專利名稱：一種實現(xiàn)移動終端系統(tǒng)自動頻率跟蹤的方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及移動通訊領(lǐng)域中的移動終端系統(tǒng)，具體地說，涉及GSM或GPRS移動終端系統(tǒng)中自動頻率跟蹤和控制(AFC)方法。
GSM或GPRS系統(tǒng)均采用高斯最小相移鍵控(GMSK)調(diào)制。GMSK是一種恒包絡(luò)連續(xù)相位調(diào)制技術(shù)，對于每個碼元來說，從碼元開始處到碼元終止處的載波相位之差為π/2，載波相位在一個碼元周期內(nèi)按線性規(guī)律變化。故移動終端接收機在做符號判決之前，其符號的最大相位偏移不得超過π/2，否則就會出現(xiàn)相位混迭，造成判決出錯，以至于數(shù)據(jù)不能正確恢復，即2πΔfTs≤π/2其中，根據(jù)移動通信系統(tǒng)對時間的規(guī)定，Ts＝3.69us，因此可承受的最大頻偏Δf為271KHz/4＝67.7KHz，即移動終端系統(tǒng)要求可以跟蹤最大67.7 KHz的頻率偏移。
目前常見的自動頻率跟蹤算法包括延時乘積算法和離散傅立葉變換(DFT)算法兩種。
延時乘積算法主要是通過求T0采樣時刻的接收信號r(t)和它的延遲信號r(t-T)的共扼乘積，進而計算相位，因此要求假設(shè)在一個符號范圍內(nèi)，信道衰減因子、相位偏移、移動終端本振頻率與接收信號載波頻率之間的頻率偏差以及接收到的I、Q符號不發(fā)生變化，然后通過反正切函數(shù)求出相位和頻率偏移。由于存在假設(shè)前提，這種方法的精確度受到很大的影響，尤其頻偏較大的情況下估計不準，誤差較大。
離散傅立葉變換(DFT)算法是通過計算在DFT變換范圍內(nèi)各采樣點的能量Pk=Rk2+Mk2]]>，求得在DFT變換范圍內(nèi)頻譜的一個峰值，這個峰值對應的值就是頻偏。具體到GPRS系統(tǒng)，由于DFT算法是在符號速率下實現(xiàn)的，因此所得的頻率偏移是相對于符號速率的。GPRS系統(tǒng)的符號速率是270KHz，這里也有一個精度問題。比如計算256個點的DFT，所得最大能量的頻率在第38點處，則該點的實際頻率為(38/256)*270kHz＝40kHz。
很明顯，256點的DFT精度只能達到1KHz左右，即使是2048點的DFT，精度也才能達到132Hz。另一方面，當DFT點數(shù)增加時，運算時間會增加，而GPRS系統(tǒng)中1個突發(fā)包含156個比特，那么2048點DFT至少需要十幾個突發(fā)，采用這種方法的話延遲就會太大。
綜上所述，以上兩種經(jīng)典的AFC跟蹤算法都無法滿足GSM或GPRS系統(tǒng)的需要。
本發(fā)明所述自動頻率跟蹤方法，包括以下步驟一、對接收端收到的數(shù)字正交信號進行去旋轉(zhuǎn)處理；二、計算去旋轉(zhuǎn)處理后的基帶信號的相位；三、將步驟二的結(jié)果展開成一類似線性的函數(shù)；四、利用曲線擬合的方法求得突發(fā)的頻率偏差值；五、對步驟四所得的頻偏值進行頻偏峰值誤差檢測；
六、對頻偏值進行平滑處理，并將經(jīng)過處理的頻偏值作為壓控振蕩器的調(diào)整信號。
本發(fā)明所述方法采用曲線擬合法估計頻率誤差，并通過峰值誤差檢測和頻率偏移平滑處理，使得頻率偏移計算精度高，并且能減小噪聲的影響，滿足移動通信系統(tǒng)對于頻率跟蹤的要求。同時，本發(fā)明可以采用DSP或FPGA等常用器件來實現(xiàn)，方便易行。
