專利名稱：多載波發(fā)射分集系統(tǒng)中的信道估算的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及發(fā)射天線分集領(lǐng)域，具體地說，涉及估算多載波發(fā)射分集系統(tǒng)中的信道系數(shù)的方法。本發(fā)明還涉及用于執(zhí)行信道估算操作的估算電路以及包含這種估算電路的無線通信系統(tǒng)的收發(fā)信機(jī)。
先有技術(shù)的討論無線通信系統(tǒng)中的峰值傳輸速率近年來不斷提高。但是，例如由于路徑損耗、有限的頻譜利用率以及衰落，峰值傳輸速率仍然受限制。
發(fā)射分集是一種抵制無線通信系統(tǒng)中衰落的極為有效的技術(shù)。已經(jīng)提出若干不同的發(fā)射分集方案。在Li，Y、Chuang，J.C、Sollenberger，N.R.的“OFDM系統(tǒng)的發(fā)射分集及其對高速率數(shù)據(jù)無線網(wǎng)絡(luò)的影響”(IEEEJournal on Selec.Areas，Vol.17，No.7，1999年7月)中示范性描述了延遲、置換以及空間-時間編碼的發(fā)射分集方案。根據(jù)延遲方法，信號從第一發(fā)射天線發(fā)送，而從其它發(fā)射天線發(fā)送的信號是從第一發(fā)射天線發(fā)送的信號的延遲形式。在置換方案中，調(diào)制信號從第一發(fā)射天線發(fā)送，調(diào)制信號的置換從其它發(fā)射天線發(fā)送。因此，從發(fā)射天線發(fā)送的信號可以從由調(diào)制信號以及調(diào)制信號置換形式的數(shù)據(jù)字所組成的矩陣導(dǎo)出。通過空間-時間編碼，信號編碼為若干數(shù)據(jù)字，各數(shù)據(jù)字從不同的發(fā)射天線發(fā)送。在傳送過程中，通過在單載頻上連續(xù)傳送各數(shù)據(jù)字的數(shù)據(jù)碼元，在時域中擴(kuò)展(即復(fù)用)數(shù)據(jù)字。
多載波系統(tǒng)的另一種發(fā)射分集方案是空間-頻率編碼。通過空間-頻率編碼，信號被編碼為若干數(shù)據(jù)字，通過在正交頻率、即正交副載波上傳送各數(shù)據(jù)字的數(shù)據(jù)碼元，在頻域中擴(kuò)展(即復(fù)用)各數(shù)據(jù)字。在Mudulodu，S.、Paulraj，A.的“用于頻率選擇性衰落信道的發(fā)射分集方案”(Proc.Globecom，San Francisco，第1089-1093頁，2000年11月)中描述了空間-頻率編碼的一個示范方案。根據(jù)該文描述的多載波系統(tǒng)，盡管正交頻率可用，因而數(shù)據(jù)字也能夠在頻域中復(fù)用，但是與編碼信號相關(guān)的數(shù)據(jù)字最好是在時域中復(fù)用。這是因為如下事實如果采用在頻域中的復(fù)用，則所用頻率、即副載波必須找到相同的信道，但在頻率選擇性衰落信道中可能不一定可行。但是，在副載波經(jīng)歷相同信道的情況中，一般認(rèn)為，可采用時域中的復(fù)用或頻域中的復(fù)用或者兩種方式的組合。通過結(jié)合時域中與頻域中的復(fù)用，數(shù)據(jù)字的數(shù)據(jù)碼元在時域和頻域中同時被復(fù)用。這意味著數(shù)據(jù)字在時間上以及在頻率上都被擴(kuò)展。
在US 6088408中描述了另一種發(fā)射分集方案。根據(jù)這種發(fā)射分集方案，數(shù)據(jù)經(jīng)過編碼并且作為獨(dú)立的數(shù)據(jù)塊發(fā)送。各數(shù)據(jù)塊包括若干數(shù)據(jù)字，各數(shù)據(jù)字包含從輸入數(shù)據(jù)信號導(dǎo)出的數(shù)據(jù)碼元。在數(shù)據(jù)塊的傳輸過程中，各數(shù)據(jù)字在時域中擴(kuò)展。因此，US 6088408中描述的發(fā)射分集方案可稱作空間-時間分組編碼(STBC)。STBC的主要特征在于，各數(shù)據(jù)碼元從各發(fā)射天線發(fā)送，不同發(fā)射天線的天線信號彼此正交?？蔀槿我鈹?shù)量的發(fā)射天線設(shè)計正交STBC數(shù)據(jù)塊。
多載波發(fā)射分集系統(tǒng)的接收側(cè)的一個重要特征是各傳輸信道的表征。因此，必須執(zhí)行信道估算，如Li，Y、Chuang，J.C.、Sollenberger，N.R.的“OFDM系統(tǒng)的發(fā)射分集及其對高速率數(shù)據(jù)無線網(wǎng)絡(luò)的影響”(IEEEJournal on Selec.Areas，Vol.17，No.7，1999年7月)以及US 6088408中所述。
與本領(lǐng)域已知的各種信道估算方法不同，需要一種更精確的在根據(jù)分組編碼方案工作的多載波發(fā)射分集系統(tǒng)中估算信道系數(shù)的方法。還需要用于執(zhí)行相應(yīng)估算方法的估算電路以及包含這種估算電路的收發(fā)信機(jī)。
發(fā)明概述通過根據(jù)分組編碼方案工作的多載波發(fā)射分集系統(tǒng)中估算信道系數(shù)的方法滿足目前的需求，該方法包括以下步驟根據(jù)接收信號為各信道分別確定包含來自相鄰信道的人工引入干擾分量的估算信道系數(shù)；導(dǎo)出干擾分量的估算值；以及利用干擾分量的估算值確定信道系數(shù)的干擾補(bǔ)償后的估算值。
本發(fā)明的信道估算方法不限于特定的分組編碼方案，只要所采用的分組編碼方案能夠從數(shù)據(jù)信號中產(chǎn)生最好是包含數(shù)據(jù)字的數(shù)據(jù)塊形式的分組碼矩陣，其中各數(shù)據(jù)字包含從數(shù)據(jù)信號中導(dǎo)出的數(shù)據(jù)碼元。例如，空間-時間分組編碼、空間-頻率分組編碼(SFBC)以及時域或頻域中置換的這些發(fā)射分集方案允許產(chǎn)生這類數(shù)據(jù)塊。所產(chǎn)生的數(shù)據(jù)塊最好是具有與STBC或SFBC代碼矩陣相似的矩陣結(jié)構(gòu)。
