專(zhuān)利名稱：無(wú)線電接收機(jī)和處理接收信號(hào)的方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及無(wú)線電通信系統(tǒng)。更具體地說(shuō)，本發(fā)明涉及但不限于一種無(wú)線電接收機(jī)和處理在無(wú)線電通信系統(tǒng)中的在時(shí)間和空間上是分散的信號(hào)的方法。
背景技術(shù)：
近年來(lái)，無(wú)線通信系統(tǒng)已用于在多個(gè)位置之間傳送各種信息。利用數(shù)字通信，將信息轉(zhuǎn)換為數(shù)字或稱為比特的二進(jìn)制形式以便通信。發(fā)射機(jī)將此比特流變換為調(diào)制的符號(hào)流，在數(shù)字接收機(jī)上檢測(cè)此符號(hào)流并將此符號(hào)流變換回為比特和信息。
在數(shù)字無(wú)線通信中，無(wú)線電環(huán)境帶來(lái)了妨礙成功通信的許多困難。一個(gè)困難是由于信號(hào)可能在多條路徑中傳播，所以信號(hào)電平可能衰落。結(jié)果使信號(hào)圖象異步到達(dá)接收機(jī)天線。這種類(lèi)型的衰落通常稱為瑞利衰落或快衰落。在信號(hào)衰落時(shí)，信噪比變低，使通信鏈路質(zhì)量降低。
在多條信號(hào)路徑長(zhǎng)度大不相同時(shí)出現(xiàn)第二個(gè)問(wèn)題。在這種情況中，出現(xiàn)時(shí)間擴(kuò)散，其中多個(gè)衰落信號(hào)圖象在不同的時(shí)間到達(dá)接收機(jī)天線，引起信號(hào)回波。這引起符號(hào)間干擾(ISI)，一個(gè)符號(hào)的回波干擾后續(xù)的符號(hào)。
在接收機(jī)上利用諸如天線分集的分集能減緩瑞利衰落，在多個(gè)天線上接收此信號(hào)。由于天線具有稍微不同的位置和/或天線方向圖，所以天線上衰落電平不同。在接收機(jī)中，利用諸如最大比例組合、等增益組合和選擇組合的技術(shù)在信號(hào)檢測(cè)之前或之后組合這多個(gè)天線信號(hào)。這些技術(shù)對(duì)于本領(lǐng)域技術(shù)人員來(lái)說(shuō)是眾所周知的并且能在諸如W.C.Y.Lee，Mobile Communications Engineering，New YorkMcGraw-Hi11，1982的標(biāo)準(zhǔn)課本中找到。
利用均衡器能緩解時(shí)間擴(kuò)散，利用線性均衡器、判定反饋均衡器和最大似然序列估算(MLSE)均衡器來(lái)提供通用形式的均衡。線性均衡器試圖通過(guò)對(duì)接收的信號(hào)進(jìn)行濾波來(lái)施加信道影響。判定反饋均衡器利用先前的符號(hào)檢測(cè)來(lái)從這些先前符號(hào)的回波中消除符號(hào)間干擾。最后，MLSE均衡器假定各種發(fā)送的符號(hào)序列，并且利用擴(kuò)散信道的模型，確定哪個(gè)假設(shè)最符合接收的數(shù)據(jù)。這些均衡技術(shù)對(duì)于本領(lǐng)域技術(shù)人員來(lái)說(shuō)是眾所周知的，并且能在諸如J.G.Proakis，DigitalCommunications，2nd ed.New YorkMcGraw-Hill，1989的標(biāo)準(zhǔn)課本中找到。
在這三個(gè)通用均衡技術(shù)之中，MLSE均衡從性能觀點(diǎn)出發(fā)認(rèn)為是可選的。在MLSE均衡器中，考慮所有可能發(fā)送的符號(hào)序列。對(duì)于每一個(gè)假設(shè)的序列，利用多路徑信道預(yù)測(cè)接收的信號(hào)樣值。將預(yù)測(cè)的接收信號(hào)樣值與實(shí)際接收的信號(hào)樣值之間的差異稱為預(yù)測(cè)誤差，此差異給出了特定假設(shè)如何好的指示。將預(yù)測(cè)誤差的平方大小用作評(píng)估特定假設(shè)的度量值。累加不同假設(shè)的此度量值以便用于確定哪個(gè)假設(shè)更好，利用維特比(Viterbi)算法有效地實(shí)現(xiàn)此處理，這是動(dòng)態(tài)編程的形式。
理想地，分集組合處理與均衡處理應(yīng)以某一最佳方式進(jìn)行組合。近來(lái)研究已表明對(duì)于MLSE均衡，應(yīng)在均衡器內(nèi)進(jìn)行分集組合。此研究能在1991年10月IEEE Trans.Commun.第39卷由W.H.Sheen與G.L.Stüber所著的“MLSE均衡和多路經(jīng)衰落信道的譯碼”“MLSEequalization and decoding for multipath-fading channels”的第1455-1464頁(yè)；1992年10月19-21日Ind.Symp.on Personal，Indoorand Mobile Radio Commun.，Bostor，Mass.由Q.Liu與Y.Wan所著的具有雙分集組合選擇的自適應(yīng)最大似然性序列估算接收機(jī)“An adaptivemaximum Likelihood sequence estimation receiver with dual diversity combining/selection”第245-249頁(yè)以及1993年5月18-20日的43rd IEEE Vehicular Technology conferehce，Seacaucus N.J.由Q.Liu與Y.Wan所著的對(duì)于TDMA數(shù)字蜂窩無(wú)線電的統(tǒng)一MLSE檢測(cè)技術(shù)“Aunified MLSE detection technique for TDMA digital cellularradio”第265-268頁(yè)上找到。在上面提到的研究中，通過(guò)形成度量值時(shí)將來(lái)自不同分集信道的大小平方的預(yù)測(cè)誤差加在一起來(lái)執(zhí)行分集組合。
還建議在移動(dòng)通信系統(tǒng)的基站上使用天線陣列作為增加容量與性能的技術(shù)。用于處理由每個(gè)天線收集的與特定信號(hào)有關(guān)的信息的最通用的方案是基于波束形成之前的到達(dá)方向(DOA)估算，即在檢測(cè)之前組合陣列的矢量信號(hào)為標(biāo)量信號(hào)(空間濾波)。然而，此方案未完全利用信道的空間結(jié)構(gòu)。更好的方式是使用在空間域中自適應(yīng)的并且也考慮所發(fā)送信號(hào)具有有限字母(例如，0與1)的質(zhì)量的算法。這樣的算法示例是最近建議的具有投影的迭代最小平方(ILSP)算法和具有投影的去耦加權(quán)最小平方(DWILSP)算法。去耦算法在性能上類(lèi)似于ILSP，但計(jì)算上更便宜。
