專利名稱：利用了多種擴展序列的cdma通信方式的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及在可以分離消除在傳輸過程中混入的噪聲當中，尤其帶來很大妨礙的小區(qū)內及小區(qū)間干擾噪聲的基礎上，提高頻率利用率減少功率頻帶乘積的用頻譜擴展調制的碼分多址(CDMA)通信方式。在此，以對BPSK信號實施頻譜擴展調制的移動通信方式為例，進行小區(qū)內及小區(qū)間干擾避免技術和多值調制技術等的主要技術的說明。
背景技術：
頻譜擴展通信是，由發(fā)送數(shù)據(jù)調制擴展序列的使用擴展調制技術的方式。由此擴展調制上述數(shù)據(jù)具有的比較狹窄頻帶的頻譜，擴展到寬頻帶后，發(fā)送此擴展的信號。在一個基站(BS)提供通信服務的地區(qū)(小區(qū)或扇區(qū))里，存在多數(shù)站的用戶。此方式是具有單位頻率傳送功率小，可以把對別的通信的妨礙抑制到輕微的水準的同時，對傳輸過程中混入的環(huán)境噪聲(如CW噪聲的外部噪聲)和，從期望站外的別的用戶的移動站-干擾站加入的站間干擾噪聲，具有抗噪能力的優(yōu)秀的通信方式。一般干擾噪聲中包含從干擾站經過多徑，加入的延遲波。但是，因為從多數(shù)站的通信共用同一頻帶，由于站間干擾噪聲的妨礙，存在可容納的用戶數(shù)增加困難的問題。即，意味著比由于頻譜擴展調制增大的使用頻帶的增大，不能增加用戶數(shù)，導致頻率利用率的下降，或，增大傳送1比特所需的功率頻帶。
圖14是表示通過無線信道進行直擴形頻譜擴展通信(DS-SS)的移動通信系統(tǒng)的一般結構的框圖，發(fā)送機TX對在序列發(fā)生器1里發(fā)生的擴展序列上對發(fā)送2值數(shù)據(jù)b進行乘積調制后得到基帶發(fā)送輸出是s(t)，并通過用由振蕩器2發(fā)生的頻率為f0的載波對基帶發(fā)送輸出進行調制，把2值數(shù)據(jù)b頻譜擴展后，同過無線信道發(fā)送。并且，作為識別用戶地址的擴展序列，使用與別的用戶不同的準噪聲(PN)序列作為標志，通常把最大長符號(M)序列或Gold序列用為這種PN序列。
接收機RX把頻譜擴展調制信號，通過圖中省略的天線輸入到放大器3，在此把輸入放大到要求電平，生成此放大器3的輸出和本地振蕩器4的本地頻率f^0(=f0)]]>的混頻輸出，通過把此混頻輸出輸入到低通濾波器5，把它的低頻成分生成為基帶接收解調信號r(t)。這種情況下，通常進行相干解調。
此基帶解調信號，由序列發(fā)生器6生成的與上述發(fā)送機TX中使用的序列相同的擴展序列輸入到乘法器7。在積分器8中，對乘法器7的輸出在擴展序列的序列長(一個符號幀)的區(qū)間進行積分得到匹配濾波輸出。在檢波器9中上述幀結束時，通過對此輸出進行與閾值比較的硬判決，檢測2值接收數(shù)據(jù) (相關接調)。把根據(jù)此檢測數(shù)據(jù)形成的控制信號，通過同步檢測器10輸入到上述序列發(fā)生器6的控制端，控制擴展序列的發(fā)生時間使接收信號和相位同步。此外，在圖14中的接收機RX，雖然時常發(fā)生由本地振蕩器4和序列發(fā)生器6引起的乘積功能的交換，全體的解調功能相同，可以采用任何結構。
圖15是模擬接收解調過程中信號頻譜的圖形，圖15(a)的11是作為接收機輸入信號的頻譜擴展調制信號的頻譜，12是混入的環(huán)境噪聲的頻譜。若在接收機用擴展序列對此輸入進行解調(解擴)，如表示在圖(b)的解擴輸出，因為擴展在寬頻帶的上述頻譜擴展調制信號11成為窄帶信號13，且環(huán)境噪聲12成為分散在寬頻帶中的信號14，所以是抑制環(huán)境噪聲影響的通信方式。
圖16表示傳統(tǒng)直擴形頻譜擴展通信方式(DS-SS)中基帶發(fā)送符號幀波形(以下略去符號)。在圖中n，T，Tc，bn，g(i)，s(i)，s(t)各自為表示發(fā)送符號幀的時序的幀編號，數(shù)據(jù)發(fā)送符號幀的同步，碼片同步，第n個二進值發(fā)送信息，擴展(脈沖)序列，發(fā)送幀的離散表示，發(fā)送幀的連續(xù)時間表示。在此用序列長L＝7(碼片)的g(i)舉例表示。對應數(shù)據(jù)1，0二進值數(shù)據(jù)bn取1，-1。發(fā)送幀s(t)是把s(i)＝bng(i)的各個脈沖作為方波的基帶發(fā)送波形。離散序列g(i)和它的時間連續(xù)波形g(t)由下式給定。g(i)=Σi=0L-1ciδ(t-iTc)=(c0,c1,c2...cL-1)ci∈±1----(1)]]>g(t)=Σi=0L-1ciq(t-iTc)0≤t≤T]]> 在此ci(i＝0，1，2，...L-1)是擴展序列的第i個碼片振幅，δ是脈沖函數(shù)，q(t)是方波函數(shù)。實際的無線頻帶發(fā)送波sa(t)是，根據(jù)通常用頻帶被限制在fc=TC-1]]>以下的基帶發(fā)送波形s(t)[g(t)或-g(t)]調制載波生成。在此若把方波用為q(t)，則產生符號間干擾，為了避免符號間干擾，對式(3)，采用相鄰采樣點的自相關函數(shù)為0的波形(叫作f形采樣函數(shù)，它的頻譜具有余弦滾降特性)。這種情況接收機準備與發(fā)送機相同的碼片波形q(t)，若用q(t)和本地頻率的乘積波形對接收符號幀進行相關解調，接收信號中的期望波成分就成為式(1)的脈沖列，不受先行或后續(xù)碼片的妨礙。通過把對此脈沖列用解擴序列g(i)解擴后的輸出進行積分，判定此積分輸出可以檢測發(fā)送信息bn。用f形采樣函數(shù)時，若把滾降率設為α(通常取值為0.1～1)，上述擴展信號的無線頻帶Bs和發(fā)送數(shù)據(jù)的無線頻帶BD成為 但是，雖然在實際系統(tǒng)中L1且使用L倍的頻帶，可是最大同時通話數(shù)(上述用戶站數(shù))K成為KL，且同時傳送容量/Hz約為時分多址無線方式(TDMA)的(K/L)倍。所以，從此觀點和時分多址方式比較的話，傳統(tǒng)的CDMA方式具有頻率利用率必定不高的缺點。
把用戶站數(shù)對序列長之比(K/L)不能設得這么大的原因是，不能讓分配給期望站的序列g0(t)和分配給別的移動站的不同種類的序列gk(i)(k≠0)之間存在的互相關值充分小。并且把因多徑的延遲波也考慮在內時從各用戶站加入的多數(shù)延遲波序列群和序列g0(i)之間的互相關值增大。即，因為加入多數(shù)具有高互相關的干擾波，所以符號誤碼率顯著劣化，結果不能增大用戶站數(shù)K，不能提高頻率利用率。
為了抑制上述干擾噪聲的妨礙，迄今雖然研究了許多方法，但是沒有得到充分的抑制噪聲的效果。這里說明與本發(fā)明有密切關系的4種先行技術。
(A)并列組合序列的選擇傳送方式[文獻S.Sasaki，H.Kikuchi，J，Zhu，and G.Ma rubayashi，“Error Rate Analysis of Coherentand Differential Multiphase Parallel Combinatorial SpreadSpectrum System，”IEICE Trans.Fundamentals，Vol.E80-A，No.7，pp.1196-1203，1997-07.](B)孤立導頻支援形分析解調方式[文獻Mitsuhiro Tomita，Noriyoshi Kuroyanagi，Naoki Suehiro，Shinya Matsufuji，“APilotFrame Assisted CDMA Systemusing Gold Sequences”，Proceedingsof WPMC’99，9.4，pp.346-353，Amsterdam，1999-09](C)瑞克接收方式[書籍Ramjee Prasad“CDMA for Wirelesspersonal communications”，Artech House 1996，Sections 11.5and 11.6(p.348，pp.365-366)](D)空間時間符合化方式[文獻Ben Lu and Xiaodong Wang，“Iterative Receivers for Multiuser Space-Time CodingSystems”，IEEE JSAC，VOL.18.No.11，November2000]在方式(A)，發(fā)送機準備M種擴展序列，選擇其中γ個，在此乘2值信息，相加后發(fā)送。此情況下因為把I比特待發(fā)送2值信息對應到由M和γ確定的組合，因此那個每符號幀的信息量成為下式(5)I＝γ+log2(MCγ)(5)即，本方式作為多值調制方式，被認為可以改善頻率利用率。
一個發(fā)送符號幀到達接收機時，根據(jù)多徑一般成為由1個主波和J個延遲波構成的(J+1)個波。若設用戶數(shù)為K，因為接收機把從期望站的(γ-1)個波(序列)接收為自干擾成分，并把從干擾站的γ(K-1)(J+1)個波接收為站間干擾成分，這些妨礙一般顯著增大。并且這種方式需要多種(MK種)擴展序列，其中任意序列之間的互干擾函數(shù)的均值隨族的大小MK的增大而增大。即，干擾功率與M，K，J按正比增大。因此，根據(jù)方式(A)為了得到期望的誤碼特性，不能過分增大M，K結果，不能提高頻率利用率。
在方式(B)中，各用戶的發(fā)送機，為了不受從其他用戶的干擾波的影響，發(fā)送孤立導頻幀。接收機接收這些孤立導頻幀后，常備從所有用戶的高精度導頻響應。各用戶發(fā)送機，用分配給那個用戶的序列，利用用戶共用載波生成發(fā)送數(shù)據(jù)幀，并發(fā)送。
即，方式(B)是，通過各個用戶發(fā)送孤立導頻信號，使BS能正確把握各用戶到基站的信道特性的方式。即BS能夠得到從第k(＝0，1，2，...K-1)個用戶的傳輸信道的導頻響應(信道響應){psk}(s表示相關函數(shù)成分順序的號，s＝0，1，2，...L-1)。若設第k個用戶的發(fā)送信息為bk，則接收幀r(t)的相關響應{Φs}可由{Φs}＝bk{psk}+Δbk{psk}(6)給定。上式右側第二項為包含在r(t)的對應于白噪聲的誤差成分。通過解(6)，可以得到發(fā)送信息的檢測輸出b^k=bk+Δbk.]]>此方式可以幾乎完全消除干擾波的影響。雖因{psk}也包含由白噪聲的妨礙成分，不能完全分離干擾波，但是在干擾波的妨礙大于白噪聲妨礙的CDMA方式，具有可以消除大部分干擾波成分的優(yōu)點。
但是，方式(B)因為利用相關響應{psk}成為大小L×L的矩陣，結果，對參數(shù)k(＝0，1，2，...K-1)必須具有K≤L的關系。即，可容納的用戶數(shù)由擴展序列的長度受到限制，具有不能充分提高頻率利用率的限制。
方式(C)是，在多徑環(huán)境下，接收幀中包含期望站發(fā)送幀發(fā)出的多個延遲波，不僅把主波，把這些延遲波用多個指針(與延遲波同步工作的解調電路)解調，把那些輸出相加進行解調檢測的方法。此方式被報道為，因為在上述指針輸出中包含由從干擾站加入的主波和延遲波的站間干擾成分，由于它的妨礙若增加用戶數(shù)，誤碼率也明顯增加。
方式(D)是，使用向多數(shù)個的發(fā)送及接收天線的CDMA通信方式。在此系統(tǒng)中，各用戶的發(fā)送機，對發(fā)送數(shù)據(jù)序列進行多數(shù)個交疊符號化處理，生成多個幀序列，把這些輸入到多個天線發(fā)送?；窘邮諜C，從多數(shù)(Nd)個天線輸入接收的信號群通過多用戶解調器求出每個用戶的解調輸出，生成它的第n個幀的第一檢測值bn。此第一檢測值bn的時序列具有高的誤碼率。以此時序列的多數(shù)(Nd)組為基礎，通過在交疊解碼器進行解碼生成第二檢測值。把此檢測值返回到上述多用戶解調器和交疊解碼器，進行上述解調和解碼處理求出第三檢測值。通過重復多次此處理確定最終檢測值的方式。
方式(D)雖然需要極其復雜的處理和較長時延，但是相對于此具有不能提高頻率利用率的缺點。并且，后述的本發(fā)明的實效序列增大技術是，以低的誤碼率求出上述第一檢測值bn的方式，可以通過簡易的處理得到較高的特性，是本質上不同的技術。
本發(fā)明是為了通過提供利用了擴展序列組的新的多值系統(tǒng)的構成技術來解決上述問題，對作為CDMA方式的方式評價尺度的頻率利用率和功率頻帶幅積，克服上述諸方式所示的限制而進行的。

發(fā)明內容
為了解決上述課題，本發(fā)明的權利要求1的特征在于在直擴形CDMA通信方式中，第k個用戶uk(k＝0，1，...K-1)的發(fā)送機具備基于為了每符號幀傳送I比特傳送信息而準備M種序列長度為L的基礎擴展序列組(g0，g1，...gm...gM-1)，從對其各個分別乘了包含M-γ個0的M個原信息組{β}＝(β0，β1，...βM-1)的被調制序列組生成不包含0值的γ個信息組{βs}＝(β0，β1，...βγ-1)，然后生成γ個被選擴展序列組{βSgS}=(β0Sg0S,β1Sg1S,...βγ-1Sgγ-1S)]]>的方式；生成相加合成上述被選擴展序列組的被調合成序列sD，生成重復整數(shù)(N)次該序列的序列長度為NL的重復核心擴展序列群sDN，生成在其各個前后外側作為保護序列排列了該重復核心擴展序列的后部和前部的被包裝序列eD作為基帶發(fā)送數(shù)據(jù)幀，根據(jù)該數(shù)據(jù)幀eD調制關于k相互正交的正交頻率fk的載波進行發(fā)送的方式；以導頻信息p乘以導頻用基礎擴展序列gp而生成的序列pgp為基礎，生成同樣的被包裝序列ep作為基帶傳送導頻幀，與所有同樣的數(shù)據(jù)幀及其他用戶用的導頻幀相互無干擾的方式，來發(fā)送該導頻幀的功能，接收機通過具備利用期望用戶u0的發(fā)送機使用的正交頻率為f0的本地頻率 解調接收信號到基帶信號，設定包含于該解調輸出的與來自期望用戶的信號成分主波同步的位置上的長度為NL碼片的同步接收周期，通過抽出該基帶信號的此周期上的成分，生成重復同步接收數(shù)據(jù)幀rDN*和由相同的方式重復同步接收導頻幀rpN*，對這些實施取均值的操作，生成縮小到長度為L碼片的同步接收數(shù)據(jù)幀rD*和同步接收導頻幀rp*的方式；利用該同步接收導頻幀解調輸出的信道響應{μ}分析該同步接收數(shù)據(jù)幀rD*，生成期望站發(fā)送的該原信息組的估算值{β′}＝(β0′，β1′，...βM-1′)的功能；判定該估算值，求出期望站發(fā)送的信息的檢測值{β^S}={β^0S,β^10S...β^γ-1S}]]>的方式，來檢測每符號幀的上述I比特發(fā)送信息。權利要求2的特征在于在直擴形CDMA通信方式中，第k個用戶uk(k＝0，1，...K-1)的發(fā)送機具備基于為了每符號幀傳送I比特傳送信息而準備M種序列長度為L的基礎擴展序列組(g0，g1，...gm...gM-1)，從對其各個分別乘了包含M-γ個0的M個原信息組{β}＝(β0，β1，...βM-1)的被調制序列組生成不包含0值的γ個信息組{βs}＝(β0，β1，...βγ-1)，然后生成γ個被選擴展序列組{βSgS}=(β0Sg0S,β1Sg1S,...βγ-1Sgγ-1S)]]>的方式；生成相加合成上述被選擴展序列組的被調合成序列sD，生成重復整數(shù)(N)次該序列的序列長度為NL的重復核心擴展序列群sDN，生成在其各個前后外側作為保護序列排列了該重復核心擴展序列的后部和前部的被包裝序列eD作為基帶發(fā)送數(shù)據(jù)幀，根據(jù)該數(shù)據(jù)幀eD調制關于k相互正交的正交頻率fk的載波進行發(fā)送的方式；以導頻信息p乘以導頻用基礎擴展序列gp而生成的序列pgp為基礎，生成同樣的被包裝序列ep作為基帶傳送導頻幀，與所有同樣的數(shù)據(jù)幀及其他用戶用的導頻幀相互無干擾的方式，來發(fā)送該導頻幀的功能，接收機通過具備利用期望用戶u0的發(fā)送機使用的正交頻率為f0的本地頻率 解調接收信號到基帶信號，設定包含于該解調輸出的與來自期望用戶的信號成分主波同步的位置上的長度為NL碼片的同步接收周期，通過抽出該基帶信號的此周期上的成分，生成重復同步接收數(shù)據(jù)幀rDN*和由相同的方式生成的重復同步接收導頻幀rpN*，對這些實施取均值的操作，生成縮小到長度為L碼片的同步接收數(shù)據(jù)幀rD*和同步接收導頻幀rp*的方式；利用該同步接收導頻幀解調輸出的信道響應{μ}和上述M種基礎擴展序列組生成M個長度為L碼片的偽導頻幀rpm*(m＝0，1，2，...M-1)，生成L×M的導頻矩陣ρ的方式；從由該導頻矩陣ρ和上述同步接收數(shù)據(jù)幀γD*的碼片成分構成的接收數(shù)據(jù)矩陣d′＝(d0，d1，...dL-1)T和未知數(shù)矩陣β′＝(β0′，β1′β2′，...βm-1′)T生成M元一次聯(lián)立方程式，通過對其求解，生成該原信息組的估算值{β′}＝(β0′，β1′，...βM-1′)，通過判定這些值生成期望站發(fā)送的信息的檢測值{β^S}=(β^0S,β^1S,...β^γ-1S)]]>的方式，由此檢測該期望用戶u0發(fā)送的每符號幀I比特的發(fā)送信息。
