(fā)送到基帶處理單元201?；鶐幚韱卧?01對發(fā)送數(shù)據(jù)執(zhí)行相位調(diào)制處理以產(chǎn)生彼此正交的I信號和Q信號，并將其發(fā)送到正交調(diào)制單元202。在正交調(diào)制單元202中，該輸入的I信號和Q信號分別與固定PLL(鎖相環(huán))電路203產(chǎn)生的中頻信號(以后稱為IF信號)相混頻以及被合成并在之后發(fā)送到偏移PLL電路單元204。
偏移PLL電路單元204產(chǎn)生900MHz頻帶內(nèi)的正交調(diào)制RF信號(射頻信號)。同時，偏移PLL電路單元204是用于偏移PLL的頻率合成器，自信道PLL電路單元209發(fā)送的信號用于產(chǎn)生接收本地振蕩信號，這將在以后描述。
偏移PLL電路單元204產(chǎn)生的射頻信號通過恒定增益放大器205以預(yù)定的增益放大，然后由功率放大器206放大，并進一步通過天線轉(zhuǎn)換器207從天線208輻射到空中。
下面將描述一種接收系統(tǒng)200R。通過天線208和天線轉(zhuǎn)換器207接收基站發(fā)送的射頻信號，并將其發(fā)送至帶通濾波器(BPF)211并且濾波。帶通濾波器211的濾波輸出信號由低噪聲放大器(LNA)212放大，然后發(fā)送至正交解調(diào)單元213。
正交解調(diào)單元213解調(diào)來自低噪聲放大器212放大輸出的基帶信號即I信號和Q信號。同時，正交解調(diào)單元213接收來自信道PLL電路單元209的用于解調(diào)的該接收本地振蕩信號。
接下來，將參考圖2詳細(xì)描述圖1中包括正交調(diào)制單元202，固定PLL電路單元203，偏移PLL電路單元204以及信道PLL電路單元209的部件。
固定PLL電路單元203包括VCO(壓控振蕩器)221，固定PLL控制單元222和低通濾波器(LPF)223，并產(chǎn)生760MHz的中頻信號，以及將該信號發(fā)送到正交調(diào)制單元222。
正交調(diào)制單元包括分頻器224，混頻器225，226和加法器227。分頻器224將固定PLL電路單元203輸出的760MHz中頻信號分頻為兩半，使其成為兩個具有90度相位差的380MHz中頻信號，然后發(fā)送到混頻器225和混頻器226。
混頻器225和226將I信號和Q信號分別與兩個相位差為90度的380MHz中頻信號相混頻。然后，在正交解調(diào)單元202中，混頻器225和226的輸出通過加法器227相加并發(fā)送到偏移PLL電路單元204。
偏移PLL電路單元204包括VCO228，混頻器229，低通濾波器230，相位比較器231和低通濾波器232。而且，信道PLL電路單元209包括VCO233，信道PLL234和低通濾波器235。
信道PLL電路單元209由VCO233在發(fā)送時間或接收時間產(chǎn)生適當(dāng)頻率的信號，該信號頻率符合GSM終端裝置200所使用信道的頻率。在本實例的情況中，在發(fā)送時間，該單元209產(chǎn)生1260MHz到1295MHz的發(fā)送信號，并發(fā)送到偏移PLL電路單元204。而且，在接收時間，該單元209產(chǎn)生1387.5MHz到1440MHz的振蕩頻率信號，從輸出端236輸出的該信號作為接收本地振蕩信號。
在偏移PLL電路單元204中，在發(fā)送時間，VCO228的振蕩輸出信號和信道PLL電路單元209產(chǎn)生的用于被使用信道的發(fā)送頻率信號通過混頻器229混頻，混頻輸出通過低通濾波器230發(fā)送到相位比較器231。該相位比較器231通過低通濾波器233將低通濾波器230輸出和正交調(diào)制單元202輸出之間的相位比較輸出發(fā)送到VCO228，以控制VCO228輸出的振蕩信號頻率。
相應(yīng)地，轉(zhuǎn)換VCO228的振蕩頻率使其等于通過以下計算獲得的值(VCO233的振蕩頻率)-{(VCO221的振蕩頻率)/2}。來自正交調(diào)制單元202具有I信號和Q信號相位信息的380MHz的IF信號輸入到相位比較器228。因此，VCO228的輸出信號也是通過I信號和Q信號進行相位調(diào)制。即，作為VCO228的輸出，GSM的發(fā)送信號是GMSK調(diào)制的并且直接地獲得。
使用上述的偏移PLL電路單元204用于產(chǎn)生發(fā)送信號的電路通過以下事實實現(xiàn)即GMSK調(diào)制是使用僅有關(guān)于相位的信息的調(diào)制方式。
順便提及，近來，作為下一代移動通信系統(tǒng)最重要的CDMA(碼分多址)或W-CDMA(寬帶碼分多址)系統(tǒng)的技術(shù)已經(jīng)備受關(guān)注。在本說明書描述中，應(yīng)用W-CDMA等系統(tǒng)的通信方式假定為UMTS系統(tǒng)(全球移動通信系統(tǒng))。
在UMTS系統(tǒng)(全球移動通信系統(tǒng))的情況中，作為調(diào)制方式，該系統(tǒng)并不使用諸如GMSK的使用僅有關(guān)于相位的信息的調(diào)制方式，而是使用HPSK即使用幅度信息等等的調(diào)制方式。
從正如上述存在多種通信方式和多種通信業(yè)務(wù)頻率頻帶的背景看來，已經(jīng)期望基于包括上述GSM終端裝置功能和DCS終端裝置功能甚至是包括W-CDMA終端裝置功能在內(nèi)的兩種通信方式的多頻帶無線信號發(fā)送機/接收機能夠作為多頻帶系統(tǒng)。
但是，W-CDMA應(yīng)用諸如HPSK等等的調(diào)制方式。因此，如果考慮在這里包括上述GSM終端裝置200的多頻帶系統(tǒng)終端，那么不能夠產(chǎn)生由上述偏移PLL電路單元204所正交調(diào)制的發(fā)送信號。這是因為QPSK，HPSK等等具有幅度分量信息。在圖2的VCO228輸出信號中，很明顯對應(yīng)于相位比較器231的輸出電壓電平，只有相位分量改變，以及完全不包括幅度的改變。
圖3示出了增加作為UMTS系統(tǒng)的W-CDMA系統(tǒng)的PLL系統(tǒng)電路圖。在這種情況下考慮了多頻帶無線信號發(fā)送機/接收機。
在用于典型的直接調(diào)制的PLL結(jié)構(gòu)中，該PLL系統(tǒng)電路包括正交調(diào)制單元240，信道PLL電路單元241即用于為該正交調(diào)制單元240產(chǎn)生具有發(fā)送頻率的射頻信號的PLL合成器以及固定PLL電路單元242。
而且，該PLL系統(tǒng)電路包括混頻器243用于合成信道PLL電路單元241產(chǎn)生的被使用信道的發(fā)送頻率信號和固定PLL電路單元242的輸出信號，以及為了產(chǎn)生用于接收本地振蕩頻率的信號；包括帶通濾波器244用于限制混頻輸出的頻帶以及提取和輸出用于接收本地振蕩頻率的信號。
該信道PLL電路單元241包括VCO251，信道PLL控制單元252以及低通濾波器253，并產(chǎn)生發(fā)送信號頻率fTX即發(fā)送到正交調(diào)制單元240的射頻信號。
正交調(diào)制單元240包括混頻器254和混頻器255，加法器256和π/2相移電路257。信道PLL電路單元241產(chǎn)生的射頻信號經(jīng)過π/2相移電路257相移并發(fā)送到混頻器254，相位未移位的射頻信號發(fā)送到混頻器255。而且，來自基帶處理單元203的I信號和Q信號輸入到混頻器254和混頻器255，以及上述的射頻信號被正交調(diào)制。混頻器254和混頻器255的各自輸出由加法器254合成并作為發(fā)送信號從輸出端258輸出。
固定PLL電路單元242包括VCO261，固定PLL控制單元262和低通濾波器(LPF)263，該單元產(chǎn)生固定頻率的信號fFIX并發(fā)送到混頻器243。