ILSP與DWILSP在其原始形成中均限于在頻率平坦(即，非時(shí)間擴(kuò)散)信道上使用。然而，在許多移動(dòng)通信系統(tǒng)中，信道不能以頻率平坦為模型。為了處理時(shí)間擴(kuò)散信道，也已提出對(duì)迭代最小平方方案的擴(kuò)展，不幸地是這些算法在有關(guān)計(jì)算方面和所涉及的檢測(cè)程序方面相當(dāng)復(fù)雜。
與這些常規(guī)算法有關(guān)的另一缺點(diǎn)是其要求精確的同步、雖然DWILSP算法能用于處理從異步的同頻道用戶中接收的信號(hào)，但仍假定與感興趣信號(hào)同步，即假定感興趣信號(hào)根據(jù)符號(hào)定時(shí)正確進(jìn)行抽樣。實(shí)際上，由于很難實(shí)現(xiàn)完美的符號(hào)定時(shí)，所以此假定不可能保持為真。例如，在某些類(lèi)型的系統(tǒng)中，例如在使用短發(fā)送脈沖串的時(shí)分多址(TDMA)系統(tǒng)中，保證正確的抽樣定時(shí)極其困難。因此，如在申請(qǐng)人所執(zhí)行的和下述的模擬中將說(shuō)明的，在定時(shí)誤差引入抽樣信號(hào)中時(shí)常規(guī)DWILSP算法遭受顯著的降級(jí)(例如，增加的誤碼率)。
已建議使用附加抽樣的幾種技術(shù)，即采用每個(gè)符號(hào)間隔期間多于1個(gè)的時(shí)間離散樣值來(lái)處理與異步信號(hào)相關(guān)的問(wèn)題。然而，DWILSP算法設(shè)計(jì)為僅使用每個(gè)符號(hào)間隔一個(gè)樣值，并因此不適于這些類(lèi)型的解決方案。
因此，希望提供用于利用DWILSP算法估算以符號(hào)率抽樣的不同步信號(hào)的符號(hào)的技術(shù)。而且，也希望使用DWILSP算法來(lái)獲得改善的分集組合。

發(fā)明內(nèi)容
根據(jù)本發(fā)明的示例性實(shí)施例，利用提供非同步抽樣信號(hào)改善的性能的自同步技術(shù)克服了與常規(guī)DWILSP算法及處理接收無(wú)線電信號(hào)的類(lèi)似技術(shù)相關(guān)的這些與其他缺點(diǎn)和問(wèn)題。例如，申請(qǐng)人已認(rèn)識(shí)到非同步抽樣的信號(hào)產(chǎn)生附加的符號(hào)間干擾(ISI)，應(yīng)補(bǔ)償此干擾ISI以改善檢測(cè)性能。此附加的ISI與上述的不同在于它根據(jù)定時(shí)誤差與調(diào)制類(lèi)型是可參數(shù)化的(并因此易于確定)。
因此，本發(fā)明的示例性實(shí)施例教導(dǎo)提供補(bǔ)償方案，例如修改常規(guī)的DWILSP技術(shù)來(lái)補(bǔ)償由于非同步抽樣引起的ISI。給出MSK調(diào)制的特定示例，盡管本發(fā)明能應(yīng)用于任何類(lèi)型的調(diào)制，具有對(duì)于本領(lǐng)域技術(shù)人員來(lái)說(shuō)將是顯而易見(jiàn)的應(yīng)用性。
一方面，本發(fā)明針對(duì)一種RAKE接收機(jī)，這種接收機(jī)包括一種輸入節(jié)點(diǎn)，用于接收信號(hào)抽樣；多個(gè)延遲設(shè)備，用于生成這些信號(hào)抽樣的延遲形式；多個(gè)估算分支，每上估算分支接收這些信號(hào)抽樣的延遲模型之一，并且每個(gè)估算分支用于從中估算一個(gè)抽樣值；和一個(gè)瞬時(shí)組合單元，用于從該多個(gè)估算分支中接收這些估算的抽樣值，其中該瞬時(shí)組合單元使用具有投影的去耦加權(quán)迭代最小平方(DWILSP)算法來(lái)組合這些估算的抽樣值。
另一方面，本發(fā)明針對(duì)一種處理在無(wú)線電通信系統(tǒng)中的在時(shí)間和空間上是分散的接收信號(hào)的方法。此方法包含步驟將源信號(hào)看做瞬時(shí)白高斯；根據(jù)頻率平坦數(shù)據(jù)模型，重新形成信號(hào)的時(shí)間擴(kuò)散；通過(guò)使用具有投影的去耦加權(quán)迭代最小平方(DWILSP)算法來(lái)分別估算不同到達(dá)時(shí)間，從而對(duì)在該信號(hào)中接收的符號(hào)進(jìn)行空間組合；以及瞬時(shí)地組合這些不同到達(dá)時(shí)間估算。
除了提供自同步處理技術(shù)，本發(fā)明的示范性實(shí)施例還提供了勝過(guò)通常技術(shù)的分集組合，例如瑞克(RAKE)分集組合。通過(guò)利用DWILSP技術(shù)提供使用RAKE算法的自適應(yīng)模型建立的空間瞬間信號(hào)估算的瞬間組合，本發(fā)明的示例實(shí)施例能顯著地改善先前的分集組合技術(shù)。


通過(guò)閱讀結(jié)合附圖的描述將理解申請(qǐng)人的發(fā)明的特性與優(yōu)點(diǎn)，其中圖1是其中可應(yīng)用本發(fā)明的示例蜂窩無(wú)線電話系統(tǒng)的方框圖；圖2表示示例天線陣列及相關(guān)的處理結(jié)構(gòu)；圖3是表示根據(jù)本發(fā)明的示例自同步技術(shù)的流程圖；圖4是表示根據(jù)常規(guī)DWILSP技術(shù)的BPSK調(diào)制信號(hào)與根據(jù)本發(fā)明的自同步技術(shù)有關(guān)誤碼率的模擬結(jié)果的圖表；圖5是表示根據(jù)本發(fā)明的自同步技術(shù)處理的BPSK調(diào)制信號(hào)有關(guān)均方根延遲的模擬結(jié)果的圖表；圖6是表示根據(jù)常規(guī)DWILSP技術(shù)和根據(jù)本發(fā)明的自同步技術(shù)處理的MSK調(diào)制信號(hào)的模擬結(jié)果的圖表；圖7是表示根據(jù)常規(guī)DWILSP技術(shù)和根據(jù)本發(fā)明的自同步技術(shù)處理的GMSK調(diào)制信號(hào)的模擬結(jié)果的圖表；圖8是常規(guī)RAKE組合器的方框圖；圖9是利用DWILSP技術(shù)提供信號(hào)估算的另一個(gè)公知RAKE組合器的方框圖；圖10是根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)示例實(shí)施例的RAKE組合器的方框圖；圖11是根據(jù)本發(fā)明另一個(gè)示例實(shí)施例的RAKE組合器的方框圖；圖12是表示與根據(jù)本發(fā)明的示例分集組合技術(shù)有關(guān)的步驟的流程圖；圖13是表示用于描述與本發(fā)明有關(guān)的示例分集組合技術(shù)性能的第一模擬結(jié)果的圖表；和圖14是表示用于描述與本發(fā)明有關(guān)的示例分集組合技術(shù)性能的第二模擬結(jié)果的圖表。
