專利名稱：直接變換接收機的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及直接變換接收機，尤其涉及可應用于在地面數(shù)字TV廣播中只接收1段的部分接收的直接變換接收機。
背景技術：
近年來，在傳輸圖像信號或語音信號的系統(tǒng)中作為以高質(zhì)量的傳輸和提諧波率利用效率而出色的方式，提出了OFDM(正交頻分復用Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式。
OFDM方式為在一個頻道的帶寬內(nèi)建立多數(shù)副載波的調(diào)制方式。例如，將模擬TV信號轉換為數(shù)字信號后以MPEG(Moving PictureExperts Group)施以數(shù)據(jù)壓縮。為了對噪音等在傳輸路中的錯誤發(fā)生原因進行分散等將對該數(shù)據(jù)信號進行字節(jié)交織、比特交織，并進行與QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)、16QAM(QuadratureAmplitude Modulation)等調(diào)制方式對應的映射處理。
為了對衰落等在傳輸路中的錯誤發(fā)生原因進行分散，對經(jīng)過映射處理的數(shù)據(jù)進行時間交織、頻率交織，然后進行IFFT(逆傅里葉轉換)、正交調(diào)制再頻率轉換為RF頻率并傳輸。
圖1所示為數(shù)字電視接收機的結構。
數(shù)字電視接收機中進行與發(fā)送端完全相反的操作來解調(diào)TV信號。
從天線輸入的RF輸入被輸入給混頻器21?；祛l器21也從本機信號發(fā)生器22輸入對應選臺的信號，并輸出進行頻率轉換以使期望頻率進入BPF(帶通濾波器)23的帶寬內(nèi)的信號。BPF23只析出期望頻率成分。
BPF23的輸出分別輸入給混頻器24、25。混頻器24、25由以來自本機信號發(fā)生器26的信號為輸入的90度相位器27輸入有余弦信號和正弦信號?；祛l器24、25對IF頻率的BPF23的輸出進行降頻變頻后轉換為由實軸(I軸)成分和虛軸(Q軸)成分構成的Low IF信號并輸出給模擬/數(shù)字轉換器7、8。
模擬/數(shù)字轉換器7、8將模擬信號(I軸成分、Q軸成分)轉換成數(shù)字信號并輸出給FFT電路9。FFT電路9對輸入信號進行高速傅里葉轉換并將時間軸數(shù)據(jù)轉換為頻率數(shù)據(jù)后輸出給頻率解交織電路12。
在頻率解交織電路12中，將用以補償由電波的反射等導致的特定頻率信號的缺失而進行的頻率交織復原。頻率解交織電路12的輸出送至時間解交織電路13。時間解交織電路13將用以抗衰落等而施行的時間交織復原。
經(jīng)過時間解交織的I軸和Q軸信號被送至解映射電路14并轉換成2比特(QPSK)、4比特(16QAM)或6比特(64QAM)。經(jīng)過解映射的信號被送至比特解交織電路15。比特解交織電路15解除為增強抗差錯性而進行的比特交織。比特解交織電路15的輸出被送至維特比解碼電路16。維特比解碼電路16用在發(fā)送端進行的疊入碼進行糾錯。
經(jīng)過維特比解碼的信號被送至字節(jié)解交織電路17。字節(jié)解交織電路17解除與比特交織同樣為增強抗差錯性而進行的字節(jié)交織。字節(jié)解交織電路17的輸出被送至RS解碼電路18。RS解碼電路18進行RS(里德—索羅門)解碼并糾錯。經(jīng)過糾錯的信號被送至MPEG譯碼電路19。MPEG譯碼電路19將糾錯后的信號(壓縮信號)擴展，并輸出給數(shù)字/模擬轉換20。數(shù)字/模擬轉換20將MPEG譯碼電路19送來的信號轉換成模擬圖像及模擬語音信號并輸出。