混頻器243將上述固定頻率信號fFIX與來自上述信道PLL電路單元241的信號頻率fTX相混頻。然后，帶通濾波器244提取VCO251振蕩頻率和VCO261振蕩頻率的和即頻率fL0(＝fTX+fFIX)。該該頻率從輸出端245輸出作為接收本地振蕩頻率fL0。
在小型的便攜式無線終端中，為了減小無線單元電路的尺寸，應(yīng)用上述直接轉(zhuǎn)換方式(DCR)有助于實現(xiàn)尺寸的減小和更輕的重量。因此，如果在多頻帶通信系統(tǒng)的便攜式終端中使用DCR方式，該系統(tǒng)可以對應(yīng)于選自諸如GSM/DCS/UMTS等等系統(tǒng)和不同頻率頻帶的兩種不同的通信方式，那么能夠期望極大地促進尺寸的減小和更輕的重量。
但是，正如上所述，在對應(yīng)于WCDMA系統(tǒng)和GSM/DCS系統(tǒng)的多頻帶無線信號發(fā)送機/接收機中，即合并圖2的PLL系統(tǒng)電路和圖3的PLL系統(tǒng)電路的電路中，包括VCO的PLL電路是雙倍的。因此，在設(shè)計電路和制成IC中上述合并系統(tǒng)電路的尺寸變得巨大。
就上述問題而言，本發(fā)明的目的是提供一種能夠?qū)崿F(xiàn)硬件電路最小化和節(jié)省功率的多頻帶無線信號發(fā)送機/接收機。

發(fā)明內(nèi)容
根據(jù)本發(fā)明的多頻帶無線信號發(fā)送機/接收機是一種多頻帶無線信號發(fā)送機/接收機，該發(fā)送機/接收機能夠通過第一通信方式的信號和第二通信方式的信號進行通信，其中第一通信方式發(fā)送/接收使用僅有關(guān)于相位的信息所調(diào)制的信號，第二通信方式發(fā)送/接收有關(guān)相位和幅度信息所調(diào)制的信號，并且也能夠在多個不同頻率頻帶中進行通信，其特征在于，所述發(fā)送機/接收機包括第一頻率信號生成裝置，用于產(chǎn)生一個在所述第一通信方式的時間和所述第二通信方式的時間之間不同的固定頻率的信號；第二頻率信號生成裝置，用于產(chǎn)生對應(yīng)于要使用的一個通信信道的頻率的信號，該通信信道涉及到從所述第一通信方式和第二通信方式中選擇出來的一種通信方式以及從多個頻帶中選擇出來的一個頻帶，其中，所述信號是發(fā)送/接收基準(zhǔn)振蕩信號，該發(fā)送/接收基準(zhǔn)振蕩信號用于對于每一種通信方式產(chǎn)生用于解調(diào)基于所述第一通信方式的接收信號或基于所述第二通信方式的接收信號的本地振蕩信號，并且該發(fā)送/接收基準(zhǔn)振蕩信號還用于產(chǎn)生基于所述第一通信方式的發(fā)送信號或基于所述第二通信方式的發(fā)送信號；第一通信方式調(diào)制裝置，用于產(chǎn)生一個調(diào)制信號，其中，當(dāng)產(chǎn)生所述第一通信方式的發(fā)送信號時，通過將來自所述第一頻率信號生成裝置的用于所述第一通信方式的固定頻率的信號用來調(diào)制基準(zhǔn)信號，來調(diào)制發(fā)送基帶信號；放大裝置，用于當(dāng)產(chǎn)生所述第二通信方式的發(fā)送信號時，放大來自所述第一頻率信號生成裝置的用于所述第二通信方式的固定頻率信號；以及發(fā)送信號生成裝置，用于產(chǎn)生一個調(diào)制基準(zhǔn)信號，其中，當(dāng)產(chǎn)生所述第一通信方式的發(fā)送信號時，發(fā)送信號生成裝置對來自所述第一通信方式調(diào)制裝置的所述調(diào)制信號和來自所述第二頻率信號生成裝置的所述發(fā)送/接收基準(zhǔn)振蕩信號進行相位比較，基于其相位比較輸出來控制可變頻率振蕩器，并因此產(chǎn)生調(diào)制發(fā)送信號，以及，當(dāng)產(chǎn)生所述第二通信方式的發(fā)送信號時，對來自所述放大裝置的用于所述第二通信方式的所述固定頻率的放大信號和來自所述第二頻率信號生成裝置的所述發(fā)送/接收基準(zhǔn)振蕩信號進行相位比較，并且基于其相位比較輸出，來產(chǎn)生所述第二通信方式的調(diào)制信號。
在具有上述結(jié)構(gòu)的多頻帶無線信號發(fā)送機/接收機中，就第一通信方式的無線信號發(fā)送情況而言，第一通信方式調(diào)制裝置基于來自第一頻率信號生成裝置的用于第一通信方式的固定頻率的信號調(diào)制發(fā)送基帶信號，并且對調(diào)制信號和來自第二頻率信號生成裝置的發(fā)送/接收基準(zhǔn)振蕩信號進行相位比較，然后基于相位比較輸出來控制可變頻率振蕩器，籍此產(chǎn)生調(diào)制發(fā)送信號。
而且，在第一通信方式無線信號的接收情況中，基于根據(jù)來自第二頻率信號生成裝置的發(fā)送/接收基準(zhǔn)振蕩信號而產(chǎn)生的接收本地振蕩信號，能夠通過正交解調(diào)該接收信號以執(zhí)行解調(diào)。
而且，在第二通信方式的無線信號的發(fā)送情況中，放大單元放大來自第一頻率信號生成裝置的用于第二通信方式的固定頻率信號。然后，發(fā)送信號生成裝置對來自放大裝置的用于第二通信方式的固定頻率的放大信號進行相位比較，并基于相位比較輸出而產(chǎn)生用于產(chǎn)生第二通信方式的調(diào)制發(fā)送信號的調(diào)制基準(zhǔn)信號。
然后，基于調(diào)制基準(zhǔn)信號調(diào)制該發(fā)送基帶信號，以及生成第二通信方式的調(diào)制發(fā)送信號。
在第二通信方式的無線信號的接收情況中，通過將來自第二頻率信號生成裝置的發(fā)送/接收基準(zhǔn)振蕩信號用作接收本地振蕩信號，通過正交解調(diào)該接收信號能夠執(zhí)行解調(diào)。


圖1示出了用于GSM系統(tǒng)的發(fā)送/接收終端裝置的一個實例的結(jié)構(gòu)框圖，圖2是說明圖1中的PLL電路系統(tǒng)的視圖，圖3是說明用于W-CDMA的PLL電路系統(tǒng)的視圖，圖4示出了根據(jù)本發(fā)明的多頻帶無線信號發(fā)送機/接收機的一個實施方式的完整結(jié)構(gòu)框圖，圖5示出了圖4中頻率切換PLL電路單元的具體結(jié)構(gòu)的一個實例，圖6示出了圖4中信道PLL電路單元的具體結(jié)構(gòu)的一個實例，圖7示出了圖4中接收系統(tǒng)10的具體結(jié)構(gòu)的一個實例，圖8的視圖說明了圖4中象頻去除混頻器單元的具體結(jié)構(gòu)的一個實例，圖9示出了圖4中發(fā)送系統(tǒng)20的具體結(jié)構(gòu)的一個實例，圖10的視圖說明了圖4中正交調(diào)制/放大單元22的具體結(jié)構(gòu)的一個實例，圖11的視圖說明了與本發(fā)明實施方式相比較的現(xiàn)有結(jié)構(gòu)的一個實例，圖12的視圖說明了本發(fā)明一種實施方式的主要部件的結(jié)構(gòu)，圖13示出了本發(fā)明另一種實施方式的完整的結(jié)構(gòu)框圖，以及圖14示出了圖13中再生分頻電路單元的具體結(jié)構(gòu)的一個實例。
具體實施例方式
下面將參考圖4描述根據(jù)本發(fā)明的多頻帶無線信號發(fā)送機/接收機的一種實施方式[第一實施方式中的多頻帶無線信號發(fā)送機/接收機的完整結(jié)構(gòu)]。
圖4示出了在該第一實施方式中的多頻帶無線信號發(fā)送機/接收機的完整結(jié)構(gòu)的一個實例。本實施方式的該多頻帶無線信號發(fā)送機/接收機具有接收系統(tǒng)10，發(fā)送系統(tǒng)20，頻率切換PLL電路單元30，信道PLL電路單元40以及控制單元50，而且還具有開關(guān)電路61，62，63和64以及天線共用器65，這些切換基于將要使用的通信方式，頻帶以及發(fā)送/接收進行開關(guān)操作。
這里，頻率切換PLL電路單元30對應(yīng)于權(quán)利要求1中的第一頻率信號生成裝置。而且，信道PLL電路單元40對應(yīng)于權(quán)利要求1中的第二頻率信號生成裝置。