具體實(shí)施例方式
下面的描述根據(jù)蜂窩無(wú)線電通信系統(tǒng)進(jìn)行描述，但將理解申請(qǐng)人的發(fā)明不限于那個(gè)環(huán)境，為了理解其中能實(shí)施根據(jù)本發(fā)明的結(jié)構(gòu)與技術(shù)的各種示例接收機(jī)與系統(tǒng)，下面概述示例的蜂窩無(wú)線電通信系統(tǒng)。
圖1是包括示例基站110與移動(dòng)站120的示例蜂窩無(wú)線電通信系統(tǒng)的方框圖?；景ㄟB到移動(dòng)交換中心(MSC)140的控制與處理單元130，MSC140又連到PSTN(未示出)。這樣的無(wú)線電通信系統(tǒng)的一般方面是本領(lǐng)域公知的，如上述的U.S專(zhuān)利申請(qǐng)以及授與Wejke等人的題為“Neighbor-Assisted Hand off in a Cellular CommunicationSystem”的U.S專(zhuān)利號(hào)5175867和1992年10月27日提交的題為“Multi-Mode Signal Processing”的U.S專(zhuān)利申請(qǐng)?zhí)?7/967027所描述的，這兩個(gè)U.S專(zhuān)利引入在此申請(qǐng)中作為參考。
基站110通過(guò)由控制與處理單元130控制的業(yè)務(wù)信道收發(fā)信機(jī)150處理多個(gè)業(yè)務(wù)信道。每個(gè)基站也包括可能能處理多于1個(gè)的控制信道的控制信道收發(fā)信機(jī)160，由控制與處理單元130控制此控制信號(hào)收發(fā)信機(jī)160?？刂菩诺朗瞻l(fā)信機(jī)160在基站或網(wǎng)孔的控制信道上廣播控制信息給鎖定到那個(gè)控制信道的移動(dòng)站。將理解收發(fā)信機(jī)150與160能實(shí)施為單個(gè)設(shè)備，類(lèi)似移動(dòng)站中業(yè)務(wù)與控制收發(fā)信機(jī)170，以便與共享同一無(wú)線電載頻控制信道和業(yè)務(wù)信道一起使用。業(yè)務(wù)信道能以專(zhuān)用的面向連接的方式用于發(fā)送信息，例如，用于話音連接，其中連續(xù)一段時(shí)間使用每個(gè)信道來(lái)支持單個(gè)信息流的發(fā)送，或以面向分組的方式來(lái)發(fā)送信息，其中每個(gè)信道能用于發(fā)送與不同信息流有關(guān)的信息給單獨(dú)的單元。
收發(fā)信機(jī)150與160可以具有專(zhuān)用天線170與180，使用雙工濾波器發(fā)送和接收信號(hào)以便在其中進(jìn)行處理?？蛇x擇地，基站110可以具有如圖2所示的天線陣列，此天線陣列將具有某一數(shù)量m的天線振子200，其中m＞＝2。每個(gè)信號(hào)在每個(gè)天線振子200上產(chǎn)生響應(yīng)，此響應(yīng)在接收處理方框210中進(jìn)行處理(例如，濾波、下變頻等)。所處理的信號(hào)響應(yīng)用于生成如方框220所示的每個(gè)抽樣瞬間i的信道估算hik與信號(hào)估算Sk(t)。下面根據(jù)本發(fā)明的示例實(shí)施例描述產(chǎn)生與組合這些估算的方式。
為了完全理解本發(fā)明，考慮其出處首先是有益的，尤其是上面提到的DWILSP技術(shù)。此常規(guī)技術(shù)的類(lèi)似描述可在1996年6月瑞典在Proc.時(shí)RUK96，LuLea出版的由P.Pelin等人所著的題為“DecoupledSeparation of Digitally Modulated Signals Arriving at an AntennaArray”文章中找到，此文章專(zhuān)門(mén)引入在此作為參考。
在具有多徑傳播的環(huán)境中，m振子陣列的輸出能表示為x(t)=Σk=1dΣt=1qka(θk1)γk1pksk(t-τk1)+v(t)---(1)]]>其中d是沖擊陣列的信號(hào)數(shù)量，Sk是來(lái)自第K用戶(具有屬于有限字母的符號(hào))的信號(hào)，而γk1與τk1是每個(gè)qk子路徑的衰減與時(shí)延。
這里，設(shè)置窄帶假設(shè)(即，與多路徑有關(guān)的傳播延遲比信號(hào)的反向帶寬小得多)，因此Sk(t-τk1)≈exp(-jwτk1)Sk(t)，等式(1)因而能改寫(xiě)為x(t)=Σk=1dakpksk(t)+v(t)---(2)]]>
其中ak=Σt=1qkγk1exp(-jωτk1)a(θk1),]]>稱為空間符號(hào)標(biāo)記，此ak是由信號(hào)K引起的多路徑陣列響應(yīng)之和。假定d信號(hào)是符號(hào)同步的，此假定(如上所述)在許多實(shí)際情況下增加與接收信號(hào)有關(guān)的誤碼率，天線輸出通過(guò)與發(fā)送脈沖匹配的濾波器，并以符號(hào)率R＝1/T進(jìn)行抽樣以便生成相應(yīng)的離散時(shí)間模型x(n)＝As(n)+v(n) (3)其中Am/d是大小為信號(hào)幅度的總的陣列響應(yīng)矢量的集合，即A＝[p1a1…Pdad]，S(n)＝[b1(n)…bd(n)]T，bi(n)＝±1而V(n)是空間與時(shí)間上的白噪聲。通過(guò)取n個(gè)抽點(diǎn)(snapshot)獲得塊組成，得到X(N)＝AS(N)+V(N) (4)其中Xm|N(N)＝[x(1)…x(N)]，Sd|N(N)＝[s(I)…s(N)]，和Vm/N(N)＝[V(1)…V(N)]。數(shù)據(jù)的空間結(jié)構(gòu)利用A來(lái)表示，而矩陣S代表時(shí)間結(jié)構(gòu)。上述對(duì)于SPSK(二進(jìn)制相移鍵控)信號(hào)是有效的，但擴(kuò)展至任意線性調(diào)制方案是直接的。