根據(jù)本發(fā)明的信道估算方法不要求發(fā)射分集方案保證完全發(fā)射分集和正交性。例如，本發(fā)明不要求從各發(fā)射天線發(fā)送包含在數(shù)據(jù)信號中的各信息碼元。不過，本發(fā)明的一個最佳實施例包含完全發(fā)射分集和正交性的特征。
此外，本發(fā)明不限于任何數(shù)量的發(fā)射和接收天線。每個數(shù)據(jù)塊的數(shù)據(jù)字的數(shù)量最好是等于發(fā)射天線的數(shù)量，使得數(shù)據(jù)塊中的各個數(shù)據(jù)字可以從單個發(fā)射天線發(fā)送。如果提供不止一個接收天線，則可應(yīng)用最大比合并的接收分集方案。但是，也可使用其它接收分集方案。
存在各種用于確定信道系數(shù)的估算值的備選方案。例如，估算信道系數(shù)的確定可基于以下假定信道在發(fā)送兩個或兩個以上數(shù)據(jù)碼元或者包含N個數(shù)據(jù)碼元的完整數(shù)據(jù)字所需的特定瞬間量中不改變。在當(dāng)前情況下，表述“瞬間”表示時間中的特定瞬時或者特定頻率，取決于數(shù)據(jù)字是在時間方向還是在頻率方向擴(kuò)展。這意味著，如果數(shù)據(jù)字在時間方向擴(kuò)展，則特定瞬間量對應(yīng)于特定時間間隔。另一方面，如果數(shù)據(jù)字在頻率方向擴(kuò)展，則特定瞬間量對應(yīng)于特定頻帶。
上述假定或其它關(guān)于信道系數(shù)的假定可得出以下結(jié)論對于兩個或兩個以上相鄰瞬間所估算的信道系數(shù)是相同的。因此，在圖形表示中，對特定信道所估算的信道系數(shù)將在時間或頻率方向步進(jìn)式改變(

圖11)。步長對應(yīng)于假定信道不改變期間的瞬間量。例如，如果假定信道在發(fā)送包含N個數(shù)據(jù)碼元的數(shù)據(jù)字所需的N個瞬間中不改變，則估算信道系數(shù)的圖形表示中的步長為N個瞬間。
估算信道系數(shù)能夠從包含在接收信號中的已知數(shù)據(jù)塊和該已知數(shù)據(jù)塊的厄密矩陣之積來導(dǎo)出。包含在接收信號中的已知數(shù)據(jù)塊可能是標(biāo)準(zhǔn)信號部分，例如待發(fā)送的數(shù)據(jù)信號的前置碼。標(biāo)準(zhǔn)信號部分最好是具有接收側(cè)已知的數(shù)據(jù)內(nèi)容。
根據(jù)估算信道系數(shù)，必須提供干擾分量的估算值。為此，在第一步驟中，特定信道的兩個或兩個以上估算信道系數(shù)可利用兩個或兩個以上估算信道系數(shù)之間的相關(guān)性來處理。通過這個處理，能夠模擬各個信道的干擾。因此，在第二步驟中，對包含在估算信道系數(shù)中并且是例如在估算步驟中人工引入的干擾分量的估算值能夠從所處理的信道系數(shù)中導(dǎo)出。通常，特定信道的估算信道系數(shù)中的步進(jìn)結(jié)構(gòu)由于這種處理而被破壞。
通過利用估算信道系數(shù)的相關(guān)性對其進(jìn)行的處理能夠以各種方式來進(jìn)行。最好是按如下方式進(jìn)行利用屬于不同瞬間的多個估算信道系數(shù)之間的相關(guān)性。例如，估算信道系數(shù)可經(jīng)過內(nèi)插或濾波步驟。內(nèi)插可通過線性內(nèi)插來實現(xiàn)。濾波的附加優(yōu)點(diǎn)在于，它不僅利用特定信道的估算信道系數(shù)之間的相關(guān)性，而且還帶來有效的噪聲抑制。
經(jīng)處理的信道系數(shù)最好不僅用于導(dǎo)出干擾分量的估算值，而且還作為通過考慮估算的干擾分量來確定改善的信道系數(shù)估算值的基礎(chǔ)。例如，確定改善的估算值可包括從經(jīng)處理的信道系數(shù)中減去估算的干擾分量。這樣，實現(xiàn)了干擾消除。
上述方法能夠?qū)崿F(xiàn)為包含執(zhí)行該方法的程序代碼部分的計算機(jī)程序產(chǎn)品以及硬件解決方案。通過根據(jù)分組編碼方案工作的多載波發(fā)射分集系統(tǒng)中適當(dāng)配置的、用于估算信道系數(shù)的估算電路來構(gòu)成硬件解決方案。估算電路包括用于根據(jù)接收信號為各信道確定包含來自相鄰信道的人工引入干擾分量的估算信道系數(shù)的單元，以及用于導(dǎo)出干擾分量估算值并且利用干擾分量估算值確定信道系數(shù)的干擾補(bǔ)償后的估算值的單元。估算電路最好是還包括處理單元，用于處理兩個或兩個以上估算信道系數(shù)，以便利用估算信道系數(shù)之間的相關(guān)性。
根據(jù)一個最佳實施例，依據(jù)至少一個傳輸約束，為一個或多個數(shù)據(jù)塊確定所述一個或多個數(shù)據(jù)塊的數(shù)據(jù)字將在時域還是在頻域進(jìn)行復(fù)用。此后，數(shù)據(jù)塊的數(shù)據(jù)字可根據(jù)該確定結(jié)果進(jìn)行復(fù)用。因此，可在數(shù)據(jù)塊級上判定復(fù)用數(shù)據(jù)字的方式。在數(shù)據(jù)塊級上的判定允許從一個數(shù)據(jù)塊到下一個數(shù)據(jù)塊改變復(fù)用域，這在必需處理具體預(yù)定的或變化的傳輸約束的情況下是有利的。這種復(fù)用方法因在數(shù)據(jù)塊級上選擇復(fù)用域所獲得的特定復(fù)用靈活性而不需要較大變化便可應(yīng)用于各種無線通信系統(tǒng)中。能夠分別對各個數(shù)據(jù)塊或者同時對多個數(shù)據(jù)塊確定復(fù)用域。例如，能夠?qū)?shù)據(jù)塊序列判定包含在該數(shù)據(jù)塊序列中的所有數(shù)據(jù)字是在時域還是在頻域中進(jìn)行復(fù)用。