日本的地面數(shù)字廣播方式采用段分割的信號形式，在電視廣播時以13段為一組在6MHz的帶寬中傳輸。另外，在13段內(nèi)的中央一段僅以一段進行數(shù)據(jù)廣播的部分接收是可能的。與13段接收相比，部分接收的帶寬僅為1/13，可以大致相同的結構進行接收。
圖2所示為進行部分接收時圖1各部的頻譜。
圖2(a)所示為地面數(shù)字廣播(UHF)所對應的RF信號頻譜。圖2(a)中示出UHF14～16頻道所對應的頻譜。一頻道為6MHz，一頻道由13段的段所構成。其中的中央段為部分接收用的信號。
圖2(b)所示為UHF15的RF信號的頻譜，并示出13段中的中央部位的六個段S15-0～S15-6所對應的頻譜。
圖2(c)所示為混頻器21所輸出的對應UHF15的IF信號的頻譜，并示出13段中的中央部位的六個段S15-0～S15-6所對應的頻譜。
圖2(d)示出部分接收時由BPF23所輸出的IF信號的頻譜。部分接收時，由BPF23從UHF15的IF信號的頻譜中僅抽出中央部位的一個部分接收對象段S15-0所對應的頻譜。
圖2(e)示出部分接收時由混頻器24、25所輸出的Low IF信號的頻譜。
作為接收方式，上述說明就一度轉換為IF頻率，其后轉換為Low IF的所謂超外差方式進行了說明。在QPSK調(diào)制等單一載波傳輸方式中，作為其他的接收方式還可應用將RF信號直接轉換為基帶信號的直接變換方式。在直接變換方式中不需要通常由SAW濾波器實現(xiàn)的帶通濾波器23等，所以可削減部件數(shù)。
圖3示出現(xiàn)有的直接變換方式接收機的結構。圖3中，對與圖1相同者賦予相同符號而省略其說明。圖3的現(xiàn)有的直接變換方式接收機與圖1的超外差方式接收機的不同點如下(1)削減了用以將RF信號轉換為IF信號再轉換為Low IF信號的電路(混頻器21、本機信號發(fā)生器22、BPF23、本機信號發(fā)生器26、混頻器24、25及90度相位器27)。
(2)追加了對RF信號進行頻率轉換以使部分接收對象段的占有頻率的中心頻率為頻率零(直流成分)的降頻變頻器(本機信號發(fā)生器1、混頻器2、3、90度相位器4)及LPF5、6。
圖4示出圖3各部的頻譜。
圖4(a)示出地面數(shù)字廣播(UHF)所對應的RF信號頻譜。
圖4(b)為UHF15的放大圖，其部分接收對象段為S15-0、前后的段為S15-1～S15-12，圖示為其中S15-0～S15-6。
圖4(c)示出由降頻變頻器(本機信號發(fā)生器1、混頻器2、3、90度相位器4)進行頻率轉換后的頻譜。該降頻變頻器將RF信號頻率轉換以使部分接收對象段S15-0的占有頻率的中心頻率為頻率零(直流成分)，所以部分接收對象段S15-0的占有頻率的一半頻率發(fā)生折轉，且折轉的信號被復用。
圖4(d)示出由LPF5、6除去比部分接收對象段S15-0高的頻率成分(不用成分)后的頻譜。
圖4(e)示出由FFT9將時間軸數(shù)據(jù)轉換為頻率軸數(shù)據(jù)后的頻譜，僅得到部分接收對象段S15-0所對應的信號。
這樣，在現(xiàn)有的直接變換方式接收機中，由LPF5、6除去部分接收對象段S15-0以外的不用成分，所以作為LPF5、6必需為具有陡峭特性的模擬濾波器。
本發(fā)明的目的為提供無須為除去接收對象段以外的不用成分而應用陡峭的模擬濾波器的直接變換接收機。
另外，本發(fā)明的目的為提供一種直接變換接收機，其在將RF信號進行頻率轉換以使占有頻率的中心頻率為頻率零(直流成分)的直接變換接收機中可以以簡單的結構進行高精度的DC偏移修正。
另外，本發(fā)明的目的為提供可謀求電路規(guī)?？s小化的直接變換接收機。

發(fā)明內(nèi)容