權利要求3的特征在于在直擴形CDMA通信方式中，第k個用戶uk(k＝0，1，...K-1)的發(fā)送機具備基于為了每符號幀傳送I比特傳送信息而準備M′種序列長度為L的基礎擴展序列組(g0k，g1k，...gmk...gM′-1)，從對其各個分別乘了包含M′-γ個0的M′個原信息組{βk}=(β0k,β1k,...βM′-1k)]]>的被調制序列組中生成不含0值的γ個信息組{βkS}=(β0kS,β1kS,...βγ-1kS),]]>然后生成γ個被選擴展序列組{βkSgkS}=(β0kSg0kS,β1kSg1kS,...βγ-1kSgγ-1kS)]]>的方式；生成相加合成上述被選擴展序列組的被調合成序列sDk，生成重復整數(shù)(N)次該序列的序列長度為NL的重復核心擴展序列群sDNK，生成在其各個前后外側作為保護序列排列了該重復核心擴展序列的后部和前部的被包裝序列eDk作為基帶發(fā)送數(shù)據(jù)幀，根據(jù)該數(shù)據(jù)幀eDk調制頻率為fD的數(shù)據(jù)用共通載波進行發(fā)送的方式；以導頻信息p乘以導頻用基礎擴展序列gp而生成的序列pgp為基礎，生成同樣的被包裝序列epk作為基帶傳送導頻幀，由上述發(fā)送導頻幀epk，調制正交頻率為fk′的載波進行發(fā)送的方式；所有fD和fk′，設定為以相當于長度為NL碼片的同步接收周期的逆數(shù)的頻率fG的整數(shù)倍相互不同的方式，接收機具備用發(fā)送機使用的正交頻率fk′和fD的本地頻率 將接收信號解調為基帶信號，設定長度為NL碼片的同步接收周期使其滿足準同步條件，通過抽出該基帶信號的此周期上的成分，生成重復同步接收導頻幀 和重復同步接收數(shù)據(jù)幀γDN*，對這些進行取均值操作，通過縮小到長度為L碼片來生成同步接收導頻幀 和同步接收數(shù)據(jù)幀γD*的方式；由該同步接收導頻幀的解調輸出的信道響應{μk}和上述M′種uk用擴展序列生成M′個長度為L碼片的偽導頻幀rpmk*(m=0,1,2,...M′-1),]]>由M＝KM′個偽導頻幀，生成大小為L×M的導頻矩陣ρ′的方式；從該導頻矩陣ρ′和上述同步接收數(shù)據(jù)幀γD*的碼片成分構成的接收數(shù)據(jù)矩陣d′＝(d0′，d1′，...dL-1′)T和由M成分構成的未知數(shù)矩陣βk′=(β00′β10′...βM′-10′,β01′β11′...βM′-11′......β0K-1′,β1K-1′...βM′-1K-1′)T]]>生成M元一次聯(lián)立方程式，通過對其求解，生成第k個用戶uk發(fā)送的該原信息組的估算值{βk′}=(β0k′,β1k′,...βM′-1k′),]]>通過判定這些值來生成上述發(fā)送信息的檢測值{β^kS}=(β^0kS,β^1kS,...β^γ-1kS)]]>的方式，由此檢測各用戶發(fā)送的每符號幀I比特的發(fā)送信息。
權利要求4的特征在于在權利要求1～2中，第k個用戶uk的發(fā)送機具備由以上述導頻用基礎擴展序列gp為基礎生成的被包裝序列即發(fā)送導頻幀ep，使用正交頻率為fk′的載波進行發(fā)送的方式，上述導頻及數(shù)據(jù)幀發(fā)送用正交頻率為fk′，fk(k＝0，1，2，...K-1)的載波，設定為以接收機中設定的重復同步接收周期TG的逆數(shù)頻率fG的整數(shù)倍關于k互異，通過設定上述保護序列的序列長，以使該同步接收周期中不包含所有用戶的接收群波rpfk，rDfk的邊界具備頻分式導頻幀發(fā)送方式，接收機具備用接收信號用期望站u0的發(fā)送機使用的正交頻率f0′的本地頻率 解調該同步接收導頻幀的方式，由此可以生成不受由期望站接收的上述數(shù)據(jù)幀的妨礙和從干擾站接收的所有干擾波的妨礙的期望站用孤立導頻響應。
權利要求5的特征在于在權利要求1～2中，用戶uk的發(fā)送機具備通過在上述基帶發(fā)送數(shù)據(jù)幀序列設置空時隙，在該數(shù)據(jù)幀序列中以時分方式插入導頻幀來生成合成幀，用頻率為fk的上述正交載波把此發(fā)送的方式和接收機具備以時分方式抽取上述接收同步幀中抽取出的幀序列中對應于導頻幀的部分，對此進行解調的方式，由此可以生成不受上述干擾波妨礙的孤立導頻響應。
權利要求6的特征在于在權利要求1～3中，用戶uk(k＝0，1，2，...K-1)的發(fā)送機具備把由上述基帶發(fā)送導頻幀epk調制正交頻率fp的導頻用共同載波生成的uk用發(fā)送導頻幀，利用可與第k′(≠k)個其他用戶發(fā)送的同樣的uk′用接收導頻幀時分地接收接收機對應的uk用接收導頻幀的發(fā)送時刻發(fā)送的方式，接收機具備從由正交頻率fp的載波解調的導頻幀序列，時分地解調uk用基帶導頻幀，用此解調輸出生成上述信道響應的方式。
權利要求7的特征在于在權利要求2中，接收機由生成該偽導頻幀rpm*與M個互異數(shù)據(jù)分析序列yn(n＝0，1，2，...M-1)的0移位相關值pnm′，生成以這些為元素的大小為M×M的導頻響應矩陣P′的方式，和求上述同步接收數(shù)據(jù)幀rD*與該數(shù)據(jù)分析序列yn的0移位相關值Φn′的方法生成數(shù)據(jù)響應矩陣Φ′＝(Φ0′，Φ1′，Φ2′，...ΦM-1′)T的方式，和從該導頻響應矩陣P′和該數(shù)據(jù)響應矩陣′和未知數(shù)矩陣β′＝(β0′，β1′，β2′，...βM-1′)T生成M元一次聯(lián)立方程式，通過解此聯(lián)立方程式，生成該原信息組的估算值{β′}＝(β0′β1′，...βM-1′)，通過判定這些值生成上述發(fā)送信息的檢測值{β^S}=(β^0S,β^1S,...β^γ-1S),]]>檢測每符號幀I比特的發(fā)送信息。
權利要求8的特征在于在權利要求3中，接收機由對應于用戶uk(k＝0，1，2，...K-1)生成每M′個的偽導頻幀 和數(shù)據(jù)分析序列ynk(n＝0，1，2，...M′-1)的方式，和生成以該偽導頻幀 與數(shù)據(jù)分析序列ynk之間的0移位相關值pnmk′為成分的大小為(M×M)的導頻響應矩陣P′的方式，和求上述同步接收數(shù)據(jù)幀rD*與該數(shù)據(jù)分析序列ynk之間的0移位相關值Φnk′的方法，求出數(shù)據(jù)響應矩陣Φ′=(Φ00′,Φ10′,...ΦM′-10′,Φ01,Φ11,...ΦM′-11,......Φ0K-1,Φ1K-1,...ΦM′-1K-1)T,]]>從該導頻響應矩陣P′，該數(shù)據(jù)響應矩陣Φ′和未知數(shù)矩陣β′=(β00′,β10′,...βM′-10′,β01′,β11′,...βM′-11′,......β0K-1,β1K-1,...βM′-1K-1)T]]>生成M元一次聯(lián)立方程式，通過解此方程式，對各用戶生成每M′個的發(fā)送信息估算值{βk′}=(β0k′,β1k′,...βM′-1k′),]]>通過判定這些值，求出各用戶的發(fā)送信息檢測值{β^kS}=(β^0kS,β^1kS,...β^γ-1kS),]]>檢測各用戶發(fā)送的每符號幀I比特的發(fā)送信息。
權利要求9的特征在于在權利要求2、7中，用戶uk的發(fā)送機具有準備有L碼片的M種基礎擴展序列組，把這些發(fā)送的方式，接收機具備用偽導頻幀rpm*(＝0，1，2，...M-1)及同步接收數(shù)據(jù)幀rD*的各碼片成分的實部和虛部，生成2L碼片的2倍長偽導頻幀rpmE*和2倍長同步接收數(shù)據(jù)幀rDE*，由根據(jù)該2倍長偽導頻幀rpmE*生成的大小為2L×M的2倍長接收導頻矩陣ρ′、上述2倍長同步接收數(shù)據(jù)幀rDE*的碼片成分構成的接收數(shù)據(jù)矩陣d′、未知數(shù)矩陣β′生成M元一次聯(lián)立方程式，通過解此方程式，生成該原信息組的估算值{β′}，通過判定這些值生成期望站發(fā)送的信息檢測值 的方式，檢測各用戶發(fā)送的每符號幀I比特的發(fā)送信息。
權利要求10的特征在于在權利要求3、8中，用戶uk的發(fā)送機具有準備有L碼片的M種基礎擴展序列組，把這些發(fā)送的方式，接收機具備用偽導頻幀rpmk*(m=0,1,2,...M-1,k=0,1,2,...K-1)]]>及同步接收數(shù)據(jù)幀rD*的各碼片成分的實部和虛部，生成2L碼片的2倍長偽導頻幀 和2倍長同步接收數(shù)據(jù)幀rDE*，由根據(jù)該2倍長偽導頻幀 生成的大小為2L×M的2倍長接收導頻矩陣ρ′、上述2倍長同步接收數(shù)據(jù)幀rDE*的碼片成分構成的接收數(shù)據(jù)矩陣d′、未知數(shù)矩陣βk′生成M元一次聯(lián)立方程式，通過解此方程式，生成該原信息組的估算值{βk′}，通過判定這些值生成各用戶的發(fā)送信息的檢測值 的方式，檢測各用戶發(fā)送的每符號幀I比特的發(fā)送信息。
權利要求11的特征在于在權利要求1～3、7、8中，發(fā)送機具備從1至多數(shù)的發(fā)送分集天線ATv＝(v＝0，1，2，...)發(fā)送發(fā)送信號的方式，接收機具有從多數(shù)的接收分集天線ARd(d＝0，1，2，...)接收接收信號rd的功能，把第d個接收信號rd在導頻及數(shù)據(jù)解調部Dpd、DDd，以對應于期望站發(fā)送機使用的載波的本地頻率生成基帶解調輸出，然后生成第d個同步接收導頻和數(shù)據(jù)幀rpd*、rDd*的方式，和從第d個導頻幀rpd*求出第d個信道響應{μ}d，從該信道響應{μ}d和期望站的第m個基礎擴展序列求出對應于第d個接收信號的偽導頻幀rpmd*或 的方式，和由把該偽導頻幀群的屬于不同天線號d的碼片成分排列在時間軸上進行增加幀長的方法，生成擴張偽導頻幀rpmE*或 的方式，和把上述第d個同步接收數(shù)據(jù)幀rDd*以同樣的方法排列到時間軸上，由此生成擴張同步接收數(shù)據(jù)幀rDE*的方式，和由該擴張偽導頻幀rpmE*或 分析該擴張同步接收數(shù)據(jù)幀rDE*，由此生成該原信息組的估算值，通過判定這些值，生成期望站的發(fā)送信息檢測值。
權利要求12的特征在于在權利要求11中，發(fā)送機具備對每個發(fā)送信息βm準備Nv個基礎擴展序列組{gm′}=(gm0,gm1,...gmv,...gm,Nv-1)]]>，由同一信息βm調制第v個基礎擴展序列gmv，以此調制輸出為基礎順序生成數(shù)據(jù)用核心序列，數(shù)據(jù)用被包裝序列，以相同方式生成導頻用被包裝序列epv，把這兩個被包裝序列導入到第v個發(fā)送分集天線ATv發(fā)送的方式，接收機以第d個接收分集天線ARd的接收輸入為基礎，解調第v個發(fā)送分集天線ATv發(fā)送的成分，生成同步接收數(shù)據(jù)幀rDvd*和同步接收導頻幀rpvd*，以后者為基礎生成從第v個發(fā)送天線向第d個接收天線的信道響應{μ}vd，從該信道響應生成偽導頻幀rpmvd*或 由把構成對應于不同發(fā)送接收天線號對vd的該偽導頻幀的碼片成分在時間軸上關于vd排列進行增大幀長的方法，生成擴張偽導頻幀rpmE*或 的方式，和以同樣的方法排列上述同步接收幀rDvd*，由此生成擴張同步接收幀rDE*的方式，和把該擴張同步接收幀rDE*用該擴張偽導頻幀rpmE*或 進行分析。
權利要求13的特征在于在權利要求11、12中，把上述偽導頻幀及同步接收數(shù)據(jù)幀的屬于不同發(fā)送接收天線順序號v，d的成分排列在時間軸上，在生成上述擴張偽導頻幀及擴張同步接收數(shù)據(jù)幀的時候，附加把構成該各幀的實數(shù)振幅碼片成分和虛數(shù)振幅碼片成分排列在各自的時間位置的功能。
權利要求14的特征在于在權利要求2、3、7～12中，接收機具備代替解M元一次聯(lián)立方程式，選比M小且等于或大于γ的任意的數(shù)MR，生成NR個MR元縮小大小一次聯(lián)立方程式，作為各方程式的解生成NR組擴展序列組的估算值{β′}={β0′,β1′,...βMR-1′}]]>或{βk′}=(β0k′,β1k′,...βMR-1k′),]]>求出表示該各組估算值和原信息組{β}或{βk}之間偏差的評價函數(shù)Δβ的方式，從Δβ成為最小的組中求出該原信息組的估算值｛β′}或｛βk′}，判定該估算值，由此生成上述發(fā)送信息的檢測值 或 的方式，由此檢測各用戶發(fā)送的每符號幀I比特發(fā)送信息。
權利要求15的特征在于在權利要求2、7、9、11～13中，接收機具備代替解M元一次聯(lián)立方程式，制作由偽導頻幀rpm(m＝0，1，2，...M-1)中的γ個幀構成的組Us(s＝0，1，...Nγ-1)，把在該組Us的各幀乘以多數(shù)個該假想序列Ch(c0，c1，...cγ-1)成分的幀的和作為偽發(fā)送幀F(xiàn)sh生成，求出各個該偽發(fā)送幀與上述同步接收數(shù)據(jù)幀rD*之間的相關值的方式，具備以該相關值為基礎求出最優(yōu)偽發(fā)送幀，通過用該最優(yōu)偽發(fā)送幀的構成成分Us和Ch判定該原信息組的估算值{β′}來生成上述發(fā)送信息的檢測值 由此檢測各用戶發(fā)送的每符號幀I比特發(fā)送信息。
權利要求16的特征在于在權利要求3、8、10～13中，接收機具備代替解M元一次聯(lián)立方程式，對用戶uk(k＝0，1，2，...K)制作由偽導頻幀rpmk*(m=0,1,2,...M′-1)]]>中Kγ個幀構成的組Usk(s＝0，1，...Nγ-1)，把在該組Usk的各幀乘以多數(shù)個該假想序列Ch(c0，c1，...cKγ-1)成分的幀的和作為偽發(fā)送幀F(xiàn)shk生成，求出各個該偽發(fā)送幀F(xiàn)shk和上述同步接收數(shù)據(jù)幀rD*之間的相關值的方式，具備以該相關值為基礎求出最優(yōu)偽發(fā)送幀，通過用該最優(yōu)偽發(fā)送幀的構成成分Usk和Ch判定該原信息組的估算值來生成上述發(fā)送信息的檢測值，由此檢測用戶uk發(fā)送的每符號幀I比特發(fā)送信息。
權利要求17的特征在于在權利要求2、3中，接收機具備生成上述偽導頻幀rpm*或rpmk*(m=0,1,2,...M-1,k=0,1,2,...K-1),]]>生成多數(shù)個使這些偽導頻幀rpm*，rpm′*(m′≠m)之間的0移位相關值取1、0的分析序列wm的方式，和從上述同步接收數(shù)據(jù)幀rD*與wm之間的0移位相關值生成多數(shù)組上述原信息組的估算值{β′}＝(β0′，β1′，...βM-1′)，通過判定這些組中的最優(yōu)組來生成上述發(fā)送信息的檢測值{β^S}=(β^0S,β^1S,...β^γ-1S)]]>的方式，或者，生成多數(shù)個與這些偽導頻幀 rpm′k′*(m′≠m,k′≠k;m′=m,k′≠k;m′≠m,k′=k)]]>之間的0移位相關值各自取1、0的分析序列wmk的方式和從上述同步接收幀rD*與wmk之間的0移位相關值生成多數(shù)組該原信息組的估算值{βk′}={β0k′,β1k′,...βM-1k′},]]>判斷這些組中的最優(yōu)組，由此生成上述發(fā)送信息的檢測值 的方式，由此檢測每符號幀I比特發(fā)送信息。
權利要求18的特征在于在權利要求1～3、7、8中，發(fā)送機具備由把I比特發(fā)送信息，與把作為擴展序列數(shù)選擇1到γm中的任意的數(shù)γ的第一選擇和作為基礎擴展序列的種類從上述M或M′種基礎擴展序列組中選擇γ個擴展序列的第二選擇合成的情況的數(shù)相關聯(lián)的方法，進行2值-多值轉換，從上述原信息組{β}或{βk}生成γ個被選擴展序列組，用此生成發(fā)送幀的方式，和接收機具備以上述信道響應{μ}為基礎求出偽導頻幀，通過利用這些分析上述同步接收數(shù)據(jù)幀rD*來求出該原信息組的估算值{β′}或{βk′}，用此估算值求出發(fā)送的擴展序列數(shù)的檢測值 同時按每用戶求出 個該被選信息組的檢測值 或 的方式，由此檢測每符號幀上述I比特發(fā)送信息。
權利要求19的特征在于在權利要求7中，接收機，當解上述M元一次聯(lián)立方程式時，假設在h(≥1)個不包含在發(fā)送用基礎擴展序列組中的仿造擴展序列乘以各自仿造信息{βD}=(βMD,βM+1D···βM+h-1D)]]>生成的幀，包含在上述同步接收數(shù)據(jù)幀，生成M個該偽導頻幀rpm*(m＝0，1，2，...M-1)和(M+h)個數(shù)據(jù)分析序列yn(n＝0，1，2，...M+h-1)，在由上述偽導頻幀rpm*和該數(shù)據(jù)分析序列yn之間的0移位相關值生成的由每(M+h)個成分構成的M個列矢量中加上h個附加列矢量A，由此生成擴大導頻響應矩陣P+′的方式，和由在上述同步接收數(shù)據(jù)幀rD*與該數(shù)據(jù)分析序列yn之間的0移位相關值中加上所需修正項的方法，生成修正數(shù)據(jù)響應矩陣Φ+″＝(Φ0″，Φ1″，...ΦM+h-1″)T的方式，和生成由該擴大導頻響應矩陣P+′和修正數(shù)據(jù)響應矩陣Φ+″及擴張未知數(shù)矩陣β+′=(β′,βD)T=(β0′,β1′,...βM-1′,βMD,βM+1D,...βM+h-1D)T]]>構成的(M+h)元一次聯(lián)立方程式，把該附加列矢量A選定為該擴大導頻響應矩陣P+′的行列式或增大正規(guī)特異值，提高其正規(guī)性后，解該(M+h)元一次聯(lián)立方程式，求出該原信息組的估算值{β′}或{βk′}。
權利要求20的特征在于在權利要求2中，當解上述M元一次方程式時，用上述偽導頻幀rpm*和h個附加列矢量A以及h個隨機序列的附加行矢量C生成擴大導頻矩陣ρ+′以提高該矩陣的正規(guī)性的方式，和生成在M個未知數(shù)組{β′}上加上h個附加仿造信息{βD}的擴張未知數(shù)矩陣β+′的方式，和生成在上述同步接收數(shù)據(jù)幀rD*中加上所需修正項的修正同步接收數(shù)據(jù)幀rD+*的方式，和對應于該附加行矢量C求出多個通過解由該擴大導頻矩陣ρ+′、擴張未知數(shù)矩陣β+′和修正同步接收數(shù)據(jù)幀rD+*的碼片成分構成的修正接收數(shù)據(jù)矩陣d+′構成的(M+h)元一次聯(lián)立方程式得到的解{β+*}，把其中最優(yōu)解設為該原信息組的估算值{β′}。
權利要求21的特征在于在權利要求1～3中，向多數(shù)小區(qū)分配相同的M種基礎擴展序列組，對各個小區(qū)分配小區(qū)固有擾碼序列，某一小區(qū)的發(fā)送機具備通過在該擴展序列組的各序列乘以該小區(qū)固有擾碼序列來生成擾碼序列組，用此生成發(fā)送幀的方式，接收機具備以上述擾碼序列組為基礎，生成導頻及數(shù)據(jù)分析序列，利用這些分析序列分析上述同步接收幀的方式。