該開關(guān)電路61是一種高頻開關(guān)(天線轉(zhuǎn)換器)，用于在GSM/DCS模式的情況和UMTS模式的情況之間進行切換以及在發(fā)送到天線70的信號和接收信號之間進行切換。開關(guān)電路62是一種高頻開關(guān)(模式切換開關(guān))用于在GSM模式和DCS模式的情況之間切換。開關(guān)電路63是一種在GSM模式情況中用于在發(fā)送信號和接收信號之間切換的高頻開關(guān)。而且，開關(guān)電路64是一種在DCS模式情況中用于在發(fā)送信號和接收信號之間進行切換的高頻開關(guān)。
接收系統(tǒng)10包括可變增益低噪聲放大器11G和正交解調(diào)單元12G，上述單元在GSM模式中是由電源供電接通的；可變增益低噪聲放大器11D和正交解調(diào)單元12D，用于在DCS模式時間由電源供電接通；可變增益低噪聲放大器11W和正交解調(diào)單元12W，用于在UMTS(W-CDMA)模式時間由電源供電接通；以及象頻抑制混頻器單元13。
根據(jù)來自信道PLL電路單元40的信號和來自頻率切換PLL電路單元30的信號，象頻抑制混頻器單元13產(chǎn)生GSM模式中的接收本地振蕩頻率信號或DCS模式中的接收本地振蕩信號，并發(fā)送各自的接收本地振蕩頻率信號到正交解調(diào)單元12G或正交解調(diào)單元12D。在本例中，正如下文所述的，象頻抑制混頻器單元13產(chǎn)生GSM模式中的接收本地振蕩頻率和DCS模式中的接收本地振蕩頻率，上述頻率分別等于GSM模式中的接收信號頻率和DCS模式中的接收信號頻率。
發(fā)送系統(tǒng)20包括開關(guān)電路21I和21Q、正交調(diào)制/放大單元22、偏移PLL電路單元23、用于UMTS模式的正交調(diào)制單元24、在GSM模式中由電源供電接通的帶通濾波器25G、功率放大器26G和隔離器27G和在DCS模式中由電源供電接通的帶通濾波器25D、功率放大器26D和隔離器27D、和在UMTS模式中由電源供電接通的帶通濾波器25W，以及功率放大器26W和隔離器27W。
開關(guān)電路21I和21Q根據(jù)控制單元50的開關(guān)控制信號進行開關(guān)操作以便在GSM/DCS模式中將I信號和Q信號從基帶電路發(fā)送到正交調(diào)制/放大單元22，以及在UMTS模式中發(fā)送預(yù)定直流電壓VB1(＞0)和0伏，而不是發(fā)送I信號和Q信號到正交調(diào)制/放大單元22。
根據(jù)通過這些開關(guān)電路21I和21Q進行開關(guān)操作，正交調(diào)制/放大單元22在GSM/DCS模式中功能作為正交調(diào)制單元，在UMTS模式中功能作為放大器。下文將詳細(xì)描述這些開關(guān)電路21I和21Q和正交調(diào)制/放大單元22的結(jié)構(gòu)。
偏移PLL電路單元23對應(yīng)于權(quán)利要求1中的發(fā)送信號生成裝置，并在各自的模式中，在本實施方式中即在GSM/DCS模式中，產(chǎn)生發(fā)送信號頻率的信號，并在UMTS模式時間產(chǎn)生發(fā)送到正交調(diào)制單元24的調(diào)制基準(zhǔn)信號。
當(dāng)在UMTS模式中接通電源時接通正交調(diào)制單元24，并且通過使用偏移PLL電路單元23產(chǎn)生的調(diào)制基準(zhǔn)信號正交調(diào)制來自基帶信號生成單元的I信號和Q信號，以及產(chǎn)生發(fā)送信號頻率的信號。
順便提及，盡管在接收系統(tǒng)10和發(fā)送系統(tǒng)20中省略了控制線路，基于各自模式的時間，各個單元的電源供電根據(jù)控制單元50輸出的控制信號進行控制。而且，基于各自模式的時間，開關(guān)電路21I和21Q的開關(guān)操作根據(jù)控制單元50輸出的控制信號進行控制。
頻率切換PLL電路單元30根據(jù)溫度補償晶體振蕩器80(以后稱為TCXO)產(chǎn)生的高精度頻率信號，通過使用PLL產(chǎn)生固定頻率信號。但是，在本實施方式中，因此產(chǎn)生的固定頻率被認(rèn)為是不同于GSM/DCS模式和UMTS模式情況之間的頻率。通過控制單元50的控制信號進行頻率切換。
在本實施方式中，頻率切換PLL電路單元30例如，在GSM/DCS模式中產(chǎn)生380MHz的頻率信號，例如在DCS模式中產(chǎn)生415MHz的頻率信號。
根據(jù)控制單元50輸出的控制信號，信道PLL電路單元40由TCXO80產(chǎn)生的基準(zhǔn)頻率信號產(chǎn)生用于被使用信道的發(fā)送/接收基準(zhǔn)信號。
控制單元50基于用戶通過操作鍵輸入單元51和其他鍵操作進行模式切換操作而產(chǎn)生控制信號。正如上所述，控制信號被發(fā)送到各個單元。
下面將描述圖4中各個單元的更加具體的結(jié)構(gòu)實例。圖5示出了頻率切換PLL電路單元30的具體結(jié)構(gòu)的實例。在該實例中，頻率切換PLL電路單元30包括VCO31，頻率切換PLL控制單元32，環(huán)路濾波器33和1/2分頻器34。
頻率切換PLL控制單元32相位比較VCO31的振蕩輸出信號或分頻信號和TCXO80的振蕩輸出信號被分頻的信號，并通過環(huán)路濾波器33將相位比較錯誤輸出發(fā)送到VCO31。由于該環(huán)路控制，VCO31產(chǎn)生與來自TCXO80的基準(zhǔn)頻率信號相位同步的固定頻率信號。
同時，由于控制單元50的控制信號，控制頻率切換PLL控制電路32中的分頻比率以便在GSM/DCS模式和UMTS模式之間進行切換。因此，控制VCO31以便例如在GSM/DCS模式中輸出760MHz頻率的信號，以及例如在UMTS模式中輸出830MHz頻率的信號。
然后，頻率信號變?yōu)樵擃l率切換PLL電路單元30的輸出，其中VCO31的頻率信號被1/2分頻器34分頻為一半的頻率。在本例中，1/2分頻器34產(chǎn)生的頻率信號從該頻率切換PLL電路單元30發(fā)送到象頻抑制混頻器單元13，其中信號頻率相同并且彼此相位差為90度。而且，一個相位的頻率信號發(fā)送正交調(diào)制/放大單元22。
圖6示出了信道PLL電路單元40的具體結(jié)構(gòu)的實例。在本實例中，信道PLL電路單元40包括用于GSM/DCS模式的VCO41，用于UMTS模式時間的VCO42，信道PLL控制單元43和環(huán)路濾波器44。
用于GSM/DCS模式的VCO41根據(jù)控制單元50的控制信號只能在GSM/DCS模式中操作，盡管這里省略了例舉。而且，用于UMTS模式的VCO42只能在UMTS模式操作。
然后，信道PLL控制單元43相位比較VCO41或VCO42的振蕩輸出信號或分頻信號和其中TCXO80的振蕩輸出信號被分頻的信號，并通過環(huán)路濾波器44發(fā)送相位比較錯誤輸出到VCO41或VCO42。由于該環(huán)路控制，VCO41或VCO42產(chǎn)生用于信道頻率的信號，該信號與TCXO80的基準(zhǔn)頻率信號相位同步并由控制單元50的控制信號具體化。同時，由于控制單元50的該控制信號，切換控制信道PLL控制電路43中的分頻比率以使VCO41或VCO42輸出對應(yīng)于被使用信道頻率的信號。
在本例中，用于GSM/DCS模式的VCO41根據(jù)控制單元50的控制信號產(chǎn)生頻率信號，這些信號的范圍表示為在GSM模式的發(fā)送模式中1295MHz到1330MHz在GSM模式的接收模式中1340MHz到1375MHz在DCS模式的發(fā)送模式中1295MHz到1370MHz在DCS模式的接收模式中1390MHz到1465MHz順便提及，本實施方式如下GSM模式的發(fā)送信號頻率880MHz到915MHzGSM模式的接收信號頻率925MHz到960MHzDCS模式的發(fā)送信號頻率1710MHz到1785MHzDCS模式的接收信號頻率1805MHz到1880MHz這樣設(shè)計為的是在各自模式中的每一個信道的發(fā)送信號頻率和接收信號頻率有45MHz和95MHz的頻率差以及在用于GSM/DCS模式的VCO41中用于各自模式信道的振蕩頻率有415MHz的頻率差。