依據(jù)本發(fā)明的直接變換接收機1的特征為其具備將經(jīng)過OFDM方式調(diào)制的模擬RF信號進行頻率轉換以使接收對象段的占有頻率的中心頻率為頻率零的降頻變頻器；將由降頻變頻器所得到的降頻變頻信號轉換為數(shù)字信號的AD轉換單元；對由AD轉換單元所得到的信號施以高速傅里葉轉換后將時間軸轉換為頻率軸的FFT單元及從FFT單元的輸出信號中除去接收對象段以外的不用成分的不用成分除去單元。
依據(jù)本發(fā)明的直接變換接收機2的特征為其具備將經(jīng)過OFDM方式調(diào)制的模擬RF信號進行頻率轉換以使接收對象段的占有頻率的中心頻率為頻率零的降頻變頻器；從由降頻變頻器所得到的降頻變頻信號中除去諧波成分的濾波器單元；將濾波器單元的輸出信號轉換為數(shù)字信號的AD轉換單元；對由AD轉換單元所得到的信號進行高速傅里葉轉換的FFT單元及從FFT單元的輸出信號中除去接收對象段以外的不用成分的不用成分除去單元。
理想的情況是，在上述直接變換接收機1或2中設置從依據(jù)FFT單元的FFT后的DC成分中檢測DC偏移量的DC偏移檢測單元以及根據(jù)由DC偏移檢測單元所檢測出的DC偏移量對DC偏移進行修正的DC偏移修正單元。作為DC偏移檢測單元，例如可對依據(jù)FFT單元的FFT后的DC成分進行一定期間積分并將所得到的積分值作為偏移量使用。
作為DC偏移檢測單元，例如可應用具備如下者具有多個基準值且算出依據(jù)FFT單元的FFT后的DC成分與各基準值的差分值并輸出的差分單元；選擇由差分單元所算出的差分值中最小值并輸出的比較單元；對比較單元所輸出的差分值進行一定期間積分并將所得到的積分值作為偏移量輸出的積分單元。
依據(jù)本發(fā)明的直接變換接收機3的特征為其具備將經(jīng)過OFDM方式調(diào)制的模擬RF信號進行頻率轉換以使接收對象段的占有頻率的上端頻率或下端頻率為接近頻率零的降頻變頻器；將由降頻變頻器所得到的降頻變頻信號轉換為數(shù)字信號的AD轉換單元；對由AD轉換單元所得到的信號施以高速傅里葉轉換后將時間軸轉換為頻率軸的FFT單元及從FFT單元的輸出信號中除去接收對象段以外的不用成分的不用成分除去單元。
依據(jù)本發(fā)明的直接變換接收機4的特征為其具備將經(jīng)過OFDM方式調(diào)制模擬RF信號進行頻率轉換以使接收對象段的占有頻率的上端頻率或下端頻率為接近頻率零的降頻變頻器；從由降頻變頻器所得到的降頻變頻信號中除去諧波成分的濾波器單元；將濾波器單元的輸出信號轉換為數(shù)字信號的AD轉換單元；對由AD轉換單元所得到的信號施以高速傅里葉轉換后將時間軸轉換為頻率軸的FFT單元及從FFT單元的輸出信號中除去接收對象段以外的不用成分的不用成分除去單元。


圖1所示為現(xiàn)有的超外差方式的數(shù)字電視接收機的結構框圖。
圖2所示為圖1各部的頻譜模式圖。
圖3所示為現(xiàn)有的直接變換方式的數(shù)字電視接收機的結構框圖。
圖4所示為圖3各部的頻譜模式圖。
圖5所示為本發(fā)明的實施方式(實施方式1)的直接變換方式的數(shù)字電視接收機的結構框圖。
圖6所示為圖5各部的頻譜模式圖。
圖7所示為本發(fā)明的實施方式(實施方式2)的數(shù)字電視接收機的結構框圖。
圖8所示為圖7各部的頻譜模式圖。
圖9所示為DC偏移檢測電路103的結構框圖。
圖10所示為DC偏移檢測電路103的其他結構框圖。
圖11所示為數(shù)字電視接收機的其他結構框圖。
圖12所示為本發(fā)明的實施方式(實施方式3)的數(shù)字電視接收機的結構框圖。
圖13所示為圖12各部的頻譜模式圖。
具體實施例方式實施方式1的說明以下，參照圖5及圖6就本發(fā)明的實施方式1進行說明。
圖5示出用以進行部分接收的數(shù)字電視接收機的結構。圖6示出圖5各部的頻譜。
在圖5中對于與圖3相同者賦予相同符號而省略其說明。圖5的接收機與圖3現(xiàn)有例的不同點如下。
