專利名稱：無線通信系統(tǒng)中用自適應算法調(diào)整組合器權重的方法和裝置的制作方法
背景領域本發(fā)明涉及通信系統(tǒng)。具體地講，本發(fā)明涉及無線通信系統(tǒng)中對接收信號編碼的方法。
背景在無線通信系統(tǒng)中，發(fā)送的信號被傳輸信道以及接收機處理操作，諸如濾波和解調(diào)等改變。對于精確通信，接收機必須在對接收數(shù)據(jù)解碼中考慮這些影響。接收機確定發(fā)送信號和接收信號之間的關系。此關系然后可被應用于隨后的接收信號。此關系稱為“特征”，其中各種改變傳輸信號的影響包括在此特征中。
將此特征應用于接收信號一般涉及復數(shù)矩陣操作。各種技術已被開發(fā)用來通過采用各種假設以簡化此問題。一般這些假設涉及噪聲能量。一些假設對于無線系統(tǒng)的一種類型成立，而其它不成立。因此有必要精確有效地確定接收信號。
摘要按照一方面，在具有多個接收天線和一個用來組合多個接收天線上接收的信號的組合器的無線通信系統(tǒng)中，用來確定組合器中應用的組合器權重的方法包括在多個接收天線的第一個天線接收第一個信號、在多個接收天線的第二個天線接收第二個信號，其中第二個信號是第一個信號的函數(shù)，以及基于第一和第二個信號的組合器確定第一個權重即與第一和第二個信號相關的第一權重。
另一方面，遠程站裝置包括具有個多個指的第一雷克接收機、具有個多個指的第二雷克接收機以及耦合到第一個雷克接收機的多個指之一和第二個雷克接收機的多個指之一的第一個路徑處理單元。
附圖的簡要描述
圖1是具有干擾能量精確計算電路的電信系統(tǒng)。
圖2是干擾能量精確計算電路、對數(shù)似然比(LLR)電路以及適合采用前向鏈路傳輸?shù)膱D1中的途徑組合電路的詳細圖表。
圖3是為反向鏈路傳輸優(yōu)化的、包括圖2的路徑加權和組合電路以及LLR電路的干擾能量精確計算電路。
圖4示出了另一可選擇的干擾能量精確估計電路和圖2的最大比值路徑組合電路的實施例。
圖5是用來改善干擾能量估計且采用圖2的干擾能量精確計算電路的幀活動控制電路的框圖。
圖6是示出活動時隙和空閑時隙的示例性定時圖表。
圖7時示出話務信道信號、導頻信道信號、幀活動控制、FAC、信號(也稱為反向功率控制信道)和圖6時隙中空閑信道邊緣的示例性定時圖表。
圖8是無線通信系統(tǒng)。
圖9是無線通信系統(tǒng)中的接收機。
圖10是無線通信系統(tǒng)的一條路徑的處理單元。
圖11是無線通信系統(tǒng)的一條路徑的處理單元的詳細圖表。
圖12A和B是為了與雷克接收機一起使用而用于確定組合器權重的自相關矩陣。
圖13是為了與雷克接收機一起使用而確定組合器權重的一種方法的流程圖。
圖14是高數(shù)據(jù)速率系統(tǒng)中信道分配的定時圖表。
圖15A、15B和15C是自適應濾波器和確定組合器權重的方法。
圖16是無線通信系統(tǒng)中的接收機。
優(yōu)選實施例的詳細描述無線通信系統(tǒng)以具有多個與一個或多個基站通信的移動站為特征。信號通過一個信道在一個基站和一個或多個移動站之間傳輸。移動站和基站的接收機必須估計由信道引入到所發(fā)送信號中的噪聲，從而對所發(fā)送信號有效地編碼。
在擴頻系統(tǒng)中，諸如碼分多址CDMA通信系統(tǒng)中，信號通過使用一個碼，諸如偽隨機噪聲PN擴展序列，在很大的帶寬上被擴展。當擴展信號在信道上傳輸時，信號從基站到移動站采用多條路徑。信號從多種路徑，在移動站被接收，解碼，通過諸如雷克接收機的路徑組合電路建設性地再組合。路徑組合電路將稱為權重的增益因數(shù)應用與每個解碼路徑，從而使吞吐量最大化以及補償路徑延時和衰落。
雷克結構由于簡易性和穩(wěn)健性，廣泛用于數(shù)字通信接收機，特別地在移動通信中。雷克的思想非常簡單，大致表述如下(1)找到不同路徑的到達時間；(2)將各個別相關器(一般稱“指”)分配給到達的那些時間；(3)組合個別相關器的輸出以形成最終符號估計，一般導致對每個指符號估計的所有活動指上的加權和。
考慮到一組時間偏置，存在最大化最終符號估計的信號對干擾和噪聲比SINR的最佳的一組權重。在非平穩(wěn)無線信道中，最佳時間偏置和權重隨時間而不同；因此兩組參數(shù)在接收機中動態(tài)計算。獲得給定時間偏置的權重向量的傳統(tǒng)方法叫作最大比值組合MRC，它固有地假設不同指(每個指輸出由所需的信號加干擾組成)上的干擾在指之間是不相關的。
一般，通信系統(tǒng)傳輸包括導頻間隔、功率控制間隔和數(shù)據(jù)間隔。在導頻間隙中，基站將預建立的基準信號發(fā)送到移動站。移動站組合接收的基準信號即導頻信號的信息，然后發(fā)送導頻信號以提取與信道有關的信息，諸如信道干擾和信噪比SNR。移動站分析信道特征，然后在接下來的功率控制間隔內(nèi)將功率控制信號發(fā)送到基站作為響應。例如，如果基站正在以相對于當前信道特征過量的功率發(fā)送，則移動站將控制信號發(fā)送給基站請求降低發(fā)送功率電平。在一般被稱為高數(shù)據(jù)速率HDR系統(tǒng)的分組化數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)的實施例中，注意到它具有時間門控導頻，其中導頻信息專用與話務信號分開。
數(shù)字通信系統(tǒng)一般使用對數(shù)似然比值LLR來精解編碼接收信號。SNR測量或估計一般用于精確計算接收信號的LLR。精確的SNR估計要求信道噪聲特性的精確知識，此知識通過使用導頻信號被估計。
基站或移動站廣播信號所用的速率或功率取決于信道的噪聲特性。對于最大容量，基站和移動站的收發(fā)器按照信道引入的噪聲的估計來控制發(fā)送信號的功率。如果噪聲估計即發(fā)送信號的不同多路徑組成部分的干擾頻譜密度不準確，則收發(fā)器會以太大或太小的功率廣播。用太大的功率廣播導致網(wǎng)絡資源的不充分利用，導致網(wǎng)絡容量的降低和移動站電池壽命的減少。使用太小的功率廣播導致吞吐量的降低、掉線、服務質(zhì)量降低和顧客的不滿。
詞“示例性”在這里使用專門指“作為一個例子、實例或舉例”。這里描述偽“示例性”的實施例不一定構造得比其它實施例更好更有優(yōu)勢。
“TIA/EIA/IS-95 Mobile Station-Base Station Compatibility Standardfor Dual-Mode Wideband Spread Spectrum Cellular System”，后文中稱為“the IS-95 standard”和“TIA/EIA/IS-2000 Standards for cdma2000 SpreadSpectrum Systems”，后文中稱為“the cdma2000 standard”詳細說明了擴頻CDMA系統(tǒng)。此外，在美國專利號為4901307、題為“SPREAD SPECTRUM MULTIPLEACCESS COMMUNICATION SYSTEM US ING SATELLITE OR TERRESTRIAL TEPEATERS”的專利中描述了CDMA系統(tǒng)的操作，該專利被轉讓給本發(fā)明的受讓人并且通過引用被結合于此。
一類適用于數(shù)據(jù)傳輸?shù)姆Q為HDR訂戶系統(tǒng)的通信系統(tǒng)在“TIA/EIA/IS-856cdma2000 High Rate Packet Data Air Interface Specification”中有詳細描述，后文中稱為“the HDR standard”，詳細描述了HDR系統(tǒng)。在HDR系統(tǒng)的上下文中，接入終端AT可以是移動的或靜止的，可以與一個或多個基站通信，這里稱為調(diào)制解調(diào)器庫收發(fā)器MPT。接入終端通過一個或多個調(diào)制解調(diào)器庫收發(fā)器發(fā)送接收數(shù)據(jù)分組到HDR基站控制器，這里稱為調(diào)制解調(diào)器庫控制器MPC。
調(diào)制解調(diào)器庫收發(fā)器和調(diào)制解調(diào)器庫控制器是稱為接入網(wǎng)絡AN的網(wǎng)絡的組成部分。接入網(wǎng)絡在多個接入終端之間傳輸數(shù)據(jù)分組。接入網(wǎng)絡還可連到接入網(wǎng)絡之外的附加網(wǎng)絡，諸如協(xié)作的內(nèi)聯(lián)網(wǎng)或因特網(wǎng)，可以在每個接入終端和這些外部網(wǎng)絡之間傳輸數(shù)據(jù)分組。
已建立了與一個或多個調(diào)制解調(diào)器庫收發(fā)器的有效話務信道連接的接入終端稱為有效接入終端，并且上述終端被說成處在話務狀態(tài)中。正處在建立一個或多個調(diào)制解調(diào)器庫收發(fā)器的有效話務信道連接過程中的接入終端，說成是在連接建立狀態(tài)中。接入終端可以是通過無線信道或有線信道通信的任何數(shù)據(jù)設備，例如使用光纖或同軸電纜。接入終端還可以為包括但不受限于PC卡、小型閃存、外部內(nèi)部調(diào)制解調(diào)器或者無線有線電話的多種類設備之一。接入終端將信號發(fā)送到調(diào)制解調(diào)器庫收發(fā)器的通信鏈路稱為反向鏈路。調(diào)制解調(diào)器庫收發(fā)器將信號發(fā)送到接入終端的通信鏈路稱為前向鏈路。
在擴頻系統(tǒng)中，諸如CDMA無線通信系統(tǒng)特別地如HDR系統(tǒng)中，期望實現(xiàn)雷克接收機來獲得處理接收信號的時間分集和信號傳輸生成的回聲或多徑。由于多徑信號傳播彼此間的不同會多于一個擴展碼片持續(xù)時間，CDMA無線系統(tǒng)的空中接口信道變得分散，從而允許使用雷克接收機的獨立解調(diào)。
另外，一般多建筑物區(qū)域中的建筑物和其它障礙導致信號散射。而且，因為幾個輸入波形之間的交互作用，天線端的合成信號經(jīng)受了快速且深度衰落。平均信號強度會比真空路徑損耗低40到50dB。城市環(huán)境中建筑物密布區(qū)域，衰落最嚴重。在這些區(qū)域中，信號包絡在短距離上遵循瑞利分布，長距離上遵循對數(shù)正態(tài)分布。
瑞克接收機的使用在美國專利號為5109390、題為“Diversity Receiver in aCDMA Cellular Telephone System”的專利中有詳細描述，該專利被轉讓給本發(fā)明的受讓人并且通過引用被結合于此。瑞克接收機處理各別的多徑信號，將它們組合形成合成信號。瑞克接收機可以利用無線系統(tǒng)的空間和時間分集。當信號被空中接口隨時間改變而產(chǎn)生多徑時，使用時間分集。瑞克接收機利用了這種時間分集，通過按照到達時間處理信號以及將來自每個時變多徑傳播的能量有效地再合成。
