專利名稱：前置信號檢測平臺的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明關(guān)于無線通訊的裝置，特別是關(guān)于一種適用于各種不同檢測參數(shù)的前置信號檢測平臺。
背景技術(shù)：
由于頻率的再利用(frequency reuse)性質(zhì)，碼分多路存取碼分(code division multiple access，CDMA)系統(tǒng)的帶寬效率(bandwidthefficiency)比起其它多路存取系統(tǒng)(如分頻多路存取與分時多路存取)更加優(yōu)越。此外，單元規(guī)劃(cell planning)在碼分分多路存取系統(tǒng)相當(dāng)簡單。因此，碼分分多路存取單元系統(tǒng)將是未來的主流。使用一直序展頻(direct sequence spread spectrum)碼分多路存取技術(shù)的碼分多路接取蜂窩式系統(tǒng)(cellular systems)大幅地增加通信道(channel)容量。該系統(tǒng)于最近的移動通訊系統(tǒng)研究中吸引相當(dāng)?shù)淖⒁?。特別是第三代移動通訊聯(lián)盟(Third generation partnership project，3GPP)寬帶碼分多路存取/分頻雙工(W-CDMA/FDD)系統(tǒng)已被采用于一種用于IMT-2000第三代系統(tǒng)的標(biāo)準(zhǔn)之一。
在第三代移動通訊聯(lián)盟的寬帶碼分址系統(tǒng)(W-CDMA，Wideband Code Division Multiple Access)系統(tǒng)中，移動臺，如蜂窩式電話(Cellular phone)，通過基站搜尋程序(Cell Search)，配合下行鏈路(Downlink)同步通信道(SCH，Synchronization Channels)、領(lǐng)航信道(CPICH，Common Pilot Channel)完成了移動臺對基站同步。但是，由于移動臺和基站間的距離存在一定程度的不確定性范圍，此不確定性范圍在信號時序上稱為來回延遲(Round Trip Delay)，其大小由基站的涵蓋范圍所決定。因此，基站仍需對甫上傳的移動臺的信息進(jìn)行同步。
在第三代移動通訊聯(lián)盟的碼分寬帶碼分址系統(tǒng)中，上傳上行鏈路(Uplink)的同步是通過隨機(jī)進(jìn)接信道(RACH，Random AccessChannel)中的動作機(jī)制完成的。由于采取時槽模式(Slotted Mode)，時序的不確定范圍可縮小至上述的來回延遲(delay)之內(nèi)，以簡化搜尋的復(fù)雜度(complexity)。隨機(jī)(random)進(jìn)接信道是上行鏈路的傳輸信道，其所接收的范圍包含整個基站所涵蓋的區(qū)域。隨機(jī)進(jìn)接傳輸分成前置部分(Preamble Part)和信息部分(Message Part)。由于前置部分需和其它使用者的前置部分競爭而有碰撞的風(fēng)險，故要等到前置部分完成同步后，移動臺才會送出信息部分。如此可避免信息部分在前置部分尚未達(dá)成同步前便傳送而對信道產(chǎn)生不必要的額外干擾。前置部分的初始傳輸功率由開放循環(huán)功率控制(Open Loop Power Control)機(jī)制決定的，輔以躍增功率(Power Ramping)來補(bǔ)償因信道的衰退(Fading)、頻率偏移(Frequency Offset)、干擾、功率量測誤差等效應(yīng)所造成的傳輸功率(transmission power)不足的現(xiàn)象，進(jìn)而提升傳送信息的成功機(jī)率。
基站通過在可能的時間范圍內(nèi)偵測前置部分的時間位置，可估計出基站和移動臺間的來回延遲以完成基站對移動臺的同步。在基站偵測到由移動臺傳送出的前置信號后，會由同步指引信道(AICH，Acquisition Indicator Channel)送出相對應(yīng)的響應(yīng)信號。移動臺確認(rèn)響應(yīng)信號后，即可開始信息部分的傳送。移動臺的信息部分是以10毫秒的數(shù)據(jù)訊框(data frame)為單位作傳送，亦可以有10或20毫秒的信息，其長度由上層決定。
一般而言，在直序展頻系統(tǒng)中欲對虛擬亂碼(PN code)進(jìn)行擷取，通常是以匹配濾波器(Matched Filter)或是主動相關(guān)器(ActiveCorrelator)輔以并行(Parallel)或串行(Serial)方式的檢測策略。對于短而非周期性的信號(如隨機(jī)進(jìn)接信道的前置信號)的擷取，串行主動相關(guān)器由于擷取時間過久而不適合。因此平行主動相關(guān)器和匹配濾波器兩者為隨機(jī)進(jìn)接前置信號的可能的擷取檢測裝置與方法。
近幾年來，用于解決前置信號的可能的擷取檢測裝置與方法亦被揭露。見于頒給Durrant等人的美國專利號碼第6,317,452號，標(biāo)題為“Method and apparatus for wireless spread spectrumcommunication with preamble sounding gap”，其揭示以平行主動相關(guān)器作為前置信號的檢測策略。另外，見于頒給Scott的美國專利號碼第6,356,607號，標(biāo)題為“Preamble code structure and detection methodand apparatus”，其揭示以匹配濾波器作為前置信號的檢測策略。
其它解決方法亦可見于頒給Uchida等人的美國專利號碼第6,366,603號；及頒給Scott等人的美國專利號碼第6,363,107號。
然而，以平行主動相關(guān)器作為前置信號的檢測策略時，所需使用的主動相關(guān)器數(shù)目和來回延遲的可能范圍大小成正比。故當(dāng)基站涵蓋范圍增大時，來回延遲的可能范圍也隨的增大。此時采用平行主動相關(guān)器的檢測方式將會使得檢測器的數(shù)量設(shè)計過于龐大。但平行主動相關(guān)器作為前置信號的檢測策略時，較易作分段功率累積來避免檢測期間過大的相位偏移。另一方面，以匹配濾波器作為作為前置信號的檢測策略時，其大小和所要擷取的碼長度成正比。目前技術(shù)所要擷取的前置信號長度為4,096個時片(Chip)，匹配濾波器的設(shè)計亦過于復(fù)雜，并需考慮前置信號的分段或其它方法。此外，考量在擷取時可能存在的頻率偏移(Frequency Offset)現(xiàn)象，前置信號可能需作分段擷取，再對每一段作非調(diào)功率累積。因此分段數(shù)目又使得兩個檢測策略在基站的設(shè)計時產(chǎn)生有不同的設(shè)計考量。