(1)作為LPF5、6，應用有與現(xiàn)有例相比具有平緩特性的模擬濾波器。
(2)追加了不用成分除去電路10、11。
在地面數(shù)字廣播中以如圖6(a)所示頻譜發(fā)送。圖6(a)中示出與UHF14～16頻道對應的頻譜。一頻道為6MHz，一頻道由13段的段構成。其中的中央段為部分接收用信號，可僅作部分接收部的接收。關于對UHF15進行部分接收的情況進行說明。
圖6(b)為UHF15的放大圖，部分接收對象段為S15-0，前后的段為S15-1～S15-12，圖示為其中的S15-0～S15-6。
UHF15的RF信號被圖5的降頻變頻器(本機信號發(fā)生器1、90度相位器4及混頻器2、3)進行頻率轉換。從本機信號發(fā)生器1輸出用以將RF信號進行頻率轉換以使部分接收對象段S15-0的占有頻率的中心頻率為頻率零的頻率的信號。另外，為了從90度相位器4輸出實軸及虛軸成分，向混頻器2、3輸出余弦信號及正弦信號。
由降頻變頻器頻率轉換后的頻譜如圖6(c)所示。降頻變頻器將RF信號進行頻率轉換以使部分接收對象段S15-0的占有頻率的中心頻率為頻率零(直流成分)，所以部分接收對象段S15-0的占有頻率的一半頻率發(fā)生折轉且折轉的信號被復用。
對此信號由LPF5、6去除諧波成分。由LPF5、6除去諧波成分后的輸出信號的頻譜如圖6(d)所示。作為LPF5、6，與現(xiàn)有例相比應用了具有平緩特性的模擬濾波器，所以由LPF5、6除去諧波成分后的輸出信號的頻譜中除了部分接收對象段S15-0以外還殘留有與其相鄰的段S15-1、S15-2。
對此信號由FFT9將時間軸數(shù)據(jù)轉換為頻率軸數(shù)據(jù)。FFT9的輸出信號的頻譜如圖6(e)所示。
不用成分除去電路10、11將FFT9的輸出除去為部分接收對象段S15-0以外的不用成分的段S15-1、S15-2，并輸出至頻率解交織電路12。因此，不用成分除去電路10、11的輸出信號的頻譜如圖6(f)所示僅為部分接收對象段S15-0。頻率解交織電路12以后的信號處理與圖1的接收機相同。
參考起見，關于FFT電路9可對部分接收對象段S15-0的折轉信號成分的分離原理作以敘述。
簡單起見，令部分接收對象段S15-0的中心頻率為wc，若令自wc上下±α相離部分各有一條載波，則段S15-0的信號S0由下式(1)所表示。
S0＝A*cos((wc+α)t)+B*sin((wc-α)t) ……(1)在此，A～B為信號的振幅。
為使實軸、虛軸的各RF信號的中心轉換為DC，將該信號乘以cos(wct)、sin(wct)后除去諧波成分(省略系數(shù)1/2)，則實軸成分I如下式(2)所示，虛軸成分Q如下式(3)所示。
I＝A*cos(αt)+B*sin(-αt) ……(2)Q＝A*sin(-αt)+B*cos(αt) ……(3)為對該信號作FFT，將該信號乘以cos(-αt)-jsin(-αt)后作一周期積分則得出A，另外乘以cos(αt)-jsin(αt)并作一周期積分則得出B，所以正的頻率成分與負的頻率成分可完全分離。
根據(jù)上述實施方式1，無須應用陡峭的模擬濾波器以除去接收對象段以外的不用成分。
實施方式2的說明以下，參照圖7～圖11就本發(fā)明的實施方式2進行說明。
圖7示出直接變換方式的數(shù)字電視接收機的結構。圖8示出圖7各部的頻譜。
在圖7中，對與圖5相同者賦予相同符號而省略其說明。圖7的接收機與圖5的接收機的不同點在于其追加了DC偏移修正電路101～102及DC偏移檢測電路103。
地面數(shù)字廣播中以如圖8(a)所示頻譜發(fā)送。圖8(a)示出UHF14～16頻道所對應的頻譜。一頻道為6MHz，一頻道由13段的段構成。其中的中央段為部分接收用信號。關于對UHF15進行部分接收的情況進行說明。