而且，根據(jù)控制單元50的控制信號，用于UMTS模式的VCO42產(chǎn)生頻率信號的范圍位于2110MHz和2170MHz之間。在本實例的情況中，用于UMTS模式的VCO42的振蕩頻率等于UMTS模式的接收信號頻率。
順便提及，設(shè)計UMTS模式的發(fā)送信號頻率位于1920MHz和1980MHz之間，這樣設(shè)計為的是與用于UMTS模式的VCO42的振蕩頻率有190MHz的頻率差。
接下來，圖7示出了接收系統(tǒng)10的具體結(jié)構(gòu)的實例。即在本實例的接收系統(tǒng)10中，在GSM模式中來自可變增益低噪聲放大器11G的接收信號發(fā)送到頻率混頻器101和102，以及在DCS模式中來自可變增益低噪聲放大器11D的接收信號發(fā)送到頻率混頻器111和112，以及在UMTS模式時間來自可變增益低噪聲放大器11W的接收信號發(fā)送到頻率混頻器121和122。
而且，在GSM模式中，用于GSM模式的接收本地振蕩頻率信號(頻率等于接收信號頻率)從象頻抑制混頻器單元13獲得。該信號被通過具有產(chǎn)生相位彼此正交本地振蕩信號功能的多相濾波器103發(fā)送到頻率混頻器101和102。
因此，在GSM模式中的I信號和Q信號被解調(diào)并從頻率混頻器101和102獲得。分別通過可變增益放大器104，105發(fā)送I信號和Q信號，以及進一步分別通過低通濾波器106和107發(fā)送到基帶處理單元(未示出)。
而且，在DCS模式中，用于DCS模式的接收本地振蕩信號(頻率等于接收信號頻率)從象頻抑制混頻器單元13獲得。該信號被通過具有產(chǎn)生相位彼此正交本地振蕩信號功能的多相濾波器113發(fā)送到頻率混頻器111和112。
因此，在DCS模式中的I信號和Q信號被解調(diào)并從頻率混頻器111和112獲得。分別通過可變增益放大器104，105發(fā)送I信號和Q信號，以及進一步分別通過低通濾波器106和107發(fā)送到基帶處理單元(未示出)。
另一方面，如上所述，在UMTS模式的時間，從信道PLL電路單元40獲得頻率等于接收信號頻率的本地振蕩頻率信號。因此，來自信道PLL電路單元40的頻率信號通過具有產(chǎn)生相位彼此正交本地振蕩信號功能的多相濾波器(PPF)123發(fā)送到頻率混頻器121和122。
因此，在UMTS模式時間，I信號和Q信號被解調(diào)并從頻率混頻器121和122獲得。分別通過可變增益放大器124，125發(fā)送I信號和Q信號，以及進一步分別通過低通濾波器126和127發(fā)送到基帶處理單元(未示出)。
而且，在本實例中，可變增益放大器126和127的輸出信號通過直流放大器(DC放大器)128和129反饋到頻率混頻器121和122的輸出側(cè)籍此通過直流轉(zhuǎn)換(DCR)抑制了I信號和Q信號的基帶信號中產(chǎn)生的直流偏移成分。
順便提及，在用于GSM和DCS的窄邊帶數(shù)字調(diào)制方式中，在通過解調(diào)器輸出中的DCR產(chǎn)生的直流偏移成分輸出時，簡而言之，即基帶信號，不能夠使用通過直流反饋用于直流偏移抑制的電路。這是因為當(dāng)使用該電路時，頻率的低頻域被消除，這將導(dǎo)致解調(diào)信號數(shù)據(jù)部分的丟失。
另一方面，在UMTS系統(tǒng)的W-CDMA信號中，頻帶為2MHz，這與GSM/DCS系統(tǒng)的頻帶相比足夠?qū)捔?。因此，即使直流反饋引起了低頻帶頻率的消除，也不會造成信號中所包含信息的嚴(yán)重丟失。
通常，低頻帶的截止頻率大約為2KHz。但是，如果在GSM/DCS中丟失諸如2KHz的低頻帶頻率，那么正常的接收變得不可能。該事實表明盡管在W-CDMA系統(tǒng)中，直流偏移消除能夠通過使用如圖7中所示的相對簡單的電路而實現(xiàn)，但是對于GSM/DCS系統(tǒng)的情況而言是難以實現(xiàn)的。
通過這種方式，在UMTS模式中，無須使用任何偏移頻率減少如GSM/DCS模式中的直流偏移，在信道PLL電路單元40中的VCO42的振蕩頻率能夠在等于接收射頻信號頻率的頻率(2110MHz到2170MHz)振蕩。
圖8的視圖說明了象頻抑制混頻器單元13的結(jié)構(gòu)實例。如上所述，在GSM/DCS模式中，根據(jù)信道PLL電路單元40的頻率信號和頻率切換PLL電路單元30的頻率信號，象頻抑制混頻器單元13產(chǎn)生的接收本地振蕩頻率信號的頻率等于接收信號頻率。
如圖8所示，在GSM/DCS模式時，信道PLL電路單元40中的VCO41的輸出信號發(fā)送到多相濾波器131和132，每一個多相濾波器具有產(chǎn)生相位彼此正交信號的功能。然后，來自多相濾波器131和132之一的相位信號(0°-相位信號)通過緩沖放大器133和135相加并發(fā)送到頻率混頻器137，以及來自多相濾波器131和132中另一個的相位信號(90°-相位信號)通過緩沖放大器134和136相加并發(fā)送到頻率混頻器138。
然后，來自頻率切換PLL電路單元30的分頻器34的0°-相位頻率信號發(fā)送到頻率混頻器37，來自分頻器34的90°-相位頻率信號發(fā)送到頻率混頻器138。接著，頻率混頻器137和138的混頻輸出發(fā)送到加法器139并相加。加法輸出通過高頻放大器140發(fā)送到正交解調(diào)單元12G和12D。
下面將描述發(fā)送系統(tǒng)20的具體結(jié)構(gòu)的實例。圖9示出了本實例中發(fā)送系統(tǒng)20的結(jié)構(gòu)實例。
正交調(diào)制/放大單元22包括頻率混頻器151和152，分頻器153，加法器154，低通濾波器155和高頻放大器156。然后，切換電路21I和21Q的每一個信號作為每一個頻率混頻器151和152的一個輸入。而且，頻率切換PLL電路單元30的頻率信號被分頻器153分頻為一半，并被分離為兩個相位彼此正交的信號。接著，0°-相位的分頻輸出信號發(fā)送到頻率混頻器151，90°-相位的分頻輸出信號發(fā)送到頻率混頻器152。
然后，頻率混頻器151和152的輸出信號通過加法器154相加。加法輸出通過低通濾波器155和高頻放大器156發(fā)送到偏移PLL電路單元23。
來自基帶處理電路(未示出)的I信號和Q信號通過低通濾波器141和142發(fā)送到開關(guān)電路21I和21Q的一個輸入端。為開關(guān)電路21I的另一個輸入端施加預(yù)定的直流電壓VB1。而且，為開關(guān)電路21Q的另一個輸入端施加0伏電壓。
這些開關(guān)電路21I和21Q由控制單元50的控制信號的進行開關(guān)操作。在GSM/DCS模式的時間，這些開關(guān)電路將發(fā)送到一個輸入端的I信號和Q信號輸出到正交調(diào)制/放大單元22，在UMTS模式的時間，它們將發(fā)送到另一個輸入端的直流電壓VB1和0伏輸出到正交調(diào)制/放大單元22。根據(jù)這些開關(guān)電路21I和21Q之間切換產(chǎn)生的輸入切換，正交調(diào)制/放大單元22在GSM/DCS模式中用作正交調(diào)制單元，在UMTS模式中，用作來自頻率切換PLL電路單元30的頻率信號的放大器。
在正交調(diào)制/放大單元22中的頻率混頻器151和152通過使用稱為Gilbertcell混頻器的雙平衡混頻器來構(gòu)造。圖10(A)示出了Gilbert cell混頻器結(jié)構(gòu)的一個實例。在本實例中，圖10(A)的兩個混頻器用于構(gòu)造頻率混頻器151和152。
如圖10(A)中所示，Gilbert cell混頻器具有晶體管TR1，TR2，TR3，TR4，TR5和TR6，電阻R1，R2，R5，R6和R7，以及電流源I1和I2。