總括來說，前置信號檢測器的設(shè)計需考量相當(dāng)多參數(shù)，如基站涵蓋范圍(即來回延遲的可能范圍)、分段擷取的碼長度、采匹配濾波器或平行主動相關(guān)器架構(gòu)的策略及擷取效能等因素，以設(shè)計出最適合該基站的擷取策略及架構(gòu)。然而，當(dāng)實際地去布署基站時，基站的涵蓋范圍必定無法像理想中的一樣有固定的半徑，而可能受制于地形、建筑物等因素而有不規(guī)則的涵蓋范圍，或在都會區(qū)及郊區(qū)也會有不同大小的涵蓋范圍。當(dāng)環(huán)境、涵蓋范圍改變時，前置信號檢測器的設(shè)計因素也需改變。因此如何去設(shè)計出同時適合各種不同基站所需的前置信號檢測器，是基站設(shè)計中的一項重要考量。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的主要目的是提供一種前置信號檢測平臺，用于解決上述公知技術(shù)所限制的問題。
本發(fā)明的另一目的是提供一種前置信號檢測平臺，該前置信號檢測平臺可適用于不同基站，并根據(jù)不同的檢測參數(shù)，如基站涵蓋范圍、分段擷取長度及數(shù)目、擷取效能所需，重新規(guī)劃等，以最適用的策略及架構(gòu)來進(jìn)行前置信號的檢測。
本發(fā)明的再一目的是提供一種前置信號檢測平臺，能提供給基站的前置信號檢測功能一個完整的解決方案。
本發(fā)明的又一目的是提供一種通用型檢測單元陣列(array)架構(gòu)，可適用于任何碼分多路存取系統(tǒng)中的碼擷取程序，并可依需要以不同的策略及參數(shù)來擷取所需要的碼。
為達(dá)上述的目的，本發(fā)明提供一種前置信號檢測平臺，用于基站以檢測一來自移動臺的前置信號。該前置信號檢測平臺主要包含一均峰功率比解調(diào)器(Peak-to-Average Power Ratio demodulator，PAPR Demodulator)、一通用型檢測器(generic detector)、一哈達(dá)碼轉(zhuǎn)換器(Hadamard transformer)、一功率累加器(power accumulator)及一前置碼判別器(Preamble Detection Arbiter)。該均峰功率比解調(diào)器用于移除該前置信號的均峰功率比調(diào)變項。該通用型檢測器，連接于該均峰功率比解調(diào)器，用于該前置信號的解擾亂及解展頻等檢測。該哈達(dá)碼轉(zhuǎn)換器，連接于該通用型檢測器，用于將該前置信號的碼字符的功率檢測值對應(yīng)到該前置信號的多個辨認(rèn)碼的功率檢測值。該功率累加器，連接于該哈達(dá)碼轉(zhuǎn)換器，用于將該前置信號的辨認(rèn)碼的功率檢測值轉(zhuǎn)成該前置信號的辨認(rèn)碼的接收總功率以及該前置碼判別器，連接于該功率累加器，用于將該前置信號的辨認(rèn)碼(identification code)的接收總功率和臨界功率值比較大小。
為達(dá)上述的目的，本發(fā)明更提供一種通用型檢測器，用于基站以檢測一來自移動臺的前置信號。該通用型檢測器包含一檢測單元陣列，具有多個檢測單元，用以對前置信號解擾亂及解展頻的檢測；一輸出選擇器，連接于該檢測單元陣列，是根據(jù)所使用的檢測策略及參數(shù)值，找出該檢測單元陣列中的該前置信號的檢測值輸出處；一輸出緩沖器(buffer)，連接于該輸出選擇器，用于將來自該輸出選擇器的該前置信號的檢測值作適當(dāng)?shù)貢捍妫⑥D(zhuǎn)成16個碼字符檢測值且并列地輸出；一擾亂碼分配器，連接于該檢測單元陣列，用于適時地配置擾亂碼至該檢測單元陣列中的各個檢測單元；以及一資源庫單元，用于根據(jù)在各種檢測策略及參數(shù)下，以控制該通用型檢測器中取出適當(dāng)數(shù)量的該檢測單元以構(gòu)成適合的檢測架構(gòu)以進(jìn)行該前置信號的檢測。
本發(fā)明的特征是，該通用型檢測器的檢測單元陣列，配合相關(guān)的外圍電路，如輸出選擇器、輸出緩沖器等可用來執(zhí)行不同的檢測策略，如匹配濾波器及主動相關(guān)器策略，以及各種的檢測參數(shù)，如檢測長度、分段數(shù)目、碼相位數(shù)目等。因此根據(jù)本發(fā)明所提出的前置信號檢測平臺，可以很有彈性地調(diào)整檢測策略及參數(shù)以因應(yīng)不同基站所處的真實環(huán)境。


圖1為隨機(jī)進(jìn)接傳輸?shù)臅r槽架構(gòu)圖；圖2為前置信號的檢測流程圖；圖3為根據(jù)本發(fā)明的前置信號檢測平臺的一實施例的結(jié)構(gòu)圖；圖4為圖3的均峰功率比解調(diào)器的一實施例的結(jié)構(gòu)圖；圖5為圖3的通用型檢測器的一實施例的結(jié)構(gòu)圖；圖6為根據(jù)本發(fā)明的前置信號檢測平臺的平行主動相關(guān)器檢測模式的策略；圖7為根據(jù)本發(fā)明的前置信號檢測平臺的匹配濾波器檢測模式的策略；圖8為圖5的檢測單元陣列的一實施例的結(jié)構(gòu)圖；圖9為圖8的檢測單元的一實施例的結(jié)構(gòu)圖；圖10為圖5的為輸出選擇器的一實施例的結(jié)構(gòu)圖；圖11為圖5的輸出緩沖器的一實施例的結(jié)構(gòu)圖；圖12為圖11的輸出緩沖器的一實施例的梯狀緩沖器結(jié)構(gòu)圖；圖13為圖11的輸出緩沖器的一實施例的串行(serial)轉(zhuǎn)并行(parallel)緩沖器(buffer)結(jié)構(gòu)圖；圖14為圖5的擾亂碼分配器的一實施例的結(jié)構(gòu)圖；圖15為圖3的哈達(dá)碼轉(zhuǎn)換器的一實施例的結(jié)構(gòu)圖；圖16為圖3的功率累加器的一實施例的結(jié)構(gòu)圖；
圖17為圖3的前置碼判別器的一實施例的結(jié)構(gòu)圖。