權利要求22的特征在于在權利要求1中，用戶uk的發(fā)送機具備通過在M′種隨機擴展序列組(g00，g10，...gM′-10)的各項乘以大小為N×N的由阿達瑪矩陣的各行構成的符號語(h0，h1，...hN-1)來生成M＝M′N種基礎擴展序列的方式，把這些作為基礎擴展序列組(g0，g1，g2，...gM-1)利用。
權利要求23的特征在于在權利要求1、2中，發(fā)送機具備通過以序列長為L碼片的M′種擴展序列組(g0，g1...gM′)為基礎，生成該各擴展序列的s＝(0，1，2，...L-1)移位序列，把M＝M′L種的循環(huán)移位序列準備為基礎擴展序列組，把I比特的發(fā)送信息轉換為從該序列組中選擇出的γ個信息組{βs}，由對應于該信息組的被選擴展序列組{βsgs}生成并發(fā)送發(fā)送幀的方式，接收機由權利要求2的方法生成期望站發(fā)送的信息的檢測值{β^S}={β^0S,β^1S,...β^γ-1S},]]>檢測每符號幀I比特的傳送數(shù)據(jù)。


圖1是CDMA移動通信方式的小區(qū)內傳輸路徑的說明圖，(a)是表示上行鏈路傳輸路徑的圖，(b)是表示下行鏈路傳輸路徑的圖。
圖2是本發(fā)明實施例1的說明圖，表示頻分形數(shù)據(jù)·導頻幀傳輸方式的用戶發(fā)送機TX(uk)的電路結構的圖。
圖3是本發(fā)明一實施例的說明圖，表示移動通信系統(tǒng)的收發(fā)機之間的傳輸路模型的圖。
圖4是本發(fā)明實施例1的說明圖，表示頻分形數(shù)據(jù)·導頻幀傳輸方式的基站接收機RX(u0)的電路結構的圖。
圖5是圖2～圖4的輔助說明圖，表示在上行鏈路中用戶發(fā)送的頻分形符號幀的構成法的圖。
圖6是圖2～圖4的輔助說明圖，是發(fā)送幀核心序列部的頻譜圖。
圖7是圖2～圖4的輔助說明圖，是連續(xù)時間波形發(fā)送接收幀的時序列圖。
圖8是圖7的輔助說明圖，是單用戶(u0)的基帶發(fā)送接收符號幀的詳解圖。
圖9是本發(fā)明實施例2的接收機RX(u0)的框圖。
圖10是本發(fā)明實施例3的說明圖，表示數(shù)據(jù)共用信道方式的接收機的電路結構的圖。
圖11是本發(fā)明實施例4的說明圖，(a)是利用分集天線的發(fā)送機TX(uk)的電路結構圖，(b)是接收機RX(u0)的電路結構圖。
圖12是圖2，圖4，圖9，圖10，圖11的輔助說明圖，是用于導頻時分傳輸方式的基帶發(fā)送幀的結構圖。
圖13是圖4，圖9，圖10，圖11的輔助說明圖，(a)是表示相關器Cor1(q)，(b)是表示相關器Cor2(y)，(c)是表示匹配濾波器MF(z)的接收機的部分電路圖。
圖14是表示通過無線通信路進行直擴形的頻譜擴展通信(DS-SS)的移動通信系統(tǒng)的一般結構的框圖。
圖15是模擬表示傳輸過程中信號頻譜的圖。
圖16是表示在傳統(tǒng)直擴形頻譜擴展通信方式(DS-SS)中擴展(脈沖)序列gI和2值信息之間的對應的圖。
實施方式本發(fā)明是克服CDMA通信方式具有的上述問題-對從別的移動站(用戶)加入的干擾波的妨礙脆弱的特性，并提高頻率利用率的方式，主要以技術上困難的上行連接為對象說明實施例。在本發(fā)明中，第k(＝0，1，...K-1)個用戶的發(fā)送機uk發(fā)送孤立導頻幀，基站接收機BS，用此導頻幀或它的相關響應，同樣與上述方式(B)除去包含在數(shù)據(jù)幀里的由干擾波的妨礙成分，具有把自干擾波也利用的特性。此外，發(fā)送機預先把應發(fā)送的2值數(shù)據(jù)信息組變換到多值信息{β}。即，通過把此多值信息{β}乘以多種符號組把2值和多值對應起來。即，TX在M種符號組(序列母集團)上乘以M-γ個含0信息組{β}＝(β0，β1，...βM-1)，選擇M種中γ(≤M)個擴展碼。在此把新的順序號和記上上標S的除0值的γ個2值信息組{βS}={β0S,β1S,...βγ-1S},]]>乘以這些被選擴展碼發(fā)送。接收機，檢測被選符號的種類和極性(±1)。從此檢測輸出恢復上述發(fā)送2值信息組 這是每符號幀可以傳送多比特I的信息的多值信息的一種，并能提高頻率利用率。
圖1是本發(fā)明的輔助說明圖，是CDMA移動通信方式的小區(qū)內傳送經路說明圖。圖1(a)的上行鏈路傳輸，表示從此小區(qū)里進行通信的移動站uk(k＝0，1，2，...K-1)(以下稱為用戶站)到基站BS發(fā)送發(fā)送波sU(uk)的狀態(tài)。現(xiàn)設第0個用戶u0為期望站(以后以此假設為基礎進行說明)，對于BS作為直接波的接收波rD(t)成為期望波。在此點線表示因多徑的延遲波。期望站的發(fā)送波發(fā)生的延遲波成為自干擾波rSI(t)。此外，從期望站以外的用戶站(也稱為干擾站)的發(fā)送波，被接收為站間干擾波rXI(t)。其中不僅包含直接波，還包含如圖示的由多徑的延遲波。因此，接收干擾波rI(t)，成為自干擾波和站間干擾波之和。全接收波r(t)可表示為下式。 在此x(t)是白噪聲(AWGNAdditive White Gaussion Noise)。
圖1(b)表示下行鏈路傳輸路徑。在這里也發(fā)生用波浪線表示的由多徑的延遲波。另外用戶站u0接收的接收波，不僅包含圖示的發(fā)送波sD(u0)和它的延遲波，還包含向其他站uk(k≠0)的發(fā)送波和它的延遲波。此外，存在遮擋直接波的物體的時候，也有把延遲波代替直接波作為主波解調的可能。這種情況下，由多徑的干擾波中的幾個比解調對稱波先到達。在以下的說明中，把技術上更為困難的上行鏈路為對象，為簡便起見假設省略先行波的狀態(tài)(此假設不失一般性)，闡述系統(tǒng)設計法。
圖2～4為本發(fā)明實施例1的說明圖，表示利用象Gold序列的一般擴展序列的同時，利用頻率分割形導頻幀傳輸方式的收發(fā)機的電路結構和傳輸路的模型。圖2是第k個用戶uk的發(fā)送機TX(uk)的電路。準備I比特的2值信息組和，導頻信息p。前者被圖中的串并聯(lián)轉換電路s-p轉換成多值信息組{β}、它的輸出由{β}={β0,β1,...βm,...βM-1}[βm∈0,±1]----(8)]]>給出，M個βm中的γ個βm取值±1，剩余(M-γ)個βm取0值。(一般雖然βm可以取包括0的多值，實數(shù)值，復素數(shù)值等，但是這里為了簡單用上式的3值進行說明)。此外，導頻信息在此總是設定為p＝1。對用戶uk作為序列母集團給出M種互異的基礎擴展序列gm(i)。gm(i)是下示長度為L的離散序列。gm(i)=Σi=0L-1gmiδ(t-mTc)=(gm0,gm1,...gm,L-1)(m=0,1,2,...M-1)----(9)]]>在此，gmi是第i個碼片振幅，這里假設為2值(±1)的情況。一般付多值，實數(shù)值，復素數(shù)。(本發(fā)明也可以用任意的隨機序列)δ是脈沖函數(shù)，Tc為碼片同步。導頻用序列gp(i)也是同樣的長度為L的基礎擴展序列。在調制器MOD0，MOD1，...MODM-1中，在此基礎擴展序列gm(i)上乘以上述3值信息βm，生成由L個2值碼片脈沖列構成的符號幀(以下，通常省略符號進行表示)。若把這些輸出在加法器∑進行合成，可以得到由L碼片構成的多值合成脈沖列sD(i)。在圖示的重復電路REPD中，把此輸出重復N次，生成序列長LG＝NL的重復和新擴展序列sDN(i)。并且在圖示的包裝(enveloping)電路ENVD，通過在sDN(i)的前后部復制sDN(i)的后部l(i)和前部h(i)附加上，生成序列長為LE的被包裝序列(EnvelopedFrame)eD(i)。通過把它的各碼片脈沖列輸入到各個交疊乘法器COVD，得到式(3)的由碼片波形q(t)的交疊乘法輸出。此被包裝幀輸出eD(t)，成為具有幀同步為LE＝LETc的連續(xù)時間波形的下式基帶發(fā)送數(shù)據(jù)幀。eD(t)=Σm=0M-1βm{gm(t)/TE}----(10)]]>在此gm(t)/TE為具有序列長LE的gm(i)的同步序列和q(t)的交疊乘法輸出。
另一方面，在調制器MODp，由導頻信息p，從基礎擴展序列gp(i)[i＝0，1，2，...L-1]生成導頻離散序列sp(i)。并利用重復電路REPp，包裝電路ENVp，交疊乘法器COVp，用同樣方法可得到表示為下式的基帶發(fā)送導頻幀。ep(t)^=p{gp(t)/TE}----(11)]]>在圖示的調制器MODfp和MODfD，(被包裝)數(shù)據(jù)幀eD(t)調制載波fk，(被包裝)導頻幀ep(t)調制載波fk′，若合成這些調制輸出sDa*(t)和spa*(t)，可得到無線頻帶的發(fā)送幀輸出ska(t)。
圖3是表示傳輸路模型的框圖。傳輸路TLk、表示第k個用戶uk和基站接收機BS之間的信道特性(傳輸函數(shù))的參數(shù)。此就成為，與讓發(fā)送信號ska(t)發(fā)生衰減的直接波一起生成由多重傳輸路的多數(shù)延遲波，把這些輸入到BS。在此把由一個發(fā)送幀生成的，這些波的集合稱為群波(flock frame)。TLk的所有輸出在接收點被相加(用∑表示)，被生成由K個波的和合群波和白噪聲x(t)構成的接收幀信號ra(t)。
在圖4表示檢測從期望站u0的發(fā)送信息的接收機的電路RX(u0)。Dp0為u0用導頻信號生成部，解調接收輸入生成基帶信號，進行把此輸入到匹配濾波器后生成導頻響應的處理。接收輸入ra(t)由圖中的調制器MODfp′和低通濾波器LPF及與頻率f0′相同的頻率的本地頻率 被轉換為基帶導頻群波rpf0(t)(在群波通常加f)。[實際上是通過把載波的實部 和虛部分 別輸入到解調器MODfpI，MODfpQ′，把各輸出各自輸入到低通濾波器LPFI，LPFQ，作為它的輸出可得到由rpf0(t)的實部(I)和虛部(Q)成分構成的多數(shù)輸出。這樣的，為IQ輸出分離生成的電路的細節(jié)從簡便起見省略。]期望站u0的發(fā)送波的衰減和失真，由在圖中省略的均衡電路補償。
各用戶站的發(fā)送波，由于發(fā)生包含各自主波(直接波或，具有最大功率的接收波)的由J個多經的延遲波，若把rpf0(t)設為均衡電路輸出，可以考慮為其中包含基帶接收波ep(t)和它的延遲波。DD0是與Dp0相同的數(shù)據(jù)解調部。注意在Dp0，DD0生成的低通濾波器輸出的1幀。這些基帶接收波在p＝1時由 給定。在此兩式的第一項為由用戶u0的發(fā)送導頻及數(shù)據(jù)幀生成的由直接波和延遲波之和構成的群波。uj0， 是第0個用戶的第j個延遲波的信號幅度，一般因發(fā)送接收載波的相位差成為I，Q成分對應的振幅為多數(shù)。x(t)是AWGN。
ra(t)包含其他用戶uk(k≠0)發(fā)送的，載波fk′，fk上的基帶成分和，u0發(fā)送的，載波f0′，f0上的導頻及數(shù)據(jù)幀成分。上式的第3項和第4項是，把站間干擾和自干擾成分用后述的不同正交載波f0，f0′解調的輸出。這些輸出通過上述的以正交載波的解調和，后述的以圖4的平均化電路AO的平均化操作成為0。[用圖4的匹配濾波器MF(z)或圖9的相關器C0r(y)的積分操作代替AO結果也成為0。]因此，以下假定不存在這些成分進行說明。
且式(13)的em(t)是em(i)和q(t)的交疊相乘輸出，em(i)是在重復N次gm(i)的核心序列上，附加幀頭h(i)和幀尾l(i)的序列長為LE的被包裝序列。
雖然rpf0(t)和rDf0(t)都是連續(xù)時間軸上的幀波形，但是以下的解調處理，被轉換到在每碼片時間間隔Tc具有值的離散時間軸上后執(zhí)行。因此，在圖示的碼片波形相關器C0r(q)，這些連續(xù)波形和，碼片波形q(t)之間的相關輸出在每Tc間隔生成。[在這里把采樣函數(shù)波形假設為q(t)。他的寬度成為相關器的積分時間，它的值為了讓相關誤差變小，選得充分比碼片同步Tc長。]這些相關輸出成為由配置在碼片同步間隔的碼片成分構成的離散序列r0pf(i)r0Df(i)。(此相關器的功能，與把f形采樣函數(shù)作為加權系數(shù)的橫向濾波器相同。)在此，與到期望站的接收信號的主波同步的同步接收幀同步TG(＝LGTC)的時間位置，在圖示的幀脈沖eF0指定。[參考圖7(b)]。由圖示的門A和eF0，抽出接收幀rpf0(i)rDf0(i)的主波的核心序列部分，這些幀成為由LG(＝NL)個碼片脈沖構成的(重復)同步接收導頻及數(shù)據(jù)幀 這些重復序列的幀，輸入到圖示的兩個平均化電路AO，AO通過此平均化操作，把這些幀的序列長從NL轉換到L碼片。由此操作，兩個平均化電路AO各自輸出長度為L的同步接收幀 和 這樣生成的導頻幀 輸入到導頻分析序列z(i)的匹配濾波器MF(z)，對期望站u0的互相關函數(shù){μ0}生成為傳輸路的信道響應(相當于圖3的TL0)。此輸出{u0}輸入到準幀發(fā)生電路FFG(Fabricated FrameGenerator)和同步電路SYN。在前者根據(jù)導頻響應{u0}和擴展序列gm(i)，生成第m個偽導頻幀rpm*(i)。[后述關于序列長擴張到2倍的圖示的2倍長幀{rpmE*}。]被生成M個同樣的幀{rpm*}，這些輸入到β分析電路。同步電路SYN用已知的方式，從信道響應{u0}生成表示同步接收幀位置的幀脈沖eF0，把這些輸入到必要的電路。由此定時的協(xié)助，如上述從ra(i)抽出主波的核心序列部分，生成基帶輸出 和 [在應用精度高的導頻響應的本方式中，不必取得載波的相位同步。]長度L的同步接收數(shù)據(jù)幀 與rpm*(i)的組{rpm*}同時輸入到圖示的β分析電路β-AYZ。(后述關于在圖中用點線表示的SQEXp，SQEXD)。
β-AYZ在后述的方法中，從由數(shù)據(jù)幀 和幀組{rpm*}構成的導頻矩陣ρ′，求出期望站的M個發(fā)送信息的估算值{β′}＝(β0′，β1′，β2′，...βM-1′)。并根據(jù){β′}，對{β′}中取離±1最近的值的γ個輸出重新加順序號，生成集合{β^S}=(β^0S,β^1S...β^γ-1S).]]>圖為γ＝2的情況。通過把 輸入到多進值→2值轉換電路p-s，生成對應于從u0發(fā)送的信息組/u0的檢測輸出 在此傳輸方式中，若(βm∈±1，0)，發(fā)送幀eD(i)中的信息量I由下式給定。
I＝γ+log2(MCγ)(14-A)這里，在上述方式(A)中固定了γ，但如果不把γ設為固定值，把發(fā)送機作為第一選擇可選的γ值作為γmax以下的自然數(shù)，從M種的序列中選擇γ個序列作為第二選擇，這種情況下的信息量就成為下式。 (為給γ賦予γmax以下的自由度，需要本發(fā)明的高精度消除干擾技術。)在此，以把γ設成固定值的情況為主進行說明。如果，對βm利用多值或多數(shù)值來代替±1，I比上述值還要增大。
圖5作為圖2的實施例的輔助說明圖，表示在上行鏈路中，用戶發(fā)送的頻率分割形幀的構成法。此發(fā)送幀是導頻幀和數(shù)據(jù)幀的合成。在此，以用戶uk＝(k＝0，1)的發(fā)送機TX(uk)發(fā)送的幀為例，表示它的構成法。
在TX(u0)，準備序列長L(碼片)的導頻用基礎擴展序列gp(i)＝(gp0，gp1，...gpL-1)和數(shù)據(jù)用被選擴展序列g0s(i)，g1s(i)。后者的2序列，如前述對從M個基礎擴展序列gm(i)(m＝0.1.2...M-1)中選擇的γ(≤M，這里γ＝2)個序列附上新的順序號和上標S表示的序列。生成在這些擴展序列上乘以導頻信息p(＝1)和數(shù)據(jù)信息β0s，β1s(取±1)的圖示序列pgp(i)，β0sg0s(i)，β1sg1s(i)。前者稱為基礎導頻幀sp(i)。把后兩者的對應碼片相加的序列長為L碼片的合成序列成為基礎數(shù)據(jù)幀sD(i)。
在TX(u1)也作同樣的圖示序列pgp(i)，β0sg0s(i)，β1sg1s(i)。這時gp(i)和u0用基礎擴展序列相同，但是后兩者g0s(i)，g1s(i)通常與u0用數(shù)據(jù)序列不同。因為，在u0和u1的發(fā)送2值信息組/u0和/u1，與這些數(shù)據(jù)序列相互對應。
在TX(u0)中，以用戶共用的基礎導頻幀sp(t)為基礎，如圖示通過把sp(i)重復排列序列重多數(shù)N(在此設N＝4)次制作核心序列spN(i)＝sp(i)×4，在此前后作為保護序列附加頭序列hp(i)和尾序列l(wèi)p(i)，生成被包裝導頻幀ep(i)。同樣以sD(i)為基礎生成被包裝數(shù)據(jù)幀eD(i)。根據(jù)這些被包裝幀的基帶被包裝幀的脈沖列交疊調制上述碼片波形q(t)，得到基帶被包裝幀波形ep(t)，eD(t)。通過由這些被包裝幀，調制各個載波f0′，f0合成(相同時間軸上的波形相加)這些調制輸出，生成u0的無線頻帶發(fā)送幀sa0(t)。
TX(u1)用同樣方式制作sp1(t)，sD1(t)。通過由這些幀調制不同載波f1′，f1，生成u1的無線頻帶發(fā)送幀sa1(t)。
上述被包裝序列的序列長LE(碼片)和時寬TE由下式給定。 TE＝LETC(16)在此Lh，LG，Ll是頭，核心，尾各序列的序列長，N是與在基礎序列重多數(shù)中使用的載波個數(shù)相同的值，TC是碼片同步。上述例子對應于用戶數(shù)K(＝2)，被設定為N＝2K＝4。
圖6為圖2，5的輔助說明圖，是發(fā)送幀的核心序列部的頻譜圖。這里，例如對構成發(fā)送導頻幀的長度L碼片的基礎導頻幀sp(i)和長度LG(＝4L)碼片的核心序列spN[＝sp(i)×4]，實施DFT(離散付里葉變換)，把它頻譜的主要部分模擬地表示，則成為圖6(a)。此圖的離散頻率fD，fG和符號速率fs由下式給定。 fS=TE-1=(LETC)-1]]>在此，TD，TG為基礎序列同步，重復序列同步。圖6的梳狀譜是，使用L＝7的基礎序列的情況的例子。因此，因gp(i)[＝sp(i)]由7個碼片構成，[在此，對碼片波形q(t)假設滾降α＝1的f形采樣函數(shù)。]它的頻譜以0為中心擴展到±7fD。此外因gpN(i)[＝gp(i)×4]由28個碼片構成，它的頻譜以0為中心到±28fG存在。[雖然±7fD、±28fG上的頻譜成為0但在此用小振幅表示]在此因兩者使用相同碼片同步TC，所以雖然所占頻帶相同，后者的頻譜間隙數(shù)增加到前者的4倍，雖然在全間隙的1/4上存在頻譜，由序列重復效果其他成為空間隙。