然后，通常在Gilbert cell混頻器中，高頻信號RF(射頻)輸入到輸入端1511和1512之間，本地振蕩信號LOCAL發(fā)送到輸入端1513和1514之間。接著，經(jīng)過頻率轉(zhuǎn)換的信號IFOUT輸出到輸出端1515和1516。
在本實施方式中，來自頻率切換PLL電路單元30的頻率信號發(fā)送到兩個頻率混頻器151，152的每一個輸入端1511和1512。而且，來自切換電路21I和21Q的信號發(fā)送到兩個頻率混頻器151，152的輸入端1513和1514之間。
因此，在GSM/DCS模式中，切換電路21I和21Q在以下條件下變化，即它們將I信號和Q信號從基帶信號生成電路發(fā)送到調(diào)制/放大單元22。所以，在兩個頻率混頻器151，152的每一個中，I信號和Q信號與頻率切換PLL電路單元30的頻率信號相頻率混頻。即，正交調(diào)制/放大單元22用作正交調(diào)制單元。
同時，有關(guān)在兩個頻率混頻器151，152的各自輸出端1515和1516之間獲得的在頻率轉(zhuǎn)換后的信號IFOUT，獲得具有預(yù)定直流電壓的I信號或Q信號，例如，作為中心的直流電壓VB1疊加在分頻器153的415MHz信號上。
另一方面，在UMTS模式中，切換電路21I和21Q在該條件下變化，即它們發(fā)送直流電壓VB1和0伏到正交調(diào)制/放大單元22。將具有I信號和Q信號的基帶信號發(fā)送到正交調(diào)制/放大單元22。
即，在圖9中只有適當(dāng)?shù)闹绷麟妷菏┘拥筋l率混頻器151的輸入端1511和1512之間。例如，直流電壓VB1施加到輸入端1513，在該側(cè)上連接到晶體管TR3和晶體管TR6的基極，0V施加到輸入端1514，在該側(cè)上連接到晶體管TR4和晶體管TR5的基極。然后，晶體管TR4和晶體管TR5的基極電流不會流動。因此，這些晶體管被截止。
結(jié)果，圖10(A)的電路變得基本上與圖10(B)的電路等同。這將變?yōu)楣舶l(fā)共基放大器(cascade amplifier)，其中由晶體管TR3和晶體管TR6組成的共基極放大器共發(fā)共基連接到由晶體管TR1和晶體管TR2組成的差分輸入的共發(fā)射極放大器。操作電路將其從混頻器改為放大器。
另一方面，0伏施加到混頻器152的輸入端1511和1512之間。因此，所有的晶體管TR3到TR6被截止。因此，不操作該頻率混頻器152。
順便提及，在圖4和圖9中，為了容易理解說明，安裝開關(guān)電路21I和21Q以便在正交調(diào)制單元和和放大器之間切換電路單元22。具體而言，上述的切換能夠在GSM/DCS模式中通過切換基帶處理電路(未示出)的輸出到I信號和Q信號以及在UMTS模式中切換輸出到直流電壓VB1和0伏而實現(xiàn)。
接下來，偏移PLL電路單元23包括用于GSM的VCO161G，用于DCS的VCO161D，用于UMTS的VCO161W，頻率混頻器162，低通濾波器163，頻率分頻器164，相位比較器165和環(huán)路濾波器166G，166D和166W。
在本實例中，用于GSM的VCO161G被安排在880MHz和915MHz之間的頻率范圍內(nèi)振蕩。
用于DCS的VCO161D被安排在1710MHz和1785MHz之間的頻率范圍內(nèi)振蕩。
以及，用于UMTS的VCO161W被安排在1920MHz和1980MHz之間的頻率范圍內(nèi)振蕩。
由于該原因，VCO161G，161D和161W的輸出信號發(fā)送到頻率混頻器162，并與信道PLL電路單元40的頻率信號相混頻。然后，混頻輸出通過低通濾波器163發(fā)送到頻率分頻器164。
在本實例中，該頻率分頻器164在GSM/DCS模式中用作1/2分頻器。在UMTS模式中，要經(jīng)過該頻率分頻器。該頻率分頻器164通過控制單元50的控制信號進行切換。
頻率分頻器164的輸出信號發(fā)送到相位比較器165。正交調(diào)制/放大單元22的信號發(fā)送到該相位比較器165，將上述的信號相位比較。然后，相位比較輸出通過環(huán)路濾波器166G，166D或166W控制VCO161G，161D或161W的振蕩頻率。
即，在GSM/DCS/UMTS的每一種模式中，偏移PLL電路單元23產(chǎn)生的頻率信號為頻率切換PLL電路單元30的頻率信號和信道PLL電路單元40的頻率信號之間的和或差信號。
然后，如上所述，在GSM/DCS模式中，基帶疊加在正交調(diào)制/放大單元22的輸出信號上。因此，偏移PLL電路單元23的輸出信號是發(fā)送頻率信號，其中基帶信號疊加在頻率切換PLL電路單元30的頻率信號和信道PLL電路單元40的頻率信號之間的差頻率信號上。該信號通過帶通濾波器25G或25D以及功率放大器26G或26D作為發(fā)送信號輸出。
而且，如上所述，在UMTS模式中，正交調(diào)制/放大單元22的信號是頻率切換PLL電路單元30輸出的被放大的頻率信號。因此，該偏移PLL電路單元23的輸出信號變?yōu)轭l率切換PLL電路單元30的頻率信號和信道PLL電路單元40的頻率信號之間的和頻率信號。該頻率信號作為調(diào)制基準(zhǔn)信號發(fā)送到用于UMTS的正交調(diào)制單元24。
正交調(diào)制單元24包括低通濾波器171和172，頻率混頻器173和174，可變增益放大器175，多相濾波器176，加法器177和可變增益放大器178。
然后，偏移PLL電路單元23的頻率信號通過可變增益放大器175發(fā)送到多相濾波器176。多相濾波器176輸出的相位彼此正交信號分別發(fā)送到頻率混頻器173和174。而且，基帶處理電路的I信號和Q信號通過低通濾波器171和172發(fā)送到這些頻率混頻器173和174。然后，這些頻率混頻器173和174的輸出信號通過加法器177相加，其加法輸出通過可變增益放大器178發(fā)送到帶通濾波器25W。加法器177的輸出為UMTS模式的發(fā)送頻率信號。
下面將描述具有上述結(jié)構(gòu)的多頻帶無線信號發(fā)送機/接收機的操作。[接收系統(tǒng)的操作說明]通過天線70將接收高頻信號輸入到高頻開關(guān)電路61。這里，開關(guān)電路61根據(jù)接收裝置是否位于系統(tǒng)的GSM/DCS或UMTS(W-CDMA)模式并通過控制單元50的控制信號進行開關(guān)操作。當(dāng)接收裝置位于GSM或DCS模式時，接收信號饋送到高頻開關(guān)電路62。當(dāng)接收裝置位于UMTS模式時，接收信號饋送到天線共用器(duplexer)65。
在開關(guān)電路62中，位于GSM/DCS模式時間的接收信號根據(jù)接收裝置是否位于GSM模式還是DCS模式來進一步由控制單元50的控制信號分離為GSM路徑和DCS路徑。簡言之，接收路徑頻率信號在GSM模式時從開關(guān)電路62饋送到高頻開關(guān)電路63，在DCS模式時饋送到高頻開關(guān)電路64。
設(shè)計高頻開關(guān)電路63，64以便在發(fā)送和接收中切換路徑。在接收時隙的周期中，接收高頻信號從高頻開關(guān)電路63或64饋送到可變增益低噪聲放大器11G或11D。而且，在與接收相對的方向，在發(fā)送時隙周期中，功率放大器26G或26D的輸出通過分離器27G或27D從高頻開關(guān)電路63或64饋送到高頻開關(guān)電路62。
然后，如圖7中所示，在GSM模式中，接收信號通過可變增益低噪聲放大器11G放大，然后輸入到正交調(diào)制單元12G的頻率混頻器101和102中，并通過多相濾波器103與象頻抑制混頻器單元13的本地振蕩頻率相乘。如上所述，象頻抑制混頻器單元13的本地振蕩頻率等于接收信號頻率。因此，實現(xiàn)了直接轉(zhuǎn)換。