通過(guò)定義一個(gè)信號(hào)(一次)為感興趣信號(hào)(SOI)，式(4)能以下列方式進(jìn)行改寫(xiě)X(N)=a1s1Σi=2daisi]]>=a1s1+J(N)---(5)]]>其中取第一信號(hào)為SOI而不損失通用性。項(xiàng)J(N)因此對(duì)應(yīng)干擾信號(hào)加噪聲。由于希望利用最少或沒(méi)有空間知識(shí)來(lái)估算信號(hào)，所以能根據(jù)式(5)中的公式迭代地估算a和S。
給出空間符號(hào)標(biāo)記a的初始估算值，迭代地使下面加權(quán)的最小平方準(zhǔn)則函數(shù)最小(X-as)a,smin·W(X-as)=a,smin||W12(X-as)||2---(6)]]>這里，W應(yīng)理想地選擇為RJ-1，這能解釋為數(shù)據(jù)矢量X(n)的預(yù)白化。然而，能利用矩陣求逆引理來(lái)表示，即使用陣列輸出的協(xié)方差的抽樣估算值的逆漸近地產(chǎn)生等效的信號(hào)估算值。式(6)因而能重新形成如下||Z-bs||2b,smin---(7)]]>其中Z=R^X-1/2X]]>而b=R^X-1/2a.]]>對(duì)于固定的b，相對(duì)于S的式(7)的答案是s^=(b^*b^)-1b^*Z=1||b^||2b^*Z---(8)]]>利用有限字母特性，此答案投影到信號(hào)空間中其最接近的離散值。在BPSK信號(hào)的情況中，此投影等效于取每個(gè)分量的符號(hào)為S。(修改的)空間符號(hào)標(biāo)記b然后通過(guò)使式(7)相對(duì)于b最小化來(lái)更新，答案是b^=Zs^*(s^s^*)-1=Zs^*N---(9)]]>注意式(9)是時(shí)間匹配到當(dāng)前信號(hào)估算值的濾波器，而式(8)代表空間匹配濾波器。重復(fù)此處理，直至S收斂，此后此算法對(duì)下一個(gè)信號(hào)繼續(xù)。
如上所述，常規(guī)DWILSP算法不考慮符號(hào)抽樣是不完全的。因此，本發(fā)明修改上述技術(shù)為處理由于非比特同步抽樣或由于用于處理原始信號(hào)以便通過(guò)空中接口發(fā)送的調(diào)制技術(shù)而引起的符號(hào)間干擾，根據(jù)本發(fā)明的這些修改技術(shù)本文稱為“自同步”技術(shù)。
對(duì)于大多數(shù)調(diào)制格式，以非同步方式抽樣信號(hào)意味著引入符號(hào)間干擾(ISI)，這種形式的ISI與由于時(shí)間擴(kuò)散傳播信道引起的ISI完全不同。原因是非同步抽樣引起的ISI具有基礎(chǔ)結(jié)構(gòu)，即，此ISI能利用定時(shí)誤差進(jìn)行參數(shù)化。
這種結(jié)構(gòu)類(lèi)型的ISI的參數(shù)化在調(diào)制格式之間是不同的。因此，修改為根據(jù)本發(fā)明的示例實(shí)施例的DWILSP技術(shù)也將取決于調(diào)制格式。
由于非同步抽樣引起的ISI的影響在利用源信號(hào)描述修改的數(shù)據(jù)模型中反映如下x(n)=Σi=1dhisISI,i(n)+v(n)---(10)]]>這里ISI的標(biāo)量信號(hào)SISI，i(n)進(jìn)行參數(shù)化，并且此ISI的特性取決于調(diào)制格式。在一些情況中，完全設(shè)有ISI，例如具有矩形脈沖形狀的MPSK調(diào)制，直接以符號(hào)率進(jìn)行抽樣而沒(méi)有先前的匹配濾波器。然而，在大多數(shù)情況中，非同步抽樣導(dǎo)致ISI，例如如同在非同步抽樣利用最小移頻鍵控(MSK)調(diào)制的信號(hào)時(shí)。
最常通過(guò)以符號(hào)率直接抽樣來(lái)接收MSK信號(hào)而無(wú)任何匹配濾波器，如同在歐洲GSM系統(tǒng)和根據(jù)GSM標(biāo)準(zhǔn)操作的系統(tǒng)中。一般地，非同步抽樣的接收信號(hào)能表示為sISI(t)=s(t)·sin(π2Tsτ)-j·s(t-1)·cos(π2Tsτ)---(11)]]>其中TS是抽樣間隔，而τ∈
是抽樣中(相對(duì)TS)的定時(shí)誤差。從此等式中能看出對(duì)于MSK信號(hào)，信號(hào)SISI(t)的特征為·恒定包絡(luò)，即，它具有與τ值無(wú)關(guān)的同一功率值；
·正交分開(kāi)ISI分量，其中s(t)·Sin(π2Tsτ)]]>是同相分量，和-S(t-1)·(π2Tsτ)]]>是正交分量。
這些質(zhì)量使之有可能將平坦衰落信道或空間一時(shí)間分集路徑的m元陣列天線的輸出x(t)寫(xiě)為x(t)=h·[α1-j·α2]·s(t)s(t-1)+J---(12)]]>其中α1=sin(π2Tsτ)---(13)]]>α2=cos(π2Tsτ)---(14)]]>X(t)∈Cm×1和h∈Cm×1描述用于平坦衰落信道(即，無(wú)時(shí)間擴(kuò)散)或空間-時(shí)間分集路徑的傳播信道。最后，J表示任何建模誤差。為了提供更好的性能，能采用預(yù)白化處理，通過(guò)計(jì)算下列新的數(shù)量來(lái)實(shí)現(xiàn)預(yù)白化。首先，利用下式定義估算的陣列協(xié)方差矩陣(“H”表示Hermitean轉(zhuǎn)置算符)R^xx=Σt=1Nx(t)xH(t)---(15)]]>并且隨后預(yù)白化的陣列輸出數(shù)據(jù)和信道響應(yīng)矢量分別為z(t)=R^xx-1/2·x(t)---(16)]]>
和g=R^xx-1/2·h---(17)]]>現(xiàn)在如下概述用于檢測(cè)估算單個(gè)分集路徑中的ISI的根據(jù)本發(fā)明的自同步技術(shù)。圖3的流程圖提供根據(jù)本發(fā)明的下述步驟的可視指南。
在方框300上，假定初始定時(shí)誤差，例如τ＝0.5，并利用公知的訓(xùn)練/基準(zhǔn)序列r(t)(包含作為從移動(dòng)站發(fā)送的原始有限字母信號(hào)S(t)的一部分)產(chǎn)生相應(yīng)信號(hào)rISI(t)。本領(lǐng)域技術(shù)人員將意識(shí)到不同的系統(tǒng)在其發(fā)送脈沖串中提供不同的公知基準(zhǔn)序列。例如，GSM系統(tǒng)提供具有26比特的訓(xùn)練序列。
