專利名稱：多信道通信收發(fā)信機(jī)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及通信系統(tǒng)內(nèi)的高速數(shù)據(jù)通信，具體涉及通信系統(tǒng)內(nèi)組件間數(shù)據(jù)的高數(shù)據(jù)速率傳輸。
背景技術(shù)：
用于在機(jī)柜內(nèi)的組件間或者在組件的機(jī)柜間傳輸數(shù)據(jù)的許多常規(guī)系統(tǒng)利用銅或光信號板來傳輸數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)。例如，在許多信號板環(huán)境中利用高數(shù)據(jù)速率收發(fā)信機(jī)系統(tǒng)，包括光交換裝置，路由器系統(tǒng)，交換機(jī)，芯片到芯片(chip-to-chip)通信和存儲區(qū)域聯(lián)網(wǎng)交換機(jī)。利用組件間的高速通信的其他環(huán)境包括機(jī)柜間通信和芯片到芯片通信。這類系統(tǒng)內(nèi)組件的典型間距在約0.1米至約10米之間。
在這類環(huán)境中所利用的現(xiàn)有技術(shù)通常使用不歸零(NRZ)調(diào)制，以通過高速信號板收發(fā)信息或者用于高數(shù)據(jù)速率芯片到芯片互連。通常，用于通過信號板發(fā)送高速數(shù)據(jù)的收發(fā)信機(jī)被稱為并串行轉(zhuǎn)換器/串并行轉(zhuǎn)換器裝置，或者SERDES裝置。
圖1A示出了信號板環(huán)境100的方框圖。組件101-1至101-Q被耦接以分別通過輸入/輸出(I/O)端口102-1至102-Q與信號板110之間進(jìn)行數(shù)據(jù)收發(fā)。常規(guī)上，組件101-1至101-Q是SERDES裝置。
圖1B示出了分別在I/O端口102-1至102-Q上的SERDES裝置101-1至101-Q中的一個(gè)的常規(guī)發(fā)射機(jī)部的方框圖。并行數(shù)據(jù)被接收在位編碼器105內(nèi)。位編碼器105例如通過在輸入數(shù)據(jù)中附加冗余度來對該并行數(shù)據(jù)進(jìn)行編碼，以確保輸出數(shù)據(jù)流中的最小數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)變率。典型編碼方案包括比率為8/10(8位輸入至10位輸出)的編碼。并行數(shù)據(jù)在并串行轉(zhuǎn)換器106中進(jìn)行并串行轉(zhuǎn)換。輸出驅(qū)動器107則接收來自并串行轉(zhuǎn)換器106的串行化數(shù)據(jù)，并且通常輸出用于通過信號板110傳輸?shù)牟罘蛛妷盒盘?。此外，通常還有一鎖相環(huán)(PLL)114，該鎖相環(huán)114為編碼器105和并串行轉(zhuǎn)換器106提供必要的時(shí)鐘信號。去往PLL 114的輸入信號是來自系統(tǒng)PLL 103的基準(zhǔn)時(shí)鐘信號。
圖1C示出了圖1A中的分別在I/O端口102-1至102-Q上的SERDES裝置101-1至101-Q之一的常規(guī)接收機(jī)108。輸入驅(qū)動器109接收來自信號板110的差分電壓信號，并把模擬數(shù)據(jù)信號輸出到時(shí)鐘和數(shù)據(jù)恢復(fù)電路113。在某些系統(tǒng)中，數(shù)據(jù)恢復(fù)電路113可執(zhí)行均衡、恢復(fù)定時(shí)并把串行數(shù)據(jù)位流輸出到串并行轉(zhuǎn)換器111。串行數(shù)據(jù)被輸入到位解碼器112，該位解碼器112把并行數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換成并行解碼數(shù)據(jù)。時(shí)鐘和數(shù)據(jù)恢復(fù)電路113也把必要的時(shí)鐘信號輸出到串并行轉(zhuǎn)換器111和位解碼器112。
常規(guī)SERDES系統(tǒng)100可通過銅信號板通信系統(tǒng)內(nèi)的一對FR4銅跡線按照高達(dá)2.5Gbps至3.125Gbps的數(shù)據(jù)速率來實(shí)現(xiàn)串行數(shù)據(jù)通信。現(xiàn)有SERDES系統(tǒng)100的最大問題之一是這些系統(tǒng)的帶寬效率極低，即它們需要3.125GHz的帶寬來通過一對銅線收發(fā)2.5Gbps的數(shù)據(jù)。因此，要增加通過信號板總線110的數(shù)據(jù)速率是非常困難的。此外，SERDES系統(tǒng)100需要實(shí)現(xiàn)高時(shí)鐘速率(對于2.5Gbps數(shù)據(jù)速率為3.125GHz)鎖相環(huán)(PLL)114，該鎖相環(huán)114是為傳輸數(shù)據(jù)并在數(shù)據(jù)恢復(fù)電路113內(nèi)恢復(fù)高時(shí)鐘速率而實(shí)現(xiàn)的。定時(shí)窗對于較高數(shù)據(jù)速率系統(tǒng)為約320ps，在該定時(shí)窗內(nèi)，接收機(jī)108需要判定在數(shù)據(jù)恢復(fù)電路110內(nèi)所接收的碼元是1還是0。該定時(shí)窗對數(shù)據(jù)恢復(fù)電路113和PLL114的設(shè)計(jì)形成極其嚴(yán)格的要求，因?yàn)樗鼈儽仨毦哂猩醯偷姆?峰抖動。
常規(guī)SERDES系統(tǒng)100還遇到其他問題，包括由來自信號板110造成的色散的碼元間干擾(ISI)而引起的眼圖閉合(eye closure)。ISI是以下情況的直接結(jié)果，即信號板110的銅跡線使傳輸信號中的較高頻率分量比傳輸信號中的較低頻率分量衰減得要多。因此，數(shù)據(jù)速率越高，傳輸數(shù)據(jù)受到的ISI就越多。此外，在SERDES裝置100內(nèi)使用的電連接器和電連接(例如，通孔和其他組件)會產(chǎn)生反射，而該反射也會產(chǎn)生ISI。
為了克服這些問題，必須對數(shù)據(jù)恢復(fù)電路113內(nèi)的接收信號執(zhí)行均衡。然而，在現(xiàn)有的甚高數(shù)據(jù)速率通信系統(tǒng)中，由于波特率高而使均衡執(zhí)行起來非常困難，如果不是不可能的話。一種用于對抗ISI的更常用技術(shù)被稱為“預(yù)加重”，或者預(yù)均衡，這是在傳輸期間在位編碼器105和輸出驅(qū)動器107內(nèi)執(zhí)行的。在某些常規(guī)系統(tǒng)中，使傳輸信號中的低頻的幅度衰減，以便對通過總線110的傳輸介質(zhì)的高頻率分量的較高衰減進(jìn)行補(bǔ)償。盡管預(yù)加重使接收機(jī)增強(qiáng)對ISI的耐受性，然而由于信噪比(SNR)的損耗這也使通過信號板通信系統(tǒng)100的信號板110的傳輸?shù)目傇肼暼菹藿档土恕Ｔ谳^高數(shù)據(jù)速率時(shí)，常規(guī)系統(tǒng)由于需求增加而迅速變得難以控制。