復(fù)用域最好是通過考慮一個或多個傳輸約束來確定。例如，傳輸約束可包括一個或多個物理傳輸約束或者一個或多個數(shù)據(jù)相關(guān)的傳輸約束。傳輸約束還可同時包括一個或多個物理傳輸約束以及一個或多個數(shù)據(jù)相關(guān)的傳輸約束。物理傳輸約束涉及物理傳輸條件，并且能夠從諸如信道相干帶寬或相干時間之類的物理傳輸參數(shù)中導(dǎo)出。數(shù)據(jù)相關(guān)的傳輸約束涉及與例如數(shù)據(jù)字所用的復(fù)用方案、數(shù)據(jù)信號的給定結(jié)構(gòu)、數(shù)據(jù)塊的給定結(jié)構(gòu)、數(shù)據(jù)字的給定結(jié)構(gòu)或數(shù)據(jù)碼元的給定結(jié)構(gòu)有關(guān)的系統(tǒng)特定的約束。
物理傳輸約束可根據(jù)信道相干帶寬和相干時間中的至少一個來確定BC≈1/τrms(1)tC≈1/(2·fD)(2)其中fD是多普勒頻率，τrms是信道脈沖響應(yīng)的延遲擴(kuò)展的均方根。
許多發(fā)射分集方案要求在一個數(shù)據(jù)字的傳輸過程中的恒定或至少近似恒定的信道參數(shù)。如果數(shù)據(jù)字要在頻域進(jìn)行復(fù)用，則要求較大的相干帶寬。這表示必須至少近似地滿足以下關(guān)系式BC＞＞N/T(3)其中N是每個數(shù)據(jù)字的數(shù)據(jù)碼元的數(shù)量，T是一個數(shù)據(jù)碼元的持續(xù)時間、即一個時隙的持續(xù)時間。較大的相干帶寬要求N個相鄰副載波的信道系數(shù)必須幾乎是恒定的。
另一方面，如果數(shù)據(jù)字要在時域進(jìn)行復(fù)用，則要求較大的相干時間。這表示必須至少近似地滿足以下關(guān)系式tC＞＞T·N(4)換言之N個相繼的數(shù)據(jù)碼元必須具有接近恒定的信道參數(shù)，即，單個副載波的信道系數(shù)必須在N·T的時段中保持恒定。
物理傳輸約束可通過評估是否滿足兩個關(guān)系式(3)和(4)或者滿足其中之一來確定。根據(jù)最滿足關(guān)系式(3)和(4)中哪一個，按照一般規(guī)則，可判定數(shù)據(jù)塊的數(shù)據(jù)字要在時域或在頻域進(jìn)行復(fù)用。與這個一般規(guī)則的偏差因數(shù)據(jù)相關(guān)的傳輸約束而不可避免。
數(shù)據(jù)碼元可根據(jù)所用分組編碼方案以各種方式從數(shù)據(jù)信號中導(dǎo)出。例如，如果采用時域或頻域中置換的分組編碼方案，則包含在數(shù)據(jù)字中的數(shù)據(jù)碼元是包含在數(shù)據(jù)信號中的信息碼元的置換。又例如，如果采用空間-時間或空間-頻率分組編碼的分組編碼方案，則通過置換和基本算術(shù)運(yùn)算、如求反和復(fù)共軛，從包含在數(shù)據(jù)信號中的信息碼元獲取包含在數(shù)據(jù)字中的數(shù)據(jù)碼元。
從中產(chǎn)生一個或多個數(shù)據(jù)塊的數(shù)據(jù)信號可以具有任何格式。根據(jù)一個最佳實施例，數(shù)據(jù)信號具有離散信息碼元序列的格式。例如，數(shù)據(jù)信號可具有矢量結(jié)構(gòu)，各矢量包含預(yù)定數(shù)量的信息碼元。信息碼元的性質(zhì)可取決于采用根據(jù)本發(fā)明的方法的特定無線通信系統(tǒng)。許多無線通信系統(tǒng)對于不同目的采用不同類型的信息碼元。例如，一部分無線通信系統(tǒng)采用包含前置碼、一個或多個用戶數(shù)據(jù)段或者前置碼和一個或多個用戶數(shù)據(jù)段兩者的數(shù)據(jù)信號。前置碼通常具有預(yù)定結(jié)構(gòu)以及諸如信道估算、頻率同步以及定時同步之類的增強(qiáng)功能。
附圖簡介通過參照以下結(jié)合附圖對本發(fā)明的最佳實施例的說明，本發(fā)明的其它優(yōu)點(diǎn)會十分清楚，其中圖1表示要根據(jù)本發(fā)明進(jìn)行處理的物理突發(fā)形式的數(shù)據(jù)信號；圖2表示包含循環(huán)前綴的OFDM碼元的結(jié)構(gòu)；圖3是無線通信收發(fā)信機(jī)的發(fā)射機(jī)級的框圖；圖4表示HIPERLAN/2標(biāo)準(zhǔn)中定義的若干調(diào)制方案；圖5表示圖3所示收發(fā)信機(jī)的分組碼編碼器；圖6表示發(fā)射天線分集方案的配置；圖7是在時域復(fù)用數(shù)據(jù)字的示意圖；圖8是在頻域復(fù)用數(shù)據(jù)字的示意圖；圖9是無線通信的收發(fā)信機(jī)的接收機(jī)級的框圖；圖10表示圖9的接收機(jī)級的更詳細(xì)框圖；以及圖11是相關(guān)性運(yùn)算前后的估算信道系數(shù)的圖形表示。
最佳實施例的說明雖然本發(fā)明能夠用于采用發(fā)射分集方案以允許產(chǎn)生具有類似于例如STBC代碼矩陣的結(jié)構(gòu)的數(shù)據(jù)塊的任何多載波發(fā)射分集系統(tǒng)中，但以下僅參照采用正交頻分復(fù)用(OFDM)并且也可利用STBC和SFBC從數(shù)據(jù)信號中產(chǎn)生數(shù)據(jù)塊的多載波系統(tǒng)來示范性地闡述最佳實施例。
示范性的多載波系統(tǒng)源自歐洲無線局域網(wǎng)(WLAN)標(biāo)準(zhǔn)“高性能無線局域網(wǎng)”類型2(HIPERLAN/2)。HIPERLAN/2系統(tǒng)用于在5GHz頻帶中工作。到目前為止，HIPERLAN/2系統(tǒng)和許多其它無線通信系統(tǒng)不支持發(fā)射分集，盡管事實上發(fā)射分集會改善傳輸性能并減小諸如瑞利衰落之類的快衰落的負(fù)作用。HIPERLAN/2的系統(tǒng)概況在以下文獻(xiàn)中給出ETSI TR 101 683寬帶無線電接入網(wǎng)(BRAN)；HIPERLAN Type2；系統(tǒng)概述，V1.1.1(2000-02)，在ETSI TS 101 475；寬帶無線電接入網(wǎng)(BRAN)；HIPERLAN Type 2；Physical(PHY)Layer，V1.1.1(2000-04)中描述了HIPERLAN/2的物理層。HIPERLAN/2標(biāo)準(zhǔn)中規(guī)定的OFDM的多載波方案在頻率選擇性環(huán)境中極為穩(wěn)固。