繼續(xù)一般情況，對(duì)于t＝t1至t＝t2，生成表示為rISI(t)的結(jié)構(gòu)rISI(t)＝r(t)-j·r(t-1)(18)此結(jié)構(gòu)的長(zhǎng)度將取決于所考慮的特定訓(xùn)練序列的實(shí)際長(zhǎng)度。利用此結(jié)構(gòu)與公知的參數(shù)估算最小平方(LS)方法一起來(lái)利用下面的數(shù)據(jù)模型(t1＝t1…t2)查找方框310上信道響應(yīng)矢量的初始估算值 z(t)＝g·rISI(t) (19)找到初始估算值后，此處理繼續(xù)利用抽樣ISI信號(hào) 的估算值迭代地開(kāi)始，采用使用接收的預(yù)白化數(shù)據(jù)Z(t)和估算的信道響應(yīng)矢量 的LS方法，如方框320所示。接下來(lái)，估算的接收數(shù)量模型能改寫(xiě)為Re(s^ISI(t))-Im(s^ISI(t-1))=α1α2·s(t)---(20)]]>其中S(t)是由移動(dòng)站最初發(fā)送的有限字母信號(hào)。在式(20)中，能利用常規(guī)的DWILSP技術(shù)解答變量α1、α2和 能從α1、α2中估算相對(duì)抽樣瞬間τ。
下一步驟是根據(jù)s_ISI=α^1·s^(t)-j·α^2·s^(t-1)]]>計(jì)算更新的抽樣ISI信號(hào)的估算值。
然后，利用有關(guān)數(shù)據(jù)模型的LS方法計(jì)算更新的信道響應(yīng)矢量 方框330z(t)＝g·sISI(t) (21)如果 如方框340所確定的已收斂，則能終止此處理，否則在步驟320上開(kāi)始另一迭代。
例如BPSK的其他線性調(diào)制格式得到類(lèi)似于上述用于MSK的模型。然而，注意ISI參數(shù)矢量可能是或可能不是這些其他模型的定時(shí)誤差τi的線性函數(shù)。
為了測(cè)試根據(jù)本發(fā)明處理技術(shù)的性能，實(shí)行將本發(fā)明與使用BPSK或高斯MSK調(diào)制的信號(hào)的常規(guī)DWIL SP算法進(jìn)行比較的模擬。此測(cè)試模擬從標(biāo)稱[-15°，20°]的DOAS接收兩個(gè)信號(hào)的5振子天線陣列。在對(duì)應(yīng)于正常GSM脈沖串，即對(duì)應(yīng)于包括中央部分的26比特訓(xùn)練序列和每個(gè)末端上的3個(gè)公知尾比特的148比特的脈沖串中發(fā)送信號(hào)。將此信道制作模型為平坦衰落信道，并且散射簇寬度σ為3°。為了模擬瑞利衰落，獨(dú)立的信道矢量用于每個(gè)發(fā)送的脈沖串，每個(gè)天線振子上的平均Eb/No設(shè)置為5dB。
在BPSK情況中，原始DWILSP算法的性能與根據(jù)本發(fā)明的自同步技術(shù)進(jìn)行比較。在模擬中，測(cè)試自同步技術(shù)兩次，一次利用LS方案，而第二次利用Viterbi均衡來(lái)進(jìn)行性能比較，改變由于非同步抽樣引起的定時(shí)誤差，得到圖4所示的結(jié)果。在此圖中，相對(duì)定時(shí)誤差繪制誤碼率。在這些模擬中，使用以下規(guī)則。虛線代表常規(guī)DWILSP技術(shù)的結(jié)果，自同步技術(shù)(LS方案)的結(jié)果表示為點(diǎn)線，而自同步技術(shù)(Viterbi方案)的結(jié)果利用實(shí)線來(lái)表示。
在圖4中，能看出與常規(guī)DWILSP技術(shù)相比，由于其同步比特抽樣的假定而使本發(fā)明的實(shí)施提供改善的性能。利用BER中的峰值能看出LS實(shí)施中所涉及的τ＝0.5附近的定時(shí)誤差的數(shù)字問(wèn)題。對(duì)于τ≠0和τ≠1，利用Viterbi算法也導(dǎo)致性能降低，但這是有關(guān)的信號(hào)功率損耗的結(jié)果，而不是Vtrebi算法自身的問(wèn)題。在一些信號(hào)處理應(yīng)用中，例如雷達(dá)和定位，定時(shí)誤差τ比BER更重要。圖5表示本發(fā)明的LS與Viterbi實(shí)施的延遲估算值的均方根(RMS)誤差。
但利用發(fā)送信號(hào)的MSK與GMSK調(diào)制重復(fù)上述的模擬分別得到圖6與7所示的結(jié)果。對(duì)于這兩種類(lèi)型的調(diào)制，本發(fā)明兩次超過(guò)DWILSP技術(shù)。對(duì)于GMSK情況，能看出，根據(jù)本發(fā)明的自同步技術(shù)性能僅稍微取決于定時(shí)。通過(guò)在信號(hào)躍遷之間抽樣接收的信號(hào)獲得最佳性能，即τ＝0.5，這是因?yàn)镚MSK波形在這些瞬間更靠近MSK。
從上述能明白，要求正確抽樣感興趣信號(hào)的常規(guī)DWILSP算法或BER性能將惡化。相反地，根據(jù)本發(fā)明的示例性技術(shù)提供定時(shí)誤差范圍上改善的性能，并因此允許非同步抽樣感興趣的信號(hào)。對(duì)于一些調(diào)制格式，引入一些性能降低，而對(duì)于其他的格式，不涉及性能降低。
根據(jù)本發(fā)明的自同步技術(shù)也或明確地或作為其函數(shù)值提供定時(shí)誤差的估算值。例如，式(13)能改寫(xiě)以便提供定時(shí)誤差τ的估算值作為下面函數(shù)值τ^=2·Tsπ·arcsin(α^1)]]>其中TS在這是公知數(shù)量值，并且已利用常規(guī)DWILSP算法估算 結(jié)果，DWILSP算法的自同步模型能用于除通信之外的其他應(yīng)用，例如雷達(dá)和定位。
上述示例實(shí)施例處理由于調(diào)制和/或非同步抽樣引起的ISI。由于具有嚴(yán)格的基本參數(shù)化，所以這種類(lèi)型的ISI是決定性的。下面的示例實(shí)施例涉及上述的特性完全不同的傳播信道所引起的ISI。以與移動(dòng)天線電信道在空間域中擴(kuò)展所發(fā)送能量相同的方式，即以隨機(jī)方式，信道的時(shí)間擴(kuò)散也引起時(shí)間域中的能量擴(kuò)展。
如上所述，消除信道擴(kuò)散的影響是稱為均衡的經(jīng)典問(wèn)題。常規(guī)技術(shù)包括不同的濾除方案，諸如線性均衡器(逼近信道逆的濾波器)和判決反饋均衡器(DFE)，這些能擴(kuò)展至陣列信號(hào)情況。另一個(gè)時(shí)常采用的算法是最大似然序列估算器(MLSE)。后者時(shí)常認(rèn)為是最佳的，這是因?yàn)樗菑淖畲笏迫辉碇袑?dǎo)出的。