核心序列sDN(i)[＝sD(i)×4]的頻譜也占有同樣的梳狀頻隙。讓f00為任意的參考頻率，賦予uk利用的上述載波以如下關系。 此時，若將時間波形與頻譜如spak(t)↔Spk(f)]]>sDak(t)↔SDk(f)]]>相關聯(lián)，則可得到如圖6(b)所示的分配得使各幀頻譜相互不重疊的合成頻譜。[用粗線表示Sp0(f)，為了區(qū)別理解各幀對應的頻譜，用不同振幅表示各頻譜。]這樣，因為通過用具有式(18)關系的正交頻率載波進行分散在頻率軸上的多重化，被包含在同步TG的同步接收幀的許多不同頻率調制的幀成分相互正交，接收機可以分離這些幀成分進行相關解調。
圖7為圖2，4的實施例的輔助說明，是連續(xù)時間波形發(fā)送接收幀的時序列圖。簡單起見，假設為圖5的符號幀中僅發(fā)送道頻幀的情況，表示它的基帶發(fā)送接收幀的時間關系。圖7(a)表示uk(k＝0，1)的發(fā)送導頻信號spk(t)。這是與在圖5中說明的擴張幀ep(t)相同的波形。用省略導頻符號p的snk(t)(k＝0，1，n＝0，1，Λ)表示在圖最上部的對應于時序列幀號n的被包裝幀。sp0(t)和s10(t)的時間差τ01s利用下行鏈路的控制信道被控制得使接收機的兩者的接收時間差τ01R小。
圖5(b)是對應圖5(a)的發(fā)送導頻信號spk(t)接收的群波rpfk(t)，在圖的例子中由主波μ0krpk(t)和從主波延遲TC，2TC秒接收的延遲波μ1krpk(t-TC)，μ2krpk(t-2TC)構成。μjk(j＝0，1，2，...J-1在此設J＝3)是把接收波用期望局的導頻用載波 解調時的主波及延遲波的多數(shù)振幅。[實際上，某一個延遲波，雖然以TC的實數(shù)倍延時接收，但是因為在圖4的相關器C0r(q)中可以把此波轉換成以TC的整數(shù)倍時間位置jTC的采樣值為成分的多數(shù)延遲幀之和，通過分析處理此轉換輸出可以進行正確的解調。因此，僅表示成具有整數(shù)倍延時的波。]觀察圖中最初(n＝0)幀，則相當于從期望站u0接收的被包裝主波幀μ00r00(t)的時間范圍，由同步接收幀脈沖eF0指定。此時刻接收的信號(用點線圍起來的所有信號)表示成 在圖的下方表示的eF0由圖4的接收機的同步電路生成。抽出此導頻幀 如后述分析此。
在圖7(b)中表示的時間差τs是期望站的接收幀(主波)和，自干擾波中以最大延時(或先行)加入的波(圖中為2TC秒的延時幀)之間的時間差。τI是站間干擾中與以最大延時(或先行)加入的波同樣的時間差。τI中還包含上述主波之間的延時τ01R。在此，如下設頭尾時寬。 因τs，τI是由小區(qū)半徑，地形被決定，所以可以設計得讓Th，Tl滿足上式。[并且，因為在此利用以r00(t)為基準的時間差，所以如果存在比自先行波r00(t+TC)或r00(t)先行的從干擾站的波，還發(fā)生負極性τs，τI。幀尾的時寬Tl起著這樣的對負極性時間差的保護序列作用。]圖7(b)是滿足上式的準同步條件的情況。在此，包含在同步接收幀 的μ10r00(t-TC)，μ21r01(t-2TC)等干擾成分都成為在s00(t)，s01(t)的核心序列部分(同步TG)的循環(huán)移位序列上乘以多數(shù)振幅的序列。如果不滿足式(19)，一般成為在 內畫斜線的部分里，包含傳送期望站或干擾站的不同信息[β0s等]的先行(n＝-1)或后續(xù)(n＝1)幀尾(或頭)。結果，因為干擾成分就不成為單純序列的N次重復序列，所以不滿足圖6里說明的頻率軸上的正交關系。即，如果滿足式(19)，且作為結果如果從期望站或干擾站接收的群波的信息調制界限FB不能包含在 則因為rpf0(t)和rpf1(t)的同步接收幀上的成分之間成立由正交載波的正交關系，解調 時，可以忽略先行及后續(xù)波的存在。此意味著沒有其他站的干擾。同理，假設在相同時間段從u0數(shù)據(jù)幀發(fā)送了數(shù)據(jù)幀，考慮以同樣方法求出的同步接收數(shù)據(jù)幀 就算此成分包含在相同的同步接收周期上的幀 因此成分存在于對應于不同頻率f0的頻隙上，且兩者是相同的重復序列，所以成立相互正交關系。因此，同一用戶的同步接收導頻和數(shù)據(jù)幀也可以相互分離后解調分析。根據(jù)此原理，接收機可以求出后述的不受干擾影響的孤立導頻響應。
圖8為圖7的說明圖的輔助說明圖，是單一用戶的1個基帶發(fā)送接收符號幀的詳解圖。因此在此圖中省略用戶號k的上標符號和時序列順序符號n的下標符號進行說明。圖8(a)表示在圖5中說明的被包裝導頻幀ep(i)和，對應它的接收群波rpf(i)。被包裝序列ep(i)的核心序列是，N＝4時pgpN(i)[＝sp(i)×4]，ep(i)中還包含頭hp(i)和尾lp(i)。重復序列rpN*(i)一般由下式給定。 在此， 表示重復N次L碼片的單位(基礎)序列的序列的第s(＝0，1，2，...N-1)個單位序列中第i(＝0，1，2，...L-1)個碼片振幅?！硎景葾WGN的偏差。在此，作為時間變量t＝iTC和，延時變量τ＝jTC，利用i和j。此例子對應于J＝3成為3波。[對rpf(i)和后述的rDf(i)，省略頭和尾的記號表示]且，xp(i)是AWGN。
圖8(b)表示在圖5中說明的被包裝數(shù)據(jù)幀eD(i)和，對應它的群波rDf(i)。圖的g0Ns(i)是重復N次被選第0個基礎擴展序列的序列。與圖8(a)的區(qū)別是，各波的構成序列對應于γ＝2由2個序列之和構成。因此，表示在圖7的rp0*(t)的在同步接收周期上接收的同步接收數(shù)據(jù)幀rDN*(i)的成分，在此例中，是由γJ＝6個序列構成的NL碼片的成分，且若設 為對數(shù)據(jù)幀延時jTC的延遲波的多數(shù)振幅，xD(i)為AWGN，則由下式給定。 在此，ds，i′表示與ps，i′同樣的第s個單位序列的第i個成分。因為幀rDN*(i)和rpN*(i)都以L碼片為單位，由把它重復N次的成分構成，可以通過平均化N個該單位序列的同一碼片要素，轉換成L碼片成分。(噪聲功率成為1/N。)因此，在圖4的Dp0和包含在DD0中的平均化電路AO，可以把NL碼片的rpN*(i)和rDN*(i)通過下式的平均化操作， 轉換成由L碼片要素構成的下式的同步接收導頻及數(shù)據(jù)幀。[此平均化操作，可以包含在后述的式(29)的求解處理或，式(25)的相關處理等之中。并且，表示式(12)和(13)的第3項和第4項的成分，由此平均化操作成為0。]rp*(i)=Σj=0L-1μjgp(i-j)+xp(i)=(ρ0′,ρ1′,...ρL-1′)----(23)]]>rD*(i)=ΣM=0M-1Σj=0Jμ^jβmgm(i-j)+xD(i)=(d0′,d1′,...dL-1′)(24-A)]]>比較式(23)和(24)，考慮μj， 可以相互變換，且對于p＝1，βmS=±1,]]>若以rp*(i)為基礎分析rD*(i)，應該可以求出βms的值。以下說明它的具體手法。
圖4的匹配濾波器MF(z)是序列z(i)的匹配濾波器。此z(i)為序列長L的導頻分析序列，滿足下式的同步互相關函數(shù)Rpz。 在此gp(i)是導頻用基礎擴展序列，￣是多數(shù)共軛記號。此導頻分析序列z(i)和，省略用戶號k的同步接收導頻幀rp*(i)之間的同步互相關函數(shù){μ}是表示信道特性的信道響應，若設AWGN為x(i)＝0，則由下式給定。 在此μj是在圖7(b)，圖8(b)表示的比直接波延遲jTC的接收幀振幅，一般成為多數(shù)。若，J≥L，因延遲nLTC(n＝0，1，2，...)的接收波重疊上式成為 其中[]是高斯記號。由此求出在式(18)，(19)的條件下，不受干擾波影響，由圖2的傳輸路特性TLk決定的根據(jù)孤立導頻的信道響應{μk}。[但受AWGN的影響。并且，圖4的MF(z)的輸出{μ0}對應于圖3的TL0。]在此制造用數(shù)據(jù)用基礎擴展序列gm(i)代替導頻用基礎擴展序列gp(i)發(fā)送導頻幀時得到的偽(同步接收)導頻幀rpm*(i)。這是在圖4的偽幀發(fā)生器FFG中，由后述的修正響應 和gm(i)求出的L碼片成分，表示為下式。rpm*(i)=Σj=0J-1μ^jgm(i-j)+xp(i)=(ρm0′,ρm1′,...ρm,L-1′)---(27)]]>這里ρmi(i＝0，1，2，...L-1)是第i個碼片的振幅，’表示包含基于AWGN的偏差。
現(xiàn)假設用表示在式(18)的導頻用和數(shù)據(jù)用載波f′k，fk傳送被包裝導頻幀ep(i)。接收機用本地頻率 解調此接收幀，生成式(23)，(24)的同步接收幀rp*(i)，rD*(i)，把這些各個輸入到與圖4相同的2個匹配濾波器，MF(z)，得到表示在式(26)的相關函數(shù)輸出{μ}， 這時，兩者的第j個成分之間產生以下關系。 其中，fG為式(17)的移位頻率，jTc為延遲波的延時。即，傳送信號的載波不同，則在它的信道響應中產生θ的相位旋轉。因此生成用于分析數(shù)據(jù)幀rD*(i)的偽導頻幀rPm*(i)時，需要利用修正響應 〔直接分析方式〕由式(27)的偽導頻幀表示式(24-A)的數(shù)據(jù)幀可得到下式。rD*(i)=Σm=0M-1βmrpm*(i)+xD′(i)=(d0′,d1′,...dL-1′)---(24-B)]]>其中xD′(i)是基于式(24)，(27)的xD(i)，xp(i)生成的AWGN。且考慮βm由M個成分構成，用轉置式(27)中成分的表示(下標順序變更)重寫導頻幀，可得到下式。
其中ρ′，β′，d′是，把ρnm′作為第n行m列成分的大小為(L×M)的導頻矩陣，以βn′，為成份的未知數(shù)矩陣，以dn′為成分的接收數(shù)據(jù)矩陣。ρ′和d′的各列包含(M-γ)個取0值的成分?！浔硎景硎驹谑?30)中的由AWGN的偏差成分(Δρnm，Δβn，Δdn)。解式(29)檢測發(fā)送信息的方法稱為直接分析方式。
〔最優(yōu)判決方式〕通常M≤L時式(29)可解。就是在M＞L的情況下，考慮到未知數(shù)組{β}的M個成分中(M-γ)個成分為0，可以通過求γ≤L的受限最優(yōu)解求解。下面表示求這些最優(yōu)解的3種方法。
解法(a)減少式(29)的M個未知數(shù)，選擇滿足下式的任意整數(shù)MR。 在此設取MR=MCMR---(32)]]>個縮小未知數(shù)組中的第0個排列組為{βR}0=(β0R,β1R,...βm,...βMR-1R).]]>作為同樣組準備NR(=MCMR)]]>個組{βR}v(v＝0，1，2，...NR-1)。這樣，可構成對{βR}0把式(29)的大小縮小到(MR×MR)的下式的縮小大小(MR元)聯(lián)立方程式。 在MR滿足式(29)的條件下，一般可求上式的解。
若所有γ個被選信息包含在上述{βR}0，式(33)的解{βR′}0取正確組合[上述縮小未知數(shù)組{βR}0中γ個成分為±1，剩下(MR-γ)個成分取0的組合]中的一個最優(yōu)解({βR}0H)。如果不是這樣，上述解取與正確值的任意組合都非常不同的值。
如下定義表示作為式(33)的解的MR個成分{βR′}0求出的第m個未知數(shù)(的解)βmR′和發(fā)送信息βm＝0，±1之間的距離的偏差值。 在此，取出對1個未知數(shù)解的3個偏差值中的最小值，把這些表示為ΔmA(∈Δm+，Δm-)或ΔmB(∈Δm0)。按大小順序排列各個ΔmA，ΔmB，在各個值上重新寫上標A和B，對這些組的構成成分寫上別的順序號n＝(1，2，...)，設這些偏差值組為{ΔA}0={Δ0A<Δ1A...<Δγ-1A}0,]]>{ΔB}0={Δ0B<Δ1B...<ΔMR-γ-1B}.]]>然后制作其他未知數(shù)組{βR}v(v≠0)，求出從各個得到的同樣偏差值組{ΔA}γ，{ΔB}γ。對這些偏差值組，把它的構成成分的代數(shù)和作為偏差評價函數(shù)給出下式。Sv=Σn=0γ-1ΔnA+Σn=0MR-γ-1ΔnB[ΔnA∈{ΔnA}v,ΔnB∈{ΔnB}v]---(35)]]>此成為固定v的時候得到的評價函數(shù)。(若ΔnA的個數(shù)成為γ之外就除去此候選項)若對NR個未知數(shù)組，求同樣的評價函數(shù)，其中Sv′取最小值，則求出的它的未知數(shù)組{βR′}v′，為最優(yōu)組{βR}v′H。通過硬判決此組的正負，可得到對應{βs}的檢測值{β^S}=(β^0S,β^1S,...β^γ-1S).]]>通過把此 輸入到圖2(c)的并串轉換器p-s得到發(fā)送信息組的檢測值 若，不設γ為固定值，可以求出滿足 的γ，基于此γ決定 解法(b)從M個偽導頻幀rpm*選擇γ個組，設此組為Us(s＝0，1，2，...Nu-1)。這有Nu＝MCγ個組合數(shù)。然后由γ個取+1或-1的成分構成的假想(發(fā)送信息)序列Ch(＝c0，c1，...cγ-1)，若除去極性反轉的情況可以生成2γ-1個。通過在Us的各組的成分幀里順序乘上Ch的成分(極性)，生成多數(shù)個可接收偽發(fā)送幀F(xiàn)sh。若除去極性反轉的情況則這種組合數(shù)存在2γ-1Nu種。為簡便起見，對M＝4，γ＝2的情況進行說明。
因這種情況下的偽導頻幀成為rpm*(i)(m＝0，1，2，3)，所以從中選擇γ＝2個的一組設為 因此，為發(fā)送幀由下式給定。且假想序列成為C0(＝1，1)，C1(1，-1)兩個。以U0和Ch為基礎可以生成以下的偽發(fā)送幀F(xiàn)sh(i)。 同樣地，對其他組U1～U3也得到偽發(fā)送幀，總數(shù)成為8。同步接收數(shù)據(jù)幀和偽發(fā)送幀之間的0移位相關值由下式給定。Rsh=1LΣi=0L-1rD*(i)·Fsh‾(i)(s=0,1,...3,h=0,1)---(38)]]>為了在這樣的8個幀中，找出RSh取與±1最近值的偽發(fā)送幀利用下式的評價函數(shù)。 由Ssh±的下標s，決定對應于rpm*(i)的組合和順序的βm，由h和+，-決定 的極性。比如，若取最小值的評價函數(shù)為S00+或S01-發(fā)送信息檢測值{β^s}={β^0s,β^1s}]]>可由下式求出。 解法(c)求出與式(27)的偽導頻幀rpm*(i)的0移位相關值為1，與各個MT(γ＜MT≤M-1)個rpm′*(i)(m′≠m)的0移位相關值為0的滿足下式的分析序列wm(i)。 因rpm*(i)的長度為L碼片所以wm(i)的長度也成為L。作為組合的一個例子考慮[m＝0，m′∈1，2，...MT，MT≤(L-1)＜M]，則可以用分析序列w0(i)＝w00，w01，…w0，L-1)T的轉置矩陣(交換下標)，求出下式。 在此，ρmn′是不轉置式(27)利用的成分。
把m設為固定值時，制作多數(shù)Nm′＝[(M-1)/(M-1-MT)]+1個{[]是高斯符號}m′可取的組合[m′]，設wm[m′](i)為對應此的分析序列。因此，可以以Nm′個上述序列覆蓋(M-1)種的序列領域。利用這些求出下式的0相關值。 若在βm和β[m′]中包含所有總計γ個的發(fā)送信息{βs}，此相關值顯示與±1極為相近的值。因此在對MNm′個全組合求出的相關值Rm[m′]當中，把離±1最近的γ個作為最優(yōu)組用與式(39)同樣的評價函數(shù)區(qū)分，則這些γ個各個相關值Rm^[m′](m^=0,1,2,...γ-1)]]>成為最優(yōu)解，通過判定這些可以求出發(fā)送信息檢測值{β^s}=(β^0s,β^0s,...β^γ-1s).]]>
〔相關分析方式〕代替把式(24)的rD*(i)，在式(27)分析，可以在同一分析序列rpm*(i)相關分析兩者，利用它的輸出生成聯(lián)立方程式。圖9表示利用此相關分析方式的實施例2的接收機的部分電路。此部分電路相當于圖4后部的部分電路。在圖(a)中，偽幀發(fā)生器FFG的輸出rpm*是式(27)的偽導頻幀?？紤]以此為基礎在圖的y-AYZ中，生成數(shù)據(jù)分析序列ym(i)，使其滿足下式的同步互相關函數(shù)的條件的情況。 即，除0移位值，ym(i)是與偽導頻幀rpm*(i)正交的序列。
然后，把偽導頻幀rpm*(i)和把下標設為m→n的數(shù)據(jù)分析序列yn(i)(n＝0，1，2，...M-1)輸入到圖中的導頻響應發(fā)生器PGN，求出兩者的0移位相關值(相關系數(shù))。pnm=1LΣi=0L-1rpm*(i)yn(i)‾---(45)]]>[因rpm*(i)包含AWGN上式的pnm中包含由噪聲的偏差，但在此把此偏差假設為0。]若此pnm是n行m列成分，可生成大小為M×M的導頻響應(Decorrelation)矩陣P。P是把可能從u0接收的M種數(shù)據(jù)幀的相互關系，用分析序列yn(i)規(guī)定的參數(shù)。并且是不受由從使用不同載波的其他站接收的導頻或數(shù)據(jù)幀引起的干擾的孤立導頻響應。
另一方面，圖9(b)的數(shù)據(jù)解調部DD0的輸出的同步接收數(shù)據(jù)幀 和數(shù)據(jù)分析序列yn(i)輸入到圖中相關器C0r(yn)，在此生成兩者的0移位相關值Φn。是Φn的組的數(shù)據(jù)響應矩陣Φ，若在式(24)，(27)中xD(i)＝xp(i)＝0，則可由下式表示。 從式(28)，(45)，(46)，Φn表示為下式。Φn=Σn=0M-1βnpnm---(47)]]>從式(47)可得到下面的M元一次聯(lián)立方程式。
[β]＝[φ](48)同樣于式(30)考慮包含在rP*(i)和rD*(i)的因AWGN的偏差，用′表示包含著個的值則可得到下式。