除了瑞克接收機的實現(xiàn)外，無線系統(tǒng)經(jīng)常使用提高接收信號的SNR的分集方法。分集接收指將多個信號組合，從而提高通信中的SNR。分集被用來改善IS-95CDMA系統(tǒng)的系統(tǒng)性能。通常使用分集接收方法來降低衰落效應以及提高通信的可靠性，同時不增加發(fā)送功率或信道帶寬。
分集接收的基本思想是如果取兩個或更多獨立信號采樣，則這些采樣按照一種不相關的方式衰落。這意味著所有采樣同時低于給定水平的概率比任何一個采用低于那個水平的概率低的多。M個采樣都同時低于那個水平的概率為pM，其中p是單個采用低于那個水平的概率。因此，很清楚有多個采用的適當組合組成的信號具有比任何個別采樣輕的多的衰落屬性。
盡管每種類的應用都有必須解決的不同問題，原則上分集接收方法可以應用在基站或移動站。分集組合器的代價高，特別地在需要多個接收機的情況。而且移動站的功率輸出也受到其電池壽命的限制。然而，基站可以提高它的功率輸出或天線高度，從而改善到移動站的覆蓋。因為假定移動站和基站之間的路徑是互易的，移動站中實現(xiàn)的分集系統(tǒng)與基站的工作相似。
期望在接收端使用多個接收天線來獲得空間分集以及解決每個天線端接收信號能量中的多徑衰落問題。使用組合器權重的適當選擇，多個接收天線就能用于空間域的干擾抑制。特別地，對于使用CDMA波形且具有門控導頻信號的全功率發(fā)送的無線通信系統(tǒng)，需要計算空間一時間組合器系數(shù)(即為每個接收天線的每個雷克指)。圖14說明了用在HDR系統(tǒng)中的門控導頻信號，其中導頻被周期性地發(fā)送。如圖所示，導頻在的t1到t2和t3到t4的間隔中發(fā)送。在示出的實施例中，導頻是用PN序列擴展的一串邏輯1序列。另一可選實施例使用各種導頻信號，其中導頻方案在發(fā)送端和接收端都先驗地知道。當導頻不活動時，數(shù)據(jù)或話務被發(fā)送。數(shù)據(jù)信號包括種種與具體實現(xiàn)給定系統(tǒng)特定的其它信號。如圖14中所示全傳輸功率信號對于的數(shù)據(jù)和導頻都可以使用。
在一實施例中，系統(tǒng)使用確定最小均方誤差MMSE組合器權重的非遞歸方法。組合器權重的非遞歸是基于的幀在導頻部分期間計算相關統(tǒng)計量以形成對噪聲相關矩陣的估計。然后這些相關系數(shù)在多個導頻突發(fā)上被平均或濾波，通過平均在噪聲抑制和跟蹤信道變化的能力間折衷。一實施例中，通過轉置噪聲相關矩陣并且把結果乘以期望信號向量的估計，從而在每個導頻突發(fā)計算組合器權重一次。
在一實施例中，數(shù)據(jù)信息通過濾波和平滑從接收信號中提取。濾波器是一個以為了提取關于規(guī)定有價值的量的相關信息而應用于一組帶噪聲的數(shù)據(jù)的一件物理硬件或軟件為形式的設備。噪聲可由各種來源引起。例如，數(shù)據(jù)可以通過噪聲感應器得到或可以代表被通過通信信道的傳輸所破壞的有用信號組成。
濾波器是設計用來執(zhí)行三項基本信息處理任務濾波、平滑以及預測。濾波指在時刻t時使用直到t并包括t時刻的測量到的數(shù)據(jù)提取關于有價值的量的信息。平滑與濾波的不同在于有關有價值的量的信息不必在時刻t可用，時刻t之后測量到的數(shù)據(jù)可以用來獲得此信息。這意味著平滑的情況下，產(chǎn)生有價值的結果會有延時。在平滑過程中，時刻t之后的數(shù)據(jù)可用。換句話說，不僅時間t內(nèi)獲得的數(shù)據(jù)可用，時刻t之后獲得的數(shù)據(jù)也可用。平滑在某種程度上比濾波更精確。最后，預測是預報信息處理的一方面。這里的目的是通過使用t內(nèi)包括t時刻測量到的數(shù)據(jù)得到關于有價值的量在未來(t+τ)時刻，τ＞0，的信息。
濾波器一般被分為線性的和非線性的。如果設備輸出的濾波、平滑或預測的量是用于濾波器輸入的各個觀測的線性函數(shù)，則濾波器說成是線性的。否則，濾波器為非線性的。
在解決線性濾波問題的統(tǒng)計方法中，假定有用信號和無用附加噪聲的某個統(tǒng)計參數(shù)(例如均值和相關函數(shù))可用。線性濾波器設計用來接收帶噪聲的數(shù)據(jù)作為輸入，按照某統(tǒng)計準則最小化濾波器輸出端的噪聲影響。解決此濾波最優(yōu)化問題的有用方法是最小化誤差信號的均方值即MMSE，此誤差信號被定義為所需的響應與實際濾波器輸入之間的差別。對于平穩(wěn)輸入，所得的解答在的均方意義上被認為是最佳的。誤差信號的均方值對線性濾波器的可調(diào)參數(shù)的函數(shù)曲面被稱為誤差性能曲面。這個曲面的最小點代表了解答。
對于那些信號和/或噪聲對問題是固有非平穩(wěn)的情況，最優(yōu)濾波器必須假定為時變形式。對于連續(xù)時間而言，線性濾波器理論可以討論，然而實際上一般首選離散時間表示。在這種表示方法中，輸入和輸出信號以及濾波器自身特性都被定義在離散時刻上。連續(xù)時間信號由一系列通過觀察以在均勻間隔時刻上的信號得到的采樣來代表。如果滿足采樣定理，則在此轉換過程中沒有信息丟失，其中按照采樣定理，采樣率必須大于連續(xù)時間信號的最大頻率分量的兩倍。因此連續(xù)時間信號u(t)可以由序列u(n)，n＝2，…，來代表，其中為了方便，采樣周期被歸一化為1。
濾波器的設計一般使用有關要處理數(shù)據(jù)的統(tǒng)計量的先驗信息。濾波器只有當輸入數(shù)據(jù)的統(tǒng)計特性與設計濾波器所基于的先驗信息匹配時才是最優(yōu)的。當此信息完全未知時，設計濾波器很困難，或者設計不再最是優(yōu)佳的。用于這種情況的最直接的方法是“估計和插入”程序。它是一個兩階段的過程，其中濾波器先“估計”相關信號的統(tǒng)計參數(shù)，然后將這樣得到的結果“插”入計算濾波器系數(shù)的非遞歸公式。對于實時操作，此程序要求矩陣求逆。一種有效方法是使用自適應濾波器。此裝置是自設計的，因為自適應濾波器使用遞歸算法運行，使濾波器可以在相關信號特性的完整知識不可能利用的環(huán)境下令人滿意的運行。
自適應算法從一組預定的初始條件開始，該初始條件代表了已知的環(huán)境信息。然而，在平穩(wěn)環(huán)境下，此算法連續(xù)迭代之后發(fā)現(xiàn)在統(tǒng)計意義上它收斂到最佳解答。在非平衡環(huán)境下，算法給出了跟蹤性能，因為它可以跟蹤在輸入數(shù)據(jù)的統(tǒng)計量方面的時間變化，如果變化足夠慢的話。
作為遞歸算法應用中的一個直接結果，參數(shù)變得依賴數(shù)據(jù)，其中自適應濾波器的參數(shù)每次迭代都得更新。因此，這意味著現(xiàn)實中的自適應濾波器是非線性設備，在此意義上它不遵循疊加原理。盡管有此特性，自適應濾波器一般被分為線性的或者非線性的。如果有價值的數(shù)量的估計被自適應計算為(例在濾波器的輸出端)用于濾波器輸入的可用的一組觀察的線性組合，則認為自適應濾波器為線性的。否則，自適應濾波器為非線性的。
各種迭代算法已經(jīng)被開發(fā)用于線性自適應濾波器的運行。對于具體應用的算法選擇要以系統(tǒng)的幾個參數(shù)為基礎。第一個參數(shù)是收斂速度，定義為響應平穩(wěn)輸入時，“足夠近”地收斂于均方意義上的最優(yōu)化解決方案的迭代數(shù)。收斂速率快使算法快速適應未知統(tǒng)計量的平衡環(huán)境。第二個參數(shù)叫作失調(diào)。對于有價值的算法，此參數(shù)提供此價值量的定量測量，通過此測量自適應濾波器在自適應濾波器總集上平均的均方誤差最終值偏離濾波器產(chǎn)生的最小均方誤差。第三個參數(shù)是跟蹤。當自適應濾波算法在非平衡環(huán)境下運行時，要求算法跟蹤此環(huán)境的統(tǒng)計變化。然而此算法的跟蹤性能受到兩個彼此矛盾的特性的影響收斂速度和算法噪聲造成的穩(wěn)態(tài)波動。
附加參數(shù)是自適應濾波器對小干擾的穩(wěn)健性。自適應濾波器穩(wěn)健指小干擾(即小能量的干擾)只能導致小的估計誤差。干擾來源于濾波器的各種內(nèi)部或外部的因素。
此外，計算要求提出了幾個問題，包括進行一次完整的算法迭代所需的操作(即乘、除和加/減)數(shù)；存儲數(shù)據(jù)和程序所需的存儲位置大??；在計算機中編程所需的投資。
還有一個參數(shù)是算法中的信息流結構。此結構決定了算法以硬件實現(xiàn)的方式。例如，具有高模塊性、并行性或并發(fā)性結構的算法很適合使用超大規(guī)模集成電路VLSI的實現(xiàn)。
還有另一個參數(shù)考慮算法的數(shù)字屬性。當算法被數(shù)字化實現(xiàn)時，量化誤差引入了不精確性。這些誤差是由于輸入數(shù)據(jù)從模擬到數(shù)字的轉化和內(nèi)部計算的數(shù)字表示。數(shù)字表示帶來嚴重的設計問題。有兩個要考慮的基本問題數(shù)值穩(wěn)定性；數(shù)值準確度。數(shù)值穩(wěn)定性是自適應濾波算法的內(nèi)在特性。數(shù)值精確度由在數(shù)據(jù)采樣和濾波器系數(shù)的數(shù)值表示中使用的比特數(shù)決定。當自適應濾波算法對它的數(shù)字實現(xiàn)中使用的字長變化不敏感時，它被稱為在數(shù)值上穩(wěn)健。
自適應濾波包括兩個基本過程對一系列輸入數(shù)據(jù)采樣濾波來產(chǎn)生輸出響應；以及濾波過程中使用的一組可調(diào)參數(shù)的自適應控制。
如上述討論，各種方法用來提高接收信號的SNR，包括分集技術和雷克接收機的使用。在設計某個系統(tǒng)時，經(jīng)常在精確度和代價和/或復雜度之間折衷。在下文中描述多種用來確定雷克接收機中應用的組合器權重。每個方法提供了在各種情況下的精確度和代價和/或復雜度之間得一種平衡。第一，描述MRC方法，其中作出了關于接收信號的噪聲能量的假設從而可以簡化組合器權重確定的計算復雜度。第二，描述MMSE方法，其中作出了另一假設從而進一步簡化組合器權重確定的計算復雜度。第三，自適應算法描述為不使用其它方法的假設而有效避免矩陣求逆計算。