10均峰功率比解調(diào)器 11二補(bǔ)碼器12反相器(invertor) 13加法器(adder)14并列轉(zhuǎn)串行器 20通用型檢測器21檢測單元陣列 22輸出選擇器(selector)23輸出緩沖器24擾亂碼分配器30哈達(dá)碼轉(zhuǎn)換器 312對1多路器(multiplexer)32具16個加減法的操作(operation)網(wǎng)絡(luò)33具16字段(field)的哈達(dá)碼寄存器(register)40功率累加器41實虛部相加器42分段功率累加器50前置碼偵測判別器51功率臨界值寄存器 52比較器(comparator)53檢測標(biāo)記位(flag) 54碼相位計數(shù)器(code phase counter)210檢測單元 211模式多路器212加減法器213具32個字段的位移寄存器(shift register)220N/16對1的多路器 230串行轉(zhuǎn)并列寄存器23116對1多路器 2322對1多路器233對角式接線240擾亂碼產(chǎn)生器(scrambling code generator)2411對16解多路器2421對N/16解多路器2432對1多路器 244單位元寄存器
411平方器 412實部寄存器413加法器 421加法器422多字段寄存器具體實施方式
為了方便說明本發(fā)明，有需要先介紹前置信號的時槽架構(gòu)?，F(xiàn)請參考圖1，其為隨機(jī)進(jìn)接傳輸?shù)臅r槽架構(gòu)圖。隨機(jī)進(jìn)接傳輸是靠著分槽阿啰哈(Slotted ALOHA)的方式傳送。移動臺執(zhí)行隨機(jī)傳輸是從一段已經(jīng)定義好的時間區(qū)間的起始點來開始傳送，此時間區(qū)間稱為進(jìn)接時槽(Access Slot)，每個數(shù)據(jù)訊框(data frame)的長是10毫秒(ms)，每兩個數(shù)據(jù)訊框含有15個進(jìn)接時槽，每個進(jìn)接時槽內(nèi)共有5,120個時片(Chip)。所使用的時槽是由上層控制單元(control unit)在可使用的進(jìn)接時槽中隨機(jī)任選一個作為前置或信息傳送之用，即是所謂的隨機(jī)進(jìn)接傳輸。
來自移動臺的每個前置部分長度為4,096個時片，其中所含的復(fù)數(shù)值碼(Complex-valued Code)是由長度均為4,096個時片的辨認(rèn)碼和擾亂碼(Scrambling Code)兩者作時片對時片相乘后，再乘上復(fù)數(shù)調(diào)變值所構(gòu)成。該復(fù)數(shù)調(diào)變值一般而言為exp(j(π/4+πk/2))，其中k＝0，1，2，...，4095。辨認(rèn)碼為原長度為16時片的哈達(dá)碼(Hadamard Code)連續(xù)重復(fù)256次所產(chǎn)生出來的。乘上復(fù)數(shù)調(diào)變值是為了降低峰均功率比(Peak-to-Average Power Ratio)。當(dāng)本來的“雙相移鍵入(BPSK，Binary Phase Shift Keying)”調(diào)變的信號乘上復(fù)數(shù)調(diào)變值exp(j(π/4+πk/2))后，即變成為“正交相移鍵入(QPSK，Quadrature Phase ShiftKeying)”調(diào)變的復(fù)數(shù)信號。從實部和虛部形成的坐標(biāo)平面來看，兩個位間的變化只會是九十度，而不是原先的一百八十度，亦即不會經(jīng)過原點。如此可降低對功率放大器(amplifier)的線性度的要求，進(jìn)而使硬件(hardware)的實現(xiàn)較為容易。
現(xiàn)請參考圖2，其顯示前置信號的檢測流程圖。該圖將有助于了解本發(fā)明的前置信號檢測平臺。一前置信號來自移動臺而被基站所接收。該前置信號在解展頻及解擾亂之前，需先將轉(zhuǎn)相部分移除以利簡化檢測器的設(shè)計。前置信號先經(jīng)由功率均峰比解調(diào)器處理后，分別在實部和虛部得到xI和xQ。原來辨認(rèn)碼及擾亂碼的功率將不確定地分布在實部xI和虛部xQ，需同時對兩部分作相同的檢測工作。由于前置信號的實部和虛部所需的后續(xù)處理程序及其所要對應(yīng)的碼皆相同，故可共享相同的硬件。經(jīng)由并列轉(zhuǎn)串行處理后，復(fù)數(shù)值xI+jxQ轉(zhuǎn)換為兩倍頻率的實數(shù)值x，即實部和虛部值交錯相間地構(gòu)成一新的信號x。接著對該信號x進(jìn)行解擾亂與解展頻處理。該解擾亂與解展頻處理亦即本發(fā)明的特征，是由檢測單元陣列根據(jù)不同的檢測參數(shù)，如所需搜尋的時間范圍、分段的數(shù)目及長度、采用的檢測架構(gòu)等需求，作適當(dāng)?shù)闹匦乱?guī)劃組態(tài)以進(jìn)行解擾亂和解展頻。解擾亂和解展頻處理可得到16個碼字符(Code Symbol)所對應(yīng)的功率檢測值。經(jīng)過哈達(dá)碼轉(zhuǎn)換處理后，前置信號的16個碼字符(Code Symbol)所對應(yīng)的功率檢測值成為16組辨認(rèn)碼的功率檢測值，其中實部和虛部還是分開處理的。通過功率累加器處理，實部和虛部的功率相加起來成為16組辨認(rèn)碼的(分段)接收功率 。若前置信號有分段處理時，根據(jù)分段的數(shù)目，將同一來回延遲的各段的功率累加起來成為16組辨認(rèn)碼在此來回延遲的接收總功率Psig。最后該接收總功率Psig和臨界功率值Pthr比較大小，若是超過Pthr，且又是此基站所允許使用的辨認(rèn)碼，即標(biāo)示為有效的前置信號接收。將此來回延遲的大小及其辨認(rèn)碼編號回報給基站的上層的進(jìn)接機(jī)制，以利響應(yīng)該移動臺。
此處定義一些將會使用到的名詞及代號。L前置信號的總長度，共4,096個時片，L＝4096；M分段檢測的個數(shù)，即將前置信號分為幾段來作檢測；Lseg每一段檢測的長度，以時片為單位；Nu來回延遲的范圍，依據(jù)基站的涵蓋半徑所計算出來的；在本發(fā)明稱之為碼相位(Code Phase)每一個可能出現(xiàn)前置碼的單位時間點稱為一碼相位。