因此，需要一種用于通過信號板或數(shù)據(jù)總線在組件間以甚高速度傳輸數(shù)據(jù)的更健壯的系統(tǒng)。

發(fā)明內(nèi)容
根據(jù)本發(fā)明，提出了一種數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)，該數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)可通過對銅基信號板互連系統(tǒng)的信號衰減特性加以利用的數(shù)據(jù)總線實(shí)現(xiàn)甚高數(shù)據(jù)傳輸速率。此外，盡管以甚高速度傳輸數(shù)據(jù)，然而該傳輸方案不會導(dǎo)致接收機(jī)處的碼元間干擾增加。該數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)包括通過傳輸介質(zhì)耦合的發(fā)射機(jī)和接收機(jī)。發(fā)射機(jī)接收具有N位的并行數(shù)據(jù)，并把該N位分離成用于傳輸?shù)絺鬏斀橘|(zhì)上的K個(gè)頻率分離信道內(nèi)的K個(gè)子集，并且在某些實(shí)施例中，分離成用于通過基帶信道傳輸?shù)牧硪蛔蛹?。接收機(jī)從傳輸介質(zhì)接收來自所述K個(gè)頻率分離信道的數(shù)據(jù)，并在某些實(shí)施例中，接收來自基帶信道的數(shù)據(jù)，并且恢復(fù)N個(gè)并行數(shù)據(jù)位。在某些實(shí)施例中，把所述N個(gè)并行位分離成位的K個(gè)子集，把位的該K個(gè)子集編碼成K個(gè)碼元，把該K個(gè)碼元中的每一個(gè)都上變頻到適合于K個(gè)信道之一的載波頻率。在某些實(shí)施例中，把另一子集編碼成基帶碼元。通過傳輸介質(zhì)來傳輸從上變頻到所述K個(gè)信道中的每一個(gè)內(nèi)而產(chǎn)生的求和輸出信號。在某些實(shí)施例中，把基帶碼元與K個(gè)上變頻碼元進(jìn)行求和以通過傳輸介質(zhì)傳輸。
在某些實(shí)施例中，發(fā)射機(jī)包括K個(gè)單獨(dú)調(diào)制器。該K個(gè)調(diào)制器中的每一個(gè)都接收N位的子集，把位的該子集進(jìn)行編碼，并且使用與所述K個(gè)調(diào)制器中的其他調(diào)制器的頻率分離的頻率的載波信號對編碼后的碼元進(jìn)行調(diào)制。通過傳輸介質(zhì)來傳輸來自所述K個(gè)單獨(dú)調(diào)制器中的每一個(gè)的求和信號。傳輸介質(zhì)可以是任何介質(zhì)，包括光、扭絞銅線對、或者銅基信號板互連信道。某些實(shí)施例包括單獨(dú)的基帶調(diào)制器。
在某些實(shí)施例中，所述K個(gè)調(diào)制器中的每個(gè)都接收N個(gè)數(shù)據(jù)位的子集，對該子集進(jìn)行編碼，把已編碼子集映射到碼元集上，并把模擬碼元流上變頻到分配給該調(diào)制器的載波頻率。上變頻后的碼元流則通過傳輸介質(zhì)傳輸?shù)骄哂薪庹{(diào)器的接收機(jī)，該解調(diào)器用于下變頻和恢復(fù)按照各載波頻率傳輸?shù)臄?shù)據(jù)流。例如，在某些實(shí)施例中，所述K個(gè)調(diào)制器中的每個(gè)都接收位的子集，使用網(wǎng)格編碼器對其進(jìn)行編碼，并把其映射到正交幅度調(diào)制(QAM)碼元集上。在某些實(shí)施例中，從QAM映射輸出的碼元在被上變頻到載波頻率之前通過數(shù)模轉(zhuǎn)換器來進(jìn)行處理，以產(chǎn)生來自調(diào)制器的輸出信號?？梢岳萌魏尉幋a和碼元映射方案。
把來自所述K個(gè)調(diào)制器的各輸出信號進(jìn)行求和，用于在傳輸介質(zhì)上的所述K個(gè)獨(dú)立傳輸信道內(nèi)傳輸。接收機(jī)接收該求和信號，并且數(shù)據(jù)在該K個(gè)獨(dú)立信道內(nèi)傳輸。在某些實(shí)施例中，接收機(jī)按照所述K個(gè)獨(dú)立信道中的每一個(gè)的頻率來下變頻該求和信號，以恢復(fù)在所述K個(gè)獨(dú)立信道中的每一個(gè)內(nèi)所傳輸?shù)拇a元。數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)的子集則可從恢復(fù)后的碼元中恢復(fù)。
接收機(jī)接收組合信號，按照載波頻率來分離該信號，并從各載波頻率中恢復(fù)各位。在某些實(shí)施例中，把從傳輸介質(zhì)接收的信號接收到K個(gè)并行解調(diào)器內(nèi)。該K個(gè)調(diào)制器中的每一個(gè)都分離出以由發(fā)射機(jī)分配給該信道的載波頻率為中心的信號，對該信號進(jìn)行均衡，并把該信號解碼，以獲取指定給對應(yīng)發(fā)射機(jī)調(diào)制器的N位的子集。
結(jié)果，串行數(shù)據(jù)位的并行流被分離成多個(gè)獨(dú)立的子集，這些獨(dú)立的子集在形成傳輸介質(zhì)上的獨(dú)立信道的不同頻帶上傳輸。因此，在各獨(dú)立信道內(nèi)傳輸?shù)臄?shù)據(jù)速率和碼元速率可以比總數(shù)據(jù)傳輸速率低很多。與高數(shù)據(jù)速率傳輸相比，各信道內(nèi)的較低數(shù)據(jù)速率和碼元速率使接收機(jī)處理更簡單并且問題少許多(例如，用于均衡和數(shù)據(jù)恢復(fù)的組件的速度)。此外，由于碼元速率較低，所以在所述K個(gè)信道中的每個(gè)上所需要的接收機(jī)均衡量相當(dāng)少，并可使用更簡單的均衡結(jié)構(gòu)來實(shí)現(xiàn)。由于碼元速率較低，所以接收機(jī)信號可使用復(fù)雜的最佳算法來處理。
在某些實(shí)施例中，向各可用傳輸信道內(nèi)的傳輸可被位加載(bit-loaded)，使得可使用高階碼元星座(constellation)來調(diào)制占用頻譜較低部分的信道，以在這些信道內(nèi)提供更高的位通過量每調(diào)制碼元。相反，可使用低階碼元星座來調(diào)制占用較高載波頻率的信道，以提供較低的位數(shù)每調(diào)制碼元。通過執(zhí)行位加載，可使能通過傳輸介質(zhì)(例如銅基互連系統(tǒng))實(shí)現(xiàn)的數(shù)據(jù)通過量最大化，這是因?yàn)樵谛诺纼?nèi)可用的信噪比(SNR)在信道內(nèi)的較低頻率處比在較高頻率處高。這樣，位加載傳輸技術(shù)可適于最大化銅基互連系統(tǒng)的總?cè)萘?。在使用QAM碼元星座的實(shí)施例中，例如，可以使用較低載波頻率在信道內(nèi)傳輸具有更多碼元(因此可傳送更多位每碼元)的QAM星座，而可以使用較高載波頻率在信道內(nèi)傳輸具有較少碼元(因此表示較少位每碼元)的QAM星座。