圖2是實現(xiàn)本發(fā)明自動頻率跟蹤方法示意圖。
本發(fā)明所述自動頻率跟蹤的方法是針對移動通訊系統(tǒng)的頻率校準脈沖FB的，也就是說，在進行自動頻率跟蹤前，首先要確定校準脈沖FB的起始位置，并完成符號級的同步。
在

圖1所示的GPRS終端接收機的框圖中，接收機包括天線、射頻前端12、下變頻器14、本振18、模數(shù)轉(zhuǎn)換器16、數(shù)字信號處理器20、數(shù)模轉(zhuǎn)換器22和壓控振蕩器24。天線接收到信號后，耦合到射頻前端12，射頻前端12的輸出耦合到下變頻器14的輸入，下變頻器14的輸出耦合到模數(shù)轉(zhuǎn)換器16的輸入，模數(shù)轉(zhuǎn)換器16的輸出耦合到數(shù)字信號處理器20的輸入，數(shù)字信號處理器20輸出頻偏估計值，并通過數(shù)模轉(zhuǎn)換器22和壓控振蕩器24控制本振18調(diào)節(jié)本振信號頻率。
GPRS系統(tǒng)采用GMSK調(diào)制技術(shù)。當天線接收到基站發(fā)送的GMSK調(diào)制信號后，先經(jīng)過射頻前端12進行放大，然后由下變頻器14除去載波，這樣的基帶信號由模數(shù)轉(zhuǎn)換器16轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號Ir(k)、Qr(k)。而數(shù)字信號處理器20用于跟蹤載波頻率的漂移，估計載波頻率的偏差，然后該頻偏值經(jīng)過數(shù)模轉(zhuǎn)換器22轉(zhuǎn)換為模擬信號，通過壓控振蕩器24調(diào)整本振18的頻率，從而減少由于頻率偏移造成的GPRS接收機性能的下降。本發(fā)明所述方法主要體現(xiàn)在數(shù)字信號處理器20中。
圖2是本發(fā)明所述自動頻率跟蹤方法的示意框圖。數(shù)字信號處理器20可以劃分為去旋轉(zhuǎn)模塊24、相位計算與展開模塊26、頻偏估計模塊28、頻偏平滑模塊32、相位峰值誤差檢測模塊30、存儲器模塊34。模數(shù)轉(zhuǎn)換器16輸出的正交Ir(k)、Qr(k)信號作為去旋轉(zhuǎn)模塊24的輸入，由于GPRS中的頻率校準突發(fā)FB為全‘0’序列，信號經(jīng)過GMSK調(diào)制后有67.7KHz的固有頻率偏移，因此首先要將信號Ir(k)、Qr(k)完全轉(zhuǎn)化為基帶信號I(k)、Q(k)，作為相位計算與展開模塊26的輸入。由于一個突發(fā)有148個采樣點，因此k的取值是從0到147。相位計算與展開模塊26根據(jù)I(k)、Q(k)信號計算148個采樣點的相位，其范圍為(-π，+π)，并且存在突變。然后將計算得到的148個采樣點的相位展開成一類似線性的函數(shù)θ(k)，k＝0，…147，輸出到頻偏估計模塊28，這時所有的相位值之間不存在突變，由于干擾和噪聲的影響，各個θ(k)基本上位于一條直線的兩邊。頻偏估計模塊28采用曲線擬合方法，可以精確估計出該突發(fā)的頻率偏移f′(k)，這也是本發(fā)明的特點之一，可以同時保證計算的精度和可靠性。頻偏估計模塊28的輸出作為相位峰值誤差檢測模塊30的輸入。由于衰落的影響，相位會出現(xiàn)較大的峰或谷，為了避免由此引發(fā)的自動頻率跟蹤系統(tǒng)的不穩(wěn)定，本發(fā)明還對計算得到的相位偏差峰值進行檢測，刪除超出范圍的相位值。最后將當前突發(fā)的頻偏和上一個突發(fā)的頻偏進行平滑，得到最后的頻偏值f(k)，將其輸出至數(shù)模轉(zhuǎn)換模塊22轉(zhuǎn)換為模擬信號，控制壓控振蕩器24的輸出電源，從而進一步控制本振頻率，同時還將f(k)保存在存儲器34中，供下一個突發(fā)進行頻偏平滑使用。