圖1中，說明HIPERLAN/2的一種典型物理突發(fā)。物理突發(fā)包含由前置碼碼元組成的前置碼以及由用戶數(shù)據(jù)碼元組成的用戶數(shù)據(jù)段。在HIPERLAN/2中，規(guī)定了五種不同的物理突發(fā)。五種物理突發(fā)中的三種具有各不相同的前置碼，其它兩種物理突發(fā)具有共同的另一前置碼。最后三個前置碼碼元構(gòu)成對于全部前置碼類型都相同的周期性結(jié)構(gòu)。這個周期性結(jié)構(gòu)由32個樣值的短OFDM碼元C32以及隨后兩個相同的64個樣值的常規(guī)OFDM碼元C64所組成。短OFDM碼元C32是循環(huán)前綴，它是C64 OFDM碼元之一的后半部分的重復(fù)。圖1所示的所謂C前置碼用于HIPERLAN/2中的信道估算、頻率同步以及定時同步。C前置碼中的周期性結(jié)構(gòu)是必要的，以便可以使用具有較低復(fù)雜度的同步算法。
圖1所示的物理突發(fā)的用戶數(shù)據(jù)段包含發(fā)送特定協(xié)議數(shù)據(jù)單元(PDU)串所需的可變數(shù)量NSYM的OFDM碼元。用戶數(shù)據(jù)段的各OFDM碼元由循環(huán)前綴和有用數(shù)據(jù)部分組成。循環(huán)前綴由有用數(shù)據(jù)部分的循環(huán)延續(xù)部分組成，并插入其之前。因此，循環(huán)前綴是有用數(shù)據(jù)部分的最后樣值的復(fù)制，如圖2所示。
圖1所示物理突發(fā)的有用數(shù)據(jù)部分的長度等于64個樣值，并且具有3.2μs的持續(xù)時間。循環(huán)前綴的長度為16(強(qiáng)制)或8(可選)個樣值，持續(xù)時間分別為0.8μs或0.4μs。OFDM碼元總長度為80或72個樣值，分別對應(yīng)于碼元持續(xù)時間4.0μs或3.6μs。因此，OFDM碼元在時域中具有擴(kuò)展。OFDM碼元還在頻域中具有擴(kuò)展。根據(jù)HIPERLAN/2，OFDM碼元在52個副載波上擴(kuò)展。為復(fù)值副載波調(diào)制碼元保留48個副載波，為導(dǎo)頻保留4個副載波。
對于典型的HIPERLAN/2的情況，通常滿足上述關(guān)系式(4)，因為多普勒頻率fD較低。但是，尤其在室外環(huán)境下，會出現(xiàn)較大的時延擴(kuò)展。因此，無法始終滿足關(guān)系式(3)。因此，從一個空間-時間數(shù)據(jù)字上的信道應(yīng)當(dāng)盡量恒定的方面來看，對于HIPERLAN/2的情況，諸如在時域中復(fù)用的STBC之類的發(fā)射分集方案一般應(yīng)當(dāng)是最佳的發(fā)射分集方案。但是，當(dāng)STBC應(yīng)用于具有圖1所示結(jié)構(gòu)或類似結(jié)構(gòu)的物理突發(fā)時，可能會出現(xiàn)以下問題及其它問題。
物理突發(fā)以及包含在其中的OFDM碼元在時域和頻域中都具有預(yù)定的大小。同時，STBC要求各STBC數(shù)據(jù)字具有預(yù)定長度N。因此，如果例如前置碼或用戶數(shù)據(jù)段的OFDM碼元的大小不能被映射為一個STBC數(shù)據(jù)字的長度的整數(shù)倍時，則出現(xiàn)數(shù)據(jù)單元匹配問題。此外，將STBC應(yīng)用于圖1所示的周期性C前置碼時，C前置碼的周期性丟失。這是因為事實上，與第二C64 OFDM碼元相關(guān)的一個或多個STBC數(shù)據(jù)字不再等于與第一C64 OFDM碼元相關(guān)的一個或多個STBC數(shù)據(jù)字。但是，周期性的丟失導(dǎo)致以下問題利用前置碼中的周期性結(jié)構(gòu)的碼元同步算法無法再使用。另外，C32 OFDM碼元也無法再用作分隔前置碼中OFDM碼元的保護(hù)間隔。其原因在于，在多徑傳播的情況下，第一C64 OFDM碼元干擾不再等于第一C64 OFDM碼元的第二C64 OFDM碼元。當(dāng)數(shù)據(jù)字在頻域中復(fù)用時，不會出現(xiàn)上述問題和以上未明確論述的其它問題。因此，在傳輸過程中，在數(shù)據(jù)塊級上在STBC和SFBC之間動態(tài)切換是有利的。
在圖3中，說明收發(fā)信機(jī)的發(fā)射機(jī)級10的物理層。發(fā)射機(jī)級10包括擾碼器12、FEC編碼單元14、交織單元16、映射單元18、OFDM單元20、突發(fā)形成單元22、分組碼編碼器24、復(fù)用器26、無線電發(fā)射機(jī)30以及控制單元32。分組碼編碼器24和復(fù)用器26共同形成編碼器/復(fù)用器單元28。
圖3所示的發(fā)射機(jī)級10從數(shù)據(jù)鏈路控制(DLC)接收PDU串作為輸入信號。各PDU串由待構(gòu)成物理突發(fā)、即待編碼、復(fù)用及發(fā)送的OFDM碼元序列的信息比特組成。
接收到PDU串時，通過根據(jù)鏈路適配機(jī)制選擇適當(dāng)?shù)奈锢砟Ｊ絹砼渲檬瞻l(fā)信機(jī)中的傳輸比特率。物理模式的特征在于特定的調(diào)制方案和特定的碼率。在HIPERLAN/2標(biāo)準(zhǔn)中，規(guī)定了諸如BPSK、QPSK、16-QAM和可選64-QAM之類的幾個不同的相干調(diào)制方案。另外，對于前向差錯控制，指定具有1/2、9/16以及3/4的碼率的卷積碼，它們通過刪截碼率為1/2的卷積母碼來獲取?？赡墚a(chǎn)生的物理模式如圖4所示。6至54兆比特/秒的數(shù)據(jù)速率可通過采用調(diào)制OFDM副載波的各種信號字母以及通過將不同的刪截模式應(yīng)用于卷積母碼來改變。
一旦選擇了適當(dāng)?shù)奈锢砟Ｊ?，就采用長度-127的擾碼器12對包含在PDU串中的NBPDU個信息比特進(jìn)行加擾。然后，加擾比特輸出到FEC編碼單元14，它根據(jù)先前設(shè)置的前向糾錯對NBPDU個加擾PDU比特進(jìn)行編碼。