通過這種方式，在頻率混頻器101和102的輸出中，獲得包含I信號和Q信號的正交基帶信號。這些基帶信號通過可變增益放大器104和105以及低通濾波器106和107。因此，在去除頻帶中除了被使用的諸如相鄰信道等頻率的干擾信號之后，這些信號傳送到基帶數(shù)字處理電路(未示出)。
可變增益低噪聲放大器11G和可變增益放大器104和105通過進行控制能夠總是保持A/D轉(zhuǎn)換器輸入動態(tài)范圍的恒定，因此為了數(shù)字處理，A/D轉(zhuǎn)換器輸入信號的幅度是恒定的。
在DCS模式中，使用用于可變增益低噪聲放大器11D和正交解調(diào)單元12D的路徑，并進行類似于上述GSM模式中的這些相似的處理。
再一方面，在UMTS模式中，接收高頻信號通過天線共用器65與發(fā)送信號分離開來，并被饋送到可變增益低噪聲放大器11W。與此同時，通過天線共用器65在高頻開關(guān)61的方向饋送連續(xù)的發(fā)送信號。
諸如GSM/DCS的系統(tǒng)，應(yīng)用不使用任何高頻開關(guān)電路的天線共用器65是必然的，這基于該事實即W-CDMA是連續(xù)發(fā)送/接收系統(tǒng)。
如圖7中所示，類似于GSM/DCS模式，通過可變增益低噪聲放大器11W放大接收高頻信號，并饋送到由頻率混頻器121和122以及多相濾波器123組成的正交解調(diào)單元12W。結(jié)果，在頻率混頻器121和122的輸出中，分別獲得I信號和Q信號。
這些I信號和Q信號進一步通過低通濾波器124和125并通過可變增益放大器126和127控制為恒定幅度，然后在以后階段被發(fā)送到基帶處理單元。
這里，來自GSM/DCS模式的接收系統(tǒng)中的差別是事實即根據(jù)低通濾波器124，125和可變增益放大器126，127所組成電路的輸出通過直流放大器128和129進行直流反饋。
如上所述，在W-CDMA信號中，頻帶為2MHz并且與GSM/DCS信號相比頻帶足夠?qū)?。因此，即使直流反饋引起了低頻帶頻率的去除，既便是圖7中所示的簡單電路能夠有效地減少直流偏移，而不會產(chǎn)生任何包含在信號中信息的嚴(yán)重丟失。[發(fā)送系統(tǒng)操作說明]下面將沿著信號的流程描述發(fā)送系統(tǒng)20的操作。首先，說明在GSM模式或在DCS模式時的操作。
如上所述在GSM模式或DCS模式時，設(shè)計正交調(diào)制/放大單元22以便操作作為正交調(diào)制單元。而且，控制信道切換PLL電路單元30的VCO31以使振蕩頻率為830MHz。
同時，如圖9所示，I信號和Q信號通過低通濾波器141和142從基帶處理電路饋送到由頻率混頻器151和152以及頻率分頻器153組成的正交調(diào)制/放大單元22。
這里，來自頻率切換PLL電路單元30的VCO31的830MHz頻率信號由頻率分頻器34分頻并輸入到頻率分頻器153。因此，在其輸出中，獲得彼此正交的207.5MHz頻率的兩個信號。結(jié)果，在正交調(diào)制單元151和152的輸出中，獲得由基帶信號I和Q正交調(diào)制的207.5MHz的IF信號(中頻信號)。這些IF信號通過低通濾波器155和高頻放大器156到達(dá)偏移PLL電路單元23的相位比較器165。
然后，在偏移PLL電路單元23中，在GSM模式時，用于GSM模式的VCO161G接通，其他的VCO161D，161W斷開。而且，在DCS模式時，用于DCS模式的VCO161D接通，其他的161G，161W斷開。在接通狀態(tài)的161G或VCO161D的輸出通過頻率混頻器162與VCO41的信號相乘，用于信道PLL電路單元40的GSM/DCS(參考圖6)。
當(dāng)在GSM模式時，VCO41的振蕩頻率假定為fCH_TX_GSW以及在DCS模式時振蕩頻率假定為fCH_TX_DCS，在信道PLL電路單元40中控制VCO41的振蕩頻率因此如上所述，他們的振蕩頻率如下所示fCH_TX_GSW＝1295到1330MHzfCH_TX_DCS＝1295到1370MHz(1)
因此，在頻率混頻器162的輸出中，獲得VCO41振蕩頻率和VCO161G振蕩頻率fTX_GSM或VCO161D振蕩頻率fTX_DCS的和頻率和差頻率。即具有以下頻率的信號饋送到低通濾波器163。
fCH_TX_GSM±fTX GSM和fTX_DCS±fCH_TX_DCS(2)如果適當(dāng)?shù)剡x擇低通濾波器163的截止頻率，將去除上述兩個頻率中的較高頻率。然后，只有以下的頻率(415MHz)傳送到頻率分頻器164。
fCH_TX_GSM-fTX_GSM和fTX_DCS-fCH_TX_DCS(3)如上所述，在頻率分頻器164中，在GSM/DCS模式時，來自低通濾波器163的信號二等分為207.5MHz并輸入到相位比較器165。來自正交調(diào)制/解調(diào)單元22的上述IF頻率207.5MHz的信號發(fā)送到相位比較器165。因此，相位比較器165比較上述的兩個信號。然后，相位誤差輸出到環(huán)路濾波器166G或166D。
環(huán)路濾波器166G，166D集成了相位誤差成分，轉(zhuǎn)換為直流電壓并施加該直流電壓到VCO161G，161D的控制端。匯合因此形成的環(huán)路以便相位比較器165的兩個輸入信號頻率相同。終究，信號頻率如下表示。
fCH_TX_GSM-fTX_GSM＝415MHz和fTX_DCS-fCH_TX_DCS＝415MHz(4)當(dāng)在方程(4)中替換方程(1)時，表示如下fTX_GSM＝fCH_TX_GSM-415MHz＝880到915MHz以及fTX_DCS＝fCH_TX_DCS+415MHz＝1710到1785MHz(5)因此，VCO161G，161D的振蕩頻率與GSM模式和DCS模式的發(fā)送頻率變得相同。
順便提及，設(shè)計環(huán)路濾波器166G，166D以便具有比調(diào)制速率足夠高的截止頻率，以便使能在GSM/DCS中使用的GMSK調(diào)制。
另一方面，即使在UMTS模式，進行類似于上述GSM/DCS模式中的操作。這里，在信道PLL電路單元40中，系統(tǒng)是不同的。因此，接通并使用VCO42。下面將描述在UMTS模式中的操作。
在UMTS模式時，如上所述，正交調(diào)制/放大單元22作為放大器操作。而且，而且控制頻率切換PLL電路單元30的VCO31以便振蕩頻率為760MHz。
然后，其中VCO31的760MHz輸出信號被頻率分頻器34分頻為二等分的信號從頻率切換PLL電路單元30發(fā)送到頻率分頻器153。進一步被該頻率分頻器153分頻為二等分。因此，190MHz的信號通過作為放大器的正交調(diào)制/放大單元22饋送到相位比較器165。
不同于GSM/DCS模式，在該UMTS模式的190MHz信號是未調(diào)制信號。在UMTS模式時，在偏移PLL電路單元23中，接通用于UMTS的VCO161W，以及斷開其他VCO161G，161D。然后，該VCO161W的輸出與在信道PLL電路單元40中(參照圖6)用于GSM/DCS的VCO41的輸出信號通過頻率混頻器162相乘，其中VCO161W位于接通狀態(tài)。
當(dāng)在UMTS模式時的VCO42的振蕩頻率假定為fCH_TX_UMTS，在信道PLL電路單元40中控制VCO42的振蕩頻率以便，如上所述，該振蕩頻率如下表示。
fCH_TX_UMTS＝2110到2170MHz(6)因此，在頻率混頻器162的輸出中，獲得VCO42的振蕩頻率和VCO161W的振蕩頻率fTX_UMTS之間的和頻率和差頻率。即具有以下頻率的信號饋送到低通濾波器163。
fCH_TX_UMTS±fTX_UMTS(7)如果適當(dāng)選擇低通濾波器163的截止頻率，將去除上述兩個頻率中的較高頻率。然后，只獲得以下頻率(190MHz)。
fCH_TX_UMTS-fTX_UMTS(8)該信號饋送到頻率分頻器164。但是，在UMTS模式時，它通過該分頻器164輸入到相位比較器165。因此，相位比較器165與上述正交調(diào)制/放大單元22輸出的190MHz的IF中頻相比較，相位誤差輸出到環(huán)路濾波器166W。