1.最大比組合在一實施例中，接收機使用雷克接收機的無線通信中，自適應濾波用來計算雷克接收機的組合器權重。理想狀況下，組合器權重的計算考慮系統(tǒng)中所有的能量，包括多徑、來自其它用戶的干擾和噪聲能量。這種計算的復雜度鼓勵使用簡化計算的假設。例如，計算組合器權重的一種方法時使用最大比率組合和MRC方案，其中對每個路徑和天線組合具體加權。這樣，對于具有A個天線和L條路徑的系統(tǒng)，描述系統(tǒng)的(AL×AL)矩陣被減至AL(1×1)矩陣，其中假定每條路徑具有獨立噪聲。MRC生成權重對于每個天線的每條路徑計算。
圖1是具有精確的載波信號對干擾比C/I和干擾能量Nt，計算電路12的遠程通信收發(fā)系統(tǒng)的圖表。系統(tǒng)10適用于CDMA移動站。在給出的具體實施例中，收發(fā)器系統(tǒng)10接收到的信號在基站(未示出)和系統(tǒng)10之間的前向通信鏈路上接收。收發(fā)器系統(tǒng)10發(fā)送的信號在自收發(fā)器系統(tǒng)10至相關基站的反向通信鏈路上發(fā)送。
為了說明清楚，忽略收發(fā)器系統(tǒng)10的詳細情況，諸如時鐘電路、麥克風、揚聲器等等。本專業(yè)的熟練人員能夠簡單地實現(xiàn)附加電路而不需要多少實驗。
收發(fā)器系統(tǒng)10是一個雙向轉換遠程通信收發(fā)器，包括連在天線轉換器16上的天線14。天線轉換器16連在接收路徑上，此路徑從左到右包括接收放大器18、射頻RF到中頻IF、混合器20、接收帶通濾波器22、接收自動增益控制電路AGC24以及IF至基帶電路26。IF至基帶電路26連在C/I處的基帶計算機28和Nt估計電路12。
天線轉換器16也連在發(fā)送路徑66上，此路徑包括放大器30、IF至RF混合器32、發(fā)送帶通濾波器34、發(fā)送AGC36以及基帶到IF電路38。發(fā)送基帶到IF電路38連接在編碼器40處的基帶計算機28上。
基帶計算器28中的C/I和Nt估計電路12連在路徑加權和組合電路42、速率/功率請求生成電路44和對數(shù)概率比(LLR)電路46上。LLR電路46也連在路徑加權和組合電路42和解碼器48上。解碼器48連到控制器50，控制器50也連到速率/功率請求生成電路44和解碼器40。
天線14接收和發(fā)送RF信號。連到天線14的天線轉換器16使接收RF信號52方便地從發(fā)射RF信號54中分離出來。
天線14接收的RF信號52指向接收路徑64，其中它們被接收放大器18放大，通過RF到IF混合器20混合成中頻，由接收帶通濾波器22濾波，通過接收AGC24增益調(diào)整，然后通過IF到基帶電路26被轉換為數(shù)字基帶信號56。然后數(shù)字基帶信號56被輸入到數(shù)字基帶計算機28中。
在本實施例中，接收系統(tǒng)10適合使用正交移鍵控QPSK調(diào)制和解調(diào)技術，數(shù)字基帶信號56是包括同相(I)和正交(Q)信號分量的正交幅度調(diào)制QAM信號。I和Q基帶信號56代表自CDMA遠程通信收發(fā)器發(fā)送的導頻信號和數(shù)據(jù)信號，諸如基站使用的收發(fā)器。HDR型系統(tǒng)經(jīng)常使用8-PSK或16-QAM調(diào)制方案。
發(fā)送路徑66中，數(shù)字基帶計算機輸出信號58通過基帶到IF電路38被轉化為模擬信號，混合成IF信號，通過發(fā)射帶通濾波器34濾波，通過IF到RF混合器32混合成RF，通過發(fā)射放大器30放大，最后通過天線轉換器16和天線14發(fā)射。
接收和發(fā)設路徑64和66分別連在數(shù)字基帶計算機28上。數(shù)字基帶計算機28處理接收到的基帶數(shù)字信號56，然后輸出數(shù)字基帶計算機輸出信號58。基帶計算機28可以包括諸如信號到語音的轉換和/或相反的功能。
基帶到IF電路38包括多種組成部件(未示出)諸如數(shù)字到模擬的轉換器(DAC)、混合器、加法器、濾波器、移位器以及本地振蕩器?；鶐в嬎銠C輸出信號58包括同相(I)和正交(Q)信號分量，它們在相位上相差90°。輸出信號58被輸入到模擬基帶到IF電路中的DAC，其中它們被轉換為模擬信號，然后通過低通濾波器，為混合作準備。輸出信號58的相位被調(diào)整、混合以及通過分別包括在基帶到IF電路38中的90°的移位器(未示出)、基帶到IF混合器(未示出)和加法器(未示出)求得。
加法器輸出IF信號到發(fā)射AGC電路36，其中經(jīng)混合的IF信號增益被調(diào)整，準備通過發(fā)射帶通濾波器34濾波，通過IF到發(fā)射混合器32混合成RF，通過發(fā)射放大器20放大，最后通過天線轉換器16和天線14無線發(fā)送。
同樣，接收路徑64中的IF到基帶電路26包括電路(未示出)諸如模擬到數(shù)字轉換器、ADC、振蕩器和混合器。從接收AGC電路24接收到的經(jīng)增益調(diào)整的信號輸出被傳送給IF到基帶電路26，其中它們通過混合電路混合成基帶，然后通過ADC轉換為數(shù)字信號。
基帶到IF電路38和IF到基帶電路36使用通過第一個振蕩器60提供的振蕩器信號用來便于混頻功能。接收RF到IF混合器20和發(fā)射IF到RF混合器32使用來自第二個振蕩器62的振蕩器信號輸入。第一個和第二個振蕩器60和6分別被實現(xiàn)為從主基準振蕩器信號得到輸出信號的鎖相環(huán)。
本專業(yè)的熟練人員能夠理解接收和發(fā)射路徑64和66的其他類也可以使用，同時不脫離本發(fā)明的范圍。多種組件諸如放大器18和30、混合器20和32、濾波器22和34、AGC電路24和36以及頻率轉換電路26和38都是標準組件，可以由本專業(yè)的普通熟練人員參照提示容易地構建。
在基帶計算機28中，接收到的I和Q信號56是至C/I和Nt估計電路12的輸入。C/I和Nt估計電路12精確地確定了基于導頻信號的I和Q信號56的干擾能量，確定了對其響應的載波信號對干擾比值。C/I與SNR相似，是接收到減去干擾和噪聲分量的I和Q信號56的能量與接收到的I和Q信號56中的干擾能量的比值。常規(guī)的C/I估計電路經(jīng)常不能精確估計多徑干擾能量。
C/I和Nt估計電路12輸出C/I信號到速率/功率請求生成電路44和LLR電路46。C/I和Nt估計電路12也將干擾能量的倒數(shù)(1)、解擴展和解覆蓋后的數(shù)據(jù)信道信號，以及解擴展和解覆蓋后的導頻信道信號1/Nt輸出到路徑加權和組合電路42。解擴展和解覆蓋數(shù)據(jù)信道信號也被提供給解碼器48，其中信號被譯碼并提交給控制器50。在控制器50處，經(jīng)解碼的信號被處理以輸出語音或數(shù)據(jù)，或者生成反向鏈路信號以傳送給相關基站(未示出)。
路徑加權和組合電路42按照給定假設下的數(shù)據(jù)信道信號為接收到的數(shù)據(jù)多徑分量計算最優(yōu)化比值路徑組合權重，計算正確路徑的權重，組合多條路徑，最后將求和且加權后的路徑作為量度提供給LLR電路46。
LLR電路46采用來自具有C/I和Nt估計電路12提供的C/I估計的路徑加權和組合電路42的量度，生成最佳LLR和軟解碼器判決值。最佳LLR和軟解碼判決值被提供給解碼器48，以便于接收到的數(shù)據(jù)信道信號的解碼。然后控制器50處理解碼后的數(shù)據(jù)信道信號來通過揚聲器或其它設備(未示出)輸出語音或數(shù)據(jù)?？刂破?0也控制話音信號和數(shù)據(jù)信號從輸入設備(未示出)到解碼器40的發(fā)送，為傳輸做準備。
速率/功率控制生成電路44按照自C/I和Nt估計電路12的C/I信號輸入，生成速率控制或功率分數(shù)請求消息。速率/功率請求生成電路44比較C/I和一組預定的門限。速率/功率控制生成電路44根據(jù)C/I信號對多個門限的相對幅值，生成速率請求或功率控制消息。速率/功率請求生成電路44的確切詳細情況是應用時具體確定的，本專業(yè)的普通熟練人員可以根據(jù)給定應用的要求簡單地確定和實現(xiàn)。
最后得到的速率控制或功率分數(shù)請求消息被傳送到控制器50。控制器50準備功率分割請求消息，從而通過編碼器40編碼和最終通過發(fā)射路徑66、天線轉換器16和天線14在數(shù)據(jù)速率請求信道(DRC)上傳送給相關基站(未示出)。當基站接收到速率控制或功率分數(shù)請求消息時，基站相應地調(diào)整發(fā)射信號的速率和/或功率。
來自C/I和Nt估計電路12的精確C/I和Nt估計改善了速率/功率請求生成電路44的性能，改善了解碼器48的性能，從而改善了收發(fā)系統(tǒng)10和相關遠程通信系統(tǒng)的吞吐量和效率。
圖2是適用于前向鏈路傳輸?shù)膱D1中C/I和Nt估計電路12、LLR電路46和路徑組合電路42更詳細的圖表。
C/I和Nt估計電路12包括從左到右從上到下依次為PN解擴展器70、M元Walsh解覆蓋電路72、接收到的總信號能量、1。計算電路74、第一個常數(shù)電路84、導頻濾波器76、減法器80、第一個乘法器82、導頻能量計算電路86、查找表LUT88、第二個乘法器90以及C/I累加電路92。在C/I和Nt估計電路12中，PN解擴展器70從圖1的IF到基帶電路26接收I和Q信號56。PN解擴展器70將輸入并行提供給M元Walsh解覆蓋電路72和1。計算電路74。M元Walsh解覆蓋電路72將輸入提供給導頻濾波器76和路徑加權和組合電路42中的常數(shù)除法電路78。
能量計算電路74的輸出連在減法器電路80的正極上。減法器電路80的負極連在第一個乘法器82的輸出端上。第一個乘法器82的第一個輸入連接在第一個恒定電路84的輸出上。第一個乘法器82的第二個輸入連在導頻能量計算電路86的輸出上。導頻濾波器76將輸入提供給導頻能量計算電路86。
減法器80的輸出連在LUT88上。LUT88的輸出并行連在路徑加權和組合電路42中的第二個乘法器90的第一個輸入和第三個乘法器94的第一個輸入上。第二個乘法器90的第二個輸入連在第一個乘法器82的輸出上。第二個乘法器90的輸出連在C/I累加器電路92上，電路92的輸出將輸入提供給LLR電路46。
路徑加權和組合電路42包絡第二個常數(shù)生成電路98、第四個乘法器96、第三個乘法器94、常數(shù)除法器電路78、復數(shù)共軛電路100、第五個乘法器102以及路徑累加器電路104。在路徑加權和組合電路42中，第四個乘法器96的第一個終端連在導頻濾波器76的輸出上，濾波器76也連在C/I和Nt估計電路12中的導頻能量計算電路86的輸入上。第四個乘法器96的第二個終端連在第二個常數(shù)生成電路98上。第四個乘法器96的輸出連在第三個乘法器94的第二個輸入上。第三個乘法器94的輸出將輸入提供給復共軛電路100。復共軛電路100的輸出連在第五個乘法器102的第一個輸入上。常數(shù)除法器電路78的輸出連在第五個乘法器102的第二個輸入上。第五個乘法器102的輸出連在路徑累加器電路104的輸入上。路徑累計電路104的輸出連在LLR電路46的輸入上。LLR電路的輸出連在解碼器的輸入上(見圖1的48)。