圖8(b)為UHF15的放大圖，部分接收對象段為S15-0，前后的段為S15-1～15-12，圖示為其中的S15-0～S15-6。
UHF15的RF信號被圖7的降頻變頻器(本機信號發(fā)生器1、90度相位器4及混頻器2、3)進行頻率轉換。從本機信號發(fā)生器1輸出用以將RF信號進行頻率轉換以使部分接收對象段S15-0的占有頻率的中心頻率為頻率零的頻率的信號。另外，為了從90度相位器4輸出實軸及虛軸成分，向混頻器2、3輸出余弦信號及正弦信號。
由降頻變頻器頻率轉換后頻譜如圖8(c)所示。降頻變頻器將RF信號進行頻率轉換以使部分接收對象段S15-0的占有頻率的中心頻率為頻率零(直流成分)，所以部分接收對象段S15-0的占有頻率的一半頻率發(fā)生折轉且折轉的信號被復用。
對此信號由LPF5、6去除諧波成分。由LPF5、6除去諧波成分后的輸出頻譜如圖8(d)所示。作為LPF5、6，應用了具有比較平緩的特性的模擬濾波器，所以由LPF5、6除去諧波成分后的輸出信號的頻譜中除了部分接收對象段S15-0以外還殘留有與其相鄰的段S15-1、S15-2。
對此信號由FFT9將時間軸數(shù)據(jù)轉換為頻率軸數(shù)據(jù)。FFT9的輸出頻譜如圖8(e)所示。
不用成分除去電路10、11將FFT9的輸出除去為部分接收對象段S15-0以外的不用成分的段S15-1、S15-2，并輸出至頻率解交織電路12。因此，不用成分除去電路10、11的輸出信號的頻譜如圖8(f)所示僅為部分接收對象段S15-0。頻率解交織電路12以后的信號處理與圖1的接收機相同。
可是，如圖8(c)所示頻譜，DC成分(頻率零的成分)也是信號成分，所以需要沒有DC偏移的信號。作為發(fā)生DC偏移的原因，當混頻器2、3、LPF5、6為有源濾波器時，例如為有源元件的DC偏移、模擬/數(shù)字轉換電路7、8等。
圖7的接收機中，F(xiàn)FT電路9的FFT后的輸出被輸入給DC偏移檢測電路103，DC偏移檢測電路103的輸出被輸入給DC偏移修正電路101、102。在DC偏移修正電路101、102中根據(jù)DC偏移檢測電路103的DC偏移量對FFT電路9的DC輸出時的值進行修正。
圖9示出DC偏移檢測電路103的結構。
通常，數(shù)據(jù)因傳輸信號處理而變成近似隨機數(shù)據(jù)的信號。因此，將信號成分進行一定期間積分則變成一定值。DC偏移檢測電路103利用這一性質(zhì)將FFT電路9的輸出的DC成分進行一定期間積分并將積分結果作為DC偏移量。
圖9的DC偏移檢測電路103具備向一側DC偏移修正電路101提供偏移量的第1電路(DC位置檢測電路201及積分器202)和向另一側DC偏移修正電路102提供偏移量的第2電路(DC位置檢測電路301及積分器302)。
兩電路動作相同，僅就第1電路的動作進行說明。DC位置檢測電路201輸入由FFT電路9輸出的一側信號并檢測DC位置的電平。積分器202將由DC位置檢測電路201所檢測到的DC位置的電平進行一定期間積分并將該積分結果作為偏移量輸出。
圖10示出DC偏移檢測電路103的其他結構例。
當信號成分取+1或-1的值時，令DC偏移的值為α，則FFT電路9的輸出為+1+α或-1+α。
例如，當輸出為+1+α時，將該值±1則為2+α、α。該值接近0的值，即α為DC偏移量。同樣，當輸出為-1+α時，將該值±1則為α、-2+α。該值接近0的值，即α為DC偏移量。如此從FFT電路9的輸出減去假想的信號值，將值接近0者作為DC偏移量。
圖10的DC偏移檢測電路103具備向一側的DC偏移修正電路101提供偏移量的第1電路(DC位置檢測電路401、第1差分電路402、第2差分電路403、比較電路404及積分器405)和向另一側DC偏移修正電路102提供偏移量的第2電路(DC位置檢測電路501、第1差分電路502、第2差分電路503、比較電路504及積分器505)。