在此P′，β′，Φ′是以pnm′為成分的大小(M×M)的導頻響應矩陣，以βn′為成分的未知數(shù)矩陣，以Φn′為成分的數(shù)據(jù)響應矩陣。通過在圖9(b)的β-AYZ，解上面的方程式，可以求出包含誤差Δβn的未知數(shù)(發(fā)送信息的估算值)βn′。(把下面β的順序號變更為n→m。)βm＝0，±1，βm＝0不是有效輸出，首先通過應判決把式(49)的M個輸出{β′}分離成正負組，把各值表示為βm+′， βm-′。從這些值以±1為閾值，從下式求出差分絕對值Δm+，Δm-。 按大小順序排列Δm+，Δm-，在各個值上重新加上上標A和順序號n，讓Δ0A<Δ1A...<Δγ-1A.....]]>從開頭選擇γ個，通過硬判決對應于這些的估算值｛β′}的正負，可以求出作為圖β-AYZ的輸出的發(fā)送信息的檢測值{β^S}=(β^0S,β^1S,...β^γ-1S).]]>這樣可以從 求出發(fā)送信息組的檢測值 解式(49)時，若矩陣P′的階數(shù)下降，可以用上述解法(a)～(c)中的任意方法。
根據(jù)上述手段經多徑接收由從M種幀選擇的γ個被調制序列組構成的發(fā)送數(shù)據(jù)幀，把此信號解調為基帶信號后，分析此，通過不受從比如同時傳送β0sg0s(i)的其他多種序列βmsgms(i)(m≠0)的干擾求出，識別上述γ個被調合成序列，可以檢測各個序列傳送的2值信息{βs}。這種情況下，若包含在式(30)，(50)的偏差Δρmn，Δdm，Δpnm，ΔΦn大，受到同時傳送的其他序列的影響，但是可以通過選擇M種的序列之間的同步相關值小的序列組充分減小此干擾。
此外，在式(29)，(49)中，比如求發(fā)送信息的估算值β0′的時候，包含在傳送此值的接收群波中的主波及所有延遲波的能量，以這些式的列矢量(ρ00，ρ10，ρ20，...ρM-1，0)，(ρ00，ρ10，ρ20，...ρM-1，0)等形式加以利用。另外，作為方式(C)說明的瑞克接收方式中，因為利用包含干擾波成分的接收導頻響應，很難利用延遲波的所有能量。但是，本發(fā)明的方式因為由上述原理利用孤立導頻響應，可以實現(xiàn)理想的瑞克接收特性。
在上述說明中，把z(i)，ym(i)用為導頻和數(shù)據(jù)分析序列，但可以對這些利用任意的序列。比如用gm(i)代替ym(i)，在沒有噪聲的情況下可以得到相同的結果。
但是，因為利用ym(i)的方式具有提高包含在 的 成分的檢測精度的特性，所以一般有提高導頻響應矩陣P的正則性，讓解β′不易受到噪聲Δpnm，ΔΦn的影響的優(yōu)點。
上述方法是利用M種不同序列的方法，但是若進行擴張，以M′種基礎序列gm(i)為基礎，把它的τ(＝0，1，2...L-1)移位序列也加入到母集團，序列數(shù)成為LM′倍。即，考慮從LM′種序列選擇γ個傳送的循環(huán)移位多種序列方式。在利用圖2的直接分析方式中使用此的情況，相當于在上述說明中僅僅規(guī)定了發(fā)送接收序列的構成成分?？梢酝ㄟ^設M＝M′L (52)來利用式(29)求解。
另一方面，把本序列組應用到相關分析方式的情況下，必須在圖9(b)的相關器中利用匹配濾波器MF[yn(i)]，(n＝0，1，2，...M′-1)。這些全輸出成為M＝M′L個。因此，可以應用到式(49)的聯(lián)立方程式。即，把同步接收數(shù)據(jù)幀 輸入到M個匹配濾波器。第n個匹配濾波器MF[yn(i)]生成在各個移位值τ(＝0，1，2，...L-1)上的下式的相關輸出Φnτ。Φnτ=1LΣi=0L-1rD0*(i)yn(i-τ)‾---(53)]]>另一方面，本方式的偽導頻幀成為rpm*(i)的循環(huán)移位序列rpm*(i-τ)。由下式求出與分析序列yn(i)的τ移位相關。pmτnτ′=1LΣl=0L-1rpm*(i-τ)·yn(i-τ′)‾(m,n=0,1,2,...M′-1);(τ,τ′=0,1,2,...L-1)---(54)]]>利用此pmτnτ′和Φnτ同樣于式(49)以以下形式得到大小M×M的一次聯(lián)立方程式。
[β′]＝[Φ′](55)解此方程式，以上述方法得到γ個 利用此檢測發(fā)送信息組 因此，本方式可以利用少的基礎擴展序列數(shù)M′實現(xiàn)大容量傳送。并且，把gm(i)用作自正交序列(是自相關在0移位以下的移位位置成為0的序列，已知序列中有長度L＝4的2相序列，L＝16的4相序列等)，則解式(55)的聯(lián)立方程式變得容易。
在上述序列母集團中設M′＝1，則M種的擴展序列，可以僅以用例如g0(i)的循環(huán)移位序列構成。這是循環(huán)移位單一序列方式，若把自正交序列用為g0(i)，可以得到優(yōu)良的誤碼率特性。
并且，考慮M種擴展序列的其他例子。求大小N×N的阿達瑪矩陣的各行(Walsh函數(shù))An(n＝0，1，2，...N-1)和，例如從序列長度長的M序列取出的序列長L的部分序列Ms(s＝0，1，2，...s-1)的積，把此記為gnS(i)，則可以得到由NS個構成的擴展序列gnS(i)的組。因序列gnS(i)和gnS(i)(n′≠n)正交，由此方法可以生成序列長度短的互相關小的種類繁多的序列組。本發(fā)明也可以使用這樣的序列。
〔數(shù)據(jù)信道共用方式〕下面作為實施例3，說明利用公用載波fD傳送所有用戶的數(shù)據(jù)幀的數(shù)據(jù)信道共用方式。此收發(fā)機可以利用變更圖2，圖4的記號的一部分的框圖實現(xiàn)。實施例3的特點是，用共同數(shù)據(jù)用載波fD發(fā)送所有用戶的基帶發(fā)送數(shù)據(jù)幀，eD(i)/uk，(k＝0，1，2，...K-1)。[在第1，實施例2中每個用戶使用了不同的數(shù)據(jù)用載波(fk)]在此，設第k個用戶uk的發(fā)送機使用M′種擴展序列組gmk(i)(k＝0，1，2，...M′-1)因此此系統(tǒng)需要M＝KM′(56)種序列。
本發(fā)明的發(fā)送機，在圖2中把第k個數(shù)據(jù)用載波fk轉換成公用載波fD，導頻用載波由原來fk′構成。
在圖10表示把本實施例適用于直接分析方式的方式的多用戶接收機RX的框圖。此成為在圖4的功能中把u0用導頻解調部Dp0擴張為全用戶用導頻解調部Dp0，Dp1...DpK-1的形式。以第k個用戶的導頻響應{μk}為基礎，制作各用戶使用的M′種偽導頻幀組 同樣于式(27)成為 生成總數(shù)為M′個。
上述的導頻響應{uk}輸入到同步電路SYN，在此生成指定同步接收周期的幀脈沖eF。eF被設定成從所有用戶加入的被包裝幀的邊界不包含在此同步。
同樣圖4，圖示的書信號解調部DD利用此幀脈沖eF生成下式的同步接收數(shù)據(jù)幀。rD*(i)=Σk=0K-1Σm=0M-1Σj=0Jμ^jkβmkgmk(i-j)+xD(i)=(d0′,d1′,...dL-1′)---(58)]]>與M＝KM′個偽導頻幀一起把rD*(i)輸入到分析電路β-AYZ。因利用轉置式(27)的{ρmi′}的用戶對應成分(加上標k)的偽導頻幀生成導頻矩陣ρ則可以得到下式，通過解此進行分析。
上式矩陣ρ′的大小為(L×M)，在M＝KM′＝L時，通?？汕蠼狻２⑶?，M＜L時可以應用上述的求最優(yōu)解的解法(a)，(b)，(c)。這時，就成為把在上述解法中利用的參數(shù)轉換為(M→KM′，γ→Kγ)利用。這樣就成為在未知數(shù)組(βk′}中包含各用戶發(fā)送的向γ(在圖中設成γ＝2)個的發(fā)送信息。通過解上式，求出Kγ個信息。即，圖10具備多用戶接收功能。在本方式中，因任意K個導頻用載波fk′和數(shù)據(jù)用載波fD，必須相互正交，參考式(18)舉例必須給出下面關系。
fD＝f00(60)fk′＝f00+(k+1)fG通過圖示電路p-s，從這樣得到的Kγ個發(fā)送信息，可以求出用戶uk的發(fā)送信息組 此外，對實施例3，也可以用相關分析方式。這時可以通過求 和數(shù)據(jù)分析序列ynk(i)的相關輸出pnm*，Φn*解同樣于式(49)的聯(lián)立方程式，求出未知數(shù)組{βk′}。
另外，在此實施例中，若M′＝1，則成為各用戶使用一個擴展序列gk(i)接受孤立導頻支援的單區(qū)域系統(tǒng)。對此方式的接收解調也可以用上述方式。
〔多數(shù)展開形序列擴張方式〕在上述諸方式，因為信道響應通常為多數(shù){μk}，所以在發(fā)送用基礎序列gm(i)為2相或實數(shù)序列時，偽導頻幀rpm*(i)也為多數(shù)，因此說明時數(shù)據(jù)幀rD*(i)，導頻響應pnm′，數(shù)據(jù)響應Φn′等全部設為多數(shù)。而且，在解式(29)時，不管式子的構成成分是實數(shù)還是多數(shù)，數(shù)學上需要M≤L的條件。在此注意M受限于基礎擴展序列的長度L，表示在接收端人為地加長此序列長L的實施例4的方法。
此方法是，展開取多數(shù)的L碼片的同步接收幀，轉換成取實數(shù)的2L碼片的幀。把在式(27)和(24)中各自表示的偽導頻幀rpm*和接收數(shù)據(jù)幀rD*(i)的各碼片振幅，重新用多數(shù)表示成下式。 在此 例如象ρm0′＝ρm0R′+jρm0J′，利用有下標R的實部和有下標J的虛部表示在式(25)中的碼片振幅。把上式的虛部看成別的實數(shù)，以下式表示省略加號+和虛數(shù)j的幀。
rpmE*(i)＝(ρm0R′，ρm1R′，...ρm，L-1，R′，ρm0J′，ρm1J′...ρm，L-1，J)(m＝0，1，2，...M-1)(62)rDE*(i)＝(d0R′，d1R′，...dL-1，R′，d0J′，d1J′，...dL-1，J′)在上式中的成分排列順序，可以任意選擇。(但是，對導頻和數(shù)據(jù)幀，利用相同的排列順序。)這樣可以生成由2L碼片構成的2倍長幀。在此重要的是，因信道響應{μk}的實部和虛部為相互獨立的隨機變量，可以認為所有上述2倍長幀由隨機序列構成。[在沒有多徑的傳輸路中，上述實部和虛部失去獨立性。對這種情況，可以預先把發(fā)送用基礎序列gm(i)設為由它的實部和虛部相互獨立的隨機序列構成的4相序列。]若把此序列擴張方式的原理應用于實施例1，則在式(29)成為L→2L。結果象把式(29)用一般解法求解時，在前面的說明中是需要M≤L，但是通過利用上述2倍長幀，可以把它緩和為
M≤2L(63)此外，對M＞2L的情況應用上述解法(a)，(b)，(c)，通過利用2倍長幀，可以明顯改善因噪聲的誤碼特性。因分析維數(shù)的增大，把此原理應用于第2，實施例4時，也可以簡單地增大M或KM′。
把此應用于實施例1時，從式(61)的rD*(i)到式(62)的rDE*(i)的轉換是由在圖4中用點線表示的序列擴張器SQEXD執(zhí)行。且對偽導頻幀的同樣功能，由在FFG中準備的序列擴張器SQEXp執(zhí)行，輸出如圖示的rpmE*(i)。此時，rDE*，{rpmE*}代替rD*，{rpm*}利用為對分析器β-AYZ的輸入。應用于第2，實施例3時，可以利用在圖9，10的電路中用點線表示的序列擴張器SQEXp和SQEXD的輸出rpmE*、rDE*； rDE*進行上述分析。
〔分集接收形序列擴張方式〕圖11作為圖4的其他實施例，表示利用分集天線把序列擴張方式附加到實施例1時的收發(fā)機的電路組成。圖(a)是第k個用戶uk的發(fā)送機的電路組成。圖2的發(fā)送機的電路TXk的輸出輸入到2(一般為1到多數(shù))個發(fā)送TXk天線AT0，AT1發(fā)送。
圖(b)是以第0個用戶u0為期望站，為檢測它的信號的解收機。在接受機準備Nd(≥2)個接收分集天線ARd(d＝0，1，...Nd-1)。圖中Dpd0，DDd0，F(xiàn)FGd(d＝0，1)為利用到圖4的接收機電路的導頻解調部Dp0，數(shù)據(jù)解調部Dp0，偽幀發(fā)生器FFG，對應Nd＝2，準備了2套電路。AR0和AR1，由空間分集接收原理，一般被設置在離載波波長1/2的間隔。并且，若使用偏波分集，(或并用偏波分集)物理上可以從1個得到2個輸出。(這時必須把發(fā)送天線也用偏波分集或并用偏波分集。)導頻解調部Dpd0輸出信道響應{μ0}d，由此輸出和省略圖示的基礎擴展序列組{gm}，偽幀發(fā)生器FFGd生成偽(同步接收)導頻幀組{rpm*}d。這些輸出輸入到序列擴張電路SQEXp。把m設成固定值時，因{rpm*}d的各幀由L碼片成分構成，NdL個碼片成分輸入到SQEXp。這些成分以預定的順序排列在時間軸上。生成由這樣排列的長度NdL碼片成分構成的擴張偽導頻幀rpmE*。因存在M個序列種類，可以制作M組這樣的擴張偽導頻{rpmE*}。
另外作為數(shù)據(jù)解調部Dpd0的基帶輸出的同步接收數(shù)據(jù)幀 輸入到序列擴張電路SQEXD，在此同樣前面，由L碼片成分構成的各幀所有成分(NdL個碼片)排列在時間軸，生成由NdL碼片構成的擴張同步接收數(shù)據(jù)幀 同樣于式(61)，向序列擴張器SQEXp和SQEXD的輸入表示為下式。rpm*(i)d=(ρm0-d′,ρm1-d′,...ρm,L-1,-d′)]]>rD0*(i)d=(d0-d′,d1-d′,..ρL-1,-d′)---(64)]]>在此ρmi-d′，di-d′是包含AWGN的第i個多數(shù)碼片振幅。關于d按串聯(lián)順序排列式(64)的輸入的方法為例，SQEXp和SQEXD的輸出對固定值m由下式給定。 rDE0*(i)=[rD*(i)0,rD*(i)1,...rD*(i)Nd-1]---(65)]]>在此簡單起見，設Nd＝2，在上式的構成成分利用式(64)由下式表10示。
從上述的擴張偽導頻組{rpmE*}可以制作大小M×NdL的導頻矩陣ρ′。另外生成由M，NdL個成分構成的未知數(shù)矩陣β′，擴張同步接收數(shù)據(jù)矩陣d′，利用這些可以生成與式(29)同樣的聯(lián)立方程式。因此以通常的方法求解的維數(shù)增大為M≤NdL。
在利用圖11的電路組成的上述說明中，發(fā)送機TX為發(fā)送第m個發(fā)送信息βm使用的第m個基礎擴展序列gm(i)假設為1?，F(xiàn)對應發(fā)送這些的天線數(shù)Nv，準備Nv種。即，準備序列組{gm}=(gm0,gm1,...gmv,...gm,Nv-1).]]>現(xiàn)為簡單起見設γ＝1，βmgmv成為圖5的基礎數(shù)據(jù)幀sDv(i)，生成同樣的Nv個幀。
另外，準備導頻用序列組{gp}=(gp0,gp1,...gp,Nv-1),]]>與上述相同從此生成Nv個基礎導頻幀pgpv。上述數(shù)據(jù)與導頻幀的合成序列各自成為圖5的sDv(i)、spv(i)。把這些重復N次生成核心序列，在核心序列附加保護序列生成基帶被包裝發(fā)送幀eDv(i)[＝eDmv(i)]、epv(i)。由根據(jù)這些幀的碼片波形的疊加調制和正交載波調制生成第v個發(fā)送幀sav(t)。利用第v個發(fā)送分集天線ATv發(fā)送此。
在接收機，因為解擴序列數(shù)從1個增大到Nv，導頻解調部成為Dpd0→Dpvd0,]]>數(shù)據(jù)解調部成為DDd0→DDvd0,]]>兩個解調部需要Nv倍。作為導頻解調部的輸出，生成NvNd個信道響應{μ0}vd(v＝0，1，...Nv-1，d＝0，1，...Nd-1)。同樣還生成NvNd個同步接收數(shù)據(jù)幀rDvd*。
以上述導頻響應和基礎擴展序列為基礎生成序列長為L的偽導頻幀rpmvd*。序列擴張電路SQEXp，通過排列這些幀生成序列長為NvNdL的擴張偽導頻幀組{rpmE*}。(此序列長可以通過去掉部分小功率幀或在時間軸進行相加等方法，縮小成比NvNdL短。)用相同方法，可以以同步接收數(shù)據(jù)幀rDvd*為基礎，使用相同的排列方法生成相同序列長度的擴張同步接收幀rDE*。這樣可以把聯(lián)立方程式的維數(shù)增大到NvNdL。此外，可以在上述序列擴張電路SQEXp，SQEXD的功能中，并用在(62)中說明的多數(shù)展開形序列擴張功能。此時因上述矩陣群的維數(shù)增大到2NvNdL，所以可以把容易解通常方程式的條件緩和為M≤2NvNdL (68)此外，在圖11中說明的分集接收原理，還可以適用于第2，實施例3。即，在圖10中設置Nd個接收天線。把一個天線的輸出輸入到由K個導頻塊Dpk-FFG和數(shù)據(jù)解調部DD構成的接收塊。通過把所有天線輸出輸入到相同的Nd個接收塊，并把這些輸出群輸入到與圖11的SQEXp，SQEXD同樣的序列擴張電路SQEXp，SQEXD，制作M個擴張偽導頻幀和一個擴張同步接收數(shù)據(jù)幀的方法，利用擴張序列可以實現(xiàn)維數(shù)增大的多用戶接收機。另外，若在圖9中，準備同樣的Dp0、DD0的向Nd個的接收塊，可以實現(xiàn)根據(jù)相關分析法的利用擴張序列的接收機。
此外，對上述情況，也可以附加分集發(fā)送原理。即，如果把發(fā)送天線數(shù)和擴展序列數(shù)擴大成Nv倍，則可以更加增大方程式的維數(shù)。
〔分析矩陣正規(guī)化方式〕
一般式(49)的導頻響應矩陣P′的正則性，發(fā)生在因基礎序列的種類M過大，對它的序列長L，在M≥L的條件下降低的情況。為了避免此為了避免此，可以應用已知的利用虛擬導頻響應的矩陣正則化技術。[Mitsuhiro TOMITA，et al.“An Interference Analyzing Systemfor CDMA Signals Utilizing Lone Pilot Responses and anAdditional Dummy Pilot Response”TECHNICAL REPORT 0F IEICESST2000-43，THE INSTITUTE OF ELECTRONICS，INFORMATION ANDCOMMUNICATION ENGINEERS]。此已知方式是，對擴展序列長L減少可以利用相同符號幀的時寬TE發(fā)送的符號幀的種類(信息數(shù))到(L-1)個，剩下的1個應用為虛擬信息，不利用在實際的信息傳送的技術。即，存在實際上雖然具備傳送L個信息的功能，但是為了提高正則性，只能傳送(L-1)個信息的間題。
在本發(fā)明中，更加發(fā)展上述技術，說明利用附加性虛擬信息(DummyInformation)，虛擬擴展序列(Dummy Spreading Sequence)的同時，利用附加矢量的方式。即，雖然實際上是不發(fā)送，但是在接收機附加插入h(一般h≥1)個偽同步接收幀進行分析。