根據(jù)本發(fā)明的傳輸系統(tǒng)可包括多個(gè)發(fā)射機(jī)，該多個(gè)發(fā)射機(jī)中的每個(gè)都以多個(gè)傳輸頻帶中的一個(gè)發(fā)送數(shù)據(jù)。在某些實(shí)施例中，該多個(gè)發(fā)射機(jī)中的至少一個(gè)包括網(wǎng)格編碼器，其被耦接以接收要發(fā)送的數(shù)據(jù)；碼元映射器，其被耦接以接收來自網(wǎng)格編碼器的輸出信號；至少一個(gè)數(shù)模轉(zhuǎn)換器，其被耦接以接收來自碼元映射器的輸出信號；至少一個(gè)濾波器，其被耦接以接收來自該至少一個(gè)數(shù)模轉(zhuǎn)換器的模擬輸出信號；以及上變頻器，其被耦接以接收來自該至少一個(gè)濾波器的輸出信號并把該輸出信號的頻率變換到指定頻率。
碼元映射器可以是任何碼元映射器，例如128QAM碼元映射器。編碼器可對位子集中的任何一個(gè)(例如最高有效位)進(jìn)行編碼。濾波器可以是具有截止頻率和過量帶寬的模擬低通濾波器，該模擬低通濾波器使基帶數(shù)據(jù)信號通過但基本上濾掉了較高頻率信號。在某些實(shí)施例中濾波器可以是兩零點(diǎn)五極點(diǎn)濾波器，并且濾波器參數(shù)被選擇成使多個(gè)濾波器中的至少一個(gè)的輸出響應(yīng)近似于平方根升余弦函數(shù)。
根據(jù)本發(fā)明的傳輸系統(tǒng)可包括多個(gè)接收機(jī)，該多個(gè)接收機(jī)中的每一個(gè)都接收來自多個(gè)傳輸頻帶中的一個(gè)的信號，該多個(gè)接收機(jī)中的至少一個(gè)包括下變頻器，其把來自多個(gè)傳輸頻帶之一的輸入信號變換到基帶；濾波器，其被耦接以接收來自下變頻器的信號，該濾波器基本上濾掉了不在基帶內(nèi)的信號；模數(shù)轉(zhuǎn)換器，其被耦接以接收來自濾波器的信號并產(chǎn)生數(shù)字化信號；均衡器，其被耦接以接收該數(shù)字化信號；以及網(wǎng)格解碼器，其被耦接以接收來自均衡器的信號并產(chǎn)生再現(xiàn)數(shù)據(jù)，該再現(xiàn)數(shù)據(jù)與由對應(yīng)的發(fā)射機(jī)所發(fā)送的數(shù)據(jù)基本上相同。
在某些實(shí)施例中，濾波器包括可以兩零點(diǎn)五極點(diǎn)函數(shù)為特征的濾波器，其參數(shù)被選擇成使濾波器的響應(yīng)基本上是平方根升余弦函數(shù)。在某些實(shí)施例中，發(fā)射機(jī)和接收機(jī)濾波器被選擇成基本相同，組合裝置提供整體濾波。
在某些實(shí)施例中，下變頻器通過使輸入信號與分別具有與同傳輸頻帶的中心頻率的估計(jì)相等的頻率的余弦函數(shù)和正弦函數(shù)相乘來產(chǎn)生同相和正交信號。在某些實(shí)施例中，來自下變頻器的輸出信號可以被偏移。在某些實(shí)施例中，偏移值可設(shè)定成使來自模數(shù)轉(zhuǎn)換器的輸出信號平均為0。在某些實(shí)施例中，少量旋轉(zhuǎn)和幅度調(diào)整可應(yīng)用在數(shù)字化后的同相和正交信號之間。在某些實(shí)施例中，相位旋轉(zhuǎn)可應(yīng)用于數(shù)字化后的同相和正交校正。并且，數(shù)字偏移可應(yīng)用于數(shù)字化后的同相信號和異相信號。并且，正交校正可應(yīng)用于來自均衡器的輸出信號。此外，進(jìn)一步的放大可應(yīng)用于來自均衡器的輸出信號。此外，進(jìn)一步的偏移可應(yīng)用于來自均衡器的輸出信號，使得在限幅值與去往限幅器的輸入值之間的誤差信號被取零?？梢宰赃m應(yīng)地選擇用于偏移電路、放大器、相位旋轉(zhuǎn)器、正交旋轉(zhuǎn)器和均衡器的參數(shù)。
在所述K個(gè)信道中的每個(gè)內(nèi)的傳輸數(shù)據(jù)會由于在發(fā)射機(jī)和接收機(jī)內(nèi)的上變頻和下變頻處理中的諧波產(chǎn)生而受到碼元間干擾(ISI)和交叉信道干擾。在某些實(shí)施例中，接收機(jī)對交叉信道干擾和碼元間干擾進(jìn)行校正。根據(jù)本發(fā)明的復(fù)合交叉信道校正算法可通過利用來自其他信道的信號的某些部分來對各信道的各信號進(jìn)行調(diào)整來實(shí)現(xiàn)，以消除干擾。交叉信道校正的參數(shù)可以自適應(yīng)地選擇，以優(yōu)化接收機(jī)性能。
在某些實(shí)施例中，發(fā)射機(jī)系統(tǒng)包括(K+1)個(gè)獨(dú)立的發(fā)射機(jī)(一個(gè)基帶發(fā)射機(jī)和K個(gè)頻率分離的上變頻發(fā)射機(jī))。發(fā)射機(jī)系統(tǒng)把N位分離成用于傳輸?shù)絺鬏斀橘|(zhì)上的基帶和K個(gè)頻率分離信道內(nèi)的(K+1)個(gè)子集。接收機(jī)系統(tǒng)接收來自傳輸介質(zhì)的所述基帶和所述K個(gè)頻率分離信道的數(shù)據(jù)，并且恢復(fù)N個(gè)并行數(shù)據(jù)位。所述(K+1)個(gè)發(fā)射機(jī)中的每個(gè)都接收N位的子集并把該位子集映射到碼元集上。發(fā)射機(jī)中的K個(gè)使用與所述(K+1)個(gè)發(fā)射機(jī)中的其他發(fā)射機(jī)的頻率相分離的頻率的載波信號來調(diào)制碼元。來自所述(K+1)個(gè)獨(dú)立發(fā)射機(jī)中的每個(gè)的求和信號通過傳輸介質(zhì)傳輸。
例如，在某些實(shí)施例中，K個(gè)上變頻發(fā)射機(jī)中的每個(gè)都接收位子集并且使用網(wǎng)格編碼器對其進(jìn)行編碼。在某些實(shí)施例中，基帶發(fā)射機(jī)把其位子集映射到脈沖幅度調(diào)制(PAM)碼元集內(nèi)，并且其余的K個(gè)上變頻發(fā)射機(jī)各自把其子集映射到正交幅度調(diào)制(QAM)碼元集上。在某些實(shí)施例中，從QAM映射輸出的碼元在被上變頻到載波頻率之前通過數(shù)模轉(zhuǎn)換器來進(jìn)行處理，以產(chǎn)生來自發(fā)射機(jī)的輸出信號。PAM發(fā)射機(jī)可利用數(shù)模轉(zhuǎn)換器來生成PAM碼元輸出電壓電平。在所述(K+1)個(gè)發(fā)射機(jī)中可以利用編碼和碼元映射方案的任何組合。
在某些實(shí)施例中，可以利用一PAM信道和一個(gè)或更多個(gè)QAM信道，使得在QAM信道與PAM信道之間無交叉信道干擾。在某些實(shí)施例中，可以利用與一PAM信道相組合的單個(gè)QAM信道。
對來自所述(K+1)個(gè)發(fā)射機(jī)的各輸出信號進(jìn)行求和，以在傳輸介質(zhì)上的(K+1)個(gè)獨(dú)立傳輸信道內(nèi)傳輸。數(shù)據(jù)在所述(K+1)個(gè)獨(dú)立信道內(nèi)傳輸，接收機(jī)接收該求和信號。在某些實(shí)施例中，接收機(jī)按照(K個(gè))獨(dú)立的非基帶信道中的每個(gè)的頻率來下變頻該求和信號，以恢復(fù)在所述(K+1)個(gè)獨(dú)立信道每個(gè)內(nèi)傳輸?shù)拇a元。基帶接收機(jī)可以包括一低通濾波器，該低通濾波器用于把基帶信道與傳輸介質(zhì)上的較高頻率信道分離開來。接著可從恢復(fù)后的碼元中恢復(fù)數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)的子集。