FEC編碼單元14輸出的編碼比特輸入到交織單元16中，交織單元16通過對所選物理模式使用適當(dāng)?shù)慕豢椃桨笇幋a比特進(jìn)行交織。交織比特輸入到映射單元18中，在其中通過根據(jù)所選物理模式把交織比特映射為調(diào)制星座點(diǎn)來執(zhí)行副載波調(diào)制。如上所述，通過根據(jù)為數(shù)據(jù)傳輸所選的物理模式來使用BPSK、QPSK、16-QAM或64-QAM調(diào)制，對OFDM副載波進(jìn)行調(diào)制。
映射單元18輸出復(fù)值副載波調(diào)制碼元流，它們在OFDM單元中被分為48個復(fù)數(shù)的若干組。在OFDM單元中，復(fù)合基帶信號由OFDM調(diào)制產(chǎn)生，如ETSI TS 101 475，寬帶無線電接入網(wǎng)(BRAN)；HIPERLANType 2；Physical(PHY)Layer，V1.1.1(2000-04)所述。
OFDM單元20中插入導(dǎo)頻副載波所產(chǎn)生的復(fù)合基帶OFDM碼元輸入到物理突發(fā)單元22，在其中把適當(dāng)?shù)那爸么a附加到PDU串中，并構(gòu)建物理突發(fā)。物理突發(fā)單元22產(chǎn)生的物理突發(fā)的格式如圖1所示。這樣，物理突發(fā)單元22把物理突發(fā)形式的復(fù)合基帶OFDM碼元序列輸出到分組碼編碼器24中。
現(xiàn)參照圖5一般說明分組碼編碼器24的功能。一般來說，分組碼編碼器24接收長度為K的矢量X＝[X1X2...XK]T的序列形式的輸入信號。分組碼編碼器24對各矢量X進(jìn)行編碼，并對各矢量X輸出包含多個信號矢量C(1)、C(2)、...、C(M)的數(shù)據(jù)塊，如圖5所示。各信號矢量C(1)、C(2)、...、C(M)對應(yīng)于單個數(shù)據(jù)字。因此，從矢量X產(chǎn)生的數(shù)據(jù)塊包含M個數(shù)據(jù)字，其中M是發(fā)射天線的數(shù)量。
各個數(shù)據(jù)字C(i)(其中i＝1...M)包含N個數(shù)據(jù)碼元，即，各個數(shù)據(jù)字C(i)的長度為N。N的值不能自由選取，因為數(shù)據(jù)字C(i)所跨越的矩陣C在本實施例中必須是正交的。在US 6088408中描述了正交代碼矩陣C形式的數(shù)據(jù)塊的若干實例，通過引用結(jié)合于此。在本實施例所述的分組編碼方法中，代碼矩陣C的全部數(shù)據(jù)碼元cji是從輸入矢量X的分量中導(dǎo)出的，并且是其簡單線性函數(shù)或者是其復(fù)共軛。
如果一個接收天線上的接收信號矢量Y由Y＝[Y1Y2...YN]T表示，則Y和代碼矩陣C之間的關(guān)系如下Y1Y2...YN=c1(1)c1(2)...c1(M)c2(1)...c2(M).........cN(1)cN(2)...cN(M)·h(1)h(2)...h(M)---(5)]]>其中h(i)表示從第i個發(fā)射天線到接收天線的信道的信道系數(shù)?？梢院唵蔚赝茝V到更多接收天線。
下面更詳細(xì)地分別論述對于兩個和三個發(fā)射天線的可能的分組碼矩陣的實例。圖6中說明具有兩個發(fā)射天線和一個接收天線的無線通信系統(tǒng)的配置。圖6的無線通信系統(tǒng)包括兩個傳送信道，各傳送信道的特征在于特定的信道系數(shù)h(i)(其中i＝1，2)。
對于兩個發(fā)射天線，一種碼率R＝1的可能的分組碼矩陣C為c=X1X2-X2*X2*---(6)]]>對于三個發(fā)射天線，一種碼率R＝0.5的可能的分組碼矩陣C為
C=X1X2X3-X2X1-X4-X3X4X1-X4-X3X2X1*X2*X3*-X2*X1*-X4*-X3*X4*X1*-X4*-X3*X2*---(7)]]>碼率R定義為輸入矢量X的長度K與各碼字C(i)的長度N之比R＝K/N (8)從圖5可以看到，分組碼編碼器24對于矢量X形式的各數(shù)據(jù)信號輸出矩陣C形式的數(shù)據(jù)塊。分組碼編碼器24輸出的數(shù)據(jù)塊輸入到復(fù)用器26中，復(fù)用器26根據(jù)外部提供的控制信號在時域或者在頻域?qū)Ω鲾?shù)據(jù)塊的數(shù)據(jù)字(矢量C(i)進(jìn)行復(fù)用?？刂菩盘栍煽刂茊卧?2根據(jù)對傳輸約束的評估來產(chǎn)生。
在多載波方案OFDM中，分組碼編碼器24的輸出被調(diào)制到彼此正交的副載波上。在OFDM系統(tǒng)中，對包含各數(shù)據(jù)字的數(shù)據(jù)塊進(jìn)行復(fù)用基本上存在兩種可能性。根據(jù)圖7所示的第一種可能性，特定數(shù)據(jù)塊的數(shù)據(jù)字在時間方向擴(kuò)展(STBC)。換言之?dāng)?shù)據(jù)字在時域進(jìn)行復(fù)用。根據(jù)第二種可能性，數(shù)據(jù)塊的數(shù)據(jù)字在頻率方向擴(kuò)展(SFBC)，如圖8所示。
從圖7和圖8可以看到，數(shù)據(jù)塊的各數(shù)據(jù)字從不同的發(fā)射天線發(fā)送。根據(jù)圖7的復(fù)用方案，各數(shù)據(jù)塊在N·T的時間間隔上在單獨(dú)的副載波上發(fā)送，其中N為每個數(shù)據(jù)字的數(shù)據(jù)碼元的數(shù)量，T為一個數(shù)據(jù)碼元的持續(xù)時間。根據(jù)圖8的復(fù)用方案，單獨(dú)的數(shù)據(jù)塊在N個副載波上擴(kuò)展，并在時間間隔T上傳送?？梢郧宄乜吹?，當(dāng)滿足關(guān)系式(4)時，一般可采用圖7的復(fù)用方案，而當(dāng)滿足關(guān)系式(3)時，一般可采用圖8的復(fù)用方案。