如上所述，常規(guī)DWILSP算法用作空間分集組合器，以有效方式收集空間擴(kuò)展的能量。因此，在時(shí)間與空間中擴(kuò)展發(fā)送能量的信道的情況中，希望設(shè)計(jì)在空間與時(shí)間上一起執(zhí)行分集組合的算法。已提出這樣的算法，但不幸地這樣的算法相對(duì)于所涉及的計(jì)算方面和檢測(cè)程序相當(dāng)復(fù)雜。而且，這些常規(guī)方案要求接收信號(hào)的附加抽樣。然而，根據(jù)公知的RAKE方案，利用DWILSP算法作為其基本積木塊能導(dǎo)出根據(jù)本發(fā)明的空間-時(shí)間算法。
如果把源信號(hào)認(rèn)為是時(shí)間上白的信號(hào)，能根據(jù)頻率平坦數(shù)據(jù)模型重新制定時(shí)間擴(kuò)散情況，然后能采用DWILSP算法來(lái)分別估算不同的到達(dá)時(shí)間，此步驟因而執(zhí)行空間組合。隨后，在時(shí)間上組合不同的到達(dá)時(shí)間估算。根據(jù)本發(fā)明的此技術(shù)因此構(gòu)成RAKE組合器，采用測(cè)量的陣列信號(hào)的空間與時(shí)間結(jié)構(gòu)以及調(diào)制的源信號(hào)的有限字母特性。而且，此新穎技術(shù)以低計(jì)算復(fù)雜性提供高性能，同時(shí)使自身簡(jiǎn)單和容易實(shí)施。
這里所采用的方案分別基于所需用戶信號(hào)的不同到達(dá)時(shí)間的估算，而不試圖倒置或均衡代表此信道的濾波器。通過(guò)組合不同到達(dá)時(shí)間的估算值實(shí)現(xiàn)最后的估算值。
為了提供理解根據(jù)本發(fā)明的分集組合的基礎(chǔ)，首先描述傳統(tǒng)的RAKE技術(shù)。RAKE組合器原始建議用于操作在時(shí)間擴(kuò)散信道上的直接序列擴(kuò)頻(DSSS)系統(tǒng)?？紤]用于頻率選擇信道的數(shù)據(jù)模型。
x(n)=Σk=0Lhks(n-kTc)+n(n)---(22)]]>其中S是DSSS信號(hào)，DSSS信號(hào)的主要特性是它們是寬帶信號(hào)。通過(guò)利用其元素稱為片的高速率擴(kuò)展碼擴(kuò)展原始數(shù)據(jù)序列來(lái)實(shí)現(xiàn)寬帶特性，每個(gè)擴(kuò)展碼具有TC秒的時(shí)長(zhǎng)。每個(gè)原始數(shù)據(jù)符號(hào)因而包含幾個(gè)片，并且擴(kuò)展碼設(shè)計(jì)為具有類(lèi)似白噪聲的自相關(guān)功能，以致移動(dòng)隔開(kāi)大于1個(gè)片的符號(hào)近似不相關(guān)。這種類(lèi)型的信號(hào)通常例如在根據(jù)碼分多址(CDMA)技術(shù)操作的無(wú)線電通信系統(tǒng)中使用。
DSSS RAKE組合器利用擴(kuò)展序列的自相關(guān)特性來(lái)估算每個(gè)到達(dá)時(shí)間S(n-KTc)，然后在時(shí)間上組合L+1個(gè)信號(hào)估算值以便得到有限信號(hào)估算值。總的方案因而等效于L+1級(jí)分集組合器(如果信道抽頭hk不相關(guān))。常規(guī)RAKE組合器能如圖8所示，其中每個(gè)方框800提供時(shí)間延遲Tc，并且每個(gè)乘法器810上乘以C(n)的乘法代表解擴(kuò)操作。圖8所示的時(shí)間分支通常稱為“RAKE指針”，但在本文中稱為“空間-時(shí)間信號(hào)估算值”，用于指修改的RAKE組合器分支，其中DWILSP算法用于提供給空間組合。然后在方框820上利用下述的分集組合技術(shù)在時(shí)間上組合每個(gè)RAKE指針的輸出。
現(xiàn)在考慮用于單個(gè)用戶頻率選擇情況的陣列信號(hào)模型x(n)=Σk=0Lhks(n-kTs)+n(n)---(23)]]>RAKE方案也能應(yīng)用于陣列(不擴(kuò)展)信號(hào)情況。不擴(kuò)展符號(hào)，如在式(22)的DSSS數(shù)據(jù)模型中，考慮符號(hào)組。如果用戶信號(hào)在時(shí)間上足夠白，移動(dòng)Ts秒或更多秒的模型變成近似不相關(guān)。符號(hào)組因而當(dāng)作DSSS情況中的擴(kuò)展序列，并且不同的到達(dá)時(shí)間在頻率平坦情況中能看作不同的用戶信號(hào)。隨后，DWILSP類(lèi)型的算法能用于分別估算不同的到達(dá)時(shí)間。
RAKE方案能一般化為多用戶情況。將不同的到達(dá)時(shí)間認(rèn)為是不同的信號(hào)，能根據(jù)對(duì)應(yīng)具有d(L+1)用戶的頻率平坦情況的式(22)改寫(xiě)多用戶模型中的雙和(double sum)x(n)=Σi,khiksik(n)+v(n)---(24)]]>因此，用于陣列信號(hào)情況的RAKE組合器如圖9所示，其中利用方框900提供接收信號(hào)的延遲模型。圖8的解擴(kuò)操作利用方框910中提供空間-時(shí)間信號(hào)估算值給時(shí)間組合方框920的常規(guī)DWILSP算法來(lái)替代。
采用常規(guī)的DWILSP算法來(lái)估算式(23)模型中的到達(dá)時(shí)間K，能看出利用公知的時(shí)間上白用戶信號(hào)，hK的估算值仍一致。然而，濾波器抽頭相關(guān)性以類(lèi)似上述的方法將ISI項(xiàng)引入到信號(hào)估算值中為了克服與先有RAKE組合器嘗試有關(guān)的這個(gè)問(wèn)題，即為了減輕濾波器抽頭相關(guān)性的影響，上面示例實(shí)施例中描述的自同步技術(shù)能用于提供圖10所示的空間-時(shí)間信號(hào)估算值。其中，延遲方框1000、空間-時(shí)間信號(hào)估算器1010和時(shí)間組合邏輯1020如上所述操作。
DSSS的情況中，最大比例組合(MRC)通常作為圖10的方框820中采用的時(shí)間組合技術(shù)來(lái)使用。MRC使輸出信噪比(SNR)最大，假定每個(gè)指針中的獨(dú)立噪聲和不相關(guān)的濾波器抽頭。所組合的信號(hào)估算值給出如下s_(n)=Σk=0Lhk*σk2s^k(n)---(25)]]>其中 是第K指針的輸出，hk-*是相應(yīng)濾波器抽頭的共軛，而σk2是指針噪聲方差。