接收機(jī)系統(tǒng)接收組合信號，按照載波頻率來分離該信號，并從各載波頻率恢復(fù)各位。在某些實(shí)施例中，把從傳輸介質(zhì)接收的信號接收到(K+1)個(gè)并行接收機(jī)內(nèi)。該(K+1)個(gè)接收機(jī)中的每個(gè)都分離出以由發(fā)射機(jī)分配給該信道的載波頻率為中心的信號或者基帶信號，對該信號進(jìn)行均衡，并對該信號進(jìn)行解碼，以獲取指定給對應(yīng)的發(fā)射機(jī)調(diào)制器的N位的子集。
根據(jù)本發(fā)明的數(shù)據(jù)傳輸可利用碼元映射的任何組合。例如，在某些實(shí)施例中，利用4、8、16或32-PAM碼元映射的基帶發(fā)射機(jī)可與例如具有16、32、64、128或256個(gè)QAM碼元映射器的一個(gè)或更多個(gè)上變頻發(fā)射機(jī)相組合。在某些實(shí)施例中，編碼器可用于在位被映射到碼元集上之前對位子集中的任何一位(例如最高有效位)進(jìn)行編碼。例如，10Gbps收發(fā)信機(jī)可以利用與波特率為1.25GHz的未編碼16QAM相組合的波特率為1.25GHz的未編碼(無糾錯編碼)16-PAM。在另一示例中，4/5網(wǎng)格編碼32-QAM可與每個(gè)的波特率都為1.25GHz的未編碼16-PAM進(jìn)行組合。在又一示例中，波特率為1.25GHz的未編碼8-PAM可與波特率為1.25GHz/6≈208.333MHz的五(5)個(gè)6/7網(wǎng)格編碼128-QAM進(jìn)行組合，以形成10Gbps傳輸系統(tǒng)。在另一示例中，0個(gè)基帶和波特率為208.333MHz的八(8)個(gè)6/7網(wǎng)格編碼128-QAM形成10Gbps傳輸系統(tǒng)?？梢岳迷S多其他示例。
在某些實(shí)施例中，對來自每個(gè)上變頻發(fā)射機(jī)的用于發(fā)送到K個(gè)高頻信道內(nèi)的輸出信號進(jìn)行求和，并且使用高通濾波器來對該求和信號進(jìn)行濾波，以在附加來自基帶發(fā)射機(jī)的輸出信號之前消除任何基帶分量。并且，基帶發(fā)射機(jī)可包括一低通濾波器，以消除會干擾來自上變頻發(fā)射機(jī)的信號的基帶發(fā)射機(jī)的輸出信號中的任何較高頻率分量。
根據(jù)本發(fā)明的傳輸系統(tǒng)可以包括多個(gè)接收機(jī)以及一與用于接收來自高頻率信道的信號的各接收機(jī)相耦合的交叉信道干擾消除器。所述多個(gè)接收機(jī)中的每個(gè)都接收來自多個(gè)傳輸頻帶之一的信號。一個(gè)接收機(jī)接收來自基帶信道的信號，而其余的接收機(jī)接收來自較高頻率信道的信號。
在某些實(shí)施例中，所述多個(gè)接收機(jī)中接收來自較高頻率信道的信號的至少一個(gè)接收機(jī)包括一下變頻器，該下變頻器把來自多個(gè)傳輸頻帶之一的輸入信號變換到基帶。被耦接以接收來自下變頻器的信號的濾波器在下變頻之后可基本上濾除不在基帶內(nèi)的信號。并且還可包括模數(shù)轉(zhuǎn)換器，其被耦接以接收來自濾波器的信號，并產(chǎn)生數(shù)字化信號；以及均衡器，其被耦接以接收該數(shù)字化信號。在某些實(shí)施例中，網(wǎng)格解碼器被耦接以接收來自均衡器的信號并產(chǎn)生再現(xiàn)數(shù)據(jù)，該再現(xiàn)數(shù)據(jù)與由對應(yīng)的發(fā)射機(jī)所發(fā)送的數(shù)據(jù)基本相同。在某些實(shí)施例中，交叉信道干擾消除器可被耦接以接收來自各均衡器的輸出信號，并把該信號提供給數(shù)字濾波器或網(wǎng)格解碼器。
在某些實(shí)施例中，接收來自基帶信道的信號的接收機(jī)包括低通濾波器，用于濾除高頻(例如，其余信道)的信號；模數(shù)轉(zhuǎn)換器；均衡器；以及數(shù)據(jù)恢復(fù)電路。在某些實(shí)施例中，均衡器可具有自適應(yīng)選擇的均衡參數(shù)。
以下參照附圖對這些和其他實(shí)施例進(jìn)行進(jìn)一步的說明。


圖1A、圖1B和圖1C示出了通過信號板傳輸數(shù)據(jù)的常規(guī)系統(tǒng)的方框圖。
圖2A示出了根據(jù)本發(fā)明的傳輸系統(tǒng)的方框圖。
圖2B示出了根據(jù)本發(fā)明的發(fā)射機(jī)的方框圖。
圖2C示出了根據(jù)本發(fā)明的接收機(jī)的方框圖。
圖3示出了根據(jù)本發(fā)明的傳輸介質(zhì)上的衰減與傳輸頻帶之間關(guān)系的圖。
圖4示出了根據(jù)本發(fā)明的傳輸調(diào)制器的一實(shí)施例的方框圖。
圖5A示出了根據(jù)本發(fā)明的接收機(jī)的一實(shí)施例的方框圖。
圖5B示出了如圖5A所示的接收機(jī)的下變頻模塊的方框圖。
圖5C示出了如圖5A所示的接收機(jī)的模擬濾波器的一實(shí)施例的方框圖。
圖5D示出了如圖5A所示的接收機(jī)的數(shù)字濾波器的一實(shí)施例。
圖5E示出了如圖5A所示的接收機(jī)的第二數(shù)字濾波器的一實(shí)施例。
圖5F示出了根據(jù)本發(fā)明的如圖5A所示的接收機(jī)的交叉信道干擾消除器的一實(shí)施例。
圖6A示出了根據(jù)本發(fā)明的網(wǎng)格編碼器的示意圖。
圖6B示出了根據(jù)本發(fā)明的碼元映射器的示意圖。
圖6C示出了128QAM星座的示意圖。
圖6D示出了根據(jù)本發(fā)明的對來自數(shù)模轉(zhuǎn)換器的輸出信號的濾波。
圖6E示出了升平方根余弦濾波器響應(yīng)。
圖7示出了如圖5A所示的接收機(jī)的跟蹤和誤差恢復(fù)電路的一實(shí)施例的方框圖。
圖8A和圖8B示出了根據(jù)本發(fā)明的接收機(jī)解調(diào)器的自動增益控制電路的一實(shí)施例的方框圖。
圖9示出了根據(jù)本發(fā)明的收發(fā)信機(jī)芯片的方框圖。
圖10A、圖10B和圖10C示出了網(wǎng)格解碼器的一實(shí)施例。
圖11示出了根據(jù)本發(fā)明的基帶發(fā)射機(jī)的一實(shí)施例。
圖12A示出了根據(jù)本發(fā)明的基帶接收機(jī)的一實(shí)施例。
圖12B至圖12C示出了圖12A所示的基帶接收機(jī)的實(shí)施例的組件的實(shí)施例。
在圖中，在各圖上用相同標(biāo)識碼元表示的元件被認(rèn)為是具有相同或相似的功能。
具體實(shí)施例方式
圖2A示出了根據(jù)本發(fā)明的傳輸系統(tǒng)200的方框圖。系統(tǒng)200包括通過傳輸介質(zhì)250耦合的任意數(shù)量的組件201-1至201-P，其中，組件201-p表示組件201-1至201-P中的任意一個(gè)。傳輸介質(zhì)250可以使組件201-p與組件201-1至201-P中的所有組件耦合，或者可以使組件201-p與組件201-1至201-P中的選定組件耦合。在某些實(shí)施例中，組件201-1至201-P通過FR4銅跡線耦合。