運行中，PN解擴展器70接收I和Q信號，然后解擴展L個指即path(l)。PN解擴展器70使用在信道傳輸前擴展I和Q信號的偽噪聲序列的逆來解擴展I和Q信號。PN解擴展器70的構造和操作也在本專業(yè)眾所周知。
經(jīng)解擴展的信號為來自PN解擴展器70的輸出且為指M元Walsh解覆蓋器72以及Io計算電路74的輸入。Io計算電路74計算每碼片接收到的總能量Io，包括所需的信號分量和干擾及噪聲分量。Io計算電路提供Io的估計0，按照以下等式I^o=1NΣi=1N|·|2---(1)]]>其中N是每個導頻突發(fā)的碼片數(shù)量，在當前具體實施例中為64且·代表從PN解擴展器70接收到的解擴展后的信號輸出。
本專業(yè)的熟練人員將會理解可以在PN解擴展器70解碼之前計算Io，而不脫離本發(fā)明的范圍。例如Io計算電路74可以從I和Q信號56接收直接輸入，而不是PN解擴展器70提供的輸入，這種情況下，Io的等效估計在Io計算電路74的輸出處提供。
M元Walsh解覆蓋器電路72按照本專業(yè)的方法對稱為數(shù)據(jù)信道的正交數(shù)據(jù)信號和稱為導頻信道的導頻信號解覆蓋。在當前具體實施例中，正交數(shù)據(jù)信號與一數(shù)據(jù)信道相對應，此信道由下式表示s=ME^s,l·ejθ^lXt---(2)]]>其中M是每個Walsh符號的碼片數(shù)， 是第l個多徑分量的調(diào)制符號能量， 是數(shù)據(jù)信道s的相位，Xt是數(shù)據(jù)信道s的信息剝離分量。等式(2)代表的解覆蓋數(shù)據(jù)信道被提供給解碼器(見圖1的48)和路徑加權和組合電路42的常數(shù)除法器電路78。
雖然示例性實施例被說明為適用于包括多種Walsh碼的信號，本發(fā)明使本專業(yè)的普通熟練人員容易采用其它類的碼。
導頻信道是指對導頻濾波器76的輸入。導頻濾波器76是作為低通濾波器的平均濾波器，此濾波器將高頻噪聲和干擾分量從導頻信道去除。導頻濾波器76(p)的輸出由下面等式表示p=ME^p,l·ejθi---(3)]]>其中M是每個Walsh符號的碼片數(shù)， 是第l個多徑分量的導頻碼片的能量，θl是經(jīng)濾波的導頻信道p的相位。
經(jīng)濾波的導頻信道p的能量估計是通過導頻能量計算電路86被計算，電路86是等式(3)表示的經(jīng)濾波的導頻信道p復數(shù)幅度的平方。經(jīng)濾波的導頻信道p復數(shù)幅度的平方與下式表示的預定的比例系數(shù)相乘c=1M2IorEp---(4)]]>其中Ior是所需的信號的接收能量即等于減去噪聲和干擾分量的Io。Ep是導頻碼片能量。比例系數(shù)c在多個無線通信系統(tǒng)中是已知的前向鏈路常量。
比例參數(shù)c通過第一個乘法器82與經(jīng)濾波的導頻信號p的能量相乘，從而產(chǎn)生所需的信號(減去噪聲和干擾分量的Io)的接收能量精確估計or，l，此信號與接收到的信號56的第l個多徑分量相關。
通過減法器80將精確估計or，l從Io的估計中減去，從而生成與第l個多徑分量相關的干擾能量(Nt，l)的精確測量。然后Nt，l被提供給LUT88，LUT88將Nt，l的倒數(shù)輸出給路徑加權和組合電路42中的第三個乘法器94和第二個乘法器90的第一個輸入。第二個乘法器90的第二個輸入連在第一個乘法器82的輸出上，乘法器82在第二個乘法器90的第二個輸入終端處提供or，l。第二個乘法器90輸出與第l個多徑分量相關的載波信號對干擾比值或(C/I)l的精確估計，按照一下等式(CI)l=I^or,lNt,l---(5)]]>然后精確的C/I值通過C/I累加器電路92在接收信號的L條路徑上累加。然后累加后的C/I值被提供給LLR電路46和速率/功率請求生成電路(見圖1的44)。
在路徑加權和組合電路42中，第四個乘法器96將經(jīng)濾波的導頻信號p和第二個常量生成電路98提供的常量k相乘。常量k被計算，按照以下等式
k=1MEsEp---(6)]]>其中，ES是調(diào)制符號能量，EP是導頻符號能量，M是上面提到的每片的Walsh符號的數(shù)量。對于反向鏈路和前向鏈路傳輸而言，ES對EP的比值通常是已知常量。
第四個乘法器96的輸出提供信道系數(shù) 的估計，如下式所描述α^=E^s,l·ejθ^l---(7)]]>其中 是第l個多徑分量的調(diào)制符號能量的估計， 是導頻信號的相位估計。信道 是導頻濾波器76的輸出復數(shù)幅度的換算估計。
然后，信道估計通過第三個乘法器94與第l個多徑分量相關的干擾能量Nt，l的倒數(shù)相乘。干擾能量Nt，l包括干擾和噪聲分量。然后，復數(shù)共軛電路100計算第三個乘法器94的輸出的共軛，代表最大比值路徑組合加權。接著，最大值路徑組合加權通過第五個乘法器102與除法器電路78的對應數(shù)據(jù)符號輸出相乘。數(shù)據(jù)符號(d)由以下等式表示d=E^s,l·ejθ^iXi---(8)]]>其中，變量同等式(2)和(7)。
第五個乘法器102的輸出代表最優(yōu)化加權的數(shù)據(jù)信號，然后此信號在包括通過路徑組合電路104的信號的L條路徑上被累加。最后得到的最佳組合數(shù)據(jù)信號被提供給LLR電路46，電路46將至解碼器(見圖1的48)的最佳軟解碼器輸入計算簡化。
本專業(yè)的熟練人員將理解第一個常量生成電路84和第二個常量生成電路98提供的常量c和k，它們分別可以常量或者變量，不同于等式(3)和(6)所代表的，同時不脫離本發(fā)明的范圍。
圖3是精確干擾能量計算電路110的圖表，電路110用來最優(yōu)化反向鏈路，包括圖2的路徑加權組合電路42和LLR電路46。
干擾能量計算電路110的運行與圖2的C/I和Nt估計電路12的運行相似，Nt的計算電路運行除外。干擾能量計算電路110包括PN解擴展器70、M元Walsh解覆蓋器電路72以及導頻濾波器76。M元Walsh解覆蓋電路72解覆蓋即從來自PN解擴展器70的解擴展后的I和Q信號采樣輸出提取導頻信道和數(shù)據(jù)信道。
在干擾能量計算電路110，導頻信道提供給提供給導頻減法器電路112的和導頻濾波器76正輸入端。導頻濾波器76抑制導頻信道中的噪聲和干擾將經(jīng)濾波的導頻信號提供給導頻減法電路112的負輸入端。導頻減法器電路112將導頻信道從經(jīng)濾波的導頻信道中減去，輸出代表發(fā)射基站(未示出)和收發(fā)器系統(tǒng)(見圖1的10)之間的信道所引入的每符號干擾和噪聲，收發(fā)器系統(tǒng)中使用了干擾能量計算電路110。通過干擾能量計算電路114計算每符號干擾和噪聲信號的能量(Nt，l)，按照下式進行Nt,l=MNΣi=1N/M|·|2---(9)]]>其中，M是每個Walsh符號的碼片數(shù)，N是導頻突發(fā)中的碼片(64片)數(shù)，·是導頻減法器電路112的輸出。
當圖2的第一個常量生成電路84提供的常量值c未知時，使用干擾能量計算電路110。許多反向鏈路應用時都是這種情況。
圖4是示出圖2中分別用于前向鏈路的精確干擾能量估計電路和最大比值路徑組合電路的另一可選實施例120和122的圖表。另一可選C/I和Nt估計電路120包括并行連在導頻能量計算電路86和導頻信號乘法器126輸入上的導頻指濾波器124。導頻能量計算電路86的輸出并行連在LUT88和導頻信號乘法器128的輸入上。
LUT88的輸出并行連在導頻能量信號乘法器128的另一輸入和導頻信號乘法器126的另一輸入上。導頻能量信號乘法器128的輸出為C/I路徑累加電路130的輸入。C/I路徑累加電路130的輸出并行連在圖1的速率/功率生成電路44的輸入和廣義雙最大電路132的輸入上。
導頻信號乘法器126的輸出連在點積電路134的輸入上。點積電路134的另一輸入連在圖3的M元Walsh解覆蓋器電路72的輸出上。點積電路134的輸出連到I和Q信號多路分解器(DEMUX)136的輸入。I和Q信號EMUX136提供I和Q信號DEMUX136的正交輸出(YQ)和同相輸出(YI)，且連到廣義雙向最大值電路138的輸入上。廣義雙向最大值電路132的同相量度(mI)和正交量度(mQ)連在LLR電路(見圖1、2和3)上。I和Q信號EMUX136提供正交輸出(TQ)和同相輸出(YI)，I和Q信號DEMUX136連在廣義雙向最大值電路138的輸入上。
運行中，導頻指濾波器124從圖3的M元Walsh覆蓋電路72的輸出中接收解擴展導頻信號，并輸出經(jīng)濾波的信號(p)，按照以下等式p=PlI0---(10)]]>其中Pl是接收到的導頻信號的第l個多徑分量相關的導頻信號，Io為每碼片的總接收能量，如下式定義I0＝Ior，l+Nt，l(11)其中Nt，l如前面所提到代表接收到的信號的第l個多徑分量相關的干擾和噪聲分量，Ior代表第l個多徑分量相關的接收到的信號的期望分量能量。
經(jīng)濾波的信號p是至導頻能量計算電路86的輸入，其中信號p的幅度被平方然后輸出到LUT88。LUT88被調(diào)整，以便將平方后的信號p2從1中減去，然后將結果插入從而得到以下等式11-|Pl|2I0=I0I0-|Pl|2=I0Nt,l---(12)]]>其中Pl和Io同等式(10)和(11)中。Nt，l如前面所提到代表第l個多徑分量相關的接收到的信號的干擾和噪聲分量相關能量。|pl|2提供精確的Ior的估計。
LUT88的最后輸出通過導頻能量信號乘法器128與導頻能量計算電路86的輸出相乘，從而為圖1的系統(tǒng)20接收到的信號第l個多徑分量生成精確的C/I值。C/I值通過C/I路徑累加電路130在包含接收到的信號的L多徑上相加。C/I路徑累加電路130提供整個C/I的精確估計給圖1的速率/功率請求生成電路44和雙向最大值計算電路132。
導頻信號乘法器126將導頻指濾波器124的輸出和LUT88的輸出相乘，得到下述輸出(y)y=PlI0Nt,l---(13)]]>其中變量同等式(12)所給出的。
等式13中給出的導頻信號乘法器126的輸出提供給點積電路134。點積電路134也從圖2的M元Walsh解覆蓋器電路72接收數(shù)據(jù)信號(d)作為輸入。
本實施例中，數(shù)據(jù)信號d由下式表示d=XlI0---(14)]]>其中Xl是與圖1的系統(tǒng)20接收到的信號第l個多徑分量相關的系統(tǒng)正交幅度調(diào)制(QAM)信號，Io同式(11)所給出的。