因此，接收機通過增加它的序列母集團數(shù)，例如把h個虛擬擴展序列，增大到(M+h)個，實際上利用M種序列。即，式(49)的導頻響應矩陣P′成為大小為(M+h)×(M+h)的擴大矩陣P+′。在此說明h＝1，假設虛擬擴展序列為gM(i)，令不包含在實際同步接收幀rD*(i)上的對應偽導頻幀rpM*(i)最右端的導頻響應為附加矢量(p0M，p1M，...pnM，...pM，M)T＝[A]＝(a0，a1...an...aM)T的情況。
接收機從虛擬擴展序列gM和期望站u0與基站BS之間的信道響應{μ0}通過式(27)生成偽導頻幀rpM*(i)，并以此為基礎利用式(45)生成附加行矢量pM′＝pM0′，pM1′，...pMn′...pM，M-1′)。在此列矢量A不包含噪聲成分，行矢量pM′因受{μ0}的噪聲影響包含噪聲成分。在接收機選定列矢量A使提高擴大導頻響應矩陣P+′的正則性。另外，設第M個信息為虛擬信息βMD=(βrS)=1]]>的同時，在式(49)的右側數(shù)據(jù)響應矩陣的各成分Φn′上加對應于矢量A的修正項a。若修正后的值為Φn″，則Φn″＝Φn′+an(n＝0，1，2，...M)(69)在此ΦM′利用從式(44)求出的yM(i)，由式(46)給出。(此外，也可以設βMD=0,]]>把上式中的an＝0。)從這些式，可以得到擴大式(49)的大小的下式。 上式是加附加列矢量A和附加行矢量pM′的擴大聯(lián)立方程式。在此，P+′，β+′，Φ+″為擴大導頻響應矩陣，擴大未知數(shù)矩陣，修正數(shù)據(jù)響應矩陣，且接收機選定A。具體設|an|＝1，選擇an的極性(或多數(shù)值)，則可以增大P+′的矩陣值(行列式)或特異值。若P′的階位低下為2以上，則可以增大2個以上的虛擬序列數(shù)h進行處理。這樣因為可以給與P+′最好的性質，用此方法不易白噪聲影響，因此可以求出可信度高的發(fā)送信息估算值{β′}的值。
此外，式(49)，在M≤L的條件下解的場合居多，在不能解時，可以通過具備選定上述附加列矢量A令導頻響應矩陣P′，P+′的行列式D[P+′]的絕對值[或正規(guī)化特異值(最小特異值和最大特異值之比)]增大，改善這些式子的正則性求解。
另外，也可以用分離包含在式(49)中的各成分的實部和虛部，轉換成把矩陣的大小變成2倍的式子的此已知方法求解。但是，若用上述多數(shù)展開形序列擴張方式，把偽導頻幀rpm*(i)，同步接收數(shù)據(jù)幀rD*(t)，分析序列ym(t)全變成長度為2L碼片的2倍長實數(shù)幀，則在M ≤ 2L的條件下可解的情況居多。如果不可解，可以加上述的附加列矢量A求解。因此，附加矢量方式與序列擴張方式并用的方法有利于求解。
此外，若h＞1，更加增大提高矩陣P′的正則性的效果。另外，此附加矢量方式，也可以適用于解式(55)等的情況。
對直接分析方式，不能求式(70)的行矢量pM′。對在式(29)中令L＝M，解M元一次聯(lián)立方程式的情況，通過更加發(fā)展利用上述虛擬未知數(shù)，虛擬擴展序列，附加列矢量的技術，在導頻矩陣ρ′的階數(shù)低下時，也可以解此。同樣于式(70)，通過附加附加列矢量A，然后引用附加行矢量C＝(c0，c1，...cM-1)和虛擬信息βMD，把式(29)轉換成下式的(M+1)元一次聯(lián)立方程式。 在此，ρ+′，β+′，d+′是擴大導頻矩陣，擴大未知數(shù)矩陣，修正數(shù)據(jù)矩陣。此外，dM為附加參數(shù)，Δdm(m＝0，1，2，...M-1)是從列矢量A和βMD由(Δdm=amβMD)]]>決定的修正項。另外，這里由簡單起見設|an|＝|cm|＝1(n，m＝0，1，2，...M-1)(72)并且根據(jù)發(fā)送信息的約束，Σm=0M-1|βm|=γ(βm∈±1,0)----(73)]]>成立。此外，假想數(shù)據(jù)成分dM由下式給出。dM=Σm=0M-1cmβm′+aMβMD----(74)]]>在此，由簡單起見若設βMD=0,]]>則上式第2項和式(71)的Δdm(m＝0，1，2，...M-1)也成為0。因此，考慮cm(∈±1)，βm(∈±1，0)，則存在γ為偶數(shù)時dM＝0，γ為奇數(shù)時dM＝1(或-1)的行矢量C。
在此，以γ＝2，β0＝β1＝1為例。然后設c0＝-c1＝1，賦予cm(m≠0，1)以任意值，則成為dM＝0。在此對β+′的各組合，至少存在一個使dM＝0的行矢量C。所以，預先準備多個行矢量組Cl(l＝0，1，2，...Nc′-1)，對所有未知數(shù)組利用此組中的任意一個矢量，使dM＝0。
在式(73)，假定γ＝2，置dM＝0，順序賦予Nc′種行矢量Cl，設定列矢量Al，使其對基礎導頻矩陣ρ′和CI，提高ρ+′的正則性。利用由此得到的矩陣ρ+l′求出未知數(shù)組的估算值{β′}l。在這樣的Nc′個組中利用與式(34)，(35)相同的方法求出最優(yōu)解。通過硬判決最優(yōu)未知數(shù)組可以求出發(fā)送信息的檢測值 此外，對階數(shù)低下2以上的接收導頻矩陣ρ′，可以利用向h(2)個的附加矢量A0，A0，A1，...Ah-1及行矢量C0，C1，...Ch-1，虛擬信息組{βD}=(βMD,βM+1D,...βM+h-1D),]]>假想數(shù)據(jù)成分3jivhmmexw＝(dM，dM+1，...dM+h-1)，轉換成(M+h)元一次聯(lián)立方程式后求解。上述方法應用于一般一次聯(lián)立方程式，也可以發(fā)揮改善正則性的效果。
〔擾碼序擾碼列形分析方式〕在CDMA移動通信系統(tǒng)，把服務地域分割成許多小區(qū)，在各個小區(qū)設置基站，小區(qū)內用戶與對應小區(qū)的基站進行通信。在此，試圖通過給各個小區(qū)分配相同頻率提高頻率利用效率。結果，不僅受小區(qū)內其他用戶的干擾，還受相鄰小區(qū)用戶的干擾。如上所述本發(fā)明的方式，各小區(qū)的第k個用戶占有以式(18)的載波頻率fk′，fk為基礎的圖6的梳狀頻隙。因此，各小區(qū)和相鄰小區(qū)的第k個用戶的導頻幀之間，數(shù)據(jù)幀之間，互相發(fā)生干擾。
在上述用戶uk使用數(shù)據(jù)用載波fk的方式，對小區(qū)內的站間干擾，各用戶可以利用相同的擴展序列組(M種序列)。若對相鄰小區(qū)的用戶也可以分配相同序列組，則有利于系統(tǒng)設計。作為實現(xiàn)此相同序列方式的手段，對各小區(qū)分配固有擾碼符號σC(i)(c＝0，1，2，...NC-1)。在此設相互干擾的小區(qū)數(shù)為NC＝(7)。第c個小區(qū)的用戶，對擴展序列gp，gm，乘以兩序列對應的每碼片，利用式(9)制作如下式的擾碼序列組。 gpC(i)也用同樣方法還制作。
在通常的CDMA方式中，也經常用擾碼方式，但是這時發(fā)送機不把上述擾碼序列轉換成具有保護序列的上述被包裝幀發(fā)送，接收機根據(jù)與發(fā)送機同步的(發(fā)送機使用的)擾碼符號進行解擾。以前的這樣的方式，因為對來自期望站的延遲波進行生成非同步解擾和奇相關成分的相關解調，很難把延遲波的能量充分利用于信號檢測。
在本發(fā)明，發(fā)送機利用擾碼序列組生成被包裝發(fā)送幀作為擴展序列，接收機以與期望站的發(fā)送機使用的序列相同的導頻及數(shù)據(jù)用擾碼序列組gpC(i)，gmC(i)為基礎生成式(25)的分析序列z(i)。以此分析序列為基礎生成信道響應{μ}，從此響應和序列gmC(i)生成式(27)的偽導頻幀rpm*(i)，利用此進行同步接收數(shù)據(jù)幀的分析處理。這樣除了大部分小區(qū)間或扇區(qū)間干擾，可以進行利用期望站延遲波全部能量的解調檢測。因此，可以實現(xiàn)在接收誤碼率特性方面非常有利的方式。
導頻幀傳輸方式〕在上述圖2，4，9，10，11中說明的第1～實施例4，為了傳送各用戶的孤立導頻幀，利用了K個正交載波fk′。即，此例子是頻分形導頻幀傳送方式。與此對照，還可以使用時分形導頻幀傳送方式。圖12是關于與圖7相同的基帶發(fā)送接收幀結構的輔助說明圖。
圖12(a)是表示在數(shù)據(jù)共用信道形導頻時分傳輸方式中的2個用戶uk(k＝0，1)的發(fā)送信號sk(t)的圖。在圖里表示sk(t)中的，7個添字的最后包含幀序列順序號n，n′(n≠n′)的擴張幀(同步TE)的序列。在此，導頻幀spnk(t)(n＝0，3，...)和數(shù)據(jù)幀sDn′k(t)(n′＝-1，1，2，4，5，...)如圖排列在時間軸上。圖表示導頻幀和數(shù)據(jù)幀的插入比例為1∶2(相當于后述的導頻開銷αp＝1/2)的情況。由此sk(t)調制式(18)的正交頻率fk的載波，它的調制輸出由發(fā)送機TX(uk)發(fā)送。接收機RX(u0)利用幀脈沖時分地抽出對應于導頻幀spn0(t)的同步接收幀，利用此可以從與圖4的導頻信號生成部Dp0幾乎相同的電路，不受數(shù)據(jù)幀或其他站發(fā)送的導頻幀的干擾，生成導頻響應{μ0}。如圖的箭標所示，在此例子中利用從sp00(t)生成的導頻響應{μ0}0，分析對應于它近旁的數(shù)據(jù)幀sD-10(t)和sD10(t)的同步接收數(shù)據(jù)幀。同樣利用圖示的響應{μ0}3，分析對應于它近旁的數(shù)據(jù)幀sD20(t)和sD40(t)的同步接收數(shù)據(jù)幀。在發(fā)送站的移動速度慢的時候，接收信號的變化速度緩慢，多普勒頻移fd變小。設與碼速fI的比為λ＝fd/fI(76)時，若λ＜＜1可以降低導頻幀的插入頻率(或后述的αp)。此外，接收機RX用已知的同步技術可以識別導頻和數(shù)據(jù)幀的順序。
為了傳送導頻把共同的梳妝頻隙分配給小區(qū)內所有用戶，各用戶還可以時分地利用此頻隙。圖12(b)表示這樣的共同導頻信道形時分傳送方式中的基站BS接收的基帶接收幀結構。
在圖中，rp(t)是上述共同導頻信道上的擴張幀的時序列(多幀)，它的時間軸上的時隙rpk(t)按順序分配給K個用戶(k＝0，1，2，...K-1)，按K導頻幀1次的比例插入同步幀rF(t)。
另外，BS接收的數(shù)據(jù)幀表示為rDnK(t)(n＝-1，0，1，...)。此與圖8(b)的數(shù)據(jù)群rDf(t)具有幾乎相同的結構且是在載波fk(或為共同載波fD)上的連續(xù)波形。在此，圖12(b)的數(shù)據(jù)幀rDk(t)的接收時刻畫得關于k相互一致，但實際上根據(jù)式(19)的準同步條件和延遲波的延遲時間，并不一定一致。若k不同，各接收群波rpfk(t)，rDfk(t)占有的時間范圍在圖示的各時隙周圍呈現(xiàn)不同擴散，相鄰群波的一部分相互重疊。
另外，同步幀rF(t)的時隙由基站BS的接收機的時刻電路提供?？刂朴脩魎k的發(fā)送時刻，使同步接收數(shù)據(jù)及導頻幀rDk(t)，rpk(t)落在從此幀隙到第k個縫隙rpk(t)的大約中央。因此，任何同步接收幀不包含從不同用戶接收的相鄰群波。
對搬運圖12(b)的(b)rp(t)，rDk(t)的載波頻率fp，fk，同樣于式(18)，(60)給出下式的正交關系。 在此，若在實施例3的共同數(shù)據(jù)信道方式，利用此時分導頻幀傳送方式，則成為把fk變成fD＝f00+fG，如下式載波數(shù)成為N＝2。 通過利用這樣的原理設計所需參數(shù)，數(shù)據(jù)幀也不受從其他用戶接收的導頻的影響，RX可以接收孤立導頻幀。
〔部分電路的說明〕圖13是在圖4，圖9～11中利用的接收機的部分電路的詳細圖。這些電路的互相關處理功能是在CDMA接收機的最重要的解調分析要素。
圖13(a)是連續(xù)時間形相關器C0r1(q)。r(t)是接收幀連續(xù)時間波形[假定在式(2)的g(t)上乘以信息β的L碼片的序列波形。]q(t)是式(3)的碼片連續(xù)時間波形。在乘法器MOD把兩者相乘后，輸入到積分器I。往與門A輸入I的輸出，則通過指定積分結束時間(t＝iTc，i＝0，1，2，...L-1)的觸發(fā)器輸入d(t)，作為0移位互相關輸出可依次得到積分值r(i)。積分器I在每個上述觸發(fā)器點進行復位。在圖4的C0r(q)使用此電路。在此，構成r(t)的成份波形的碼片波形q(t)假定為碼片時寬Tc的方波。若把f形采樣函數(shù)用作q(t)，因需要把I的積分區(qū)間擴大為[-nTcnTc，n＞10]，所以為了進行上述復位，需要并列設置2n個以上的相關器。
圖13(b)是求在圖(a)中得到的離散時間波形r(i)和數(shù)據(jù)分析序列y(i)之間的0移位互相關輸出的電路。所有處理在離散時間軸iTc進行。因此，與圖(a)比較，積分器I成了加法器。另外，若把n作為幀號，觸發(fā)器輸入d(t)的觸發(fā)器點，成為[t＝n(LTc)，n＝0，1，2，...L]，每LTc可以得到輸出Φn。此電路用作圖9的C0r(yn)。
圖13(c)是在所有移位位置(τ＝0，1，2，...L-1)求圖(b)的互相關輸出的匹配(Matched)濾波器。在此對求在接收幀r(i)和式(25)中定義的導頻分析序列z(i)之間的同步互相關函數(shù)的例子進行說明。
在圖中，D是Tc秒的延遲電路，Sh是Tc秒的延遲和具有對序列z(i)進行1碼片同步移位功能的電路，C0r-j(j＝0，1，2，...J-1)是與圖(b)相同的相關器。在圖中，除去延時考慮相關器C0r-j的輸入成為r(i)和z(i-j)。
因此，它的輸出成為兩者的0移位相關值μj，發(fā)生在延遲jTc的時間位置。這樣可以得到所有相關器輸出的和{μ}。若想同時得到所有成分，通過省略D，去掉Sh的延遲功能，可以得到作為并列輸出的J個μj。(在此因相關器輸入為多數(shù)，所以在各相關器進行多數(shù)運算處理。)此電路，應用在圖4的匹配濾波器MF(z)等地方。
〔功率頻帶特性〕為了傳送1比特所需的碼片數(shù)v作為本方式的頻率利用率的評價參數(shù)，則可以求出下式。v=LEKI=K(αP+αD)L(1+αh)KI----(79)]]>在此，LE擴張幀的序列長(＝LG+2Lh)K用戶數(shù)I每符號幀的信息量[參考式(14)]L基礎擴展序列長度Lh頭序列長度系列長度(假設與尾序列長度相等)LG核心序列長度(＝NL)N載波數(shù)[N＝K(1+αP)]αp插入導頻幀引起的開銷(≤1)αD因數(shù)據(jù)幀傳送用載波數(shù)的開銷(≤1)αh附加數(shù)據(jù)和尾引起的開銷(≤1)把上式的值換算成每占有頻帶1Hz可傳送的信息量，大概成為(2/v)比特/Hz。此外，利用上述的數(shù)據(jù)共用信道形或共同導頻信道形時分傳送成為αp＜1。利用上述的實施例3成為αD＜1。小區(qū)大小比較小時可以讓αh小。而且，每符號的信息量I大時，因擴張幀同步變長，可以讓αh小。
下面考慮離基站居平均距離的用戶的發(fā)送功率。因由導頻幀上的白噪聲引起的誤碼率劣化，比由數(shù)據(jù)幀上的噪聲引起的劣化更加明顯，導頻幀功率Pp，比γ＝1時的數(shù)據(jù)幀的單位功率PD0，基礎序列的長度大概需要L倍以上。另外，對低速移動體，因在式(76)成為λ＝fd/fI＜＜1，所以可以把相鄰的許多導頻幀響應的積分值用作導頻響應，選擇明顯小的Pp值。[若把進行積分的幀數(shù)設為Na，包含在導頻響應中的噪聲功率成為1/Na。]在此設個用戶的發(fā)送全功率為下式(80)。PU＝Pp+PD0＝(η+γ)PD0(80)若λ＜＜1，則η＝Pp/PD0＜＜1，可以降低成PU_γPD0?；蛘呖梢栽Oαp＜＜1來代替減少η，再降低v。若設γ＝2～3左右，則可以對希望低功耗的移動站的發(fā)送機也不要求過大的電力負擔而實現(xiàn)。
此外，考慮把本方式應用于下行鏈路的情況。這時，因為使用共同導頻幀，有一個載波分配給導頻幀傳送即為充分，在式(79)中劇減成αp＝1/K。另外所有用戶在平均距離時下行鏈路的基站發(fā)送機的發(fā)送功率成為下式(81)。
PB＝(η+Kγ)PD0(81)
實際上因基站可以提高發(fā)送功率，可以增大γ、減少v。利用最大值γm時上式的γ成為γm以下值的平均值。上式發(fā)送功率和碼片/比特積成為傳送1比特信息所需的功率頻帶積由下式給出。
PB＝vP (82)在此對P利用PU或PB。認為PB越小對系統(tǒng)越有利?，F(xiàn)在考慮表1的設計例子


X、Y、W為上行鏈路用，Z為下行鏈路用的例子。另外，X是圖2、4的方式，Y是圖9中利用循環(huán)移位單一序列的方式，W是圖10的數(shù)據(jù)信道共用方式。Z是圖2，圖4，中讓fk′＝fp的方式。加′的方式是對γ設最大值γm，利用γm以下的所有γ的方式。與現(xiàn)實用方式的實現(xiàn)值10左右相比，X，Y，W等方式的PB值(對下行鏈路，作為每用戶的值考慮表上值的1/30)是非常有利的特性。因在上述設計例子選擇了αp＝1，所以成為對每個符號幀傳送了導頻幀，由積分可以減少導頻幀上的噪聲。因此，在式(80)，(81)可以假設η_0。下行鏈路用方式Z的v值是因為可以利用共同導頻一般比上行鏈路減少，表示可以實現(xiàn)有利的特性。但是，對上行鏈路通過利用導頻的時分傳送方式，可以再減少v及PB。
對γ，與利用固定值的方式相比，利用最大值γm的方式表示更加有利的特性。這樣通過本發(fā)明可以實現(xiàn)與傳統(tǒng)方式的頻率利用率相比具有極高效率的方式。
此外，設系統(tǒng)的信息傳送速率為R(比特/秒)時的擴張幀的同步，頭序列的同步由下式給出。 對上述的設計例子(X)，設R＝100kbps后求的話，成為Th＝10.8μsec。假設小區(qū)半徑為1km，最大延時成為τM_1.8μsec。因此，根據(jù)τM＜＜Th，顯示充分滿組式(19)表示的準同步條件。
此外本發(fā)明具有理想的瑞克接收功能。此功能還叫做多徑分集，因不僅利用直接波，還可以利用多數(shù)延遲波的能量，有利于提高誤碼率特性。并且因為在表1的許多方式中附加2種序列擴張方式，可以增大序列數(shù)M或用戶數(shù)K，所以可以實現(xiàn)能把PB值減少到表上值的幾分之一的極佳的方式。