系統(tǒng)200可以表示任何信號板系統(tǒng)、任何機(jī)架到機(jī)架(chassis-to-chassis)數(shù)字通信系統(tǒng)、或者任何芯片到芯片互連系統(tǒng)，其中，組件201-1至201-P分別表示各個(gè)卡、機(jī)柜或芯片。
傳輸信道250可以表示任何傳輸信道，包括光信道、無線信道、或者諸如銅線或FR4銅跡線的金屬導(dǎo)體信道。通常，傳輸信道250使較高頻率信號比較低頻率信號衰減得多。結(jié)果，與低數(shù)據(jù)速率傳輸相比，高數(shù)據(jù)速率傳輸?shù)拇a元間干擾問題更大。此外，來自相鄰信號的串?dāng)_隨著傳輸頻率而增加。
組件201-1至201-P分別包括發(fā)射機(jī)系統(tǒng)210-1至210-P，并且分別包括接收機(jī)系統(tǒng)220-1至220-P。在操作中，組件201-1至201-P中的一個(gè)的發(fā)射機(jī)系統(tǒng)210-1至210-P之一與組件201-1至201-P中的不同一個(gè)的接收機(jī)系統(tǒng)220-1至220-P之一進(jìn)行通信。并且，在某些實(shí)施例中，組件201-1至201-P的所有組件的定時(shí)可由與發(fā)射源時(shí)鐘信號同步的鎖相環(huán)(PLL)203提供。在某些實(shí)施例中，PLL 203提供基準(zhǔn)時(shí)鐘信號，并且組件201-1至201-P中的每一個(gè)都可包括任意數(shù)量的鎖相環(huán)，用于提供內(nèi)部定時(shí)信號。
在某些系統(tǒng)例如信號板系統(tǒng)或機(jī)柜互連系統(tǒng)中，通過傳輸信道250的傳輸距離，即組件201-1至201-P之間的物理間隔可短到1至1.5米。在某些芯片到芯片環(huán)境中，組件201-1至201-P之間的物理間隔可小得多(例如幾個(gè)毫米或幾個(gè)厘米)。在本發(fā)明的某些實(shí)施例中，可以實(shí)現(xiàn)組件201-1至201-P之間長達(dá)約100米的間隔。并且，在某些實(shí)施例中，傳輸信道250可以是在組件201-1至201-P之間傳送差分信號的多扭絞銅線對。在某些實(shí)施例中，組件201-1至201-P可共用布線，從而可利用較少的布線。然而，在某些實(shí)施例中，專用扭絞銅線對可耦合在組件201-1至201-P中的至少某些組件之間。并且，傳輸介質(zhì)250可以是光介質(zhì)、無線介質(zhì)、或者數(shù)據(jù)總線介質(zhì)。
圖2B示出了發(fā)射機(jī)系統(tǒng)210-p的一個(gè)實(shí)施例的方框圖，其是發(fā)射機(jī)系統(tǒng)210-1至210-P中的任意一個(gè)。發(fā)射機(jī)系統(tǒng)210-p在位分配塊211處接收N位并行數(shù)據(jù)信號。位分配塊211還接收來自PLL 203的基準(zhǔn)時(shí)鐘信號。位分配塊211把N個(gè)輸入位分離并送入單獨(dú)信道，以便把n1至nK位分別輸入到發(fā)射機(jī)212-1至212-K，并且在具有基帶發(fā)射機(jī)的實(shí)施例中，把n0位輸入到基帶發(fā)射機(jī)217。發(fā)射機(jī)217和發(fā)射機(jī)212-1至212-K發(fā)送到(K+1)個(gè)信道內(nèi)。在某些實(shí)施例中，把N位中的各位指定給K+1個(gè)單獨(dú)信道之一，使得n0至nK之和為位總數(shù)N。在某些實(shí)施例中，位分配塊211可以包括誤差預(yù)編碼、冗余性、或者其他整體編碼，使得輸出位數(shù)，即 大于N。
發(fā)射機(jī)212-1至212-K每個(gè)都對輸入到其的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)進(jìn)行編碼并且輸出按照不同載波頻率調(diào)制的信號。因此，輸入到發(fā)射機(jī)212-k，即發(fā)射機(jī)2 12-1至2 12-K中的任意一個(gè)的nk個(gè)數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)位被作為模擬信號在第k個(gè)傳輸信道內(nèi)按照載波頻率fk輸出。此外，基帶發(fā)射機(jī)217發(fā)送到基帶信道內(nèi)。
圖3示意性示出了典型傳輸信道250(圖2A)的傳遞函數(shù)H(f)。如圖所示，較高頻率處的衰減大于較低頻率處的衰減。發(fā)射機(jī)212-1至212-K分別按照以頻率f1至fK為中心的載波頻率發(fā)送模擬數(shù)據(jù)。因此，發(fā)射機(jī)212-1至212-K分別發(fā)送到傳輸信道301-1至301-K內(nèi)。發(fā)射機(jī)217發(fā)送到以0頻率為中心的傳輸信道301-0內(nèi)。在某些實(shí)施例中，傳輸信道301-0至301-K每個(gè)的寬度都可以相同。傳輸信道301-0至301-K每個(gè)的帶寬可以足夠窄，使得在傳輸信道301-0至301-K中的相鄰傳輸信道之間幾乎沒有重疊。在某些實(shí)施例中，由于較低頻率信道的衰減比較高頻率信道的衰減小得多，所以可把較低頻率信道進(jìn)行位加載，使得所傳送的每波特間隔的位數(shù)可比按照較高載波頻率所傳送的每波特間隔的位數(shù)要高。
如圖2B所示，來自發(fā)射機(jī)212-1至212-K每個(gè)的模擬輸出信號y1(t)至yK(t)則分別表示信道301-1至301-K每個(gè)內(nèi)的傳輸信號。信號y1(t)至yK(t)接著被輸入到求和器213，并且從求和器213輸出的求和模擬信號可被輸入到高通濾波器215。來自高通濾波器215的輸出信號被輸入到求和器216，并在求和器216中與來自基帶發(fā)射機(jī)217的基帶信號y0(t)進(jìn)行求和。高通濾波器215防止發(fā)射機(jī)212-1至212-K把信號發(fā)送到基帶信道內(nèi)，并減少或消除對由基帶發(fā)射機(jī)217產(chǎn)生的信號與由發(fā)射機(jī)212-1至212-K產(chǎn)生的信號之間的交叉信道干擾加以考慮的必要性。
來自求和器216的輸出信號z(t)被輸入到輸出驅(qū)動器214。在某些實(shí)施例中，輸出驅(qū)動器214產(chǎn)生與信號z(t)對應(yīng)的差分發(fā)送信號以通過傳輸介質(zhì)250傳輸。如果傳輸介質(zhì)250是光介質(zhì)，則輸出驅(qū)動器214也可以是光驅(qū)動器，用于響應(yīng)于信號z(t)來調(diào)制光信號的強(qiáng)度。
圖2C示出了接收機(jī)系統(tǒng)220-p的一個(gè)實(shí)施例，該接收機(jī)系統(tǒng)220-p可以是圖2A的接收機(jī)系統(tǒng)220-1至220-P中的任意一個(gè)。接收機(jī)系統(tǒng)220-p可把從發(fā)射機(jī)系統(tǒng)210-1至210-P之一(通常不是發(fā)射機(jī)210-p)始發(fā)的差分接收信號接收到輸入緩沖器224內(nèi)。在某些實(shí)施例中，可在輸入緩沖器224處接收光信號，在該情況下，輸入緩沖器224包括光檢測器。來自輸入緩沖器224的輸出信號Z(t)與求和器213的輸出信號z(t)密切相關(guān)。然而，信號Z(t)表明了通過傳輸介質(zhì)250的傳輸對z(t)的影響，包括碼元間干擾(ISI)。