圖4的系統(tǒng)實現(xiàn)了與圖2的系統(tǒng)相似的算法，除了圖4的系統(tǒng)由于有自動增益控制電路(見圖1)，所以清楚地示出了縮放比例。圖4的系統(tǒng)也示出了用來將(Ior，l)/(Io)轉換為(Ior，l)/(Nt，l)和(Nt，l)/(Io)的倒數(shù)，而不需要如圖2那樣顯式地計算出Io。(Ior，l)/(Io)大約等于(|pl|2)/(Io)，作為來自圖4的導頻能量計算電路86的輸出，如果Ep/Ior＝1，則等于Ep/Io，其中Ep為上述導頻符號能量。
點積電路134將信號d和信號y求點積，d和y在等式(14)和(13)中分別定義，提供輸出信號(Y)按照以下等式Y=Σl=1LXlPl*Nt,l=Yl+iYQ---(15)]]>其中L式多徑的總數(shù)，l是計數(shù)器代表L多徑中的某個具體l路徑；YI代表接受數(shù)據(jù)信號的同相分量，YQ代表接收數(shù)據(jù)信號的虛部正交分量。其它變量即Xl、Pl和Nt，l同等式(13)和(14)所給出的。
DEMUX136選擇性地將等式(15)定義的輸出Y的I(YI)和Q(YQ)分量切換在獨立路徑上，這些獨立路徑提供給廣義最大值電路132，電路132對此響應分別輸出量度 和 響應給圖1中的LLR電路46。
圖5是用來改善干擾能量估計(Nt)和圖2中用于C/I和Nt的精確估計電路12的幀活動控制FAC電路140的框圖。
參考圖2和圖5，F(xiàn)AC電路140可以被插入LUT88的輸入處圖2的C/I和Nt估計電路12中。FAC電路140從減法器電路80的輸出和來自M元Walsh解覆蓋器72的數(shù)據(jù)信道輸出接收Nt，l和第一個乘法器82的輸出，然后輸出Nt，l的新估計即NtData，此估計是干擾(包括噪聲)的修正估計，該修正是基于如下事實在導頻間隔期間一些基站廣播而在數(shù)據(jù)間隔期間不廣播。在導頻間隔期間廣播的基站提供與信道相關的噪聲和干擾，通過導頻信號測量它。如果基站在數(shù)據(jù)間隔不傳播但在導頻間隔期間傳播，則基于導頻間隔的信道噪聲和干擾非常大，即Nt，data＜Nt，pilot以及(C/I)data＜(C/I)pilot。
基站的波形傳播包括FAC比特。FAC比特都指示一移動站相關導頻信號的話務信道是否在下一個半幀之后的半幀期間將被發(fā)射，諸如圖1的系統(tǒng)10。例如，如果FAC比特設定為邏輯1，則前向話務信道可能不活動。如果FAC比特被清0，即與邏輯0對應，則相應的前向信道不活動。FAC比特在第n個半幀期間發(fā)射給第i個基站，也就是說FACi(n)表示下一幀即第(n+2)半幀的前向數(shù)據(jù)信道的活動性。
FAC比特的使用改善了基站在導頻間隔期間廣播在數(shù)據(jù)間隔期間不廣播的通信系統(tǒng)的C/I估計。從而，F(xiàn)AC比特的使用產(chǎn)生了通過圖1的速率/功率請求生成電路44實現(xiàn)的高級速率控制。FAC比特的使用也有助于確保從第(n+1)個半幀開始的并考慮到通過FAC比特基站的活動性的基于數(shù)據(jù)速度控制消息的8個時隙內(nèi)前向數(shù)據(jù)信道傳輸是有效。
FAC電路140將干擾影響從數(shù)據(jù)間隔期間不廣播的基站中減去，按照下式N1,iData=Nt,iPilot-Σj:j≠i,FAC[j]=0I^or,j---(16)]]>其中，i是基站的下標即Nt，iData正在被估計的扇區(qū)。J是每數(shù)一個基站增加1的計數(shù)器，Nt，iData代表第l個多徑分量的與第j個基站的數(shù)據(jù)傳輸相關的干擾能量。同樣，Nt，iPilot代表第l個多徑分量的與第j個基站的導頻傳輸相關的干擾能量。or，j是從第j個基站接受的所需的信號分量能量。
參考本說明，本專業(yè)的普通熟練人員可以容易的構建FAC電路，而不需要過多的實驗。
在導頻間隔且當干擾能量Nt正在被估計，所有與圖1的收發(fā)器系統(tǒng)10通信的基站以全功率發(fā)射。如果導頻間隔前后的數(shù)據(jù)間隔期間某基站空閑，則存在大量多徑擴展的情況下來自基站的干擾可以不在整個導頻信號期間從另一個基站接收。為了避免Nt的估計結果不精確，基站在導頻突發(fā)前后和空閑數(shù)據(jù)間隔中發(fā)射空閑的邊緣信號。空閑邊緣信號的長度比信道相關的預期多徑擴展長。在一優(yōu)選實施例中，空閑邊緣信號的長度可配置，從最小長度0到最大長度128片。
圖6是示出活動時隙150和空閑時隙152的示例性時序圖。導頻邊緣154在第一個導頻156前后和空閑時隙152期間示出。第一個導頻突發(fā)156對應于活動時隙150中的第二個導頻突發(fā)158。
FAC信號164即反向功率控制信道(RPC)信號在第三個導頻突發(fā)160前后的空閑時隙152中示出，對應的第四個導頻突發(fā)162在活動時隙150中。
圖7是示出圖6的時隙中的話務信道信號170、導頻信道信號172、FAC信號178和空閑信道邊緣信號180的示例性時序圖。
II.均方誤差的空間最小化在CDMA無線通信系統(tǒng)中，諸如HDR系統(tǒng)中，期望實現(xiàn)雷克接收機來獲得時間分集，其中雷克接收機將來自時變多徑傳播組合，如上所述。也期望通過多個接收機天線實現(xiàn)接收機分集，獲得空間分集來克服每個天線處接收信號能量的多徑衰落。另外，組合器恰當選擇對雷克接收機加權，多個天線接收機的配置考慮到空間域的干擾抑制。
圖8示出了能夠HDR通信的無線通信系統(tǒng)，它使用為空時方案(即每個接收天線的每條路徑或雷克指)的無線通信系統(tǒng)計算組合器系數(shù)的方法。此系統(tǒng)與以全功率發(fā)射的具有時間門控的導頻信號的CDMA波形相結合。導頻信號用來確定權重或訓練接收機，然后權重被用于處理由雷克接收機接收和處理的話務和其它信號。
圖8說明了具有基站BS202和多個移動站MS204和206的通信系統(tǒng)200。信息符號作為傳輸信號從BS202發(fā)射到MS204和206。符號y[n]攜帶信息，被認為是通信的字符號。符號可以是導頻符號或數(shù)據(jù)符號。例如，在使用16正交幅度調(diào)制QAM類的調(diào)制方案的系統(tǒng)中，每個符號以信息的4比特為基礎。在使用正交相移鍵控QPSK類的調(diào)制的系統(tǒng)中，每個符號以信息的2比特為基礎。符號通過通信信道作為信號x(t)或連續(xù)時間波形被發(fā)射。接收機接收的信號包含所有影響，包括通信信道和發(fā)射接收處理引入的噪聲和干擾。接收到的信號在接收機端采樣，其中以采樣周期為Ts的采樣速率進行采樣。采樣x(nTs)代表周期性時刻處的信號值。接收機具有導頻符號的先驗知識，然而，接收機沒有數(shù)據(jù)符號的先驗知識。根據(jù)接收到的采樣，接收機生成符號估計y′。
接收機使用導頻符號確定數(shù)據(jù)符號估計。在示例性實施例中，HDR系統(tǒng)具有時間門控導頻，其中導頻以全功率發(fā)射。圖14說明了一實施例，其中數(shù)據(jù)和導頻傳輸相互排斥，因此允許導頻符號被用來訓練接收機為估計接收到的數(shù)據(jù)符號作準備。接收機使用導頻符號的先驗信息來確定傳輸信道的特征。當導頻在先驗已知時間上到達接收機和導頻以先驗已知能量電平發(fā)射到接收機時，導頻提供有價值的用于訓練的信息。信道相關特征跟蹤給定路徑的發(fā)射信號的變化。特征考慮到傳輸信號和接收處理影響。在整個討論中，特征都給定為向量c，由每個路徑相關的獨立ci組成。
如圖8所說明，BS202發(fā)射導頻和數(shù)據(jù)符號到MS204和206。按照具體實現(xiàn)，BS202可以發(fā)射多個信息，包括但不局限于無線電尋呼符號、同步符號和其它話務符號等等。BS202發(fā)射這些符號作為信號，其中來自BS202的給定信號傳輸建立了多個傳輸路徑。從BS202到MS204生成第一個直接路徑212，從BS202到MS204生成第二個直接路徑212。當回聲在環(huán)境中結構間反彈時，來自BS202的傳輸信號建立多徑。當傳輸信號經(jīng)歷地理結構210時，多徑216和218被建立。當傳輸信號經(jīng)歷建筑結構208時，多徑220和222被建立，其中回聲從結構208反彈。每一個MS204和206接收這樣建立的多徑，必須區(qū)分多個接收信號。注意到，地理結構210和建筑結構208可以為無線系統(tǒng)環(huán)境中的結構或構造。對于MS204，路徑212稱為PATH1，路徑216稱為PATH2，路徑220稱為PATH3。同樣，對于MS206，路徑214稱為PATH1，路徑218稱為PATH2，路徑222稱為路徑PATH3。
考慮其上數(shù)據(jù)符號流y[n]通過通信信道發(fā)射到接收機上。圖9中，MS204具有多個天線每個天線處的預處理器(未示出)一般包括無線接收機、至基帶轉換的射頻RF、接收機低通濾波器、自動增益控制AGC以及ADC。預處理器輸出端復數(shù)信號的同相(I)和正交(Q)采樣，被輸入給基帶處理器。與MRC計算相比，為每個路徑一天線組合MS20確定符號估計的上述例子使用最小化均方誤差MMSE方法確定符號估計。MMSE方法生成路徑特定的組合器權重，其中定義系統(tǒng)的(AL×AL)矩陣被簡化為L(A×A)矩陣，如下面描述的圖12B所說明的。如圖8說明的，L是路徑數(shù)，A是接收天線數(shù)。示例性實施例考慮到三條路徑和兩個接收天線的情況，然而可選的實施利可以為任何配置，包括單輸入單輸出SISO，其中給定通信鏈路具有一個發(fā)射天線和一個接收天線；單輸入多輸出SIMO，其中給定通信鏈路具有一個發(fā)射天線和多個接收天線；多輸入單輸出MISO，其中給定通信鏈路具有多于一個發(fā)射天線和一個接收天線；多輸入多輸出，其中給定通信鏈路具有多于一個發(fā)射天線和多于一個接收天線。
MMSE方法通過考慮多個天線接收到的信號使MS204為每條路徑生成符號估計。MS204具有兩個天線230和232，每個分別耦合在雷克接收機234和236上。每個雷克接收機具有三個指，用來識別多個傳輸路徑。三個指的每一個與路徑之一對應。例如，在雷克接收機234和236中，指跟蹤路徑212、216和220即PATH1、PATH2和PATH3。注意到，路徑212、216和220是雷克接收機234處分別接收的PATH1、PATH2和PATH3的版本。注意到，可選實施例可包括任何數(shù)目的天線和接收機。