權利要求1記載的發(fā)明如在實施例1中進行的說明，為了傳送每符號I比特的發(fā)送信息，發(fā)送機制作M種在重復形擴展序列附加保護序列的被包裝序列，選擇其中γ個，生成由(M-γ)個0和γ個非零元素構成的原信息組{β}，利用此生成γ個被選信息組{βs}。通過根據(jù){βs}調制各自被選被包裝序列生成基帶數(shù)據(jù)幀。用同樣的手段以1個導頻用基礎序列為基礎生成孤立導頻幀，讓各用戶各發(fā)送的數(shù)據(jù)幀互相不干擾地，各數(shù)據(jù)幀調制不同正交載波生成頻分形無線頻帶數(shù)據(jù)幀后，發(fā)送這些，接收機接收對應上述發(fā)送幀的數(shù)據(jù)群波和導頻群波，以從后者的解調輸出生成的高精度信道響應為基礎，分析前者，通過從它的結果估算干擾波成分的影響，因從接收解調成分除去干擾波成分，可以不受干擾地檢測每符號I(例如M＝65，γ＝2時I＝13)比特的發(fā)送信息。因此可以實現(xiàn)高頻率利用率。并且，因為只要不把γ選得過大就可以抑制發(fā)送功率，還可以應用到上行鏈路。
權利要求2記載的發(fā)明，表示以上述權利要求1記載的發(fā)明中發(fā)送功能為基礎執(zhí)行的接收機的直接分析手法，由從同步接收導頻幀生成的信道響應和各擴展序列生成導頻矩陣，以同步接收數(shù)據(jù)幀為基礎生成接收數(shù)據(jù)矩陣。通過解以這些矩陣和未知數(shù)矩陣為基礎生成的M元一次聯(lián)立方程式的直接分析方式可以把各發(fā)送信息不受同時發(fā)送的其他擴展序列成分的干擾地檢測出來。因此，在擴展序列母集團的序列數(shù)M或被選序列數(shù)γ過大的情況下，例如利用第0個擴展序列g0s傳來的信息β0s的估算值β0s′，可以不受由同時發(fā)送的其他擴展序列gms(m≠0)成份引起的影響，求出這些。并且由于因以利用孤立導頻的信道響應為基礎進行分析，可以利用與理想的瑞克接收相同的接收信號功率，具有可以實現(xiàn)出色的誤碼率對SN(信號比噪聲)比特性。
權利要求3記載的發(fā)明是第k個用戶的發(fā)送機是根據(jù)載波fk′利用第k個梳狀頻隙頻分地發(fā)送導頻幀，對各用戶的數(shù)據(jù)根據(jù)共同載波fD利用共同梳狀頻隙發(fā)送數(shù)據(jù)幀的方式。即，因為所有用戶共同使用相同數(shù)據(jù)頻帶，具有可以節(jié)省占有頻帶的效果。
權利要求4，5，6的發(fā)明是有關高精度導頻幀的發(fā)送方式。提供發(fā)送機準備在重復導頻用基礎擴展序列的核心序列上附加保護序列的被包裝序列，發(fā)送在此乘導頻信息的基帶發(fā)送導頻幀時，對所有站發(fā)送的數(shù)據(jù)幀和其他站發(fā)送的導頻幀，為了讓該導頻幀具有正交關系，接收機把從各用戶站接收的群波的接收時刻偏差抑制在保護序列范圍里的同步技術下，各用戶利用互相正交頻率的載波(具有同步接收幀同步的逆數(shù)頻率間隔的載波組)在梳狀頻隙上頻分地發(fā)送該發(fā)送導頻幀的技術。或者，提供對該發(fā)送導頻幀利用與自己數(shù)據(jù)幀相同的正交頻率的載波，與該數(shù)據(jù)幀時分地發(fā)送的技術?；蛘?，提供利用用戶站共同的載波，在共同導頻幀的時間軸上，與其他用戶的導頻幀時分地發(fā)送的頻分·時分組合技術。
根據(jù)此發(fā)明接收機可以完全不受自身站的數(shù)據(jù)幀和由其他站用戶發(fā)送的導頻及數(shù)據(jù)幀引起的干擾，接收期望站的高精度孤立導頻，以此為基礎可以生成正確的信道響應。通過此導頻高精度化可以顯著提高在本發(fā)明實施例中的誤碼率比SN特性的效果。此外，具有通過導頻幀的時分發(fā)送，可以減少導頻開銷的優(yōu)點。
權利要求7及8記載的發(fā)明利用相關分析方式來代替權利要求2記載的在接收機的正交分析方式。即，對同步接收導頻及數(shù)據(jù)幀兩者求出由相同分析序列y的相關函數(shù)，用它輸出的導頻響應及數(shù)據(jù)響應制作大小為M×M的聯(lián)立方程式，解此求發(fā)送信息。此方式沒有把聯(lián)立方程式的大小限定為序列長度L的制約，對發(fā)送機準備的M種序列可以生成大小為M×M的方式后，因為可以進行關注特定序列成分的分析，具有增加解此的自由度的效果。
權利要求9，10記載的發(fā)明是，根據(jù)多數(shù)展開形序列擴張方式把導頻(響應)矩陣的實效長度增大為2倍，倍增聯(lián)立方程式維數(shù)的技術。即，接收機接收的同步接收數(shù)據(jù)幀rD*的序列長雖然和發(fā)送用基礎擴展序列長度L相等，把具有rD*的多數(shù)振幅的L個碼片成分分離成實部和虛部后把虛部看成新的實部，相加兩個實部生成2倍長序列幀，分析此的方式。
權利要求11，12記載的發(fā)明是，根據(jù)分集發(fā)送接收形序列擴張方式的維數(shù)增大技術。即，在收發(fā)機的輸出，輸入各自利用Nv個發(fā)送分集天線和Nd個接收分集天線、把多數(shù)(Nd)個接收輸入輸入到向多數(shù)(NvNd)個的具有解調導頻信號，生成信道響應，生成偽導頻幀，解調數(shù)據(jù)幀等功能的導頻和數(shù)據(jù)用接收塊，把它輸出的NvNd個偽導頻幀的向L各的碼片成分排列在時間軸生成把實效序列長度增大為NvNdL的擴張偽導頻幀，另一面，同樣排列上述接收塊輸出的NvNd各數(shù)據(jù)幀的向L個碼片成分，生成擴張數(shù)據(jù)幀，從而可以把聯(lián)立方程式的維數(shù)增大為NvNdL。
權利要求13記載的發(fā)明是并用權利要求9或10和權利要求11，12的序列擴張技術的技術。這樣，權利要求9～13記載的發(fā)明，提供增大接收機處理的擴展序列實效長度的技術。由這些技術不僅可以提高上述接收導頻矩陣和導頻響應矩陣的正則性，還可以增大序列數(shù)M或容納用戶數(shù)K。因此，具有提高系統(tǒng)的頻率利用率，減少功率頻帶積的效果。
在權利要求14，15，16，17，記載的發(fā)明，在發(fā)送機準備的基礎擴展序列的種類M，比擴展序列長(實數(shù)擴展序列長)過大時，在權利要求2，3，7～13生成的導頻矩陣和導頻響應矩陣的階數(shù)具有降低傾向。為了對應這種情況，利用發(fā)送的被選序列數(shù)γ比M和擴展序列長充分小的特性，求多數(shù)假想解，通過導入表示與真值之差的評價函數(shù)求出此假想解(組)中的1一個最優(yōu)解(組)。因為這樣可以增大M，所以具有提高系統(tǒng)頻率利用率的效果。
權利要求18中的發(fā)明，通過不把發(fā)送機傳送的擴展序列數(shù)γ設為固定值，允許在γ≤γm的條件下選擇γ，可以增加信息量/符號，可以提高頻率利用效率。此技術只有與本發(fā)明的高度的干擾波消除技術并用才能達成。
權利要求19，20記載的發(fā)明是，在解以接收機導頻(響應)矩陣和數(shù)據(jù)幀(響應)為基礎生成的M元一次聯(lián)立方程式時，把向h(≥1)個的虛擬信息和附加列矢量A，在權利要求20里是通過附加附加行矢量A和附加行矢量C，把此轉換成(M+h)元一次聯(lián)立方程式，通過選擇附加矢量A提高它的導頻(響應)矩陣的正則性的技術。此外，在權利要求20再選擇附加矢量C，求出最優(yōu)解。此技術通過提高正則性，具有最小限制地抑制包含在導頻(響應)矩陣等里的噪聲和誤差成分對所求解的影響的效果。
權利要求21記載的發(fā)明，通過對各小區(qū)分配小區(qū)固有的擾碼，該小區(qū)的各用戶由M種基本擴展序列組生成小區(qū)固有的擾碼擴展序列組，可以把此利用為M種的基礎擴展序列。作為移動站的用戶移動多數(shù)小區(qū)，但是因在任何小區(qū)都用相同基本序列組，具有可以簡化系統(tǒng)規(guī)模的效果。并且此發(fā)明，因為在接收機生成上述擾碼序列組，利用此組和信道響應以上述原理進行解調分析，對小區(qū)間小區(qū)內具有出色的干擾分離能力的同時，可以有效利用所有期望站延遲波能量。因此比傳統(tǒng)方式可以得到有利的傳輸特性。
權利要求22記載的發(fā)明，以M′種基礎擴展序列和N×N的阿達瑪符號為基礎，通過把這些相乘，準備M′N種序列母集團。發(fā)送機從中選擇γ個擴展序列制作數(shù)據(jù)幀發(fā)送。本發(fā)明具有可以以少數(shù)的基礎擴展序列為基礎，生成互相關小的發(fā)送用多種擴展序列組的效果。
權利要求23記載的發(fā)明，通過以M′種的基礎擴展序列為基礎，在此加上各擴展序列的循環(huán)移位序列，對應擴展序列的序列長L準備LM′種的序列母集團。發(fā)送機從中選擇γ個擴展序列制作數(shù)據(jù)幀發(fā)送。接收機求出對應于基礎擴展序列的數(shù)據(jù)分析序列，準備M′個此分析序列的匹配濾波器，輸出M＝LM′個相關輸出，通過以此為基礎解M元一次聯(lián)立方程式，檢測發(fā)送信息。因為以M′種序列為基礎可以利用LM′個序列母集團，具有增加信息量/符號的效果。
若把本發(fā)明的技術應用到下行鏈路，可以利用共用導頻幀之外，因為由于下行鏈路具有同步傳送特性可以減少保護碼片數(shù)，因此可以減少導頻及保護序列的成本。因此可以比上行鏈路更加提高頻率利用率。
考慮把本發(fā)明應用到LAN的情況時，因為LAN是靜止系，可以降低導頻幀的發(fā)送頻率。因此，由導頻幀發(fā)送用共用載波的利用等原因，將減少發(fā)送導頻的成本。所以可以得到高的頻率利用率。
由于這些理由，若把本發(fā)明的傳輸技術應用于蜂窩形移動通信系統(tǒng)或無線LAN系統(tǒng)能有顯著效果。并且，把本發(fā)明的附加矢量形高精度求解方式應用到有必要解包含噪聲和誤差成分的多元一次聯(lián)立方程式的系統(tǒng)中，具有顯著的效果。
權利要求
1.一種利用了多種擴展序列的CDMA通信方式，其特征在于在直擴形CDMA通信方式中，第k個用戶uk(k＝0，1，...K-1)的發(fā)送機具備基于為了每符號幀傳送I比特傳送信息而準備M種序列長度為L的基礎擴展序列組(g0，g1，...gm...gM-1)，從對其各個分別乘了包含M-γ個0的M個原信息組{β}＝(β0，β1，...βM-1)的被調制序列組生成不包含0值的γ個信息組{βs}＝(β0，β1，...βγ-1)，然后生成γ個被選擴展序列組{βSgS}=(β0Sg0S,β1Sg1S,...βγ-1Sgγ-1S)]]>的方式；生成相加合成上述被選擴展序列組的被調合成序列sD，生成重復整數(shù)(N)次該序列的序列長度為NL的重復核心擴展序列群sDN，生成在其各個前后外側作為保護序列排列了該重復核心擴展序列的后部和前部的被包裝序列eD作為基帶發(fā)送數(shù)據(jù)幀，根據(jù)該數(shù)據(jù)幀eD調制關于k相互正交的正交頻率fk的載波進行發(fā)送的方式；以導頻信息p乘以導頻用基礎擴展序列gp而生成的序列pgp為基礎，生成同樣的被包裝序列ep作為基帶傳送導頻幀，與所有同樣的數(shù)據(jù)幀及其他用戶用的導頻幀相互無干擾的方式，來發(fā)送該導頻幀的功能，接收機通過具備利用期望用戶u0的發(fā)送機使用的正交頻率為f0的本地頻率 解調接收信號到基帶信號，設定包含于該解調輸出的與來自期望用戶的信號成分主波同步的位置上的長度為NL碼片的同步接收周期，通過抽出該基帶信號的此周期上的成分，生成重復同步接收數(shù)據(jù)幀和rDN*由相同的方式重復同步接收導頻幀rpN*，對這些實施取均值的操作，生成縮小到長度為L碼片的同步接收數(shù)據(jù)幀rD*和同步接收導頻幀rp*的方式；利用該同步接收導頻幀解調輸出的信道響應{μ}分析該同步接收數(shù)據(jù)幀rD*，生成期望站發(fā)送的該原信息組的估算值{β′}＝{β0′，β1′，...βM-1)的功能；判定該估算值，求出期望站發(fā)送的信息的檢測值{β^S}={β^0S,β1^0S,...β^γ-1S}]]>的方式，來檢測每符號幀的上述I比特發(fā)送信息。
2.一種利用了多種擴展序列的CDMA通信方式，其特征在于在直擴形CDMA通信方式中，第k個用戶uk(k＝0，1，...K-1)的發(fā)送機具備基于為了每符號幀傳送I比特傳送信息而準備M種序列長度為L的基礎擴展序列組(g0，g1，...gm，...gM-1)，從對其各個分別乘了包含M-γ個0的M個原信息組{β}＝(β0，β1，...βM-1)的被調制序列組生成不包含0值的γ個信息組{βs}＝(β0，β1，...βγ-1)，然后生成γ個被選擴展序列組{βSgS}=(β0Sg0S,β1Sg1S,...βγ-1Sgγ-1S)]]>的方式；生成相加合成上述被選擴展序列組的被調合成序列sD，生成重復整數(shù)(N)次該序列的序列長度為NL的重復核心擴展序列群sDN，生成在其各個前后外側作為保護序列排列了該重復核心擴展序列的后部和前部的被包裝序列eD作為基帶發(fā)送數(shù)據(jù)幀，根據(jù)該數(shù)據(jù)幀eD調制關于k相互正交的正交頻率fk的載波進行發(fā)送的方式；以導頻信息p乘以導頻用基礎擴展序列gp而生成的序列pgp為基礎，生成同樣的被包裝序列ep作為基帶傳送導頻幀，與所有同樣的數(shù)據(jù)幀及其他用戶用的導頻幀相互無干擾的方式，來發(fā)送該導頻幀的功能，接收機通過具備利用期望用戶u0的發(fā)送機使用的正交頻率為f0的本地頻率 解調接收信號到基帶信號，設定包含于該解調輸出的與來自期望用戶的信號成分主波同步的位置上的長度為NL碼片的同步接收周期，通過抽出該基帶信號的此周期上的成分，生成重復同步接收數(shù)據(jù)幀rDN*和由相同的方式生成的重復同步接收導頻幀rpN*，對這些實施取均值的操作，生成縮小到長度為L碼片的同步接收數(shù)據(jù)幀rD*和同步接收導頻幀rp*的方式；利用該同步接收導頻幀解調輸出的信道響應{μ}和上述M種基礎擴展序列組生成M個長度為L碼片的偽導頻幀rpm*(m＝0，1，2，...M-1)，生成L×M的導頻矩陣ρ的方式；從由該導頻矩陣ρ和上述同步接收數(shù)據(jù)幀rD*的碼片成分構成的接收數(shù)據(jù)矩陣d′＝(d0，d1，...dL-1)T和未知數(shù)矩陣β′=(β0′,β1′,β2′,...βM-1′)T]]>生成M元一次聯(lián)立方程式，通過對其求解，生成該原信息組的估算值{β′}＝(β0′β1′，...βM-1′)，通過判定這些值生成期望站發(fā)送的信息的檢測值{β^S}=(β^0S,β^1S,...β^γ-1S)]]>的方式，由此檢測該期望用戶u0發(fā)送的每符號幀I比特的發(fā)送信息。
3.一種利用了多種擴展序列的CDMA通信方式，其特征在于在直擴形CDMA通信方式中，第k個用戶uk(k＝0，1，...K-1)的發(fā)送機具備基于為了每符號幀傳送I比特傳送信息而準備M′種序列長度為L的基礎擴展序列組(g0k，g1k，...gmk...gM′-1)，從對其各個分別乘了包含M′-γ個0的M′個原信息組{βk}=(β0k,β1k,...βM′-1k)]]>的被調制序列組中生成不含0值的γ個信息組{βkS}=(β0kS,β1kS,...βγ-1kS),]]>然后生成γ個被選擴展序列組{βkSgkS}=(β0kSg0kS,β1kSg1kS,...βγ-1kSgγ-1kS)]]>的方式；生成相加合成上述被選擴展序列組的被調合成序列sDk，生成重復整數(shù)(N)次該序列的序列長度為NL的重復核心擴展序列群sDNk，生成在其各個前后外側作為保護序列排列了該重復核心擴展序列的后部和前部的被包裝序列eD*作為基帶發(fā)送數(shù)據(jù)幀，根據(jù)該數(shù)據(jù)幀eDk調制頻率為fD的數(shù)據(jù)用共通載波進行發(fā)送的方式；以導頻信息p乘以導頻用基礎擴展序列gp而生成的序列pgp為基礎，生成同樣的被包裝序列epk作為基帶傳送導頻幀，由上述發(fā)送導頻幀epk，調制正交頻率為fk′的載波進行發(fā)送的方式；所有fD和fk′，設定為以相當于長度為NL碼片的同步接收周期的逆數(shù)的頻率fG的整數(shù)倍相互不同的方式，接收機具備用發(fā)送機使用的正交頻率fk′和fD的本地頻率 將接收信號解調為基帶信號，設定長度為NL碼片的同步接收周期使其滿足準同步條件，通過抽出該基帶信號的此周期上的成分，生成重復同步接收導頻幀 和重復同步接收數(shù)據(jù)幀rDN*，對這些進行取均值操作，通過縮小到長度為L碼片來生成同步接收導頻幀 和同步接收數(shù)據(jù)幀rD*的方式；由該同步接收導頻幀的解調輸出的信道響應{μk}和上述M′種uk用擴展序列生成M′個長度為L碼片的偽導頻幀rpmk*(m=0,1,2,...M′-1),]]>由M＝KM′個偽導頻幀，生成大小為L×M的導頻矩陣ρ′的方式；從該導頻矩陣ρ′和上述同步接收數(shù)據(jù)幀rD*的碼片成分構成的接收數(shù)據(jù)矩陣d′=(d0′,d1′,...dL-1′)T]]>和由M成分構成的未知數(shù)矩陣βk′=(β00′β10′...βM′-10′,β01′β11′...βM′-11′......β0K-1′,β1K-1′...βM′-1K-1′)T]]>生成M元一次聯(lián)立方程式，通過對其求解，生成第k個用戶uk發(fā)送的該原信息組的估算值{βk′}=(β0k′,β1k′,...βM′-1k′),]]>通過判定這些值來生成上述發(fā)送信息的檢測值{β^kS}=(β^0kS,β^1kS,...β^γ-1kS)]]>的方式，由此檢測各用戶發(fā)送的每符號幀I比特的發(fā)送信息。