現(xiàn)請參考圖3，其顯示根據(jù)本發(fā)明的前置信號檢測平臺的一實施例的結(jié)構(gòu)圖，其主要包含一均峰功率比解調(diào)器(PAPR Demodulator)10、一通用型檢測器(Generic Detector)20、一哈達(dá)碼轉(zhuǎn)換器(HadamardTransformer)30、一功率累加器(Power Accumulator)40及一前置碼偵測判別器(Preamble Detection Arbiter)50等五個模塊所組成。該前置信號檢測平臺可用于基站以接收一來自移動臺的前置信號。該均峰功率比解調(diào)器10用于將該前置信號的均峰功率比調(diào)變項移除。該通用型檢測器20，連接于該均峰功率比解調(diào)器10，能在不同的檢測策略及參數(shù)值，用于該前置信號的解擾亂及解展頻等檢測。該哈達(dá)碼轉(zhuǎn)換器30，連接于該通用型檢測器20，用于將該前置信號的16個碼字符(Code Symbol)所對應(yīng)的功率檢測值轉(zhuǎn)成為該前置信號的16組辨認(rèn)碼的功率檢測值。該功率累加器40，連接于該哈達(dá)碼轉(zhuǎn)換器30，用于將該前置信號的16組辨認(rèn)碼的功率檢測值轉(zhuǎn)成該前置信號之16組辨認(rèn)碼的接收總功率。該前置碼偵測判別器50，連接于該功率累加器40，用于將該前置信號的16組辨認(rèn)碼的接收總功率和臨界功率值比較大小。在16組辨認(rèn)碼的接收總功率中若有超過臨界功率值，且又是此基站所允許使用的辨認(rèn)碼，即標(biāo)示該辨認(rèn)碼為有效的前置信號接收。將此來回延遲的大小及其辨認(rèn)碼編號回報給基站的上層的進(jìn)接機(jī)制，以利響應(yīng)該移動臺。
該均峰功率比解調(diào)器10用于將前置信號的均峰功率比調(diào)變項移除。圖4為圖3的均峰功率比解調(diào)器10的一實施例的結(jié)構(gòu)圖，其更包含多個二補(bǔ)碼器(2’s Complement)11、一反相器(Inverter)12、多個加法器(Adder)13及一個并行轉(zhuǎn)串行器(Parallel-to-SerialTransformer)14所組成。根據(jù)較佳實施例，該多個二補(bǔ)碼器11為四個且該多個反相器12為二個。其動作過程如下該二補(bǔ)碼器11、該反相器12、及該加法器13用于執(zhí)行復(fù)數(shù)操作以解前置信號的均峰功率比調(diào)變。其中ec和es為1或-1，故可簡化原先的乘法操作r·e以改用二補(bǔ)碼(complement)器。ec和es值作為是否作二補(bǔ)碼操作的選擇線，若是其值為1，即r·1＝r，則不作二補(bǔ)碼操作。反之，若是值為-1時，即r·(-1)＝-r，則執(zhí)行二補(bǔ)碼操作。。由于前置信號的實部和虛部所需的后續(xù)處理程序及其所要對應(yīng)的碼皆相同，故可共享相同的硬件。因此該平行轉(zhuǎn)串行器14用于將該前置信號的實部和虛部xI及xQ交錯重新組成序列輸入進(jìn)行下一級，即該通用型檢測器20之檢測。
圖5為圖3的該通用型檢測器20的一實施例的結(jié)構(gòu)圖，其更包含一檢測單元陣列(Detection Unit Array)21、一輸出選擇器(OutputSelector)22、一輸出緩沖器(Output Buffer)23及一擾亂碼分配器(Scrambling Code Dispatcher)24。該檢測單元陣列21是根據(jù)匹配濾波器或主動相關(guān)器的檢測策略及不同的參數(shù)值下，對該前置信號解擾亂及解展頻。該輸出選擇器22，連接于該檢測單元陣列21，系根據(jù)所使用的檢測策略及參數(shù)值，找出該檢測單元陣列21中的該前置信號的檢測值輸出處，并將其傳送到該輸出緩沖器23。該輸出緩沖器23，連接于該輸出選擇器22，用于將來自該輸出選擇器22的該前置信號的檢測值作適當(dāng)?shù)貢捍?，并轉(zhuǎn)成16個碼字符檢測值且并列地輸出給下一級哈達(dá)碼轉(zhuǎn)換器30使用。擾亂碼分配器24，連接于該檢測單元陣列21，適時地配置擾亂碼至該檢測單元陣列21中的各個檢測單元。
前置信號檢測器的設(shè)計需考量相當(dāng)多參數(shù)，如基站涵蓋范圍(即來回延遲的可能范圍)、分段擷取的碼長度、采匹配濾波器或平行主動相關(guān)器架構(gòu)的策略及擷取效能等因素，以設(shè)計出最適合該基站的擷取策略及架構(gòu)。
現(xiàn)請參考圖6，其說明根據(jù)本發(fā)明的前置信號檢測平臺的平行主動相關(guān)器檢測模式的策略。在該前置信號檢測平臺中，用于解擾亂及解展頻的檢測器架構(gòu)可以用平行主動相關(guān)器來組成。經(jīng)解轉(zhuǎn)相后的前置信號的實部和虛部xI和xQ分別送到各個主動相關(guān)器。每一個主動相關(guān)器負(fù)責(zé)一個碼相位檢測路作。由于辨認(rèn)碼字符(Code Symbol)是以重復(fù)256次的方式作展頻的，故在主動相關(guān)器里解擾亂后，解展頻的動作是將相間隔16個時片的解擾亂值、共256個加總在一起(假設(shè)無分段)，即可得到16個辨認(rèn)碼字符的檢測值。一般而言，在此架構(gòu)下，若有2N個主動相關(guān)器，對單一實部或虛部皆有N個主動相關(guān)器用以處理。當(dāng)N≥Nu時，所有的碼相位皆可以分配到一個主動相關(guān)器以作為檢測前置信號，且可檢測的長度為L，即4,096個時片皆可檢測。當(dāng)N＜Nu時，無法分配給所有碼相位專用的主動相關(guān)器，則碼相位的檢測需采共享的方式，且需使各個碼相位有相同的檢測長度，以利臨界功率值Pthr的訂定。
現(xiàn)請參考圖7，其說明根據(jù)本發(fā)明的前置信號檢測平臺的匹配濾波器檢測模式的策略。在該前置信號檢測平臺中，用于解擾亂及解展頻的檢測器架構(gòu)可以用匹配濾波器來建構(gòu)。在此架構(gòu)里，需先依據(jù)信道的狀態(tài)，經(jīng)解轉(zhuǎn)相后的前置信號決定一段適合的檢測長度Lseg，而以Lseg級的匹配濾波器(Lseg-tap Matched Filter)來建立解擾亂程序(sequence)。匹配濾波器加總操作的部分如前所述，系分別對16個碼字符(Code Symbol)作加總，即解展頻動作，可得到16個辨認(rèn)碼字符的檢測值。