繼續(xù)說明圖9，在MS204內(nèi)，來自雷克接收機234和接收機236的PATH1信號由單元238處理，PATH2信號由單元240處理，PATH3由單元242處理。這樣，MS204分析每條路徑，用于確定組合器權重和其它參數(shù)。注意到，可選實施例中，其它參數(shù)可以用來生成組合器權重，同樣，組合器權重可以用來生成其它參數(shù)在MS204和系統(tǒng)200中使用。
繼續(xù)說明圖8，單元238、240和242為PATH1、PATH2和PATH3分別生成符號估計y′i和SNR值。單元238生成y′1和SNR1，單元240生成y′2和SNR2，單元242生成y′3和SNR3。符號估計在加法節(jié)點242被組合，并作為合成估計y′輸出。SNR值在加法節(jié)點224被組合，并作為合成SNR輸出。實施例中，MS204將SNR和/或合成估計y′提供給BS202，用于進一步處理，諸如信道環(huán)境的統(tǒng)計分析。
圖10說明了圖9的單元238，其中導頻信號指示器提供單元238的控制。采樣數(shù)據(jù)流x1由雷克接收機234的一個指提供給單元238，采樣數(shù)據(jù)流x2由雷克接收機236的一個指提供給單元238。采樣數(shù)據(jù)x1和x2與PATH1相關。單元240和242以相似的方式配置。每個接收機234和236具有三個指，每個指對應于一條路徑。每個指處理的采樣被提供給單元238、240和242之一。圖11提供單元238的詳細描述。
單元238包括互相關計算單元250、權重計算單元252、空間特性生成器254和SNR計算單元258。數(shù)據(jù)采樣x1和x2被提供給單元250和254。互相關計算單元250生成用來確定基于接收數(shù)據(jù)采樣x1和x2的接收信號自相關矩陣的值。單元250生成MS204的所有天線間的互相關ECROSS，在本實施例中具體為天線230和232。而且，單元250分別為每條路徑生成期望值ETOTAL-1和TTOTAL-2。
繼續(xù)說明圖11，值ECROSS、ETOTAL-1和ETOTAL-2被提供給權重計算單元252。單元252形成自相關矩陣RXX，如圖12所給出的。圖12提供用來生成自相關矩陣的實施例中使用的等式。然后，噪聲相關Rnn被確定作為自相關矩陣RXX和特征的函數(shù)。圖12示出了按照一實施例的Rnn的計算。另外，單元252生成權重w1，用于PATH1。權重計算使用噪聲相關和空間特征c1?？臻g特征c1由空間特征生成器254生成，它將特征向量c1提供給權重計算單元252和SNR計算單元258，生成與PATH1相關的SNR1。權重計算單元把權重向量w1提供給SNR計算單元258。
單元252將權重w1提供給乘法器256，用于PATH1上接收到的數(shù)據(jù)采樣。然后，來自天線230的數(shù)據(jù)采樣x1和來自天線232的數(shù)據(jù)采樣x2被提供給乘法器256，用于計算后的權重w1。乘法器256輸出用于標為y′1的對PATH1的估計值。對于PATH2和PATH3，單元240和242的操作分別與單元238的相似。
計算基于每條路徑的組合器權重的方法可以用硬件、軟件和/或軟硬件相結合來實現(xiàn)。單元238、240和242內(nèi)每個模塊的操作可以由數(shù)字信號處理器或其它處理單元來實現(xiàn)。圖13說明了無線通信系統(tǒng)中用來計算組合器權重的方法300。MS在步驟302接收發(fā)射的信號。接收到的信號被轉換到數(shù)字域來形成數(shù)據(jù)采樣。MS從數(shù)據(jù)采樣來計算考慮所有接收天線的互相關。
繼續(xù)說明圖13，公共路徑的多個天線的互相關被給出，如圖12中給出的。在步驟306，接收機為每個天線計算信號期望值ETOTAL，如圖12中給出的。計算完自相關矩陣的所有元素之后，接收機為給定路徑的接收信號建立自相關矩陣RXX。圖12中給出自相關矩陣。在步驟310，接收機計算接收信號的噪聲相關矩陣。噪聲相關矩陣等于自相關矩陣減去特征矩陣，其中特征矩陣通過將空間特征與它的厄米特值相乘的到。最后，接收機為給定路徑計算權重。
基本上，方法200計算相關來估計噪聲自相關矩陣和所需的特征。這一MMSE方法通過矩陣求逆來計算每個路徑組合器權重的MMSE。然后，計算出的權重用來為接收機的所有接收天線由雷克接收機指來組合信號路徑。而且，SNR估計根據(jù)所需的信號特征和MMSE權重來計算。SNR估計可以用于速率和/或功率控制?？梢愿鶕?jù)SNR估計和MMSE組合信號路徑來計算LLR，其中LLR輸入給信道解碼器電路(未示出)。
在PN擴展和Walsh碼覆蓋的CDMA系統(tǒng)中，一般合理地假定與不同路徑相關的干擾在所有天線上是不相關的，但是同一路徑相關干擾在不同天線上是相關的。在此假定前提下，可能分別地為L條路徑計算A個組合器權重，然后插入L個不同的A×A矩陣，如圖12B所示。這些計算用于L個路徑的空間MMSE權重，即用于不同路徑上的非相關干擾的空間MMSE。得到的自相關矩陣的實施例在圖12B中示出，其中每條路徑在自相關矩陣的對角線上具有較小的矩陣。盡管比MRC方法的矩陣復雜，這些較小的矩陣比滿幀更容易操作和插入，將問題簡化到L(A×A)逆矩陣。
再次參考圖9，對于具有兩個天線以及每個天線L個雷克指的接收機，假定不同路徑相關的干擾是非相關的。對于第l條路徑，計算2×1復數(shù)組合向量w1，通過計算w‾1=w1,lw2,l=Rnn,l-1c‾1---(17)]]>當CDMA系統(tǒng)包括PN擴展和Walsh覆蓋時，基帶處理器先PN擴展，然后在Walsh解覆蓋經(jīng)適當內(nèi)插和/或對準的第a個天線和第l條路徑的基帶采樣，生成碼片速率采樣za，l[n]?？臻g特征的計算可以對應于N碼片導頻間隔的接收采樣進行導頻濾波而得c‾l=c1,lc2,l=1NΣn=kk+N-1z1,l[n]1NΣn=kk+N-1z2,l[n]---(18)]]>接收到的信號自相關矩陣由N碼片導頻間隔計算，如下Ryy,l=ETotal1,lECrossl(ECrossl)*ETotal2,l=1NΣn=kk+N-1z1,l[n]z1,l*[n]1NΣn=kk+N-1z1,l[n]z2,l*[n]1NΣn=kz2,l[n]k+N-1z1,l*[n]1NΣn=kk+N-1z2,l[n]z2,l*[n]---(19)]]>然后噪聲自相關矩陣通過從接收信號自相關矩陣減去空間特征的外積計算Rnn,l=Ryy,l-c‾l(c‾l)H---(20)]]>盡管Rnn，l被插入用來計算組合器權重，仍可以由相繼的導頻突發(fā)對Rnn，l平均或濾波，然后插入計算出的經(jīng)平均的或經(jīng)濾波的矩陣。插入2×2Rnn，l和計算第l條路徑的MMSE組合器權重，使用簡單的結果如下abb·c-1=1a·c-|b|2c-b-b·a---(21)]]>因而有效地計算了矩陣的逆。
可以計算第l條路徑的的SNR如下SNRl=w‾lHc‾l---(22)]]>在路徑間非相關噪聲的假設下，總SNR由下面求和得到SNR=Σl=1LSNRl---(23)]]>MMSE組合信號路徑由下式給出y^[n]=Σl=1LΣa=1A(wa,l[m])*za,l[m]---(24)]]>輸入到信道解碼器的LLR以等式(15)中計算的SNR和等式(24)中計算的組合信號路徑為基礎。
考慮可選實施例，其中接收到的碼片速率采樣如下所示
x1[n]x2[n]=Σl=1Ls1,ls2,lul[n]+σNw1[n]w2[n]---(25)]]>其中 代表零均值的二維自噪聲和單位方差，ul[n]代表第l個雷克指跟蹤的PN擴展數(shù)據(jù)信號。所有干擾路徑和其它基站信號被第L個雷克指跟蹤的時候，產(chǎn)生此模型。假定PN擴展數(shù)據(jù)是所有路徑上的零均值E{ul[n]}＝0和非相關{ul[n]uP[n]}＝δl，pδm，n，然后接收信號自相關矩陣對于所有路徑相同，即Ryy,l=Σp=1Ls1,ps2,ps1,ps2,pH+σH21001---(26)]]>噪聲自相關矩陣Rnn，l對于每條路徑一般不同，因為路徑的影響被減去如式(20)。在此實施例中，可以通過為所有的指估計σN2和計算空間特征 來為每條路徑計算空間MMSE系數(shù)。注意到，如果此過程跟蹤所有需要的干擾多徑，則不必估計等式(19)中的非對角線項。
上述估計接收信號的詳細方法中每個都使用了各種假設。MRC方法認為所有的噪聲獨立。這樣的假設在語音通信系統(tǒng)中特別適用，其中信號對導頻的比很高。在CDMA或擴頻類的系統(tǒng)中，假設其它用戶被處理為噪聲是合理的。然而在數(shù)據(jù)通信系統(tǒng)中，此假設并不總是正確的。因此，MMSE方法被證明是HDR環(huán)境下更精確和有效的方法。與MRC方法相比，MMSE方法在每個信道上執(zhí)行，并考慮到每個接收天線上接收的所有能量。MMSE方法使用全功率導頻來訓練自適應濾波器，然后將結果值用于接收數(shù)據(jù)。MMSE方法改善了C/I估計，因此產(chǎn)生更精確有效的數(shù)據(jù)速率控制DRC判決。MMSE也改善了權重和結果信號估計。象MRC方法，MMSE方法假定噪聲獨立。
III.對CDMA類導頻的MMSE方法希望將用來確定組合器權重的空間MMSE方法應用于導頻與其它諸如話務信號的信號進發(fā)發(fā)射的系統(tǒng)中。在cdma2000類的系統(tǒng)中，導頻信號被連續(xù)發(fā)射，與話務信息共享發(fā)射器的功率。在此系統(tǒng)中，其中導頻信號不是時間門控的即不是時分復用的，導頻能量不是直接被提取。一個例子為CDMA類的系統(tǒng)，此系統(tǒng)具有發(fā)射器和接收機先驗已知的導頻信號或其它信號，不是時間門控的，即與其它信號多路復用。
應用與擴頻系統(tǒng)的可選實施例可以通過考慮上面的等式(23)的近似情況來實現(xiàn)，即將Rnn=Rxx-s‾·s‾H---(27)]]>替換為cov(x‾k;l)=1NΣm=0N-1x‾k[m]·x‾k[m]H-(Σj|dk,j|2|dk,0|2)·s‾k·s‾kH---(28)]]>其中s是空間特征。方差項與噪聲的自相關Rnn類似，等式右邊的第一項與信號的自相關Rxx類似。等式右邊的第二項包括代表導頻信號對其它信道能量的相對能量的第一項和代表糾正項的第二項。如式(28)給出的，x是采樣值，m是時間下標，d是數(shù)據(jù)符號，N是Walsh碼的長度。式(28)的方差是基于解擴展之前的信號相關。解擴展信號給定如下x‾k,l=Σn=0N-1x‾k[n]·wk,l*[n]·pk*[n]---(29)]]>空間特征通過解擴展和解覆蓋導頻信道計算，即對于CDMA系統(tǒng)通過對導頻和其它已知信號濾波計算，給定如下s‾k=1NΣn=0N-1x‾k[n]·wk,0*[n]·pk*[n]---(30)]]>其中對于導頻信道l＝0。