兩電路動作相同，僅就第1電路的動作進行說明。DC位置檢測電路401輸入由FFT電路9所輸出的一側信號并檢測DC位置的電平。DC位置檢測電路401的輸出X為+1+α或-1+α。
第1差分電路402對DC位置檢測電路401的輸出X以-1相減(以+1相加)。第1差分電路402的輸出值為X+1。第2差分電路403對DC位置檢測電路401的輸出X以+1相減。第2差分電路403的輸出值為X-1。
比較電路404對第1差分電路402的輸出值(X+1)與第2差分電路403的輸出值(X-1)進行比較并選擇較小一方的輸出值α后輸出。積分器405將比較電路404的輸出進行一定期間積分并將該積分結果作為偏移量輸出。
上述實施方式中，DC偏移修正電路101、102被設置于FFT電路9的后級，但也可如圖11所示將DC偏移修正電路101、102設置于FFT電路9的前級。當DC偏移修正電路101、102設置于FFT電路9的前級時，在FFT轉換前進行修正，所以可充分運用FFT的動態(tài)范圍，但將產(chǎn)生FFT轉換時間量的修正延遲。
依據(jù)本實施方式能夠以簡單的結構進行高精度的DC偏移修正。
實施方式3的說明以下，參照圖12及圖13對本發(fā)明的實施方式3進行說明。
圖12示出用以進行部分接收的數(shù)字電視接收機的結構。圖13示出圖12各部的頻譜。
在圖12中，對與圖1相同者賦予相同符號而省略其說明。圖12的接收機與圖1的現(xiàn)有例的不同點如下(1)削減了用以將RF信號轉換為IF信號再轉換為Low IF信號的電路(混頻器21、本機信號發(fā)生器22、BPF23、本機信號發(fā)生器26、混頻器24、25及90度相位器27)。
(2)追加了用以將RF信號直接轉換為Low IF信號的降頻變頻器、即將RF信號進行頻率轉換以使部分接收對象段的占有頻率的下端頻率(或上端頻率)為接近頻率零的降頻變頻器(本機信號發(fā)出器1A、混頻器2A、3A、90度相位器4A)及LPF5A、6A。
(3)追加了不用成分除去電路10A、11A。
地面數(shù)字廣播中以如圖13(a)所示頻譜發(fā)送。圖13(a)示出UHF14～16頻道所對應的頻譜。一頻道為6MHz，一頻道由13段的段構成。其中的中央段為部分接收用信號，可僅作部分接收部的接收。關于對UHF15進行部分接收的情況進行說明。
圖13(b)為UHF15的放大圖，部分接收部的段為S15-0，前后的段為S15-1～S15-12，圖示為其中的S15-0～S15-6。
UHF15的RF信號被圖12的降頻變頻器(本機信號發(fā)生器1A、混頻器2A、3A、90度相位器4A)頻率轉換為Low IF。本機信號發(fā)生器1A輸出可使部分接收部的段S15-0為Low IF的(用以將RF信號進行頻率轉換以使部分接收對象段S15-0的占有頻率的下端頻率為接近頻率零的)頻率信號；為輸出實軸、虛軸成分，由90度相位器4A向混頻率器2A、3A輸出余弦信號及正弦信號。
由降頻變頻器頻率轉換后的頻譜如圖13(c)所示。降頻變頻器將RF信號進行頻率轉換以使部分接收對象段S15-0的占有頻率的下端頻率為接近頻率零，所以部分接收對象段S15-0的頻率帶寬中有段S15-1的成分被折轉的信號復用。
同樣，段S15-2與S15-3、S15-4與S15-5重疊。對此信號由LPF5A、6A去除諧波成分。由LPF5A、6A除去諧波成分后的輸出頻譜如圖13(d)所示。
對此信號由FFT電路9將時間軸轉換為頻率軸。由于要分離2段信號，所以FFT電路9的點數(shù)需要2段以上的點數(shù)。另外，UHF15內(nèi)的段有正交性，所以部分接收對象段S15-0與段S15-1也保持正交性。因此，在FFT電路9可完全分離段S15-1的負的頻率成分與部分接收對象段S15-0的正的頻率成分。FFT電路9的輸出頻譜如圖13(e)所示。