編碼器/復(fù)用器單元28的編碼和復(fù)用輸出信號被輸入到無線電發(fā)射機(jī)30中。無線電發(fā)射機(jī)30通過采用編碼器/復(fù)用器單元28的輸出信號調(diào)制射頻載波在多個發(fā)射天線上進(jìn)行無線電發(fā)射。
具有圖3所示發(fā)射機(jī)級10的收發(fā)信機(jī)還包括圖3中未說明的接收機(jī)級。接收機(jī)級包括具有執(zhí)行圖3所示各部分的逆向操作的各部分的物理層。例如，接收機(jī)級包括解擾器、FEC解碼單元、具有分用器和分組碼解碼器的分用器/解碼器單元等。
圖9表示具有圖3所示發(fā)射機(jī)級10的收發(fā)信機(jī)的這種接收機(jī)級40的一些部分。從圖9清楚地看到，經(jīng)接收天線42接收的接收信號矢量Y同時被饋入信道估算電路44和解調(diào)器46。下面，對采用兩個發(fā)射天線和一個接收天線42的情況(圖6)示范性地說明信道估算電路44的操作。
在這種情況下，數(shù)據(jù)信號的編碼可根據(jù)上述分組碼矩陣(6)來執(zhí)行，而接收信號矢量可寫為Y＝[YjYj+1]T。下標(biāo)j表示時間或頻率上的特定瞬間，取決于所用的是STBC還是SFBC。
在第一瞬間j，Xi從第一發(fā)射天線發(fā)送，Xi+1從第二發(fā)射天線發(fā)送。在下一個瞬間j+1，-X*i+1從第一發(fā)射天線發(fā)送，X*i從第二發(fā)射天線發(fā)送。這樣，接收信號矢量Y的各分量Yj和Yj+1可寫為Yj＝Xi·h(1)(zj)+Xi+1·h(2)(zj)+njYj+1＝-X*i+1·h(1)(zj+1)+X*i·h(2)(zj+1)+nj+1(9)瞬間變量zj在應(yīng)用STBC時表示時間索引tj，或者在應(yīng)用SFBC時表示頻率索引fj。因此，h(i)(zj)是在tj(STBC)或經(jīng)頻率fj(SFBC)傳送的數(shù)據(jù)碼元所用的發(fā)射天線i和接收天線之間的信道的系數(shù)。項nj表示瞬間zj的白高斯噪聲。
對于應(yīng)用STBC(zj＝tj)且相干時間tC較大的情況，即，如果滿足關(guān)系式(4)，或者對于應(yīng)用SFBC(zj＝fj)且相干帶寬BC較大的情況，即，如果滿足關(guān)系式(3)，則以下假設(shè)成立h(1)(zj)＝h(1)(zj+1)＝h(1)h(2)(zj)＝h(2)(zj+1)＝h(2)(10)這就是說，如果相干時間tC或者相干帶寬BC較大，并且如果還選擇了適當(dāng)?shù)姆纸M編碼方案，則等式(9)變?yōu)閅j＝Xi·h(1)+Xi+1·h(2)+njYj+1＝-X*i+1·h(1)+X*i·h(2)+nj+1等式(11)可按照接收信號矢量Y和等效于代碼矩陣C的數(shù)據(jù)矩陣Z的形式寫為Y=YjYj+1=XiXi+1-Xi+1*Xi*·h(1)h(2)+njnj+1=Z·H+N---(12)]]>為了提供信道系數(shù)h(1)和h(2)的估算值，接收信號矢量Y與已知數(shù)據(jù)矩陣Z的厄密矩陣ZH相乘。已知數(shù)據(jù)矩陣Z的內(nèi)容對應(yīng)于收發(fā)信機(jī)已知的標(biāo)準(zhǔn)前置碼部分。ZH和Y之積得出ZH·Y=ZH·Z·H+ZH·N=H^---(13)]]>因為Z是換算后的酉矩陣，即z-1=1det(X)zH---(14)]]>所以等式(13)中的信道系數(shù)被分離。
由此獲得的估算信道系數(shù)是根據(jù)以下假設(shè)導(dǎo)出的各個信道在發(fā)送一個數(shù)據(jù)字所需的瞬間量zj期間不改變。但是，在許多情況下，等式(11)不成立。當(dāng)應(yīng)用STBC時，因為相干時間tC較小，這意味著信道在發(fā)送一個空間-時間數(shù)據(jù)字所需的瞬間量期間、即N個相鄰數(shù)據(jù)碼元期間發(fā)生變化。在兩個發(fā)射天線的情況下，這意味著h(i)(t)≠h(i)(t+T)，其中i＝1、2且T表示數(shù)據(jù)碼元的持續(xù)時間。當(dāng)應(yīng)用SFBC時，因為相干帶寬BC較小，就出現(xiàn)信道在傳送一個空間-頻率碼字所需的N個相鄰副載波上發(fā)生變化的問題。換句話說，h(i)(f)≠h(1)(f+Δf)，其中i＝1、2且Δf＝1/T表示副載波間隔。由于等式(3)和(4)以及等式(10)一般不成立這一事實，因此等式(13)即使在無噪聲情況下也不會產(chǎn)生準(zhǔn)確的信道系數(shù)。
為了改善信道系數(shù)的估算值，圖9所示接收機(jī)級40的估算電路44構(gòu)造成如圖10所示。從圖10中清楚地看到，根據(jù)本發(fā)明的估算電路44包括用于從接收信號矢量Y確定各信道的估算信道系數(shù)的單元48，其中估算信道系數(shù)包含來自相鄰信道的人工引入干擾分量；處理單元50，用于利用估算信道系數(shù)之間的相關(guān)性，以便獲取處理的信道系數(shù)；以及用于導(dǎo)出干擾分量的估算值并且使用干擾分量的估算值來確定信道系數(shù)的干擾補(bǔ)償后的估算值的單元52。
下面更詳細(xì)地描述圖9所示的信道估算電路44的操作。
在第一步驟，用于確定估算信道系數(shù)的單元48接收接收信號矢量Y。在單元48中，接收信號矢量Y與對應(yīng)于包含在所發(fā)送OFDM數(shù)據(jù)信號的前置碼部分中的標(biāo)準(zhǔn)數(shù)據(jù)碼元的已知數(shù)據(jù)矩陣Z的厄密矩陣ZH相乘。從而得出ZH·Y=H^---(15)]]>因為ZH可寫為zH=Xi*-Xi+1Xi+1*Xi---(16)]]>而且因為 可寫為H^=[h^(1)(z)h^(2)(z)]T,]]>所以等式(15)可寫為h^(1)(zi)=h^(1)(zi+1)=Xi*·Yj-Xi+1·Yj+1]]>h^(2)(zj)=h^(2)(zj+1)=Xi+1*·Yj+Xi·Yj+1---(17)]]>上式(17)脫離以下假設(shè)h(i)(zj)＝h(i)(zj+1)＝h(i)(z) (18)這個假設(shè)對應(yīng)于式(10)，進(jìn)行這種假設(shè)是因為無法僅從兩個公式(9)中獲得四個未知參數(shù)h(1)(zj)、h(1)(zj+1)、h(2)(zj)以及h(2)(zj+1)。換言之，等式(9)欠定。