環(huán)路濾波器166W積分相位誤差分量，轉(zhuǎn)換為直流電壓并施加該直流電壓到VCO161W的控制端。匯合因此形成的環(huán)路以便相位比較器165的兩個輸入信號頻率相同。終究，信號頻率如下表示。
fCH_TX_GSM-fTX_GSM＝190MHz(9)當(dāng)在方程(9)中替換方程(6)時，表示如下fTX_UMTS＝fCH_TX_UMTS-190MHz＝1920到1980MHz (10)因此，VCO161W的振蕩頻率與在UMTS模式時的發(fā)送頻率變得相同。
然后，該VCO161W的振蕩頻率信號發(fā)送到正交調(diào)制單元24，與基帶處理單元(未示出)的I信號和Q信號頻率混頻，并產(chǎn)生調(diào)制發(fā)送信號。接著，該調(diào)制發(fā)送信號通過帶通濾波器25W和功率放大器26W饋送到天線70。[產(chǎn)生接收本地振蕩頻率信號]下面將描述產(chǎn)生接收本地振蕩頻率信號。
首先，如上所述，在UMTS模式中即在W-CDMA中，能夠通過模擬電路得到直流偏移補償電路。因此，即使本地振蕩頻率泄漏到可變增益低噪聲放大器11W的輸入側(cè)，例如，到與天線共用器65連接的發(fā)送線路，能夠通過由直流放大器128，129組成的補償電路去除直流偏移。所以，在信道PLL電路單元40中的VCO42的振蕩頻率不需要設(shè)置為不同于接收高頻信號的頻率。因而，正如上述方程(6)所表示的，能夠使VCO42的振蕩頻率等于UMTS頻帶中的接收頻率。
另一方面，在GSM/DCS模式時，有必要盡可能多的減少直流偏移。因此，在信道PLL電路單元40中的VCO41的振蕩頻率必須在不同于接收頻率的頻率處振蕩。
現(xiàn)在，在接收時隙中VCO41的振蕩頻率假定如下fCH_RX_GSM＝1340到1375MHzfCH_RX_DCS＝1390到1465MHz(11)該信號通過象頻抑制混頻器單元13中的多相濾波器131，132分解為彼此正交的兩個信號，并分別通過緩沖放大器133到136輸入到頻率混頻器137和138。
再一方面，來自頻率切換PLL電路單元30的VCO31的830MHz信號被頻率分頻器34二等分，產(chǎn)生了頻率為415MHz和相位彼此正交的信號。然后，相位彼此正交的415MHz的頻率信號饋送到頻率混頻器137和138的其他輸入端。
同時，如果輸入到頻率混頻器137和138的四個信號具有上述的相位關(guān)系，那么在頻率混頻器137和138中分別出現(xiàn)以下的信號。即得到下列方程。
2·sinωCH_RF_GSM·sinωIF＝-cos(ωCH_RF_GSM+ωIF)+cos(ωCH_RF_GSM-ωIF)-2·sinωCH_RF_DCS·sinωIF＝-cos(ωCH_RF_DCS+ωIF)-cos(ωCH_RF_DCS-ωIF) (12)2·cosωCH_RF_GSM·cosωIF＝-cos(ωCH_RF_GSM+ωIF)+cos(ωCH_RF_GSM-ωIF)2·cosωCH_RF_DCS·cosωIF＝-cos(ωCH_RF_DCS+ωIF)+cos(ωCH_RF_DCS-ωIF) (13)從這些方程可以理解，當(dāng)兩個頻率混頻器137和138的輸出相加時，那么只能提取下列信號。
cos(ωCH_RF_GSM-ωIF)或cos(ωCH_RF_DCS-ωIF) (14)簡言之，得到下列頻率。
fCH_RF_GSM-fIF或fCH_RF_DCS+fIF(15)這里，fIF是頻率分頻器34的輸出，以及該頻率為415MHz。
由這些多相濾波器131，132和頻率混頻器137，138組成的電路能夠僅僅提取當(dāng)混頻該頻率時產(chǎn)生的兩個頻率之一的頻率。因此，該電路稱為象頻抑制混頻器。
當(dāng)在方程(15)中替換方程(11)時，得到下列方程。
fCH_RF_GSM-fIF＝(1350-415)～(1375-415)MHz＝925～960MHzfCH_RF_DCS+fIF＝(1390+415)～(1465+415)MHz＝1805～1880MHz (16)因此，能夠得到與GSM/DCS接收頻率相同的頻率。
該象頻抑制混頻器的信號通過高頻放大器140饋送到正交解調(diào)單元12G和12D中的多相濾波器103，113。通過由頻率混頻器101，102和頻率混頻器111，112以及多相濾波器103，113組成的正交解調(diào)單元12G和12D進行該直接正交解調(diào)。
因此，VCO41的頻率變化范圍在1295和1465MHz之間，以及VCO42的頻率變化范圍在2110和2170MHz之間。因此，他們成為VCO的實際頻率變化范圍。
圖11示出了電路的結(jié)構(gòu)實例，其中在現(xiàn)有技術(shù)中提到的多頻帶無線信號發(fā)送機/接收機中，在使用用于雙系統(tǒng)GSM/DCS/UMTS，三頻帶終端的本地振蕩信號的正交調(diào)制單元之前，電路用于將不同于接收高頻信號頻率的信號立即轉(zhuǎn)換為想要的本地振蕩信號。
而且，圖12示出了在上述實施方式中對應(yīng)于圖11提取部件的電路結(jié)構(gòu)部件。在圖11中，為了容易理解與圖12的對應(yīng)關(guān)系，為對應(yīng)的部件指定相同的符號。
為了使能去除象頻頻率而構(gòu)造圖11中使用的頻率混頻器單元，以便只能產(chǎn)生想要的頻率。在信道PLL電路單元40和頻率切換PLL電路單元30中，VCO電路分別對于GSM，DCS和UMTS是必要的。而且，分別對于GSM，DCS和UMTS象頻抑制混頻器單元也是必要的。因此，可以理解擴大了電路的尺寸。
另一方面，在本發(fā)明實施方式中，如圖12所示，象頻抑制混頻器單元13主要用于GSM/DCS中，以及在偏移PLL中使用的頻率在GSM/DCS時和UMTS時之間變化。因此，信道PLL電路單元40的VCO可以分為兩個VCO諸如用于GSM/DCS的VCO41以及用于UMTS的VCO42。對于不同的系統(tǒng)，在GSM/DCS和在UMTS中所需的VCO特性是不同的，并且進行VCO電壓控制的頻率范圍變窄。因此，特性變得簡單。而且，本身能夠減少VCO的數(shù)量。所以，可以理解極大地減少了電路的尺寸。
順便提及，在圖4中，除了信道PLL電路單元40中的環(huán)路濾波器44以外的部件，象頻抑制混頻器單元13，正交解調(diào)單元12G，12D和12W以及可變增益低噪聲放大器11G，11D和11W能夠制成IC作為IC電路。
而且，類似地，除了環(huán)路濾波器33的頻率切換PLL電路單元30部件，正交調(diào)制/放大單元22，正交調(diào)制單元24，以及除了VCO161G，161D和161W的偏移PLL電路單元23部件，環(huán)路濾波器166G，166D和166W能夠制成IC作為一個IC電路。
圖13示出了使用分頻電路單元90代替圖4中象頻抑制混頻器單元13的多頻帶無線信號發(fā)送機/接收機的一個實施方式。
在圖13的實施方式不同于圖4中實施方式的情況中，在信道PLL電路單元40中VCO41的DCS/GSM模式的接收時間，振蕩頻率fCH_RX_GSM和fCH_RX_DCS如下表示。
fCH_RF_GSM＝1387.5到1440MHzfCH_RF_DCS＝1353.5到1410MHz但是，在發(fā)送過程中該頻率等于圖4中實施方式的情況，該頻率并不改變。
而且，在UMTS時，VCO42的振蕩頻率等于圖4中實施方式的情況，該頻率為2110到2170MHz。相應(yīng)地，VCO41的頻率變化范圍在1295和1440MHz之間，以及VCO42的頻率變化范圍在2110和2170MHz之間。因此，它們分別變?yōu)閂CO可以達(dá)到的頻率范圍。
圖14示出了再生分頻電路單元90的具體結(jié)構(gòu)的實例。即，在本實例中，再生分頻電路單元90包括頻率混頻器91，低通濾波器92和1/2分頻器93和94。
根據(jù)如上所述的具有該實施方式的多頻帶無線信號發(fā)送機/接收機，能夠獲得下列效果。