不用成分除去電路10A、11A從FFT電路9的輸出中除去負的頻率成分段S15-1后輸出給頻率解交織電路12。因此，不用成分除去電路10A、11A的輸出信號的頻譜如圖13(f)所示僅為部分接收對象段S15-0。頻率解交織電路12以后的信號處理與圖1的接收機相同。
參考起見，關于FFT電路9可檢測負的頻率成分的原理進行敘述。
簡單起見，令部分接收部即段S15-0和段S15-1各有一條載波，各自的信號為下式(4)、(5)的S0、S1。
S0＝A*cos((wc+α)t)+B*sin((wc+α)t)……(4)S1＝C*cos((wc-α)t)+D*sin((wc-α)t)……(5)在此，A～D為信號的振幅，wc為部分接收部即段S15-0與段S15-1的邊界頻率。因此，RF信號如式(6)所示。
RF＝A*cos((wc+α)t)+B*sin((wc+α)t)+C*cos((wc-α)t)+D*sin((wc-α)t) ……(6)
為將該RF信號轉換為實軸、虛軸各自的Low IF信號，將該RF信號乘以cos(wct)、sin(wct)后除去諧波成分(省略系數(shù)1/2)，則實軸成分I如下式(7)所示，虛軸成分Q如下式(8)所示。
I＝A*cos(αt)+B*sin(αt)+C*cos(-αt)+D*sin(-αt)……(7)Q＝A*sin(-αt)+B*cos(αt)+C*sin(αt)+D*cos(αt) ……(8)將該信號FFT，所以將該信號乘以cos(-αt)-jsin(-αt)后進行一周期積分則得出A+jB，乘以cos(αt)-jsin(αt)并進行一周期積分則得出C+jD，所以正的頻率與負的頻率成分可完全分離。
另外，為簡略說明，將部分接收部即段S15-0和段S15-1的載波定義如式(4)、(5)。因此在FFT轉換之際頻率的正負逆轉，但不是本質(zhì)問題。
依據(jù)本實施方式，可削減通常用SAW濾波器實現(xiàn)的模擬IF濾波器以謀求接收機的廉價化。
權利要求書(按照條約第19條的修改)1.(修改后)一種直接變換接收機，其特征在于具備降頻變頻器，用于將經(jīng)過OFDM方式調(diào)制的模擬信號進行頻率轉換，以使接收對象段的占有頻率內(nèi)的任一頻率為頻率零；濾波器單元，用于使存在于由上述降頻變頻器所得到的降頻變頻信號中的、上述頻率轉換后的接收對象段以及上述頻率轉換后的接收對象段相鄰段的一部分或全部通過；AD轉換單元，用于將上述濾波器單元的輸出轉換為數(shù)字信號；FFT單元，用于對上述AD轉換單元的輸出施以高速傅里葉轉換后，將時間軸轉換為頻率軸，并且把頻率分離為負的成分和正的成分；不用成分除去單元，用于從上述FFT單元的輸出中除去上述頻率轉換后的接收對象段相鄰段成分。
2.(刪除)3.(刪除)4.(刪除)5.(修改后)權利要求1中記載的直接變換接收機，其特征在于具備DC偏移檢測單元，用于從依據(jù)FFT單元的FFT后的DC成分中檢測DC偏移量；DC偏移修正單元，用于根據(jù)由上述DC偏移檢測單元所檢測出的DC偏移量來修正DC偏移，上述DC偏移檢測單元，具備差分單元，具有多個基準值且計算并輸出依據(jù)上述FFT單元的FFT后的DC成分與各基準值的差分值；比較單元，用于選擇并輸出由上述差分單元所算出的差分值中的最小值；積分單元，用于對上述比較單元所輸出的差分值進行一定期間積分，并將所得到的積分值作為偏移量輸出。
6.(修改后)一種直接變換接收機，其特征在于具備降頻變頻器，用于將經(jīng)過OFDM方式調(diào)制的模擬RF信號進行頻率轉換，以使接收對象段的占有頻率的上端頻率或下端頻率為接近頻率零；