現(xiàn)在將式(9)的值Yj和Yj+1插入式(17)，得到h^(1)(z)=|Xi|2·h(1)(zj)+|Xi+1|2·h(1)(zj+1)+]]>X*i·Xi+1·{h(2)(zj)-h(2)(zj+1)}+X*i·nj-Xi+1·nj+1]]>h^(2)(z)=|Xi+1|2·h(2)(zj)+|Xi|2·h(2)(zj+1)+]]>Xi·X*i+1·{h(1)(zj)-h(1)(zj+1)}+X*i+1·nj+Xi·nj+1---(19)]]>從式(19)清楚地看到，估算信道系數(shù) 和 包含三個不同分量，即，有用分量U(i)、干擾分量I(i)以及噪聲分量N(i)。因此式(19)
也可寫為h^(1)(z)=U(1)(h(1)(zj),h(1)(zj+1))+I(1)(h(2)(zj),h(2)(zj+1))+N(1)]]>=U(1)+I(1)+N(1)---(20)]]>h^(2)(z)=U(2)(h(2)(zj),h(2)(zj+1))+I(2)(h(1)(zj),h(1)(zj+1))+N(2)]]>=U(2)+I(2)+N(2)---(21)]]>從而I(1)＝X*i·Xi+1·{h(2)(zj)-h(2)(zj+1)}I(2)＝Xi·X*i+1·{h(1)(zj)-h(1)(zj+1)} (22)估算信道系數(shù) 的干擾分量I(i)是在傳送一個數(shù)據(jù)字所需的瞬間量期間信道不變化的假設(shè)(10)和(18)以及信道在N個瞬間確實改變、即假設(shè)(10)和(18)不成立的事實的分組編碼的表現(xiàn)形式。這樣，干擾分量不存在于實際信道系數(shù)中。因此，包含在估算信道系數(shù) 中的這些干擾分量I(i)的抵消會產(chǎn)生信道系數(shù)h(i)的改善估算值。
由于式(9)欠定的事實，因此不能準(zhǔn)確地確定干擾分量Ii。而是必須導(dǎo)出估算值(i)。下面參照圖11示例性地描述一種用于導(dǎo)出干擾分量I(i)的估算值(i)的可能的方法。
圖11中，叉號表示一系列瞬間zj的信道i的估算信道系數(shù) 這些估算信道系數(shù) 由單元48按照上述提供估算信道系數(shù)來確定。從圖11中可以清楚地看到，兩個相鄰瞬間zj和zj+1的估算信道系數(shù) 是相同的。這是根據(jù)式(10)和(18)的假設(shè)的表示。但是，由于兩個相鄰的估算信道系數(shù) 相同，因此估算信道系數(shù) 不能用作實際計算干擾分量的依據(jù)。從式(22)中清楚地看到這一點(diǎn)，因為如果插入適當(dāng)?shù)墓浪阈诺老禂?shù)h(i)，則干擾分量I(i)將全部為零。
因此，需要打破屬于相鄰瞬間的估算信道系數(shù) 的一致性，以便獲得對實際信道系數(shù)h(i)的更實際的估算值。打破屬于相鄰瞬間的估算信道系數(shù) 的一致性的一種方式是諸如利用估算信道系數(shù) 之間的相關(guān)性進(jìn)行濾波之類的方法。為此，圖10所示的接收機(jī)級40的估算電路44包括具有多個濾波器501、502、...、50M的處理單元50。
對于特定濾波器50i中的濾波過程，使用信道i的全部估算信道系數(shù)h(i)(zj)(j＝1...Nx，Nx表示應(yīng)當(dāng)運(yùn)用濾波處理的頻域中副載波的數(shù)量或者時域中數(shù)據(jù)碼元的數(shù)量)。如果應(yīng)用例如SFBC，則濾波處理可應(yīng)用于全部所用的副載波。
如果低通濾波器g(z)用于濾波處理，則處理單元50輸出的已濾波的估算信道系數(shù) 可寫為h^F(i)(z)=h^(i)(z)*g(z)=Σm=1Nxh^(i)(m)·g(z-m)---(23)]]>在濾波處理過程中，獲得信道系數(shù)h(i)(zj)和h(i)(zj+1)的不同估算值，因為濾波利用相鄰瞬間的各估算信道系數(shù) 之間的相關(guān)性。當(dāng)然，如果利用這種相關(guān)性，則濾波處理只是一種可能性。也可使用其它處理、如線性內(nèi)插。但是，濾波處理特別有利，因為它不僅提供相鄰瞬間信道系數(shù)所需的不同估算值，而且還抑制存在于估算信道系數(shù) 中的噪聲分量N(i)。從式(20)和(21)中看到，已處理(即濾波)的估算信道系數(shù) 可寫為h^F(i)(z)=UF(i)+IF(i)+NF(i)---(24)]]>其中IF(1)=X*i·Xi+1·{hF(2)(zj)-hF(2)(zj+1)}---(25)]]>IF(2)=Xi·X*i+1·{hF(1)(zj)-hF(1)(zj+1)}]]>干擾分量IF(i)的估算值F(i)可根據(jù)已處理的信道系數(shù) 來計算。則等式(25)得出I^F(1)=X*i·Xi+1·{h^F(2)(zj)-h^F(2)(zj+1)}---(26)]]>I^F(2)=Xi⫬X*i+1·{h^F(1)(zj)-h^F(1)(zj+1)}]]>這些計算在圖10所示的估算電路44的單元52中執(zhí)行。該計算考慮了從相關(guān)單元50接收的已處理的信道系數(shù) 干擾分量IF(i)的估算值F(i)用于干擾消除。這樣，改善的估算值 在單元52中確定如下h^F+IC(i)(z)=h^F(i)(z)-I^F(i)---(27)]]>已經(jīng)確定改善的估算值 之后，將它們以矩陣 的形式從單元52傳遞到接收機(jī)級40的解調(diào)器46。