1、可能實現(xiàn)直接轉(zhuǎn)換發(fā)送機/接收機，而當(dāng)用于發(fā)送/接收的射頻塊制成IC時不會非常地增加電路的尺寸。
2、偏移PLL頻率切換允許在發(fā)送/接收時間使用的壓控振蕩器的數(shù)量為2。
3、由于第1項的原因，不會非常增加芯片面積。
4、由于第3項的原因，不會非常增加芯片成本。
5、由于第1項的原因，不會使芯片生產(chǎn)極度惡化。
6、由于第1項的原因，不會非常增加電路的功率消耗。
7、由于第2項的原因，使得壓控振蕩器的振蕩頻率范圍能夠更窄。
8、由于第2項的原因，壓控振蕩器能夠用于每一種系統(tǒng)。
設(shè)計上述實施方式以便通過切換Gilbert cell濾波器的輸入，進行諸如在GSM/DCS模式時作為正交調(diào)制單元和在UMTS模式時作為放大器的混合使用。但是，自然可允許分別安裝正交調(diào)制單元和放大器，籍此在GSM/DCS和UMTS模式之間進行切換。
如上所述，根據(jù)本發(fā)明，可能提供一種能夠?qū)崿F(xiàn)硬件電路最小化和節(jié)省功率的多頻帶無線信號發(fā)送機/接收機。
權(quán)利要求
1.一種多頻帶無線信號發(fā)送機/接收機，能夠通過第一通信方式的信號和第二通信方式的信號進行通信，其中第一通信方式發(fā)送/接收使用僅有關(guān)于相位的信息所調(diào)制的信號，第二通信方式發(fā)送/接收有關(guān)相位和幅度信息所調(diào)制的信號，并且也能夠在多個不同頻率頻帶中進行通信，其特征在于，所述發(fā)送機/接收機包括第一頻率信號生成裝置，用于產(chǎn)生一個在所述第一通信方式的時間和所述第二通信方式的時間之間不同的固定頻率的信號；第二頻率信號生成裝置，用于產(chǎn)生對應(yīng)于要使用的一個通信信道的頻率的信號，該通信信道涉及到從所述第一通信方式和第二通信方式中選擇出來的一種通信方式以及從多個頻帶中選擇出來的一個頻帶，其中，所述信號是發(fā)送/接收基準(zhǔn)振蕩信號，該發(fā)送/接收基準(zhǔn)振蕩信號用于對于每一種通信方式產(chǎn)生用于解調(diào)基于所述第一通信方式的接收信號或基于所述第二通信方式的接收信號的本地振蕩信號，并且該發(fā)送/接收基準(zhǔn)振蕩信號還用于產(chǎn)生基于所述第一通信方式的發(fā)送信號或基于所述第二通信方式的發(fā)送信號；第一通信方式調(diào)制裝置，用于產(chǎn)生一個調(diào)制信號，其中，當(dāng)產(chǎn)生所述第一通信方式的發(fā)送信號時，通過將來自所述第一頻率信號生成裝置的用于所述第一通信方式的固定頻率的信號用來調(diào)制基準(zhǔn)信號，來調(diào)制發(fā)送基帶信號；放大裝置，用于當(dāng)產(chǎn)生所述第二通信方式的發(fā)送信號時，放大來自所述第一頻率信號生成裝置的用于所述第二通信方式的固定頻率信號；以及發(fā)送信號生成裝置，用于產(chǎn)生一個調(diào)制基準(zhǔn)信號，其中，當(dāng)產(chǎn)生所述第一通信方式的發(fā)送信號時，發(fā)送信號生成裝置對來自所述第一通信方式調(diào)制裝置的所述調(diào)制信號和來自所述第二頻率信號生成裝置的所述發(fā)送/接收基準(zhǔn)振蕩信號進行相位比較，基于其相位比較輸出來控制可變頻率振蕩器，并因此產(chǎn)生調(diào)制發(fā)送信號，以及，當(dāng)產(chǎn)生所述第二通信方式的發(fā)送信號時，對來自所述放大裝置的用于所述第二通信方式的所述固定頻率的放大信號和來自所述第二頻率信號生成裝置的所述發(fā)送/接收基準(zhǔn)振蕩信號進行相位比較，并且基于其相位比較輸出，來產(chǎn)生所述第二通信方式的調(diào)制信號。
2.根據(jù)權(quán)利要求1的多頻帶無線信號發(fā)送機/接收機，其特征在于所述第一通信方式調(diào)制裝置是使用平衡調(diào)制器的正交調(diào)制裝置，以及，當(dāng)產(chǎn)生所述第二通信方式的發(fā)送信號時，由于將所述平衡調(diào)制器用作放大器，所述第一通信方式調(diào)制單元也用作所述放大器單元。
3.根據(jù)權(quán)利要求1的多頻帶無線信號發(fā)送機/接收機，其特征在于，將兩種GSM模式和DCS模式的發(fā)送/接收信號作為所述第一通信方式，UMTS模式的發(fā)送/接收信號作為所述第二通信方式，以及所述第二頻率信號生成裝置具有兩個可變頻率振蕩器，其中第一可變頻率振蕩器用于所述GSM模式和所述DCS模式這兩種模式中，以及第二可變頻率振蕩器用于所述UMTS模式中。
4.根據(jù)權(quán)利要求1的多頻帶無線信號發(fā)送機/接收機，其特征在于包括所述第一通信方式的接收信號的第一解調(diào)裝置；以及再生分頻裝置，用于根據(jù)來自所述第二頻率信號生成裝置的發(fā)送/接收基準(zhǔn)振蕩信號，產(chǎn)生用于所述第一通信方式的發(fā)送到所述第一解調(diào)裝置的所述接收本地振蕩信號。
5.根據(jù)權(quán)利要求1的多頻帶無線信號發(fā)送機/接收機，其特征在于包括所述第一通信方式的接收信號的第一解調(diào)裝置；以及用于根據(jù)來自第二頻率信號生成裝置的所述發(fā)送/接收基準(zhǔn)振蕩信號以及來自所述第一頻率信號生成裝置的用于所述第一通信方式的固定頻率的信號，產(chǎn)生用于所述第一通信方式的發(fā)送到所述第一解調(diào)裝置的接收本地振蕩信號的裝置。
6.根據(jù)權(quán)利要求1的多頻帶無線信號發(fā)送機/接收機，其特征在于，來自所述第二頻率信號生成裝置的所述發(fā)送/接收基準(zhǔn)振蕩信號，作為用于所述第二通信方式的所述接收本地振蕩信號，被發(fā)送到所述第二通信方式的接收信號的第二解調(diào)裝置。
7.根據(jù)權(quán)利要求6的多頻帶無線信號發(fā)送機/接收機，其特征在于，所述第二解調(diào)裝置包括用于通過直流反饋去除低頻帶頻率的電路。
8.根據(jù)權(quán)利要求1的多頻帶無線信號發(fā)送機/接收機，其特征在于包括第二通信方式調(diào)制裝置，該裝置產(chǎn)生所述第二通信方式的調(diào)制發(fā)送信號，通過基于調(diào)制基準(zhǔn)信號調(diào)制發(fā)送基帶信號，由所述發(fā)送信號生成裝置產(chǎn)生所述第二通信方式的調(diào)制發(fā)送信號。
9.根據(jù)權(quán)利要求1的多頻帶無線信號發(fā)送機/接收機，其特征在于，所述第一通信方式是TDMA方式并且能夠發(fā)送和接收彼此不同頻率頻帶的兩種模式的信號。
10.根據(jù)權(quán)利要求1的多頻帶無線信號發(fā)送機/接收機，其特征在于，所述第二通信方式是CDMA方式。
全文摘要
一種多頻帶無線信號發(fā)送機/接收機，用于發(fā)送/接收信號的第一通信系統(tǒng)，該信號例如使用僅有關(guān)于相位的信息所調(diào)制的GSM/DCS信號，以及用于發(fā)送/接收信號的第二通信系統(tǒng)，該信號例如使用有關(guān)于相位和幅度的信息所調(diào)制的UMTS(W－CDMA)信號。硬件電路的尺寸小并節(jié)省了功率。為了產(chǎn)生用于GSM/DCS/UMTS的接收信號，為每一個GSM/DCS模式和UMTS模式切換發(fā)送IF信號的PLL的頻率。因此，在每一個GSM/DCS模式和UMTS模式中，通過使用象頻抑制混頻器或再生頻率分頻電路將用于其他接收信道的PLL信號用作直接轉(zhuǎn)換接收的本地振蕩信號。
文檔編號H04L27/10GK1486538SQ01821830
公開日2004年3月31日 申請日期2001年12月26日 優(yōu)先權(quán)日2001年1月9日
發(fā)明者佐藤直孝 申請人:索尼公司