信號Z(t)被輸入到接收機(jī)222-1至222-K中的每一個(gè)，并且在包括發(fā)送到基帶信道301-0內(nèi)的實(shí)施例中，該信號Z(t)被輸入到基帶接收機(jī)223內(nèi)。接收機(jī)222-1至222-K分別對來自傳輸信道301-1至301-K每個(gè)的信號進(jìn)行解調(diào)，并分別根據(jù)載波頻率f1至fK中的每個(gè)來恢復(fù)位流?；鶐Ы邮諜C(jī)223恢復(fù)已發(fā)送到基帶信道內(nèi)的位流。來自接收機(jī)222-1至222-K每個(gè)的輸出信號則分別包括n1至nK個(gè)并行位，而來自基帶接收機(jī)223的輸出信號包括n0個(gè)并行位。輸出信號被輸入到位解析電路221，在位解析電路221中，具有N個(gè)并行位的傳輸信號被重構(gòu)。接收機(jī)系統(tǒng)220-p還接收來自PLL 203的基準(zhǔn)時(shí)鐘信號，該基準(zhǔn)時(shí)鐘信號可用于產(chǎn)生內(nèi)部定時(shí)信號。并且，接收機(jī)系統(tǒng)220-p把接收時(shí)鐘信號與N位輸出信號從位解析電路221輸出。
并且，可以耦合解調(diào)器(接收機(jī))222-1至222-K，以便可消除交叉信道干擾。在發(fā)射機(jī)210-p的濾波器215不存在或者沒有完全消除求和器213的輸出信號中的基帶的實(shí)施例中，就也需要考慮基帶信道內(nèi)的交叉信道干擾。如同下面進(jìn)一步所述，由于上變頻處理中的混頻器，使得可以從發(fā)射機(jī)212-1至212-K每個(gè)中產(chǎn)生各信號的多個(gè)諧波。例如，在某些實(shí)施例中，發(fā)射機(jī)212-1至212-K分別按照與f0、2f0……Kf0相等的載波頻率f1至fK進(jìn)行發(fā)送?；鶐Оl(fā)射機(jī)213按照基帶頻率進(jìn)行發(fā)送，例如，發(fā)射機(jī)213在無載波的情況下進(jìn)行發(fā)送。
由于混頻器中的諧波，使得按照載波頻率f1傳輸?shù)男盘栆矊⒃诨鶐?nèi)和按照頻率2f1、3f1、……進(jìn)行傳輸。此外，按照載波頻率f2傳輸?shù)男盘栆矊⒃诨鶐?nèi)和按照頻率2f2、3f2、……進(jìn)行傳輸。因此，每當(dāng)信道的任何諧波的任何帶寬與其他信道或其他信道的諧波重疊時(shí)，由于發(fā)射機(jī)212-1至212-K的混頻器中的諧波就會發(fā)生顯著的交叉信道碼元干擾。例如，在載波頻率是f0的倍數(shù)的情況下，按照f0傳輸?shù)男诺?也將按照0、2f0、3f0……進(jìn)行傳輸，即傳輸?shù)狡渌總€(gè)信道內(nèi)。此外，下變頻器也會生成諧波，這就是說，例如，第三信道的某些傳輸將被下變頻到第一信道內(nèi)。因此，在接收機(jī)221-1至222-K的下變頻處理中可以產(chǎn)生進(jìn)一步的交叉信道干擾。本發(fā)明的實(shí)施例對交叉信道碼元干擾以及碼元間干擾進(jìn)行校正。注意，眾所周知，如果與輸入信號混合的諧波的占空因數(shù)為50％，則僅產(chǎn)生奇次諧波。偶次諧波需要更高或更低的占空因數(shù)。
在某些實(shí)施例中，每時(shí)間段N位高速并行數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)與基準(zhǔn)時(shí)鐘信號一起被輸入到發(fā)射機(jī)系統(tǒng)210-p的位分配電路211。數(shù)據(jù)按照CK1的發(fā)送時(shí)鐘速率發(fā)送，CK1的發(fā)送時(shí)鐘速率可由內(nèi)部鎖相環(huán)電路從基準(zhǔn)時(shí)鐘信號來確定。這些N位輸入信號每個(gè)都可按照發(fā)送時(shí)鐘信號CK1的速率而變化。發(fā)送時(shí)鐘信號CK1可小于或等于ηGHz/N，其中，η表示用于通過傳輸介質(zhì)250傳輸來自發(fā)射機(jī)系統(tǒng)210-p的數(shù)據(jù)的總期望位速率。所產(chǎn)生的最大合計(jì)輸入數(shù)據(jù)速率就等于ηGbps。接著將合計(jì)輸入數(shù)據(jù)的ηGbps分成分別由發(fā)射機(jī)217和212-1至212-K所產(chǎn)生的K+1個(gè)子信道301-0至301-K(參見圖3)，使得Σk=0KBknk=ηGbps---(1)]]>式中，nk是通過第k個(gè)傳輸頻帶所傳輸?shù)奈粩?shù)，該第k個(gè)傳輸頻帶對于k等于或大于1則以頻率fk為中心，對于k＝0則以基帶為中心，并且，在第k個(gè)子信道上的碼元波特率等于Bk。
在本發(fā)明的某些實(shí)施例中，發(fā)射機(jī)217和212-1至212-K每個(gè)都按照相同波特率Bk進(jìn)行操作。并且，發(fā)射機(jī)212-k(與信道k對應(yīng))的中心頻率或其諧波之一與發(fā)射機(jī)212-1至212-K中的其他發(fā)射機(jī)的中心頻率的諧波基本上相同。本領(lǐng)域技術(shù)人員應(yīng)意識到，在本發(fā)明的其他實(shí)施例中，這些條件之一不會得到滿足，或者兩個(gè)都不會得到滿足。
在本發(fā)明的某些實(shí)施例中，K+1個(gè)子信道301-0至301-K中的每個(gè)都可具有相同波特率B。一般，一個(gè)子信道301-k，即子信道301-0至301-K中的任意一個(gè)的波特率Bk可以不同于其他子信道的波特率。此外，通過選擇用于承載按照較低頻率傳送的傳輸信道的較多數(shù)據(jù)位數(shù)的碼元集和用于承載按照較高頻率傳送的傳輸信道的較少數(shù)據(jù)位數(shù)碼元集(即頻率越低，nk越高)，可實(shí)現(xiàn)位加載。
在跡線長度l＜2米的銅信號板互連信道的情況下，例如，較低載頻信道的信噪比實(shí)質(zhì)上大于在較高子信道上可用的信噪比，這是因?yàn)殂~跡線上的信號衰減隨著頻率而增加，并且因?yàn)橛赏鈦硇盘柎當(dāng)_所產(chǎn)生的信道噪聲隨著頻率而增加。銅互連信道的這些特性可用于“加載”K個(gè)子信道的位/波特，使得互連系統(tǒng)的總吞吐量最大。例如，可以利用數(shù)字通信信令方案(調(diào)制+編碼)，參見，例如，BERNARD SKLAR，DIGITAL COMMUNICATIONS，F(xiàn)UNDAMENTALS AND APPLICATIONS(Prentice-Hall，Inc.，1988)，這些方案在占用頻譜較低區(qū)域的信道上提供了較高的位密度每波特間隔，這導(dǎo)致在占用較高頻率的信道上的位密度較低。當(dāng)在銅互連信道上的數(shù)據(jù)速率需要增加，例如增加到超過每差分銅線對10Gbps的速率時(shí)，該“位加載”尤其重要。