如上結(jié)合題為“Decoupled Separation of Digitally Modulated SignalsArriving at an Antenna Array”的文章所述的，能利用常規(guī)的DWILSP算法修改常規(guī)的MRC方案。例如，在投影到有限符號(hào)字母上之前，最后迭代之后的第i用戶信號(hào)的第k估算值能表示為s^ik(n)=αikslk(n)+βik(n)---(26)]]>其中αik代表(1)偏置(通?？梢院雎?，而βik(n)是由于刻度的熱噪聲V(n)加同頻率和自干擾Sjl(n)引起的噪聲項(xiàng)，(j≠i)或(l≠k.)此噪聲項(xiàng)能準(zhǔn)確認(rèn)為是時(shí)間上的白高斯噪聲，并且此噪聲在不同的信號(hào)估算值中近似不相關(guān)，即E[βjeβik＝0，對(duì)于(j≠i)或(l≠k.)。
忽略偏置α，利用DWILSP在幅度(PSK|s(n)|＝1)中自動(dòng)標(biāo)準(zhǔn)化Si(n)的每個(gè)信號(hào)估算值。而且，由于分支之間的噪聲項(xiàng)β(n)不相關(guān)，組合估算值的一種方式是在式(25)上使用MRC，如下所示
s_i(n)=Proj(Σk=0L1σik2s^ik(n))---(27)]]>在式(27)中，算符(Proj)表示投影到有限字母上，并且σik2是βik(n)的方差，這能估算為Var(Proj(S^ik)-(S^ik).]]>對(duì)于BPSK調(diào)制，DWILSP將符號(hào)投影到字母+/-1上，并且只應(yīng)考慮噪聲實(shí)部的方差。
然而，在DWILSP在估算信號(hào)的到達(dá)時(shí)間上完全失敗時(shí)，例如在式中的抽頭hK弱或不存在時(shí)，仍在幅度中標(biāo)準(zhǔn)化錯(cuò)的信號(hào)估算值，導(dǎo)致噪聲飽和效果，即β(n)的方差達(dá)到極限值。為了抑制壞的估算值/指針，模擬已表明，比普通MRC更好的加權(quán)是s_i(n)=Proj(Σk=0L1σik4s^ik(n))---(28)]]>注意式(28)中的指數(shù)(即，4)的值不是關(guān)鍵性的。范圍3-6中的任何一個(gè)值導(dǎo)致近似相同的誤碼率(BER)。
雖然DWILSP算法最初打算用于具有天線陣列的應(yīng)用，但申請(qǐng)人已認(rèn)識(shí)到此技術(shù)也是一般的分集組合器。結(jié)果，常規(guī)的DWILSP技術(shù)也能用于分別在圖8-10的方框820、920與1020中所述的時(shí)間組合功能。本發(fā)明的這些示例實(shí)施例表示在圖11中，其中方框1100提供延遲的抽樣值，簡(jiǎn)單地標(biāo)準(zhǔn)為估算器來(lái)反映傳統(tǒng)RAKE指針的一般蘊(yùn)含的方框1110、常規(guī)的DWILSP空間-時(shí)間估算器或根據(jù)本發(fā)明的自同步技術(shù)的使用提供信號(hào)估算值，并且方框1120表示起著時(shí)間組合器作用的DWILSP技術(shù)。以這種方式進(jìn)行使用，堆積用戶信號(hào)i的L+1(軟)估算值 獲得如下的矩陣方程式s^0is^1i...s^Liws+Q---(29)]]>
其中此矩陣的左手邊對(duì)應(yīng)測(cè)量的陣列信號(hào)x，s是真信號(hào)，并且Q是噪聲項(xiàng)。列矢量W能解釋為時(shí)間信道矢量。代表信道的延遲分布。列矢量W也具有與MRC中的組合加權(quán)hk*/σk2或修改方案中的1/σk4的直接對(duì)應(yīng)關(guān)系，因?yàn)槔肈WILSP解答方程式(29)基本上是查找最佳分集組合加權(quán)。注意利用用于時(shí)間組合的DWILSP算法，以及為了提供空間-時(shí)間信號(hào)估算值，兩次使用有限字母特性。
將DWILSP技術(shù)用于RAKE接收機(jī)中時(shí)間組合具有幾種好處。例如，在不是所有分集信道包含感興趣信號(hào)的情況中，DWILSP非常堅(jiān)固。而且，沒(méi)有進(jìn)行有關(guān)噪聲色和衰落相關(guān)量的特定假設(shè)。然而，不管所采用的時(shí)間組合方案如何，希望跟蹤用于數(shù)據(jù)組/脈沖器的組合加權(quán)，因?yàn)檫@提供有關(guān)有效信道長(zhǎng)度的時(shí)間變化的有用信息。并且，此信息對(duì)于TDMA系統(tǒng)中的幀同步是有用的。
為了概述根據(jù)本發(fā)明的新穎組合技術(shù)，利用圖12的流程圖說(shuō)明示例性的一系列步驟。首先，公知的訓(xùn)練序列(例如，D-AMPS中的CDVCC)用于獲得同步，并估算濾波器長(zhǎng)度L。然后，利用訓(xùn)練序列進(jìn)行初始化，上述的自同步技術(shù)能在方框1210上用于獲得時(shí)間路徑K的信號(hào)估算值 接下來(lái)，在方框1220上或通過(guò)(1)估算βik(t)的方差和使用根據(jù)式(28)修改的MRC或使用常規(guī)DWILSP執(zhí)行時(shí)間組合能在時(shí)間上組合信號(hào)估算值。
在5抽頭FIR信道的兩個(gè)不同設(shè)置上在數(shù)字上評(píng)估根據(jù)本發(fā)明的RAKE接收機(jī)的性能。本地散射模型用于制作每個(gè)濾波器抽頭模型。將濾波器抽頭制作為統(tǒng)計(jì)上獨(dú)立的模型，因此DWILSP的標(biāo)準(zhǔn)模型用于提供空間-時(shí)間信號(hào)估算值。
在模擬中，接收天線選擇為10振子均勻線性陣列(ULA)。三個(gè)相同功率的同頻道用戶相對(duì)陣列側(cè)設(shè)置在標(biāo)稱DOAS[30°，0°，-45°]上。在150比特脈沖串中發(fā)送BPSK數(shù)據(jù)。每個(gè)脈沖串包括15比特m序列，周期地?cái)U(kuò)展為19比特，這用作用于接收機(jī)算法初始化的訓(xùn)練序列。
在比較時(shí)，也評(píng)估常規(guī)MLSE技術(shù)的性能。運(yùn)行MLSE兩次一次利用準(zhǔn)確信道和作為基準(zhǔn)標(biāo)記的干擾協(xié)方差矩陣，并且也使用從訓(xùn)練序列中獲得的這些參數(shù)的最大似然估算值來(lái)提供MLSE性能更實(shí)際的評(píng)估。利用Viterbi算法實(shí)施MLSE。
在第一模擬中，每個(gè)抽頭中相對(duì)平均功率相同。假定后到達(dá)的較大角擴(kuò)展(但相同的標(biāo)稱DOA)，不同抽頭的簇寬度標(biāo)準(zhǔn)偏差是[2°，3°，4°，5°，6°]?？偟男盘?hào)功率在這定義為每個(gè)濾波器抽頭中的功率之和。作為元素Eb/No函數(shù)的在0＝0°上用戶的結(jié)果BER表示在圖13。