下面進一步具體說明本發(fā)明所述方法。
由于采用GMSK調(diào)制技術(shù)，必然存在一個固定的相位偏移，對于突發(fā)FB而言，其信息碼元全為‘0’，則固有的相位偏移表示為θd=π2k,k=0,1,...147;]]>也就是說，在接收端去載波后得到的不是基帶信號，而是中心頻率為67.7kHz的信號。因此在頻偏估計之前，首先需要去旋轉(zhuǎn)，即將接收信號轉(zhuǎn)換到基帶。具體而言，就是將去載波后的信號Ir(k)+iQr(k)乘以旋轉(zhuǎn)因子 去旋轉(zhuǎn)后的基帶信號仍然分I路和Q路信號，分別表示為I(k)＝αsin(θ1(k))Q(k)＝αcos(θ1(k))其中α表示信號幅度，θ1(k)表示信號相位，k＝0，1，…147。
由上式可知，相位θ1(k)＝atan2(Q(k)，I(k))，-π≤θ1(k)＜π。觀察θ1(k)曲線，就會發(fā)現(xiàn)相位存在突變，突變前后的相位相差±2π。出現(xiàn)相位突變的原因在于為了保證函數(shù)的值域，atan2()函數(shù)對相位進行了折疊。因此當遇到這種突變時，應該將其展開一個類似線性函數(shù)，作為頻偏估計曲線擬合的輸入。
展開時是通過判斷相鄰采樣點的相位差來決定展開方法的，θ(k)是展開后的相位，作為頻偏計算的輸入1)當|θ1(k)-θ1(k-1)|不大于π時，則不用展開，即θ(k)＝θ1(k)；2)當|θ1(k)-θ1(k-1)|大于π且θ1(k)-θ1(k-1)大于0，則θ(k)＝θ1(k)-2π；3)當|θ1(k)-θ1(k-1)|大于π且θ1(k)-θ1(k-1)不大于0，則θ(k)＝θ1(k)+2π。
相位θ(k)可以表示為θ(k)＝ω0kTs+θ0+η(k)，k＝0，1，…147其中ω0表示接收信號的角頻率，θ0表示接收信號的初始相位，η(k)表示由噪聲引起的相位誤差。曲線擬合方法就是要尋找一條曲線與相位采樣值最接近，也就是求頻率和初始相位的估計值ω′和θ′，使得誤差ϵ=Σk=1N[θ(k)-(ω′kTs+θ′)]2]]>最小。
采用曲線擬合的方法可以求得角頻率的估計值ω′=Σk=1N(Ak+B)θ(k)]]>其中系數(shù)A、B分別為A=12Ts(N-1)N(N+1)]]>B=-6Ts(N-1)N]]>其中Ts表示符號采樣時間，為3.69us；N表示一個突發(fā)包含的有效比特數(shù)，即取值為147。
本發(fā)明不涉及初始相位的估計值θ′，因此不再給出其計算公式。
根據(jù)GMSK調(diào)制理論，每個采樣點的起始相位和終止相位之間不超過π/2。那么計算相位估計值與各個相位采樣值之間的差，如果最大差大于π/2，則認為相位的峰值誤差超過了允許范圍，本次突發(fā)的頻偏估計值就不再輸出。
頻偏值的平滑實際是對頻率調(diào)節(jié)量的濾波，可以避免頻偏值的大起大落所帶來的影響。頻偏值的平滑方法是對第一個突發(fā)，取fave(0)＝f′(0)；對第二個突發(fā)，則取fave(1)＝(f′(1)+f′(0))/2；對于其他突發(fā)，則取fave(k)=78fave(k-1)+18f′(k).]]>將經(jīng)過上述計算得到的頻偏值fave(k)轉(zhuǎn)換為模擬信號，控制壓控振蕩器24的輸出電源，進一步控制本振頻率；同時將頻偏值fave(k)還要保存在存儲器34中，用于下一個突發(fā)的計算。