圖4示出了發(fā)射機(jī)212-k，即發(fā)射機(jī)212-1至212-K中的任意一個(gè)的一實(shí)施例。發(fā)射機(jī)212-k接收用于傳輸?shù)阶有诺?01-k內(nèi)的每波特間隔(1/Bk)nk位。nk位被接收在加擾器401內(nèi)。加擾器401對該nk位進(jìn)行加擾并輸出nk位的加擾信號，該加擾信號使數(shù)據(jù)“白化”。
nk并行位的輸出信號接著被輸入到編碼器402。盡管可利用任何編碼方案，然而編碼器402可以是用于提供糾錯能力的網(wǎng)格編碼器。網(wǎng)格編碼可以實(shí)現(xiàn)數(shù)據(jù)傳輸中的冗余度，而不增加波特率或信道帶寬。網(wǎng)格編碼在例如以下文獻(xiàn)中作了進(jìn)一步說明BERNARD SKLAR，DIGITAL COMMUNICATIONS，F(xiàn)UNDAMENTALS AND APPLICATIONS(Prentice-Hall，Inc.，1988)，G.Ungerboeck.，“Trellis Coding Modulation with Redundant Signal Sets，Part I.Introduction”，IEEE Communications Magazine，vol.25，no.2，F(xiàn)eb，1987，pp.5-11，以及G.Ungerboeck.，“Trellis Coding Modulationwith Redundant Signal Sets，Part II.State of the Art”，IEEECommunications Magazine，vol.25，no.2，F(xiàn)eb，1987，pp.12-21。其他編碼方案包括分組編碼方案，例如Reed-Solomon編碼器，以及BCH編碼器，參見，例如，G.C.CLARK，JR.，AND J.B.CAIN.，ERROR CORRECTION CODINGFOR DIGITAL COMMUNICATIONS(Plenum Press，New York，1981)，然而它們導(dǎo)致信道帶寬使用率增加。通常，從編碼器402輸出的信號包括比nk位多的nk+le位。在某些實(shí)施例中，編碼器402可以是附加一個(gè)附加位的網(wǎng)格編碼器，換句話說，編碼器402可以是比率為nk/nk+1的編碼器，參見，例如，G.Ungerboeck.，“Trellis Coding Modulation with RedundantSignal Sets，Part I.Introduction”，IEEE Communications Magazine，vol.25，no.2，F(xiàn)eb.1987，pp.5-11，和G.Ungerboeck.，“Trellis CodingModulation with Redundant Signal Sets，PartII.State of the Art”，IEEE Communications Magazine，vol.25，no.2，F(xiàn)eb.1987，pp.12-21。在某些實(shí)施例中，可以添加確保最小轉(zhuǎn)變率的附加位，使得可在接收機(jī)220-p處有效實(shí)現(xiàn)定時(shí)恢復(fù)。
圖6A示出了編碼器402的一個(gè)實(shí)施例。圖6A的編碼器402是nk/nk+1網(wǎng)格編碼器。圖6A的編碼器402對nk位輸入信號的最高有效位(MSB)進(jìn)行1/2比率的卷積編碼。該MSB被輸入到延遲器601。來自延遲器601的輸出信號被輸入到延遲器602。所述MSB和來自延遲器602的輸出信號被輸入到“異或”加法器603。來自“異或”加法器603的輸出提供一編碼位。MSB、來自延遲器601的輸出信號以及來自延遲器602的輸出信號在加法器604內(nèi)進(jìn)行“異或”運(yùn)算，以提供另一編碼位。兩個(gè)編碼位與其余nk-1位結(jié)合以形成nk+1位輸出信號。延遲器601和602各自按照碼元波特率B進(jìn)行定時(shí)。本領(lǐng)域技術(shù)人員應(yīng)意識到，編碼器402的其他實(shí)施例可與本發(fā)明的實(shí)施例一起使用。
在圖4的發(fā)射機(jī)212-k中，來自編碼器402的輸出信號被輸入到碼元映射器403。碼元映射器403可以包括用于把來自編碼器402的并行位信號映射到傳輸用的碼元值上的任何碼元映射方案。在某些實(shí)施例中，碼元映射器403是QAM映射器，該QAM映射器把來自編碼器402的(nk+le)位映射到具有至少2(nk+le)個(gè)碼元的碼元集上。如圖6A所示，在來自編碼器402的輸出信號中l(wèi)e＝1。網(wǎng)格編碼器與QAM映射器相結(jié)合可為子信道301-k提供網(wǎng)格編碼QAM調(diào)制。
圖6B示出了碼元映射器403的一個(gè)實(shí)施例。碼元映射器403接收來自編碼器402的nk+1個(gè)數(shù)據(jù)位并產(chǎn)生一碼元，該碼元可以包括一同相分量Ik和一正交分量Qk。在某些實(shí)施例中，碼元映射器403包括查閱表605，該查閱表605把nk+1個(gè)輸入位映射到由Ik和Qk表示的復(fù)數(shù)輸出碼元上。
表I示出了用于把7位數(shù)據(jù)信號變換成128碼元QAM方案的一示例碼元查閱表。表格項(xiàng)目采用十進(jìn)制格式，同相值沿著底部行表示，正交值沿著最后列表示。根據(jù)表I，例如96的十進(jìn)制值得出-1的I值和-1的Q值。
在某些實(shí)施例中，編碼器402可以是16狀態(tài)、2/3比率編碼器，其對nk位輸入信號的2個(gè)最高有效位(MSB)進(jìn)行編碼。一般，在該示例中可為編碼選擇任何成對的位。該16狀態(tài)編碼器可以根據(jù)當(dāng)前狀態(tài)和2個(gè)輸入位來確定其未來的狀態(tài)。如果老狀態(tài)是4位，x＝[x3x2x1x0]，并且輸入位是[y1y0]，則下一狀態(tài)可以是4位，z＝[z3z2z1z0]＝[x1x0y1y0]。值x3和z3是該狀態(tài)的最高有效位(MSB)。從所述老狀態(tài)到所述下一狀態(tài)的轉(zhuǎn)變可限定如表II所示的編碼器的3位輸出。在表II中，符號ab是指從old_state＝a到next_state＝b的轉(zhuǎn)變。在該示例中，與該轉(zhuǎn)變對應(yīng)的編碼后的3位作為編碼值列出。
來自編碼器402的編碼輸出位被輸入到映射器403。在nk＝6和le＝1的示例中，來自編碼器402的7位被輸入到映射器403。如果編碼器402是上述的16狀態(tài)、2/3比率編碼器，則編碼器402的3位輸出可以是3個(gè)MSB，并且4個(gè)未編碼的位可以是最低有效位(LSB)。映射器403的一示例可在表III中找到。
在某些實(shí)施例中，可利用16碼元QAM方案。在這些實(shí)施例中，可把無編碼的4位(或者3/4編碼方案中的3位)直接映射到16個(gè)QAM碼元上。在某些實(shí)施例中，可把4位(使用4/5編碼方案)編碼到一32 QAM碼元集內(nèi)。一般，可利用任何大小碼元集。