本發(fā)明所基于的基本概念可擴(kuò)展到包含兩個以上發(fā)射天線的發(fā)射分集系統(tǒng)。本發(fā)明的以下實施例基于包含三個發(fā)射天線并且根據(jù)采用式(7)所示代碼矩陣的分組編碼方案工作的發(fā)射分集系統(tǒng)。對于無噪聲情況，式(11)可寫為Y＝Z·H (28)它等效于Yj=Xi·hj(1)+Xi+1hj(2)+Xi+2·hj(3)]]>Yj+1=-Xi+1·hi+1(1)+Xi·hj+1(2)-Xi+3·hj+7(3)---(29)]]>···=···]]>Yj+7=-X*i+3·hj+7(1)-X*i+2·hj+7(2)+X*i+3·hj+7(3)]]>在式(29)中，采用簡化式h^(i)(zj)=h^j(i).]]>脫離下式ZH·Y＝ZH·Z·H (30)第一發(fā)射天線的信道系數(shù)h(1)可采用式(29)導(dǎo)出如下h^j(1)=h^j+1(1)=···=h^j+7(1)=X*i(Xi·hj(1)+Xi+1·hj(2)+Xi+2·hj(3))-]]>X*i+1(-Xi+1·hj+1(1)+Xi·hj+1(2)-Xi+3·hj+1(3))+---(31)]]>-Xi+3(-X*i+3·hj+7(1)-X*i+2·hj+7(2)+X*i+3·hj+7(3))]]>從式(31)可推出干擾分量。例如，第一天線的干擾分量為X*iXi+1·hj(2)-X*i+1Xi·hj+1(2)---(32)]]>它是來自第二天線的干擾的一部分，以及X*iXi+2·hj(3)-X*i+1Xi+3·hj+1(3)---(33)]]>它是來自第三發(fā)射天線的干擾的一部分。
各個干擾分量通過讓式(31)經(jīng)過上述濾波處理來確定。此后，如上所述執(zhí)行干擾消除，從而導(dǎo)出改善的信道系數(shù)估算值。
權(quán)利要求
1.一種估算根據(jù)分組編碼方案工作的多載波發(fā)射分集系統(tǒng)中的信道系數(shù)(h)的方法，包括a)根據(jù)接收信號(Y)為各個信道確定包含來自相鄰信道的人工引入干擾分量(I)的估算信道系數(shù) b)導(dǎo)出所述干擾分量(I)的估算值()；以及c)根據(jù)所述干擾項(I)的所述估算值()；確定所述信道系數(shù)(h)的干擾補(bǔ)償后的估算值
2.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，所述估算信道系數(shù)(h)是根據(jù)以下假設(shè)來確定的在傳送兩個或兩個以上數(shù)據(jù)碼元所需的瞬間(z)量期間所述信道不發(fā)生變化。
3.如權(quán)利要求2所述的方法，其特征在于，根據(jù)所述假設(shè)，確定所述估算信道系數(shù) 使得兩個或兩個以上相鄰瞬間(z)的所述估算信道系數(shù) 相同。
4.如權(quán)利要求1至3其中之一所述的方法，其特征在于，確定所述估算信道系數(shù) 包括將包含于所述接收信號(Y)中的已知數(shù)據(jù)矩陣(Z)與所述已知數(shù)據(jù)矩陣(Z)的厄密矩陣(ZH相乘。
5.如權(quán)利要求1至4其中之一所述的方法，其特征在于，所述確定特定信道的所述干擾分量(I)的估算值()的步驟包括利用對所述特定信道估算的多個信道系數(shù) 之間的相關(guān)性。
6.如權(quán)利要求5所述的方法，其特征在于，所述估算信道系數(shù) 經(jīng)過處理，使得對于所述特定信道打破了屬于相鄰瞬間(z)的估算信道系數(shù) 的一致性。
7.如權(quán)利要求6所述的方法，其特征在于，對所述估算信道系數(shù) 的處理是通過內(nèi)插或濾波實現(xiàn)的。
8.如權(quán)利要求6或7所述的方法，其特征在于，所述干擾分量(I)的所述估算值()是從所述處理后的信道系數(shù) 導(dǎo)出的。
9.如權(quán)利要求6至8其中之一所述的方法，其特征在于，所述信道系數(shù)(h)的所述干擾補(bǔ)償后的估算值 是從所述處理后的信道系數(shù) 導(dǎo)出的。
10.如權(quán)利要求9所述的方法，其特征在于，確定所述干擾補(bǔ)償后的估算值 包括從所述處理后的信道系數(shù) 中減去所述干擾分量(I)的所述估算值()。
11.如權(quán)利要求1至10其中之一所述的方法，其特征在于，所述分組編碼是通過空間-時間分組編碼(STBC)或空間-頻率分組編碼(SFBC)來實現(xiàn)的。
12.如權(quán)利要求11所述的方法，其特征在于還包括根據(jù)一個或多個傳輸約束在空間-時間分組編碼(STBC)和空間-頻率分組編碼(SFBC)之間切換。
13.一種計算機(jī)程序產(chǎn)品，它包括用于當(dāng)所述產(chǎn)品在計算機(jī)上運(yùn)行時執(zhí)行權(quán)利要求1至12其中之一的步驟的程序代碼部分。
14.如權(quán)利要求13所述的計算機(jī)程序產(chǎn)品，其特征在于，所述產(chǎn)品存儲在計算機(jī)可讀記錄媒體中。
15.一種估算電路(44)，用于估算根據(jù)分組編碼方案工作的多載波發(fā)射分集系統(tǒng)中的信道系數(shù)(h)，它包括a)用于根據(jù)接收信號(Y)為各個信道確定包含來自相鄰信道的人工引入干擾分量(I)的估算信道系數(shù) 的單元(48)；以及b)用于導(dǎo)出所述干擾分量(I)的估算值()以及用于根據(jù)所述干擾分量(I)的所述估算值()確定所述信道系數(shù)(h)的干擾補(bǔ)償后的估算值 的單元(52)。
16.如權(quán)利要求15所述的估算電路，其特征在于還包括用于利用對特定信道估算的多個信道系數(shù) 之間的相關(guān)性處理所述估算信道系數(shù) 的處理單元(50)。
17.一種無線通信系統(tǒng)的收發(fā)信機(jī)，包括具有如權(quán)利要求15或16所述的估算電路(44)的接收機(jī)級(40)。
全文摘要
描述一種用于估算根據(jù)分組編碼方案工作的多載波發(fā)射分集系統(tǒng)中的信道系數(shù)的方法和電路(44)。該方法包括根據(jù)接收信號(Y)為各信道確定包含來自相鄰信道的在估算過程中人工引入的干擾分量的估算信道系數(shù)(h)；導(dǎo)出干擾分量的估算值；以及根據(jù)干擾分量的估算值確定信道系數(shù)的干擾補(bǔ)償后的估算值(H
文檔編號H04L1/06GK1535509SQ02814944
公開日2004年10月6日 申請日期2002年6月11日 優(yōu)先權(quán)日2001年7月30日
發(fā)明者M·保利, M 保利, E·薩赫澤, 趙 申請人:艾利森電話股份有限公司