上述兩種檢測模式的策略，有各自的設(shè)計考量及其優(yōu)缺點。平行主動相關(guān)器的設(shè)計是取決于N和Nu的大小關(guān)系。然而，N是在基站制造出廠時所決定的，而Nu會因所要布署的位置、地形、區(qū)域、建筑物等因素而有不同。因此在使用平行主動相關(guān)器的設(shè)計時，前置信號檢測平臺應(yīng)保留相當(dāng)?shù)膹椥詠硪驊?yīng)不同的使用需求。另一方面，匹配濾波器之設(shè)計則是取決于信道狀態(tài)所決定之檢測長度Lseg。然而，信道狀態(tài)也會因基站所在的環(huán)境而有不同。因此最適合的前置信號檢測器的架構(gòu)無法在基站制造時就確定。鑒于兩種不同的策略有各自的優(yōu)缺點，且在使用任一策略時也需保有一定的彈性以因應(yīng)不同的操作環(huán)境。根據(jù)本發(fā)明所提出了前置信號檢測平臺，可依上述不同的需求，執(zhí)行任一種檢測策略，且其中的各項參數(shù)亦是可依需求而重新設(shè)定的。
圖8為圖5的檢測單元陣列21的一實施例的結(jié)構(gòu)圖，其包含N個檢測單元(Detection Unit)210。該N個檢測單元210是以m×p的矩陣方式排列(m×p＝N)，即m列p行。然而，較佳系，該N個檢測單元210系以 的矩陣方式排列，即16列N/16行。請注意，第1列第1行的檢測單元位于該檢測單元陣列的右上方。該前置信號的檢測結(jié)果會因所使用的不同策略及參數(shù)而由不同的檢測單元輸出。當(dāng)該前置信號檢測平臺設(shè)定在匹配濾波器模式，且分段檢測長度為Lseg，Lseg≤N，每一個碼相位的16個辨認(rèn)碼字符檢測結(jié)果會都由第Lseq/16行的16個檢測單元210輸出，即第Lseq/16行的16個檢測單元210的出口輸出。其中第一列的檢測單元210負(fù)責(zé)對第一組辨認(rèn)碼字符進(jìn)行檢測，結(jié)果由第Lseq/16行的第一個檢測單元210輸出；第二列的檢測單元210負(fù)責(zé)對第二組辨認(rèn)碼字符進(jìn)行檢測，結(jié)果由第Lseq/16行的第二個檢測單元210輸出；如此類推，最后第十六列的檢測單元210負(fù)責(zé)對第十六組辨認(rèn)碼字符進(jìn)行檢測，結(jié)果由第Lseq/16行的第十六個檢測單元210輸出。此時的輸出選擇器22只需固定選擇在第Lseq/16行的16個檢測單元210以接收其檢測結(jié)果。另一方面，若該前置信號檢測平臺設(shè)定在主動相關(guān)器模式時，每一個檢測單元210是分配給一個碼相位使用。所以針對單一碼相位，在檢測完Lseg個時片后，16個辨認(rèn)碼的檢測結(jié)果都是由該碼相位的檢測單元210的vi，j串行輸出。該每一個檢測單元210的指派方式是以縱向的方式或橫向的方式，由右至左或由右至左，只要能合乎的順序。根據(jù)本發(fā)明的較佳實施例，將第一行第一列的檢測單元210指派給第一個碼相位。第一行第二列的檢測單元210指派給第二個碼相位，以此類推。第二行第一列所屬的檢測單元210指派給第十七個碼相位，再以此類推下去，以利于輸出選擇的設(shè)計。
圖9為圖8的該檢測單元210的一實施例的結(jié)構(gòu)圖，其包含一模式多路器(Mode Multiplexer)211、一加減法器(Adder/Subtract)212及一具32個字段的位移寄存器(32-field Register)213。該模式多路器211用于選擇該前置信號檢測平臺上的操作模式，亦即由為匹配濾波器或主動相關(guān)器模式中選擇。若是該模式多路器211選擇匹配濾波器模式，則此時檢測單元陣列21中的同一列的檢測單元210應(yīng)執(zhí)行和匹配濾波器相同的工作。當(dāng)模式多路器211已選擇到0，對每一檢測單元里由其右側(cè)的檢測單元210讀取輸入yi-1，再根據(jù)擾亂碼ci決定要該檢測單元的yi是要加入或是減去xi，即yi＝y(tǒng)i-1+cixi。該加減法器212，連接于該模式多路器211，用于該前置信號的實部或虛部的加減操作以解擾亂。由于辨認(rèn)碼sk的產(chǎn)生(或稱展頻)是以重復(fù)256次的方式，因此相同辨認(rèn)碼字符相隔16個時片，又因為在此檢測架構(gòu)的設(shè)計里，采實部虛部交錯共享硬件，所以yi需延遲16×2＝32時片，才與下一位置的相同碼字符解擾亂后的值相加解展頻。該位移寄存器213，連接于該加減法器，用于將解擾亂后的前置信號的實部或虛部的值延遲32時片的時間以解展頻。同理，若是該模式多路器211選擇主動相關(guān)器模式，則此時檢測單元陣列21中的每一個檢測單元210應(yīng)執(zhí)行和主動相關(guān)器相同的工作。
圖10為圖5的為輸出選擇器22的一實施例的結(jié)構(gòu)圖，其包含多個N/16對1的多路器(N/16-to-1 Multiplexer)220。根據(jù)較佳實施例，該多個N/16對1的多路器220為十六個。該檢測單元陣列的每一列對應(yīng)至該輸出選擇器22。在說明其功能之前，先說明檢測單元陣列在兩種模式下其結(jié)果是如何輸出的。該前置信號檢測平臺設(shè)定在使用匹配濾波器模式時，會由檢測單元陣列21中的第Lseq/16行的第i個檢測單元210產(chǎn)生辨認(rèn)碼字符i的各個碼相位結(jié)果。因此每一列都有輸出選擇器(Output Selector)22固定選擇第Lseq/16行的第i個檢測單元210將檢測結(jié)果送到輸出緩沖器23。另一方面，當(dāng)使用主動相關(guān)器模式時，一個檢測單元210就負(fù)責(zé)一個碼相位。在開始檢測的第Lseg個時片之后，第一行的第一個檢測單元210已有了第一個碼相位的結(jié)果，第一列的輸出選擇器22會選擇到第一行的第一個檢測單元210，并以串行輸出。因此共需16個時片的時間以輸出16個碼字符的功率值。而在第Lseg+1個時片時，第二個碼相位的結(jié)果也產(chǎn)生了，因此第二列的輸出選擇器22則也會選擇到第一行的第二個檢測單元210，也需16個時片來輸出結(jié)果。以此類推，當(dāng)?shù)贚seg+17時片之后，第十七個碼相位的結(jié)果會由第二行的第一個檢測單元210產(chǎn)生。在此同時，原先第一列的輸出選擇器22是選擇到第一行的第一個檢測單元210，已經(jīng)過了16個時片，即第一個碼相位的結(jié)果已輸出完畢，此時已可以、也恰好需要切換到第二行的第一個檢測單元210了。以此類推下去，可將檢測結(jié)果送至該輸出緩沖器23?？偫▉碚f，在匹配濾波器模式時，每一列的輸出選擇器22均固定選擇到第Lseq/16行的第i個檢測單元210。而該前置信號檢測平臺設(shè)定在主動相關(guān)器模式時，則在第Lseg個時片之后，各列的輸出選擇器22需依序選擇到第i行的第Lseq/16的檢測單元210，其切換間隔為16個時片，且第i+1列和第i列的激活時間相差一個時片。