4.權利要求1或2中記載的利用了多種擴展序列的CDMA通信方式，其特征在于第k個用戶uk的發(fā)送機具備由以上述導頻用基礎擴展序列gp為基礎生成的被包裝序列即發(fā)送導頻幀ep，使用正交頻率為fk′的載波進行發(fā)送的方式，上述導頻及數(shù)據(jù)幀發(fā)送用正交頻率為fk′，fk(k＝0，1，2，..K-1)的載波，設定為以接收機中設定的重復同步接收周期TG的逆數(shù)頻率fG的整數(shù)倍關于k互異，通過設定上述保護序列的序列長，以使該同步接收周期中不包含所有用戶的接收群波rpfk，rDfk的邊界具備頻分式導頻幀發(fā)送方式，接收機具備用接收信號用期望站u0的發(fā)送機使用的正交頻率f0′的本地頻率 解調該同步接收導頻幀的方式，由此可以生成不受由期望站接收的上述數(shù)據(jù)幀的妨礙和從干擾站接收的所有干擾波的妨礙的期望站用孤立導頻響應。
5.權利要求1或2中記載的利用了多種擴展序列的CDMA通信方式，其特征在于用戶uk的發(fā)送機具備通過在上述基帶發(fā)送數(shù)據(jù)幀序列設置空時隙，在該數(shù)據(jù)幀序列中以時分方式插入導頻幀來生成合成幀，用頻率為fk的上述正交載波把此發(fā)送的方式和接收機具備以時分方式抽取上述接收同步幀中抽取出的幀序列中對應于導頻幀的部分，對此進行解調的方式，由此可以生成不受上述干擾波妨礙的孤立導頻響應。
6.權利要求1、2或3中記載的利用了多種擴展序列的CDMA通信方式，其特征在于用戶uk(k＝0，1，2，...K-1)的發(fā)送機具備把由上述基帶發(fā)送導頻幀epk調制正交頻率fp的導頻用共同載波生成的uk用發(fā)送導頻幀，利用可與第k′(≠k)個其他用戶發(fā)送的同樣的uk′用接收導頻幀時分地接收接收機對應的uk用接收導頻幀的發(fā)送時刻發(fā)送的方式，接收機具備從由正交頻率fp的載波解調的導頻幀序列，時分地解調uk用基帶導頻幀，用此解調輸出生成上述信道響應的方式。
7.權利要求2中記載的利用了多種擴展序列的CDMA通信方式，其特征在于接收機由生成該偽導頻幀rpm*與M個互異數(shù)據(jù)分析序列yn(n＝0，1，2，...M-1)的0移位相關值pnm′，生成以這些為元素的大小為M×M的導頻響應矩陣P′的方式，和求上述同步接收數(shù)據(jù)幀rD*與該數(shù)據(jù)分析序列yn的0移位相關值Φn′的方法生成Φ′＝(Φ0′，Φ1′，Φ2′，...ΦM-1′)T的方式，和從該導頻響應矩陣P′和該數(shù)據(jù)響應矩陣′和未知數(shù)矩陣β′＝(β0′，β1′，β2′，...βM-1′)T生成M元一次聯(lián)立方程式，通過解此聯(lián)立方程式，生成該原信息組的估算值{β′}＝{β0′，β1′，...βM-1′)，通過判定這些值生成上述發(fā)送信息的檢測值{β^S}=(β^0S,β^1S,...β^γ-1S),]]>檢測每符號幀I比特的發(fā)送信息。
8.權利要求3中記載的利用了多種擴展序列的CDMA通信方式，其特征在于接收機由對應于用戶uk(k＝0，1，2...K-1)生成每M′個的偽導頻幀 和數(shù)據(jù)分析序列ynk(n＝0，1，2，...M′-1)的方式，和生成以該偽導頻幀 與數(shù)據(jù)分析序列ynk之間的0移位相關值pnmk′為成分的大小為(M×M)的導頻響應矩陣P′的方式，和求上述同步接收數(shù)據(jù)幀rD*與該數(shù)據(jù)分析序列ynk之間的0移位相關值Φnk′方法，求出數(shù)據(jù)響應矩陣Φ′=(Φ00′,Φ10′,...ΦM′-10′,Φ01,Φ11,...ΦM′-11,......Φ0K-1,Φ1K-1,...ΦM′-1K-1)T,]]>從該導頻響應矩陣P′，該數(shù)據(jù)響應矩陣Φ′和未知數(shù)矩陣β′=(β00′,β10′,...βM′-10′,β01′,β11′,...βM′-11′,......β0K-1,β1K-1,...βM′-1K-1)T]]>生成M元一次聯(lián)立方程式，通過解此方程式，對各用戶生成每M′個的發(fā)送信息估算值{βk′}=(β0k′,β1k′,...βM′-1k′),]]>通過判定這些值，求出各用戶的發(fā)送信息檢測值{β^kS}=(β^0kS,β^1kS,...β^γ-1kS),]]>檢測各用戶發(fā)送的每符號幀I比特的發(fā)送信息。
9.權利要求2或7中記載的利用了多種擴展序列的CDMA通信方式，其特征在于用戶uk的發(fā)送機具有準備有L碼片的M種基礎擴展序列組，把這些發(fā)送的方式，接收機具備用偽導頻幀rpm*(m＝0，1，2，...M-1)及同步接收數(shù)據(jù)幀rD*的各碼片成分的實部和虛部，生成2L碼片的2倍長偽導頻幀rpmE*和2倍長同步接收數(shù)據(jù)幀rDE*，由根據(jù)該2倍長偽導頻幀rpmE*生成的大小為2L×M的2倍長接收導頻矩陣ρ′、上述2倍長同步接收數(shù)據(jù)幀rDE*的碼片成分構成的接收數(shù)據(jù)矩陣d′、未知數(shù)矩陣β′生成M元一次聯(lián)立方程式，通過解此方程式，生成該原信息組的估算值{β′}，通過判定這些值生成期望站發(fā)送的信息檢測值 的方式，檢測各用戶發(fā)送的每符號幀I比特的發(fā)送信息。
10.權利要求3或8中記載的利用了多種擴展序列的CDMA通信方式，其特征在于用戶uk的發(fā)送機具有準備有L碼片的M種基礎擴展序列組，把這些發(fā)送的方式，接收機具備用偽導頻幀rpmk*(m=0,1,2,...M-1,k=0,1,2,...K-1)]]>及同步接收數(shù)據(jù)幀rD*的各碼片成分的實部和虛部，生成2L碼片的2倍長偽導頻幀 和2倍長同步接收數(shù)據(jù)幀rDE*，由根據(jù)該2倍長偽導頻幀 生成的大小為2L×M的2倍長接收導頻矩陣ρ′、上述2倍長同步接收數(shù)據(jù)幀rDE*的碼片成分構成的接收數(shù)據(jù)矩陣d′、未知數(shù)矩陣βk′生成M元一次聯(lián)立方程式，通過解此方程式，生成該原信息組的估算值{βk′}，通過判定這些值生成各用戶的發(fā)送信息的檢測值 的方式，檢測各用戶發(fā)送的每符號幀I比特的發(fā)送信息。
11.權利要求1～3、7、8之一中記載的利用了多種擴展序列的CDMA通信方式，其特征在于發(fā)送機具備從1至多數(shù)的發(fā)送分集天線ATv(v＝0，1，2，...)發(fā)送發(fā)送信號的方式，接收機具有從多數(shù)的接收分集天線ARd(d＝0，1，2，...)接收接收信號rd的功能，把第d個接收信號rd在導頻及數(shù)據(jù)解調部Dpd、DDd，以對應于期望站發(fā)送機使用的載波的本地頻率生成基帶解調輸出，然后生成第d個同步接收導頻和數(shù)據(jù)幀rpd*、rDd*的方式，和從第d個導頻幀rpd*求出第d個信道響應{μ}d，從該信道響應{μ}d和期望站的第m個基礎擴展序列求出對應于第d個接收信號的偽導頻幀rpmd*或 的方式，和由把該偽導頻幀群的屬于不同天線號d的碼片成分排列在時間軸上進行增加幀長的方法，生成擴張偽導頻幀rmpE*或 的方式，和把上述第d個同步接收數(shù)據(jù)幀rDd*以同樣的方法排列到時間軸上，由此生成擴張同步接收數(shù)據(jù)幀rDE*的方式，和由該擴張偽導頻幀rpmE*或 分析該擴張同步接收數(shù)據(jù)幀rDE*，由此生成該原信息組的估算值，通過判定這些值，生成期望站的發(fā)送信息檢測值。
12.權利要求11中記載的利用了多種擴展序列的CDMA通信方式，其特征在于發(fā)送機具備對每個發(fā)送信息βm準備Nv個基礎擴展序列組{gm′}=(gm0,gm1,...gmv,...gm,Nv-1),]]>由同一信息βm調制第v個基礎擴展序列gmv，以此調制輸出為基礎順序生成數(shù)據(jù)用核心序列，數(shù)據(jù)用被包裝序列，以相同方式生成導頻用被包裝序列epv，把這兩個被包裝序列導入到第v個發(fā)送分集天線ATv發(fā)送的方式，接收機以第d個接收分集天線ARd的接收輸入為基礎，解調第v個發(fā)送分集天線ATv發(fā)送的成分，生成同步接收數(shù)據(jù)幀rDvd*和同步接收導頻幀rpvd*，以后者為基礎生成從第v個發(fā)送天線向第d個接收天線的信道響應{μ}vd，從該信道響應生成偽導頻幀rpmvd*或 由把構成對應于不同發(fā)送接收天線號對vd的該偽導頻幀的碼片成分在時間軸上關于vd排列進行增大幀長的方法，生成擴張偽導頻幀rpmE*或 的方式，和以同樣的方法排列上述同步接收幀rDvd*，由此生成擴張同步接收幀rDE*的方式，和把該擴張同步接收幀rDE*用該擴張偽導頻幀rpmE*或 進行分析。
13.權利要求11或12中記載的利用了多種擴展序列的CDMA通信方式，其特征在于把上述偽導頻幀及同步接收數(shù)據(jù)幀的屬于不同發(fā)送接收天線順序號v，d的成分排列在時間軸上，在生成上述擴張偽導頻幀及擴張同步接收數(shù)據(jù)幀的時候，附加把構成該各幀的實數(shù)振幅碼片成分和虛數(shù)振幅碼片成分排列在各自的時間位置的功能。
14.權利要求2、3、7～12之一中記載的利用了多種擴展序列的CDMA通信方式，其特征在于接收機具備代替解M元一次聯(lián)立方程式，選比M小且等于或大于γ的任意的數(shù)MR，生成NR個MR元縮小大小一次聯(lián)立方程式，作為各方程式的解生成NR組擴展序列組的估算值{β′}={β0′,β1′,...βMR-1′}]]>或{βk′}=(β0k′,β1k′,...βMR-1k′),]]>求出表示該各組估算值和原信息組{β}或{βk}之間偏差的評價函數(shù)Δβ的方式，從Δβ成為最小的組中求出該原信息組的估算值{β′}或{βk′}，判定該估算值，由此生成上述發(fā)送信息的檢測值 或 的方式，由此檢測各用戶發(fā)送的每符號幀I比特發(fā)送信息。
15.權利要求2、7、9、11～13之一中記載的利用了多種擴展序列的CDMA通信方式，其特征在于接收機具備代替解M元一次聯(lián)立方程式，制作由偽導頻幀rpm(m＝0，1，2，...M-1)中的γ個幀構成的組Us(s＝0，1，...Nγ-1)，把在該組Us的各幀乘以多數(shù)個該假想序列Ch(c0，c1，...cγ-1)成分的幀的和作為偽發(fā)送幀F(xiàn)sh生成，求出各個該偽發(fā)送幀與上述同步接收數(shù)據(jù)幀rD*之間的相關值的方式，具備以該相關值為基礎求出最優(yōu)偽發(fā)送幀，通過用該最優(yōu)偽發(fā)送幀的構成成分US和Ch判定該原信息組的估算值{β′}來生成上述發(fā)送信息的檢測值 由此檢測各用戶發(fā)送的每符號幀I比特發(fā)送信息。
16.權利要求3、8、10～13之一中記載的利用了多種擴展序列的CDMA通信方式，其特征在于接收機具備代替解M元一次聯(lián)立方程式，對用戶uk(k＝0，1，2，...K)制作由偽導頻幀rpmk*(m=0,1,2,..M′-1)]]>中Kγ個幀構成的組Usk(s＝0，1，...Nγ-1)，把在該組Usk的各幀乘以多數(shù)個該假想序列Ch(c0，c1，...cKγ-1)成分的幀的和作為偽發(fā)送幀F(xiàn)shk生成，求出各個該偽發(fā)送幀F(xiàn)shk和上述同步接收數(shù)據(jù)幀rD*之間的相關值的方式，具備以該相關值為基礎求出最優(yōu)偽發(fā)送幀，通過用該最優(yōu)偽發(fā)送幀的構成成分Usk和Ch判定該原信息組的估算值來生成上述發(fā)送信息的檢測值，由此檢測用戶uk發(fā)送的每符號幀I比特發(fā)送信息。
17.權利要求2或3中記載的利用了多種擴展序列的CDMA通信方式，其特征在于接收機具備生成上述偽導頻幀rpm*或rpmk*(m=0,1,2,...M-1,k=0,1,2,...K-1),]]>生成多數(shù)個使這些偽導頻幀rpm*，rpm′*(m′≠m)之間的0移位相關值取1、0的分析序列wm的方式，和從上述同步接收數(shù)據(jù)幀rD*與wm之間的0移位相關值生成多數(shù)組上述原信息組的估算值{β′}＝(β0′，β1′，...βM-1′)，通過判定這些組中的最優(yōu)組來生成上述發(fā)送信息的檢測值{β^S}=(β^0S,β^1S,...β^γ-1S)]]>的方式，或者，生成多數(shù)個與這些偽導頻幀 rpm′k′*(m′≠m,k′≠k;m′=m,k′≠k;m′≠m,k′=k)]]>之間的0移位相關值各自取1、0的分析序列wmk的方式和從上述同步接收幀rD*與wmk之間的0移位相關值生成多數(shù)組該原信息組的估算值{βk′}={β0k′,β1k′,...βM-1k′},]]>判斷這些組中的最優(yōu)組，由此生成上述發(fā)送信息的檢測值 的方式，由此檢測每符號幀I比特發(fā)送信息。
18.權利要求1～3、7、8之一中記載的利用了多種擴展序列的CDMA通信方式，其特征在于發(fā)送機具備由把I比特發(fā)送信息，與把作為擴展序列數(shù)選擇1到γm中的任意的數(shù)γ的第一選擇和作為基礎擴展序列的種類從上述M或M′種基礎擴展序列組中選擇γ個擴展序列的第二選擇合成的情況的數(shù)相關聯(lián)的方法，進行2值-多值轉換，從上述原信息組{β}或{βk}生成γ個被選擴展序列組，用此生成發(fā)送幀的方式，和接收機具備以上述信道響應{μ}為基礎求出偽導頻幀，通過利用這些分析上述同步接收數(shù)據(jù)幀rD*來求出該原信息組的估算值{β′}或{βk′}，用此估算值求出發(fā)送的擴展序列數(shù)的檢測值 同時按每用戶求出 個該被選信息組的檢測值 或 的方式，由此檢測每符號幀上述I比特發(fā)送信息。
19.權利要求7中記載的利用了多種擴展序列的CDMA通信方式，其特征在于接收機，當解上述M元一次聯(lián)立方程式時，假設在h(≥1)個不包含在發(fā)送用基礎擴展序列組中的仿造擴展序列乘以各自仿造信息{βD}=(βMD,βM+1D...βM+h-1D)]]>生成的幀，包含在上述同步接收數(shù)據(jù)幀，生成M個該偽導頻幀rpm*(m＝0，1，2，...M-1)和(M+h)個數(shù)據(jù)分析序列yn(n＝0，1，2，...M+h-1)，在由上述偽導頻幀rpm*和該數(shù)據(jù)分析序列yn之間的0移位相關值生成的由每(M+h)個成分構成的M個列矢量中加上h個附加列矢量A，由此生成擴大導頻響應矩陣P+′的方式，和由在上述同步接收數(shù)據(jù)幀rD′與該數(shù)據(jù)分析序列yn之間的0移位相關值中加上所需修正項的方法，生成修正數(shù)據(jù)響應矩陣Φ+″＝(Φ0″，Φ1″，...ΦM+h-1″)T的方式，和生成由該擴大導頻響應矩陣P+′和修正數(shù)據(jù)響應矩陣Φ+″及擴張未知數(shù)矩陣β+′=(β′,βD)T=(β0′,β1′,...βM-1′,βMD,βM+1D,...βM+h-1D)T]]>構成的(M+h)元一次聯(lián)立方程式，把該附加列矢量A選定為該擴大導頻響應矩陣P+′的行列式或增大正規(guī)特異值，提高其正規(guī)性后，解該(M+h)元一次聯(lián)立方程式，求出該原信息組的估算值{β′}或{βk′}。
20.權利要求2中記載的利用了多種擴展序列的CDMA通信方式，其特征在于當解上述M元一次方程式時，用上述偽導頻幀rpm*和h個附加列矢量A以及h個隨機序列的附加行矢量C生成擴大導頻矩陣ρ+′以提高該矩陣的正規(guī)性的方式，和生成在M個未知數(shù)組{β′}上加上h個附加仿造信息{βD}的擴張未知數(shù)矩陣β+′的方式，和生成在上述同步接收數(shù)據(jù)幀rD*中加上所需修正項的修正同步接收數(shù)據(jù)幀rD+*的方式，和對應于該附加行矢量C求出多個通過解由該擴大導頻矩陣、擴張未知數(shù)矩陣β+′和修正同步接收數(shù)據(jù)幀rD+*的碼片成分構成的修正接收數(shù)據(jù)矩陣d+′構成的(M+h)元一次聯(lián)立方程式得到的解{β+*}，把其中最優(yōu)解設為該原信息組的估算值{β′}。
21.權利要求1～3之一中記載的利用了多種擴展序列的CDMA通信方式，其特征在于向多數(shù)小區(qū)分配相同的M種基礎擴展序列組，對各個小區(qū)分配小區(qū)固有擾碼序列，某一小區(qū)的發(fā)送機具備通過在該擴展序列組的各序列乘以該小區(qū)固有擾碼序列來生成擾碼序列組，用此生成發(fā)送幀的方式，接收機具備以上述擾碼序列組為基礎，生成導頻及數(shù)據(jù)分析序列，利用這些分析序列分析上述同步接收幀的方式。
22.權利要求1中記載的利用了多種擴展序列的CDMA通信方式，其特征在于用戶uk的發(fā)送機具備通過在M′種隨機擴展序列組(g00，g10，...gM-10)的各項乘以大小為N×N的由阿達瑪矩陣的各行構成的符號語(h0，h1，...hN-1)來生成M＝M′N種基礎擴展序列的方式，把這些作為基礎擴展序列組(g0，g1，g2，...gM-1)利用。
23.權利要求1或2中記載的利用了多種擴展序列的CDMA通信方式，其特征在于發(fā)送機具備通過以序列長為L碼片的M′種擴展序列組(g0，g1，gM′)為基礎，生成該各擴展序列的s＝(0，1，2，...L-1)移位序列，把M＝M′Z種的循環(huán)移位序列準備為基礎擴展序列組，把I比特的發(fā)送信息轉換為從該序列組中選擇出的γ個信息組{βs}，由對應于該信息組的被選擴展序列組{βsgs}生成并發(fā)送發(fā)送幀的方式，接收機由權利要求2的方法生成期望站發(fā)送的信息的檢測值{β^S}={β^0S,β^1S,...β^γ-1S},]]>檢測每符號幀I比特的傳送數(shù)據(jù)。
全文摘要
一種利用多種擴展序列的CDMA通信方式，其具有由準備M種序列長度為L的基礎擴展序列組，從對其每一個分別乘包含M－γ個0的M個原信息組的被調制序列組生成不包含0值的γ個信息組，然后生成γ個被選擴展序列組的方式，和生成相加合成被選擴展序列組后的被調合成序列s
文檔編號H04J11/00GK1459162SQ02800637
公開日2003年11月26日 申請日期2002年3月7日 優(yōu)先權日2001年3月12日
發(fā)明者畔柳功芳, 末廣直樹, 小澤智, 富田光博, 大竹孝平, 高橋正和 申請人:東洋通信機株式會社, 畔柳功芳, 末廣直樹