為了確定相關，考慮下面的期望值Σm=0N-1E[x‾k[m]·x‾k[m]H]---(31)]]>注意到E[Pl[n]·Pr[n′]]=δl,r·δn,n---(32)]]>其中P是PN碼，i是PN碼相關的用戶下標，j是Walsh碼的下標，δ定義為如果i＝j，則δi，j＝1，其它都為0。(33)x(t)的值展開如下r‾(t)=ΣiΣjΣndi,j·wi,j[n]·pi[n]·c‾i·h(t-τ1-nTc)+v‾(t)---(34)]]>其中i是用戶或發(fā)射機下標，即具有與每個發(fā)射相相關的唯一PN碼的CDMA系統(tǒng)中的PN碼下標，j是接收機下標，即將Walsh碼分配給接收機的CDMA系統(tǒng)中的Walsh碼下標，n是時間下標，d是用戶i的第j個信道的數(shù)據(jù)符號，w是用戶i的第j個信道的Walsh碼，p是對于用戶i的所有信道都相同的PN碼，ci是信道的空間特征，其中ci對于用戶i的所有信道j都相同。一個信道j與導頻信道相對應。最后一項與噪聲相對應。注意到在一實施例中，對于前向鏈路FL系統(tǒng)，l對應于基站，j對應于Walsh信道。在可選實施例中，對于反向鏈路RL系統(tǒng)，l對應于移動站，j對應于移動站發(fā)射的并行Walsh信道。
根據(jù)等式(34)的關系，數(shù)據(jù)采樣定義如下x(t)＝r(t)h*(-t)(35)其中代表卷積。而且，通過替換，等式變?yōu)閤‾(t)=ΣiΣjΣndi,j·wi,j[n]·pi[n]·c‾i·q(t-τ1-nTc)+z‾(t)---(36)]]>其中q(t)＝h(t)h*(-t)和z(t)＝v(t)h*(-t)。
這里Tc是碼片周期，τk是第k個路徑的補償。因此采樣定義簡化為xk[m]＝x(mTc+τk) (37)或者x‾k(m)=ΣiΣjΣndi,j·wi,j[n]·pi[n]·c‾i·q(mTc-nTc+τk-τi)+z‾(mTc+τk)---(38)]]>其中m是時間下標。
返回等式(31)，可以得到下面的關系Σm=0N-1E[xk[m]·xk[m]H]=NΣici·ciH·Σj|di,j|2+Nσ2I---(39)]]>其中，N是Walsh碼的長度，σ2是白噪聲的方差。通過假定對于m≠n，g(mTc-nTc)＝0，可以示出E[x‾k,l·x‾k,lH]=N[σ2I+Σi≠kc‾i·c‾iH·Σj=0N-1|di,j|2]---(40)]]>其中等式(40)和(39)的差別是誤差糾正項。第k個用戶的第l個子信道的組合器權重給定如下wk，l＝cov(xk，l)-1|E[xk，l]|(41)應用考慮導頻對其它項的相對能量的調(diào)整項，產(chǎn)生w‾k,l=|dk,l|dk,0cov(x‾k,l)-1s‾k---(42)]]>
上式提供了組合器權重的迭代定義，即組合器權重的解。組合器權重的解是解擴展信號的方差矩陣和空間特征的積。
通過使用等式(42)，用來確定組合器權重的空間MMSE方法應用于其中導頻與諸如傳輸信號的其它信號進發(fā)發(fā)射的系統(tǒng)。
IV.滿矩陣的逆一般，對于具有A個天線和每個天線L個雷克指的系統(tǒng)，規(guī)定MMSE組合器權重需要計算AL復數(shù)權重(對于每條路徑的每個天線一個)?？紤]天線a和路徑l的第n個接收到的復數(shù)采樣，其中這些采樣可以由對輸入到基站處理器的I/Q基帶采樣流經(jīng)適當內(nèi)插和/或對準至而計算。在示例性實施例中，采樣x[m]可以按CDMA碼片速率(例如1.2288Mcps)或更高生成，而發(fā)射數(shù)據(jù)符號y同按照碼片速率。與第l個路徑對準的碼片速率采樣給定如下xa，l[n]＝sa，l[n]y[n]+na，l[n] (43)其中sa，l[n]為需要的信號復數(shù)幅度，y[n]是發(fā)射的符號流，na，l[n]由其它加性噪聲(和干擾)項組成。希望對采樣n選擇AL組合器權重wa，l從而形成符號估計y^[n]=Σl=1LΣa=1A(wa,l[n])*xa,l[n]---(44)]]>通過為接收到的采樣和組合器權重形成長度AL的列向量，可能將等式(41)重寫為x[n]＝s[n]y[n]+n[n] (45)以及將(42)重寫為y^[n]=(w‾[n])Hx‾[n]---(46)]]>其中()H代表共軛轉置。假定信道和干擾改變得足夠慢，從而接收信號的統(tǒng)計量在導頻突發(fā)期間不改變。在這些假定前提下，可以將式(31)重寫為x[n]＝sy[n]+n[n] (47)所需的(AL×1)信號特征向量被定義為c＝s。通過計算(AL×AL)噪聲自相關矩陣Rnn，組合器權重向量的MMSE選擇可以被重寫如下w‾=Rnn-1c‾---(48)]]>根據(jù)(31)，噪聲自相關矩陣可以計算如下
因此，可以依據(jù)Rnn和c的精確估計通過AL×AL矩陣的逆來確定MMSE組合器權重。而且，MMSE組合器的輸出端的SNR(即C/I)可以計算如下SNR＝wHc(50)在終端計算的SNR測量可以被用于在反向傳輸鏈路上從終端到基站的發(fā)射功率控制和速率控制信息。
V.自適應算法各種不同的確定上述組合器權重的方法，對于接收機處接收的噪聲和干擾作出各種不同的假設。根據(jù)可選實施例，信號估計使用基于MMSE的動態(tài)算法諸如最小均方LMS或遞歸最小二乘法RLS，從而獲得一組權重，對于不同指之間的相關沒有作任何假設。換句話說，此方法包括路徑上的噪聲相關。這種方法導致一組獲得比MRC算法獲得的權重高的SINR權重。示例性實施例使用具有全功率發(fā)射的時間門控導頻的CDMA波形，諸如IS-856前向鏈路。不管每指的具體處理，雷克接收機運行的最后步驟涉及將指輸出組合從而生成最終符號估計。下面的信號模型用于就在組合器之前的給定指的輸出，該模型給定如下xf(k)＝cf(k)y(k)+nf(k) (51)其中f是雷克接收機的指下標，f＝1到F；k是表示在時間上按碼片速率隔開的采樣的時間下標，盡管在可選實施例中，它可表示任何其它采樣速率；y(k)是需要的符號；n(k)是干擾，其中n(k)與y(k)不相關；以及cf(k)可以被看作指f的時間偏置處的信道增益。
注意到，此模型非常通用，可以應用于各種情況。
噪聲相關矩陣給定如下Rnn(k)＝E{N(k)N(k)H) (52)N(k)是項nf(k)形成的向量，f＝1…F，N(k)=n1(k)MnF(k).]]>E{}是統(tǒng)計預期值操作符。
組合操作可以被視為來自F指的權重組和采樣組之間的簡單復數(shù)內(nèi)積y(k^)=W(k)HX(k)---(53)]]>其中X是第k個時刻處由每個指的采樣形成的F維復數(shù)向量；W是權重的F維復數(shù)向量；()H表示復數(shù)共軛和轉置。
經(jīng)組合的y(k)估計的SINR為SINR(k)=||W(k)Hc(k)||2W(k)HRnn(k)W(k)---(54)]]>其中c(k)是包含信道系數(shù)即特征的F維復數(shù)向量，給定如下c(k)=c1(k)McF(k)]]>最大化等式(54)的一組權重給定如下W(k)＝[Rnn(k)]-1c(k) (55)注意到，信道增益向量和噪聲相關矩陣取決于k，時間下標。然而，實際情況下(即發(fā)射器/接收機的不同速度，多徑分布，等等)，對于碼片速率來說這些數(shù)量僅緩慢改變。事實上，一般假定對于幾千碼片都不變。通過應用這種方法，丟棄向量的時間下標，結果MMSE權重與k無關W＝Rnn-1c (56)傳統(tǒng)MRC方法通過使用具有已知符號的導頻序列來避免求逆，從而獲得c的估計和Rnn的對角線項，即每指的輸出處獨立噪聲的方差。在這些信息和假定Rnn的非對角線項都為零的前提下，指f的組合器加權可以計算如下wf=cfσwf2---(57)]]>其中σwf2是Rnn的第f個對角元素。如果這些指的偏置相隔較遠，則非對角線矩陣元素都為零的假設有效。當指變得接近時，此假設越來越不準確。在有必要將指放置得彼此接近從而收集多徑能量的一些信道中，等式(55)的MRC組合器權重的應用將產(chǎn)生實際性能降級。
對于經(jīng)改善的運行，期望去除此假設，使用基于動態(tài)算法的均方誤差MSE方法來計算權重向量。有多種求解式(56)的不同方法，諸如直接矩陣求逆、LMS算法、RLS算法和這些的變化。
直接矩陣求逆考慮路徑上的噪聲相關和整個自相關矩陣，沒有任何假設。直接矩陣求逆是確定權重值的最精確的方法，然而直接矩陣求逆需要復雜的復數(shù)矩陣運算，增加了處理時間消耗了大量的處理功率。另一種方法作出簡化的假設或使用自適應算法或它們的組合，使矩陣求逆問題便捷化。這些方法中的一些比其它更適合應用在數(shù)字接收機中。
在向量c與干擾N的向量不相關的假設下，按照解的SINR的性能，求解式(56)等同于求解式(58)，因為兩種解法只在常數(shù)上不同，給定如下W＝RXX-1c (58)其中RXX(k)＝E{X(k)X)k)H} (59)使用RLS算法根據(jù)與未知數(shù)據(jù)時分復用的已知導頻序列計算W，自適應算法在導頻突發(fā)中改變?yōu)V波器系數(shù)，權重對于數(shù)據(jù)的解調(diào)始終保持常數(shù)從而產(chǎn)生未知符號的估計。換句話說，權重根據(jù)導頻突發(fā)被訓練，經(jīng)訓練的權重用來處理話務。
注意到可選實施例可以應用其它遞歸算法用來確定均方誤差，也可以應用實現(xiàn)那些算法的可選方法。RLS算法還根據(jù)前一個值、輸入數(shù)據(jù)、已知符號和算法保持更新的矩陣，在每個導頻符號處遞歸更新估計 K(k+1)=λ-1P(k)X(k)1+λ-1X(k)HP(k)X(k)---(60)]]>W^(k+1)=W^(k)-K(k+1)(W^(k)HX(k+1)-y(k+1))*---(62)]]>P(k+1)＝λ-1P(k)-λ-1K(k+1)X(k+1)HP(k)(63)其中P是F×F的復數(shù)矩陣，近似等于方差矩陣的逆，k是應用于權重計算迭代的F×1的復數(shù)列向量增益項，以及λ是小于等于1的實數(shù)。符號*表示復數(shù)共軛。
K()是應用于權重更新的增益項，如式(60)所示。增益項K()是λ的函數(shù)，λ是算法的歷史增益系數(shù)，歷史增益確定算法維持的過去的迭代信息量。