圖11為圖5的輸出緩沖器23的一實施例的結(jié)構(gòu)圖，其包含多個串行轉(zhuǎn)并列寄存器(Serial-to-Parallel Register)230、一16對1多路器(16-to-1 Multiplexer)231、一2對1多路器(2-to-1 Multiplexer)232及一組對角式接線(Diagonal Wire)233。根據(jù)較佳實施例，該多個串行轉(zhuǎn)并列寄存器230為十六個。每一個串行轉(zhuǎn)并列寄存器230有16個字段，用于將16個碼字符檢測值由串行的方式轉(zhuǎn)成并列的方式，提供給下一級哈達(dá)碼轉(zhuǎn)換器30使用。圖12為圖11的輸出緩沖器23的一實施例的梯狀緩沖器結(jié)構(gòu)圖。當(dāng)該前置信號檢測平臺設(shè)定在匹配濾波器模式時，對一個碼相位而言，其16個辨認(rèn)碼字符的檢測值是分別由16列中的第Lseq/16行的第i個檢測單元輸出。每一個碼字符的檢測值輸出在時間上都相差一個時片，又因此該前置信號的實、虛部交錯處理，其檢測值輸出在時間上相差擴(kuò)為兩個時片，因此需有一個如圖12所示的梯狀緩沖器，讓同一碼相位的檢測值可以并列輸出，其中ri代表由第Lseq/16行的第i個檢測單元輸出的檢測值，ri，j代表ri對應(yīng)于碼相位j的輸出，而R＝{r1，j，r2，j，r3，j，L，r16，j}即代表了第j個碼相位的檢測結(jié)果。圖13為圖11的輸出緩沖器23的另一實施例的串行轉(zhuǎn)并列緩沖器結(jié)構(gòu)圖。當(dāng)該前置信號檢測平臺設(shè)定在主動相關(guān)器模式時，同一碼相位的檢測值會由同一串行輸出，需16個時片的時間，相鄰碼相位結(jié)果會相差一個時片產(chǎn)生。故需一個如“圖13”所示的十六組具16個字段的串行轉(zhuǎn)并列緩沖器，其中ri代表由第j行第i列的檢測單元而來的結(jié)果，ri，j代表ri中的第j個碼字符的檢測值。ri的十六個檢測值依序到齊后，再由該16對1的多路器231選擇此碼相位，將其并列輸出至下一級哈達(dá)碼轉(zhuǎn)換器30。將圖12和圖13合并起來即成為圖11中的輸出緩沖器23，在主動相關(guān)器模式時，和圖13相同方式以16對1多路器231選擇碼相位的檢測值，表示為RAC。在匹配濾波器模式時，則是用如圖12梯狀的對角式接線233將碼相位的檢測值(表示為RMF)輸出。該來自主動相關(guān)器模式的碼相位的檢測值(RAC)和來自匹配濾波器模式的碼相位的檢測值(RMF)再通過2對1多路器232依其操作模式選擇真正的檢測結(jié)果輸出。
圖14為圖3的擾亂碼分配器24的一實施例的結(jié)構(gòu)圖，其包含一擾亂碼產(chǎn)生器(Scrambling Code Generator)240、N/16個1對16解多路器(1-to-16 De-multiplexer)241、一1對N/16解多路器(1-to-N/16De-multiplexer)242、N個2對1多路器(2-to-1 Multiplexer)243及N個單位元寄存器(One-bit Register)244。該N個單位元寄存器244是用來暫存N個檢測單元所需的擾亂碼。該N個二對1多路器243，分別位于每兩單位元寄存器244之間，用于選擇擾亂碼的來源，其選擇線即是檢測策略模式的控制線。舉例來說，當(dāng)該前置信號檢測平臺設(shè)定在平行主動相關(guān)器模式時，二對1多路器243會選擇由其右側(cè)擾亂碼寄存器244讀入擾亂碼，即如圖中的ci→ci+1。此時所有的擾亂碼寄存器244形成一新位移寄存器的形式。該擾亂碼產(chǎn)生器240用于依序產(chǎn)生擾亂碼。來自該擾亂碼產(chǎn)生器240產(chǎn)生的擾亂碼會由左至右一直傳遞，即C1，C2，C3，..CN。每一擾亂碼寄存器244(ci)都會有完整的擾亂碼傳遞過去，且彼此間在時序上差了一個時片。請同時參考圖8與圖9，該檢測單元陣列21在平行主動式相關(guān)器模式時的動作情形。這就是用來提供檢測單元陣列21在執(zhí)行平行主動相關(guān)器策略時，每個碼相位所屬的檢測單元210中所需要的解擾亂碼，其中圖14中的ci即是提供第i個碼相位的檢測單元的擾亂碼。另一方面，當(dāng)該前置信號檢測平臺設(shè)定在匹配濾波器模式時，該二對1多路器243會選擇由其下方的該1對16解多路器241讀入擾亂碼。此時的該N/16解多路器242和該1對16解多路器241用于將擾亂碼產(chǎn)生器240所產(chǎn)生的擾亂碼立即地送到需要的檢測單元。立即式的更新擾亂碼可使匹配濾波器策略更有彈性，不用額外的時間更新擾亂碼。尤其在前置信號作分段檢測時，不同分段的擾亂碼亦不相同。于分段檢測其間，擾亂碼更新時，若有額外的更新延遲，將會使得能夠檢測的長度縮短而造成檢測效能降低。該1對N/16解多路器242是用來選擇N/16個行輸出中的第幾行，且該行的1對N/16解多路器242則是再選擇此行中的第幾列的擾亂碼需更新。
需注意的是，根據(jù)本發(fā)明的該前置信號檢測平臺的特征由該具有多個檢測單元的檢測單元陣列的資源庫(Resource Pool)單元(未顯示于圖中)配合相關(guān)外圍電路所組成的。根據(jù)不同范圍的來回延遲、不同的檢測策略、分段長度及數(shù)目等檢測參數(shù)，該前置信號檢測平臺由資源庫單元中取出適當(dāng)數(shù)量的檢測單元以構(gòu)成適合的檢測架構(gòu)以進(jìn)行前置信號的檢測工作。因此，該前置信號檢測平臺可推廣應(yīng)用于任何一碼分多重存取通訊系統(tǒng)中的前置信號檢測或碼擷取的架構(gòu)設(shè)計。
圖15為圖3的該哈達(dá)碼轉(zhuǎn)換器30的一實施例的結(jié)構(gòu)圖，其包含一2對1多路器(2-to-1 Multiplexer)31、一具16個加減法的操作網(wǎng)絡(luò)(Add&Subtract Calculation Network)32及一具16字段的哈達(dá)碼寄存器(16-field Hadamard Register)33。此處所使用的哈達(dá)碼轉(zhuǎn)換方法是矩陣分解后的遞歸式快速哈達(dá)碼轉(zhuǎn)換法，有16個輸入值，需log216＝4次的遞歸。在第一次遞歸時，該2對1多路器31會選擇由輸入口R輸入，經(jīng)過該加減法操作網(wǎng)絡(luò)32所內(nèi)含的固定矩陣操作后，暫存入該哈達(dá)碼寄存器33。第二、三、四次遞歸時，該2對1多路器31都選擇由輸入口Rtmp遞歸輸入該哈達(dá)碼寄存器33的暫存值進(jìn)行操作。最后輸出哈達(dá)碼轉(zhuǎn)換結(jié)果 ，即為該前置信號的十六組辨認(rèn)碼的功率檢測值。