濾波器單元，用于使存在于由上述降頻變頻器所得到的降頻變頻信號中的、上述頻率轉換后的接收對象段以及上述頻率轉換后的接收對象段相鄰段的一部分或全部通過；AD轉換單元，用于將上述濾波器單元的輸出轉換為數(shù)字信號；FFT單元，用于對上述AD轉換單元的輸出施以高速傅里葉轉換后，將時間軸轉換為頻率軸，并且把頻率分離為負的成分和正的成分；不用成分除去單元，用于從上述FFT單元的輸出中除去上述頻率轉換后的接收對象段相鄰段成分。
7.(刪除)
權利要求
1.一種直接變換接收機，其特征在于具備降頻變頻器，將經(jīng)過OFDM方式調(diào)制的模擬RF信號進行頻率轉換，以使接收對象段的占有頻率的中心頻率為頻率零；AD轉換單元，將由降頻變頻器所得到的降頻變頻信號轉換為數(shù)字信號；FFT單元，對由AD轉換單元所得到的信號施以高速傅里葉轉換后，將時間軸轉換為頻率軸；不用成分除去單元，從FFT單元的輸出信號中除去接收對象段以外的不用成分。
2.一種直接變換接收機，其特征在于具備降頻變頻器，將經(jīng)過OFDM方式調(diào)制的模擬RF信號進行頻率轉換，以使接收對象段的占有頻率的中心頻率為頻率零；濾波器單元，從由降頻變頻器所得到的降頻變頻信號中除去諧波成分；AD轉換單元，將濾波器單元的輸出信號轉換為數(shù)字信號；FFT單元，對由AD轉換單元所得到的信號進行高速傅里葉轉換；不用成分除去單元，從FFT單元的輸出信號中除去接收對象段以外的不用成分。
3.權利要求1及權利要求2之一中記載的直接變換接收機，其特征在于具備DC偏移檢測單元，從依據(jù)FFT單元的FFT后的DC成分中檢測DC偏移量；DC偏移修正單元，根據(jù)由DC偏移檢測單元所檢測出的DC偏移量來修正DC偏移。
4.權利要求3中記載的直接變換接收機，其特征在于DC偏移檢測單元對依據(jù)FFT單元的FFT后的DC成分進行一定期間積分，并將所得到的積分值作為偏移量。
5.權利要求3中記載的直接變換接收機，其特征在于DC偏移檢測單元具備差分單元，具有多個基準值且計算并輸出依據(jù)FFT單元的FFT后的DC成分與各基準值的差分值；比較單元，選擇并輸出由差分單元所算出的差分值中的最小值；積分單元，對比較單元所輸出的差分值進行一定期間積分，并將所得到的積分值作為偏移量輸出。
6.一種直接變換接收機，其特征在于具備降頻變頻器，將經(jīng)過OFDM方式調(diào)制的模擬RF信號進行頻率轉換，以使接收對象段的占有頻率的上端頻率或下端頻率為接近頻率零；AD轉換單元，將由降頻變頻器所得到的降頻變頻信號轉換為數(shù)字信號；FFT單元，對由AD轉換單元所得到的信號施以高速傅里葉轉換后，將時間軸轉換為頻率軸；不用成分除去單元，從FFT單元的輸出信號中除去接收對象段以外的不用成分。
7.一種直接變換接收機，其特征在于具備降頻變頻器，將經(jīng)過OFDM方式調(diào)制的模擬RF信號進行頻率轉換，以使接收對象段的占有頻率的上端頻率或下端頻率為接近頻率零；濾波器單元，從由降頻變頻器所得到的降頻變頻信號中除去諧波成分；AD轉換單元，將濾波器單元的輸出信號轉換為數(shù)字信號；FFT單元，對由AD轉換單元所得到的信號施以高速傅里葉轉換后，將時間軸轉換為頻率軸；不用成分除去單元，從FFT單元的輸出信號中除去接收對象段以外的不用成分。
全文摘要
具備將經(jīng)過OFDM方式調(diào)制的模擬RF信號進行頻率轉換，以使接收對象段的占有頻率的中心頻率為頻率零的降頻變頻器；將由降頻變頻器所得到的降頻變頻信號轉換為數(shù)字信號的AD轉換單元；對由AD轉換單元所得到的信號施以高速傅里葉轉換后，將時間軸轉換為頻率軸的FFT單元；從FFT單元的輸出信號中除去接收對象段以外的不用成分的不用成分除去單元。
文檔編號H04B1/30GK1537370SQ0281509
公開日2004年10月13日 申請日期2002年10月25日 優(yōu)先權日2001年10月30日
發(fā)明者湯淺正俊, 平松達夫, 花房清夫, 夫 申請人:三洋電機株式會社