在適當條件下，組合系數(shù)向量 將收斂于式(58)定義的W。仿真顯示出這種用來選擇組合器權重的MMSE方法比MRC方法性能優(yōu)越的多。增益很顯著，特別地當指在幾碼片內(nèi)隔開和/或給定指處的主導干擾分量源于多徑而非附加的熱噪聲或其它用戶干擾時。
在一實施例中，如圖15A、15B和15C中說明的，RLS算法應用與自適應橫向濾波器，給定第n-1次迭代中濾波器的權重向量最小平方估計，更新的估計根據(jù)新輸入的到來進行第n次迭代計算。RLS算法的重要特性就是使用包含在輸入數(shù)據(jù)中的反向擴展算法初始化時刻的信息。因此，所得的收斂速率通常此簡單的LMS算法快一個數(shù)量級。
如圖15A所說明的，系統(tǒng)400包括耦合到權重控制單元404的橫向濾波器402。對于輸入x(k)，橫向濾波器402應用權重向量W(k-1)，其中權重向量包括分配給橫向濾波器402的各個抽頭的權重。輸入x(k)也被提供給權重控制單元404用來按照算法自適應修改權重向量的權重。然后，橫向濾波器402的輸出是將權重應用于輸入x(k)，其中橫向濾波器402的輸出被提供給求和節(jié)點406。求和節(jié)點接收需要的信號并減去橫向濾波器402的輸出，從而將誤差信號提供給權重控制單元404。權重控制單元404使用此信息應用于RLS算法，為橫向濾波器402的抽頭更新權重。注意到，按照一實施例，權重控制單元404訓練使用時間門控的導頻信號，其中在導頻間隔期間更新抽頭權重。
圖15B說明了圖15A的系統(tǒng)400的信號流程圖。期望的響應y*(k)，提供給求和節(jié)點502。求和節(jié)點502確定橫向濾波器402的輸出和期望的響應y*(k)之間的差別。流程圖考慮了單位負反饋配置，其中橫向濾波器402的輸出即以xH(k)w(k-l)形式的經(jīng)濾波的輸入，在求和節(jié)點502處被減去，并與期望的信號y*(k)一起作為輸入的部分被提供。在節(jié)點504處，增益K(k)被應用于求和節(jié)點402的輸出，即xH(k)w(k和y*(k)之間的差以及節(jié)點504的結果被提供給求和節(jié)點506。節(jié)點506也接收權重向量的前一個迭代方式W(k-1)，生成權重向量的下一個迭代W(k)。節(jié)點506的輸出被提供給延時單元508用于生成W(k-1)。因為這是一個迭代過程，延時單元508的輸出是提供給節(jié)點510的權重向量用作輸入數(shù)據(jù)，具體說輸入數(shù)據(jù)為xH(k)w(k-1)。節(jié)點510代表橫向濾波器402的操作，其中運行在流程圖中的其它操作由權重控制單元404來執(zhí)行。如圖15A和15B中應用的RLS算法通過使用具有增益的誤差項來增加舊值，從而自適應更新橫向濾波器402的權重。
RLS方法在圖15C中做了進一步說明，其中過程550開始于步驟552處接收包括導頻和話務信息的幀n。在步驟554處，濾波器被訓練用來通過使用導頻符號確定用在濾波器中權重。然后，濾波器使用權重解調(diào)話務，包括數(shù)據(jù)信息。訓練包括應用上面提供的RLS方程來確定算法關于每次迭代的新權重向量?？蛇x實施例可以使用另外可選的自適應算法，其中濾波器的權重被迭代調(diào)整而不需要復數(shù)矩陣求逆。
圖16說明了用于實現(xiàn)擴頻系統(tǒng)的算法RLS的系統(tǒng)，具有兩個天線602和604，每個分別耦合在雷克類的接收機606和608。雷克接收機606和608的每個都被說明為具有處理接收信號的三個指。雷克接收機606和608的輸出被提供給估計單元610。估計單元610也接收導頻基準y(k)。估計單元610通過在每條路徑上組合接收信號處理從雷克接收機606和608接收到的信號。每條路徑在與來自其它路徑的經(jīng)加權的信號組合之前被加權。這些組合器權重的調(diào)整使用RLS算法來進行。估計單元610使用先驗已知的信號來訓練組合器權重。估計單元610的估計輸出是估計y′(n)和接收信號的SNR估計?？蛇x實施例可以實現(xiàn)用來確定組合器權重的可選自適應算法，其中算法試圖最小化經(jīng)估計的信號和經(jīng)發(fā)射的信號之間的均方誤差。
因此，上面已經(jīng)說明了多種用來確定組合器權重的方法。每種方法按照給定系統(tǒng)的設計和對資源的要求找到了應用。在精確度和計算復雜度即代價之間折衷。上述多種方法和無線系統(tǒng)提供改進的精確度，同時降低了計算復雜度。上面已經(jīng)根據(jù)CDMA類的擴頻通信系統(tǒng)說明了多種實施例，然而此原理可應用于可選的擴頻類系統(tǒng)和其它類通信系統(tǒng)。上面提出的方法和算法以硬件、軟件、固件或它們的組合來實現(xiàn)。例如，將MMSE方法用于非時間門控的導頻，求解組合器權重的方程可以以軟件進行或使用數(shù)字信號處理器DSP來執(zhí)行計算。同樣，自適應算法可以用軟件以存儲在計算機可讀煤質(zhì)上的計算機可讀指示的形式來實現(xiàn)。中央處理單元，諸如DSP內(nèi)核，運行以執(zhí)行指令，并對指令響應而提供作為反饋的信號估計。可選實施例在可行的地方可以實現(xiàn)為硬件，諸如應用專用集成電路ASIC。
本領域的技術人員理解信息與信號可以用各種不同的工藝與技術來表示。例如，上面的描述中所指的數(shù)據(jù)、指令、命令、信息、信號、比特、符號以及碼片可以通過電壓、電流、電磁波、磁場或磁微粒、光場或光微?；蛘呷魏嗡鼈兊慕M合來表示。
本領域的技術人員還可以理解，這里揭示的結合這里描述的實施例所描述的各種說明性的邏輯塊、模塊、電路和算法步驟可以用電子硬件、計算機軟件或兩者的組合來實現(xiàn)。為了清楚地說明硬件和軟件的互換性，組件、模塊、電路和步驟一般按照上述功能進行闡述。這些功能性究竟作為硬件或軟件來實現(xiàn)取決于的特定的應用和施加于整個系統(tǒng)設計約束。技術人員可以以不同的方式實現(xiàn)每個特定應用的所述功能，但是此實現(xiàn)決定不應該被理解為脫離本發(fā)明的范圍。
結合這里所描述的實施例來描述的各種說明性的邏輯塊、模塊和算法步驟的實現(xiàn)或執(zhí)行可以用數(shù)字信號處理器(DSP)、應用專用集成電路(ASIC)、現(xiàn)場可編程門陣列(FPGA)或其它可編程邏輯器件、離散門或晶體管邏輯、離散硬件組件或用于執(zhí)行這里所述功能而被設計的器件的任意組合。處理器最好是微處理器，然而或者，處理器可以是任何常規(guī)的處理器、控制器、微控制器或狀態(tài)機。處理器可以用計算機器件的組合例如DSP和微處理器的組合、多個微處理器、與DSP內(nèi)核結合的一個或多個微處理器或者其它這樣的配置來實現(xiàn)。
結合這里所揭示的實施例來描述的方法或算法步驟的實現(xiàn)或執(zhí)行可以直接包含于軟件中、處理器執(zhí)行的軟件模塊中或者兩者的組合。軟件模塊可以駐留于RAM存儲器、快閃(flash)存儲器、ROM存儲器、EPROM存儲器、EEPROM存儲器、寄存器、硬盤、可移動盤、CD-ROM、或本領域中已知的其它任意形式的存儲媒體中。示例性儲存媒體耦合到能從儲存媒體中讀取信息并能向其中寫入信息的處理器上?；蛘撸瑑Υ婷襟w并入處理器中。處理器和儲存媒體可以駐留在ASIC中。ASIC可以駐留于用戶終端?；蛘?，處理器和儲存媒體可以駐留用戶終端作為獨立的組件。
上述優(yōu)選實施例的描述使本領域的技術人員能制造或使用本發(fā)明。這些實施例的各種修改對于本領域的技術人員來說是顯而易見的，這里定義的一般原理可以被應用于其它實施例中而不使用創(chuàng)造能力。因此，本發(fā)明并不限于這里示出的實施例，而要符合與這里揭示的原理和新穎特征一致的最寬泛的范圍。
權利要求
1.在一無線通信系統(tǒng)中，該系統(tǒng)具有多根接收天線，每根天線分別耦合到一雷克接收機，該系統(tǒng)還有用于組合來自每個雷克接收機的雷克指的信號的組合器，一種用來確定應用在組合器中的組合器權重的方法，其特征在于包括接收包括第一類符號的采樣和第二類符號的采樣的幀；通過使用自適應算法使用第一類符號的采樣來確定組合器權重；以及使用組合器權重來處理第二類符號的采樣。
2.如權利要求1所述的方法，其特征在于，所述自適應算法是遞歸最小平方算法。
3.如權利要求2所述的方法，其特征在于，所述確定包括使用具有多抽頭的橫向濾波器對第一類符號的采樣進行濾波，其中組合器權重被應用于多個抽頭。
4.如權利要求3所述的方法，其特征在于，所述確定還包括確定期望的符號和第一類符號的經(jīng)濾波的采樣之間的誤差，其中所述誤差用來確定組合器權重。
5.如權利要求2所述的方法，其特征在于，所述確定還包括按照至少一個先前組合器權重以及由第一類符號組成的接收信號的函數(shù)迭代地計算組合器權重。
6.如權利要求5所述的方法，其特征在于，第k次迭代計算組合器權重W( )，給定如下W(k+1)＝W(k)-K(k+1)WH(k)×(k+1)-y(k+1)，其中K( )是應用于權重迭代的增益，X( )是接收到的數(shù)據(jù)，y( )是期望的數(shù)據(jù)。
7.如權利要求6所述的方法，其特征在于，所述增益K( )計算如下K(k+1)=λ-1P(k)X(k)1+λ-1X(k)HP(k)X(k),]]>其中λ是小于或等于1的算法的歷史增益因數(shù)，所述歷史增益因數(shù)確定了由算法維持的過去的迭代信息量。
8.一種無線裝置，其特征在于包括天線；耦合到天線上的雷克接收機；以及耦合到第一個接收機的信號估計單元，包括用來生成天線處接收的信號的符號估計的橫向濾波器；以及耦合到橫向濾波器的加權單元，用來按照自適應算法調(diào)整橫向濾波器的權重。
9.如權利要求8所述的裝置，其特征在于，所述自適應算法是遞歸最小平方算法。
10.權利要求9所述的裝置，其特征在于，所述加權單元通過對裝置先驗已知的時間門控信號執(zhí)行自適應算法來調(diào)整橫向濾波器的權重。
全文摘要
使用自適應算法計算無線通信系統(tǒng)的組合器系數(shù)的方法和裝置。一實施例訓練與其它信號時間多路復用的先驗已知信號的權重，諸如高數(shù)據(jù)速率，HDR系統(tǒng)的導頻信號，其中信號以全功率發(fā)送。自適應算法在導頻間隔期間遞歸地計算權重，將產(chǎn)生的權重應用于話務信號。在一實施例中，采用的算法是使用橫向濾波器和加權單元的遞歸最小平方算法。
文檔編號H04Q7/38GK1524351SQ02813228
公開日2004年8月25日 申請日期2002年5月17日 優(yōu)先權日2001年5月17日
發(fā)明者I·J·科巴頓, J·E·斯密, S·賈亞拉曼, I J 科巴頓, 搶, 斯密 申請人:高通股份有限公司