圖16為圖3的該功率累加器40的一實施例的結(jié)構(gòu)圖，其更包含多個實虛部相加器(Branch Combiner)41和多個分段功率累加器(Segment Power Accumulator)42。根據(jù)較佳實施例，該多個實虛部相加器41和多個分段功率累加器42皆為十六個。每一對相對應(yīng)的實虛部相加器41和分段累加器42用于計算累積一組辨認(rèn)碼的檢測功率值。該實虛部相加器41更包含一平方器(Squarer)411、一實部寄存器(Real-part Register)412、及一加法器(Adder)413。由于來自該哈達(dá)碼轉(zhuǎn)換器30的輸出檢測值 還是以實虛部交錯串行的方式輸出至實虛部相加器41。該平方器411將來自該哈達(dá)碼轉(zhuǎn)換器30的輸出檢測值轉(zhuǎn)換真正的功率值。實部的功率先暫存在實部寄存器412，下一個虛部功率計算完后，再和實部寄存器412中的實部功率以加法器413相加成為該一組辨認(rèn)碼的分段檢測功率值。該一組辨認(rèn)碼的分段檢測功率值再交給該分段累加器42作同一碼相位上各段功率的累加。該分段累加器42包含一加法器(Adder)421及一多字段寄存器(Multiple Field Register)422。該寄存器422用于暫存前段累積的功率，再和下一段功率以加法器421相加后再存入該寄存器422中。直到最后一段累積功率加入后，該前置信號的16組辨認(rèn)碼的接收總功率得到并輸出給下一級的該前置碼判別器50。
圖17為圖3的該前置碼判別器50的一實施例的結(jié)構(gòu)圖，其更包含一功率臨界值寄存器(Threshold Power Value Register)51、多個比較器(Comparator)52、一檢測標(biāo)記位(Detection Flag)53及一碼相位計數(shù)器(Code Phase Counter)54。根據(jù)較佳實施例，該多個比較器52為十六個。該功率臨界值寄存器51用于給前置信號檢測的上層控制單元寫入功率臨界值。該十六個比較器52用于分別比較十六組辨認(rèn)碼上的功率檢測值是否超過功率臨界值，Ps(i)≥Pthr.]]>若某一組的辨認(rèn)碼上的功率檢測值超過功率臨界值，則其相對應(yīng)的所屬的該檢測標(biāo)記位53字段設(shè)為1，代表有檢測到移動臺上傳此辨認(rèn)碼。最后檢測標(biāo)記位53的輸出和由碼相位計數(shù)器54所產(chǎn)生的該前置信號的碼相位一起傳送至上層控制單元。因此，根據(jù)該前置信號的檢測結(jié)果，即前置信號的碼相位處與辨認(rèn)碼，基站可知道移動臺上傳的前置信號以請求傳送其信息信號。
權(quán)利要求
1.一種前置信號檢測平臺，用于基站以檢測一來自移動臺的前置信號，其特征是，其包含一均峰功率比解調(diào)器，其移除該前置信號的均峰功率比調(diào)變項；一通用型檢測器，連接于該均峰功率比解調(diào)器，其對該前置信號的解擾亂及解展頻等檢測；一哈達(dá)碼轉(zhuǎn)換器，連接于該通用型檢測器，其將該前置信號的碼字符的功率檢測值對應(yīng)到該前置信號的復(fù)數(shù)個辨認(rèn)碼的功率檢測值；一功率累加器，連接于該哈達(dá)碼轉(zhuǎn)換器，其將該前置信號的辨認(rèn)碼的功率檢測值轉(zhuǎn)成該前置信號的辨認(rèn)碼的接收總功率；及一前置碼判別器，連接于該功率累加器，其將該前置信號的辨認(rèn)碼的接收總功率和臨界功率值比較大小。
2.如權(quán)利要求1所述的前置信號檢測平臺，其特征是，該通用型檢測器包含一檢測單元陣列，其對該前置信號在各種檢測策略及參數(shù)下進(jìn)行解擾亂及解展頻；一輸出選擇器，連接于該檢測單元陣列，其根據(jù)所使用的檢測策略及參數(shù)值，找出該檢測單元陣列中的該前置信號的檢測值輸出處；一輸出緩沖器，連接于該輸出選擇器，其將來自該輸出選擇器的該前置信號的檢測值作適當(dāng)?shù)貢捍妫⑥D(zhuǎn)成16個碼字符檢測值且并列地輸出；以及一擾亂碼分配器，連接于該檢測單元陣列，用于適時地配置擾亂碼至該檢測單元陣列中的各個檢測單元。
3.如權(quán)利要求2所述的前置信號檢測平臺，其特征是，該檢測單元陣列由N個檢測單元以M×P(M列P行)的矩陣方式排列，其中M×P＝N。
4.如權(quán)利要求2所述的前置信號檢測平臺，其特征是，該檢測單元陣列由N個檢測單元以 (16列N/16行)的矩陣方式排列，其中該檢測單元陣列的每一個檢測單元是分配給該前置信號的每一個碼相位使用。
5.如權(quán)利要求4所述的前置信號檢測平臺，其特征是，該檢測單元所檢測的該前置信號的分段檢測長度為Lseg，且每一個該前置信號的碼相位的辨認(rèn)碼字符的檢測結(jié)果由第Lseq/16行的各個檢測單元輸出。
6.如權(quán)利要求3所述的前置信號檢測平臺，其特征是，該檢測單元包含一模式多路器，其選擇該前置信號檢測平臺上的操作模式；一加減法器，連接于該模式多路器，其對該前置信號的實部或虛部的加減操作以解擾亂；以及一具32個字段的位移寄存器，連接于該加減法器，用于將解擾亂后的前置信號的實部或虛部的值延遲32時片的時間以解展頻。
7.如權(quán)利要求2所述的前置信號檢測平臺，其特征是，該輸出選擇器由復(fù)數(shù)個N/16對1的多路器組成以對應(yīng)至每一列的每一該檢測單元。
8.如權(quán)利要求7所述的前置信號檢測平臺，其特征是，該輸出選擇器的所有列的N/16對1的多路器都選到第Lseg/16行的檢測單元的輸出。
9.如權(quán)利要求7所述的前置信號檢測平臺，其特征是，該輸出選擇器的個別N/16對1的多路器依據(jù)該前置信號的碼相位的檢測結(jié)果的產(chǎn)生時間選擇到對應(yīng)的該檢測單元輸出。