綜上所述，本發(fā)明最大的優(yōu)點在于可保證頻偏估計的精度，滿足GPRS終端系統(tǒng)的要求，并且通過相位峰值誤差檢測和頻率平滑可以大大減少頻偏估計值的抖動，保證AFC系統(tǒng)和本振信號的平穩(wěn)，從而提供整個接收機的性能。
權(quán)利要求
1.一種實現(xiàn)移動終端系統(tǒng)自動頻率跟蹤的方法，其特征在于，包括以下步驟一、對接收端收到的數(shù)字正交信號進行去旋轉(zhuǎn)處理；二、計算去旋轉(zhuǎn)處理后的基帶信號的相位；三、將步驟二的結(jié)果展開成一類似線性的函數(shù)；四、利用曲線擬合的方法求得突發(fā)的頻率偏差值；五、對步驟四所得的頻偏值進行頻偏峰值誤差檢測；六、對頻偏值進行平滑處理，并將經(jīng)過處理的頻偏值作為壓控振蕩器的調(diào)整信號。
2.如權(quán)利要求1所述的自動頻率跟蹤的方法，其特征在于，所述步驟一中去旋轉(zhuǎn)處理是將去載波后的信號乘以旋轉(zhuǎn)因子
3.如權(quán)利要求1所述的自動頻率跟蹤的方法，其特征在于，所述步驟三的展開方法是通過判斷判斷相鄰采樣點的相位差來實現(xiàn)的，具體是1)當|θ1(k)-θ1(k-1)|不大于π時，則不用展開，即θ(k)＝θ1(k)；2)當|θ1(k)-θ1(k-1)|大于π且θ1(k)-θ1(k-1)大于0，則θ(k)＝θ1(k)-2π；3)當|θ1(k)-θ1(k-1)|大于π且θ1(k)-θ1(k-1)不大于0，則θ(k)＝θ1(k)+2π；其中θ(k)是展開后的相位，作為頻偏計算的輸入。
4.如權(quán)利要求1所述的自動頻率跟蹤的方法，其特征在于，所述步驟五頻偏峰值誤差檢測包括計算相位估計值與各個相位采樣值之間的差，如果最大差大于π/2，則認為相位的峰值誤差超過了允許范圍，本次突發(fā)的頻偏估計值就不再輸出。
5.如權(quán)利要求1所述的自動頻率跟蹤的方法，其特征在于，所述步驟六頻偏值的平滑方法是對第一個突發(fā)，取fave(0)＝f′(0)；對第二個突發(fā)，則取fave(1)＝(f′(1)+f′(0))/2；對于其他突發(fā)，則取fave(k)=78fave(k-1)+18f′(k).]]>
全文摘要
本發(fā)明針對現(xiàn)有跟蹤方法精度差、時延長，無法滿足移動通信系統(tǒng)的要求，提供了一種實現(xiàn)移動終端系統(tǒng)自動頻率跟蹤方法，首先對接收端的數(shù)字正交信號進行去旋轉(zhuǎn)處理；計算去旋轉(zhuǎn)處理后的基帶信號的相位；將相位展開成一類似線性的函數(shù)；利用曲線擬合求突發(fā)的頻率偏差值；對頻偏值進行頻偏峰值誤差檢測；對頻偏值進行平滑處理，并將經(jīng)過處理的頻偏值作為壓控振蕩器的調(diào)整信號。本發(fā)明所述方法采用曲線擬合法估計頻率誤差，并通過峰值誤差檢測和頻率偏移平滑處理，使得頻率偏移計算精度高，并且能減小噪聲的影響，滿足移動通信系統(tǒng)對于頻率跟蹤的要求。同時，本發(fā)明可以采用DSP或FPGA等常用器件來實現(xiàn)，方便易行。
文檔編號H04B1/12GK1446014SQ0211106
公開日2003年10月1日 申請日期2002年3月14日 優(yōu)先權(quán)日2002年3月14日
發(fā)明者王磊 申請人:深圳市中興通訊股份有限公司上海第二研究所