其中，從頂部右側(cè)開(kāi)始，第一曲線表示利用估算的信道參數(shù)和干擾協(xié)方差運(yùn)行的MLSE的性能，并且明白此方法具有受同頻道干擾限制的性能，此特性未在其他曲線中發(fā)現(xiàn)。第二曲線表示利用標(biāo)準(zhǔn)MRC時(shí)間組合的RAKE組合器的性能。從頂部右側(cè)移到第三曲線，發(fā)現(xiàn)利用修改的MRC，性能已提高約2dB，采用DWILSP組合獲得另一2dB。最后的曲線表示利用準(zhǔn)確參數(shù)運(yùn)行的MLSE的性能?？紤]實(shí)際應(yīng)用中利用估算的參數(shù)運(yùn)行MLSE的事實(shí)，例如第一曲線，將DWILSP用作時(shí)間組合的RAKE組合器產(chǎn)生非常好的性能。
在第二模擬中，圖14，調(diào)整信道設(shè)置來(lái)模擬丘陵地形環(huán)境。平均濾波器抽頭功率設(shè)置為
dB，并且簇寬度標(biāo)準(zhǔn)偏差為[2°，3°，6°，2°]。每個(gè)抽頭相對(duì)標(biāo)稱DOA的方向?qū)?yīng)
的方向，即，后一到達(dá)從與早先方向有些不同的方向撞擊。不同算法的相對(duì)性能類(lèi)似圖13的結(jié)果。但這次，利用較容易的信道設(shè)置，在DWILSP-RAKE與使用估算參數(shù)的MLSE之間的性能差異更大。實(shí)事上，DWILSP-RAKE接近在高信噪比上利用準(zhǔn)確參數(shù)運(yùn)行的MLSE。
當(dāng)然，以除上述形式之外的特定形式實(shí)施本發(fā)明而不脫離本發(fā)明精神是可能的。上述實(shí)施例僅是示意性的并且不應(yīng)認(rèn)為任何方式的限制。本發(fā)明的范疇由下面權(quán)利要求書(shū)而不是由前面的描述來(lái)確定，并且所有落入權(quán)利要求書(shū)范疇內(nèi)的變化與等效物注定包含在其中。
權(quán)利要求
1.一種RAKE接收機(jī)，包括一個(gè)輸入節(jié)點(diǎn)，用于接收信號(hào)抽樣；多個(gè)延遲設(shè)備，用于生成這些信號(hào)抽樣的延遲形式；多個(gè)估算分支，每個(gè)估算分支接收信號(hào)抽樣的一個(gè)延遲形式，并且每個(gè)估算分支用于從中估算一個(gè)抽樣值；和一個(gè)瞬時(shí)組合單元，用于從該多個(gè)估算分支接收該估算的抽樣值，其中該瞬時(shí)組合單元使用具有投影的去耦加權(quán)迭代最小平方(DWILSP)算法來(lái)組合這些估算的抽樣值。
2.根據(jù)權(quán)利要求1的RAKE接收機(jī)，其中該多個(gè)估算分支之中的至少一個(gè)使用DWILSP算法來(lái)估算其相應(yīng)的抽樣值。
3.根據(jù)權(quán)利要求1的RAKE接收機(jī)，其中該多個(gè)估算分支之中的至少一個(gè)使用DWILSP算法的修改模型來(lái)估算其相應(yīng)的抽樣值，這種DWILSP算法的修改模型降低了由于濾波器抽頭而引起的符號(hào)間干擾。
4.一種RAKE接收機(jī)，包括一個(gè)輸入節(jié)點(diǎn)，用于接收信號(hào)抽樣；多個(gè)延遲設(shè)備，用于生成這些信號(hào)抽樣的延遲形式；多個(gè)估算分支，每個(gè)估算分支接收這些信號(hào)抽樣的延遲形式之一，并且每個(gè)估算分支用于從中估算一個(gè)抽樣值；這些估算分支中的至少一個(gè)使用具有投影的去耦加權(quán)迭代最小平方(DWILSP)算法的修改形式來(lái)估算其相應(yīng)的抽樣值，其中這種修改形式用于降低由于濾波器抽頭而引起的符號(hào)間干擾；和一個(gè)瞬時(shí)組合單元，用于接收和組合從該多個(gè)估算分支中估算的抽樣值。
5.根據(jù)權(quán)利要求4的RAKE接收機(jī)，其中該瞬時(shí)組合單元使用DWILSP算法來(lái)組合這些來(lái)估算的抽樣值。
6.根據(jù)權(quán)利要求4的RAKE接收機(jī)，其中該瞬時(shí)組合單元使用最大比率組合技術(shù)來(lái)組合這些估算的抽樣值。
7.一種處理在無(wú)線電通信系統(tǒng)中接收的在時(shí)間和空間上是分散的信號(hào)的方法，所述的方法包含步驟將源信號(hào)看作為瞬時(shí)白高斯；根據(jù)頻率平坦數(shù)據(jù)模型(frequency flat data model)，重新形成信號(hào)的時(shí)間擴(kuò)散；通過(guò)使用具有投影的去耦加權(quán)迭代最小平方(DWILSP)算法來(lái)分別估算不同到達(dá)時(shí)間，從而對(duì)在該信號(hào)中接收的符號(hào)進(jìn)行空間組合；以及在瞬時(shí)組合不同的到達(dá)時(shí)間估算。
8.根據(jù)權(quán)利要求7的方法，其中該瞬時(shí)組合不同的到達(dá)時(shí)間估算的步驟包括采用最大比率組合技術(shù)瞬時(shí)組合不同的到達(dá)時(shí)間估算。
9.根據(jù)權(quán)利要求7的方法，其中該瞬時(shí)組合不同的到達(dá)時(shí)間估算的步驟包括采用DWILSP算法瞬時(shí)組合不同的到達(dá)時(shí)間估算。
10.根據(jù)權(quán)利要求7的方法，其中該瞬時(shí)組合這些不同的到達(dá)時(shí)間估算的步驟包括估算由于標(biāo)準(zhǔn)熱噪聲加上同頻道和自干擾引起的噪聲項(xiàng)的方差；以及利用以DWILSP算法修改的最大比率組合技術(shù)瞬時(shí)地組合不同到達(dá)時(shí)間估算。
全文摘要
描述用于處理接收的無(wú)線電信號(hào)的方法和系統(tǒng)，其中數(shù)字傳輸?shù)挠邢拮帜纲|(zhì)量用于改善性能。接收信號(hào)的異步抽樣引入利用這些方法和系統(tǒng)來(lái)補(bǔ)償?shù)姆?hào)間干擾。討論不同類(lèi)型的信號(hào)調(diào)制及其對(duì)這種類(lèi)型的符號(hào)間干擾的影響。研制可與天線陣列一起使用的堅(jiān)固的分集組合技術(shù)。
文檔編號(hào)H04B7/04GK1516353SQ0216052
公開(kāi)日2004年7月28日 申請(qǐng)日期1998年3月20日 優(yōu)先權(quán)日1997年3月27日
發(fā)明者S·安德森, S 安德森, P·佩爾英 申請(qǐng)人:艾利森電話股份有限公司