10.如權(quán)利要求2所述的前置信號檢測平臺，其特征是，該輸出緩沖器包含復(fù)數(shù)個串行轉(zhuǎn)并列寄存器，其暫存該前置信號的碼字符的檢測結(jié)果，且由串行的方式轉(zhuǎn)成并列的方式；一對角式接線，其將暫存于該串行轉(zhuǎn)并列寄存器的該前置信號的碼字符的檢測結(jié)果取出同一碼相位的結(jié)果；以及一2對1多路器，其選擇該前置信號檢測平臺的操作模式，以將該對角式接線索取出的該碼相位的結(jié)果并列地輸出。
11.如權(quán)利要求2所述的前置信號檢測平臺，其特征是，該輸出緩沖器包含復(fù)數(shù)個串行轉(zhuǎn)并行寄存器，其暫存該前置信號的碼相位的檢測結(jié)果；一16對1多路器，暫存于串行轉(zhuǎn)并列寄存器的該碼相位，并將該碼相位的檢測結(jié)果并列地輸出；以及一2對1多路器，選擇該前置信號檢測平臺的操作模式，將該16對1多路器取出的該碼相位的結(jié)果并列地輸出。
12.如權(quán)利要求11所述的前置信號檢測平臺，其特征是，該復(fù)數(shù)個串行轉(zhuǎn)并列寄存器為十六個。
13.如權(quán)利要求2所述的前置信號檢測平臺，其特征是，該擾亂碼分配器包含一擾亂碼產(chǎn)生器，產(chǎn)生該檢測單元所需的擾亂碼；復(fù)數(shù)個單位元寄存器，暫存該擾亂碼產(chǎn)生器所產(chǎn)生的該擾亂碼，并串行傳送至所需要的該檢測單元；以及復(fù)數(shù)個2對1多路器，選擇該前置信號檢測平臺的操作模式，以決定該擾亂碼產(chǎn)生器所產(chǎn)生的該擾亂碼進(jìn)入該單位元寄存器的方式。
14.如權(quán)利要求2所述的前置信號檢測平臺，其特征是，該擾亂碼分配器包含一擾亂碼產(chǎn)生器，產(chǎn)生該檢測單元所需的擾亂碼；1對N/16解多路器，連接于該擾亂碼產(chǎn)生器，其接收該擾亂碼產(chǎn)生器所產(chǎn)生的該擾亂碼，并決定由第幾行輸出，且再選擇該行中的第幾列的擾亂碼需更新；一1對16解多路器，連接于該1對N/16解多路器，用來將來自該1對N/16解多路器的擾亂碼立即地送到該需要的檢測單元；復(fù)數(shù)個單位元寄存器，連接于該1對16解多路器，將來自該1對16解多路器的擾亂碼，串行傳送至所需要的該檢測單元；以及復(fù)數(shù)個2對1多路器，連接于該單位元寄存器，選擇該前置信號檢測平臺的操作模式，以決定該擾亂碼產(chǎn)生器所產(chǎn)生的該擾亂碼進(jìn)入該單位元寄存器的方式。
15.如權(quán)利要求1所述的前置信號檢測平臺，其特征是，該功率累加器包含復(fù)數(shù)個實虛部相加器，將該前置信號的該辨認(rèn)碼的實虛部分段功率檢測值轉(zhuǎn)成真正的分段功率檢測值；以及復(fù)數(shù)個分段累加器所，將該實虛部相加器所得的該真正的分段功率檢測值以同一碼相位來作功率累加，以得到該前置信號的該辨認(rèn)碼的接收總功率檢測值。
16.如權(quán)利要求15所述的前置信號檢測平臺，其特征是，該實虛部相加器包含一平方器，將前置信號的該辨認(rèn)碼的實虛部分段功率檢測值作操作；一實部寄存器，連接于該平方器，暫存該平方器所得的實部的功率以等待下一個虛部功率計算；以及一加法器，連接于該實部寄存器，將計算過的虛部功率和該實部寄存器中的實部功率鄉(xiāng)加成為該辨認(rèn)碼的分段功率檢測值。
17.如權(quán)利要求16所述的前置信號檢測平臺，其特征是，該分段累加器包含一加法器，一具多個字段的寄存器，連接于加法器，暫存該辨認(rèn)碼的分段累積功率，再和下一段該辨認(rèn)碼的分段功率檢測值以該加法器相加后再存入該寄存器中，直到最后一段該辨認(rèn)碼的分段功率檢測值累加入后輸出。
18.如權(quán)利要求1所述的前置信號檢測平臺，其特征是，該前置碼判別器包含一功率臨界值寄存器，儲存一功率臨界值；復(fù)數(shù)個比較器，其比較來自該功率累加器輸出的該前置信號的十六組辨認(rèn)碼的接收總功率與該功率臨界值；一檢測標(biāo)記位，其將其對應(yīng)的檢測標(biāo)記位字段設(shè)為1，當(dāng)該前置信號的十六組辨認(rèn)碼的接收總功率超過該功率臨界值，以代表檢測該前置信號中用于上傳的辨認(rèn)碼；以及一碼相位計數(shù)器，將檢測出的該碼相位隨著該檢測標(biāo)記位的檢測結(jié)果傳送至該前置信號檢測平臺的上層控制單元。
19.一種通用型檢測器，用于基站以檢測一來自移動臺之前置信號，其特征是，至少包含一檢測單元陣列，具有復(fù)數(shù)個檢測單元，其對前置信號解擾亂及解展頻的檢測；一輸出選擇器，連接于該檢測單元陣列，是根據(jù)所使用的檢測策略及參數(shù)值，找出該檢測單元陣列中的該前置信號的檢測值輸出處；一輸出緩沖器，連接于該輸出選擇器，其將來自該輸出選擇器的該前置信號的檢測值作適當(dāng)?shù)貢捍?，并轉(zhuǎn)成16個碼字符檢測值且并列地輸出；一擾亂碼分配器，連接于該檢測單元陣列，其適時地配置擾亂碼至該檢測單元陣列中的各個檢測單元；以及一資源庫單元，其根據(jù)在各種檢測策略及參數(shù)下，以控制該通用型檢測器中以取出適當(dāng)數(shù)量的該檢測單元以構(gòu)成適合的檢測架構(gòu)以進(jìn)行該前置信號的檢測。
全文摘要
本發(fā)明揭示一種前置信號檢測平臺。該前置信號檢測平臺主要包含一均峰功率比解調(diào)器、一通用型檢測器、一哈達(dá)碼轉(zhuǎn)換器、一功率累加器及一前置碼判別器。該均峰功率比解調(diào)器用于移除該前置信號的均峰功率比調(diào)變項。該通用型檢測器，連接于該均峰功率比解調(diào)器，用于該前置信號的解擾亂及解展頻等檢測。該哈達(dá)碼轉(zhuǎn)換器，連接于該通用型檢測器，用于將該前置信號的碼字符的功率檢測值對應(yīng)到該前置信號的復(fù)數(shù)個辨認(rèn)碼的功率檢測值。該功率累加器，連接于該哈達(dá)碼轉(zhuǎn)換器，用于將該前置信號的辨認(rèn)碼的功率檢測值轉(zhuǎn)成該前置信號的辨認(rèn)碼的接收總功率以及該前置碼判別器，連接于該功率累加器，用于將該前置信號的辨認(rèn)碼的接收總功率和臨界功率值比較大小。
文檔編號H04W88/08GK1492703SQ0214607
公開日2004年4月28日 申請日期2002年10月25日 優(yōu)先權(quán)日2002年10月25日
發(fā)明者李奇芳, 沈文和, 朱元三 申請人:智邦科技股份有限公司