在某些實(shí)施例中，可把QAM映射分離成如圖6C所示的4碼元組。在某些實(shí)施例中，使用128QAM系統(tǒng)，則nk+1是7(稱作6/7編碼)。來自編碼器402的兩個(gè)控制位被配置成在含4個(gè)碼元的組中該兩個(gè)控制位確定了組中的布局?？刂莆?0和11以及控制位01和10處于含4個(gè)碼元的組的對角上。這使得在接收機(jī)中使用該映射方案進(jìn)行解碼時(shí)產(chǎn)生6dB增益。并且，剩余5位確定了4個(gè)碼元的實(shí)際分組。
來自碼元映射器403的輸出信號可以是由同相信號Ik(n)和正交信號Qk(n)表示的復(fù)數(shù)信號，其中，n表示頻率等于波特率Bk的時(shí)鐘信號CK1的第n個(gè)時(shí)鐘周期。信號Ik(n)和Qk(n)每個(gè)都是表示其所代表的碼元的值的數(shù)字信號。在某些實(shí)施例中，可以利用映射到具有128個(gè)碼元的星座上的QAM映射器。128-碼元QAM星座的一實(shí)施例如表I所示。其他星座和映射對本領(lǐng)域技術(shù)人員是公知的，參見，例如，BERNARD SKLAR，DIGITALCOMMUNICATIONS，F(xiàn)UNDAMENTALS AND APPLICATIONS(Prentice-Hall，Inc.，1988)和E.A.LEE AND D.G.MESSERSCHMITT，DIGITAL COMMUNICATIONS(Kluwer AcademicPublishers，1988)。Ik(n)和Qk(n)的不同組合的數(shù)目則表示QAM映射的碼元集中的碼元數(shù)，并且Ik(n)和Qk(n)的不同組合的值表示QAM映射的星座。QAM碼元集的其他示例包括16QAM碼元集(16-QAM)和4/5編碼32-QAM碼元集(4/5編碼32QAM)。
來自碼元映射器403的信號Ik(n)和Qk(n)分別被輸入到數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)406和407。DAC 406和407按照與碼元映射器403相同的時(shí)鐘速率進(jìn)行操作。在某些實(shí)施例中，因此，DAC 406和407按照碼元速率(即傳輸時(shí)鐘頻率Bk)來定時(shí)。
來自DAC 406和407的分別由Ik(t)和Qk(t)表示的模擬輸出信號可分別被輸入到低通濾波器408和409。低通濾波器408和409是這樣的模擬濾波器，其使基帶內(nèi)由Ik(t)和Qk(t)表示的碼元通過、同時(shí)濾除基帶信號的倍頻范圍反射。圖6D示出了濾波器408和409的理想要求的示意圖。濾波器函數(shù)h(f)截止以包括所有基帶信號、同時(shí)濾除由DAC 406和407生成的基帶信號的所有更高頻率反射。
濾波器408和409的一示例實(shí)施例可由下式的兩零點(diǎn)五極點(diǎn)濾波器函數(shù)來說明
HTX(s)=b2s2+b1s+b0s5+a4s4···+a0---(2)]]>式中，s＝j(luò)(2πf)(j是 )，并且系數(shù)b2、b1、b0和a4至a0是濾波器408和409的參數(shù)。濾波器408和409的參數(shù)則可通過使以下代價(jià)函數(shù)最小化來求出∫0∞|HDAC(f)HTX(s)-HRRC(f)e-j2πfτ|2W(f)df---(3)]]>式中，HDAC(f)是DAC 406和407的響應(yīng)，它可由下式給出HDAC(f)=sin(πfTk)πf---(4)]]>式中，Tk是碼元周期，W(f)是加權(quán)函數(shù)，HRRC(f)是目標(biāo)總響應(yīng)，τ是目標(biāo)響應(yīng)的時(shí)間延遲。針對濾波器參數(shù)(例如，系數(shù)b2、b1、b0和a4至a0)和時(shí)間延遲τ來使代價(jià)函數(shù)最小化。圖6E示出了目標(biāo)總響應(yīng)函數(shù)HRRC(f)(即平方根升余弦函數(shù))的一示例。函數(shù)HRRC(f)可由參數(shù)αk與波特率頻率1/Tk(即發(fā)射機(jī)212-k的波特率Bk)一起來確定。參數(shù)αk是目標(biāo)函數(shù)HRRC(f)的過量帶寬。在某些實(shí)施例中，αk可設(shè)定為0。在本發(fā)明的某些實(shí)施例中，αk可設(shè)定為0.6。
加權(quán)函數(shù)W(f)可選擇成使HTX(s)的阻帶濾除小于約-50dB。最初，W(f)可選擇成在通帶頻率0＜f＜(1+γk)/2Tk內(nèi)為1而在阻帶頻率f＞(1+γk)/2Tk內(nèi)為零，其中，γk是第k個(gè)信道的過量帶寬系數(shù)。公式3的代價(jià)函數(shù)的最小化可進(jìn)一步通過增加阻帶內(nèi)的W(f)來繼續(xù)，直到模擬濾波器408和409的濾除小于-50dB。
在某些實(shí)施例中，傳輸信號的總脈沖響應(yīng)是DAC 406和407的脈沖響應(yīng)和傳輸模擬濾波器408和409的脈沖響應(yīng)的卷積，即hkTx(t)=hkf(t)⊗hkDAC(t)---(5)]]>式中，hkf(t)是濾波器的響應(yīng)，而hkDAC(t)是DAC 406和407的響應(yīng)。在某些實(shí)施例中，DAC響應(yīng)hkDAC(t)是頻域內(nèi)的正弦函數(shù)并且是時(shí)域內(nèi)的矩形脈沖。如公式5所示，總響應(yīng)是濾波器408和409與DAC 406和407的響應(yīng)的卷積。當(dāng)使用公式3的代價(jià)函數(shù)來確定hkTX(t)時(shí)，總濾波器響應(yīng)可接近目標(biāo)響應(yīng)HRRC(f)。
來自低通濾波器408和409的分別表示為IkLPF(t)和QkLPF(t)的輸出信號接著被上變頻到中心頻率fk，以產(chǎn)生yk(t)的輸出信號，即第k個(gè)信道信號。來自低通濾波器408的輸出信號IkLPF(t)在乘法器410中與cos(2πfkt)相乘。來自低通濾波器409的輸出信號QkLPF(t)在乘法器411中與sin(2πfkt)相乘。信號sin(2πfkt)可由PLL 414根據(jù)基準(zhǔn)時(shí)鐘信號來產(chǎn)生，并且信號cos(2πfkt)可由π/2移相器413來產(chǎn)生。
然而，由于混頻器410和411通常不是理想的混頻器，并且輸入到混頻器410的正弦諧波和輸入到混頻器411的所得余弦波經(jīng)常與正弦波不同，因而還產(chǎn)生了具有頻率fk的諧波的信號。通常，輸入到混頻器410和411的諧波信號可以比正弦諧波信號更接近類似于方波信號。即使“正弦波輸入”是真實(shí)的正弦波，最常用的混頻器，例如Gilbert Cells也可以用作限帶開關(guān)，從而產(chǎn)生具有交變的正負(fù)電壓且頻率與“正弦波輸入”信號的頻率相同的諧波信號。因此，來自濾波器408和409的輸出信號仍與比正弦波更接近類似于方波的信號相乘。結(jié)果，除了基帶(0fk)內(nèi)的信號以外，還產(chǎn)生了頻率為2fk、3fk、…的信號。盡管這些信號的幅度可以隨著更高的諧波而衰減，然而它們在輸出信號中是不可忽視的。此外，如果輸入到混頻器的正弦諧波的占空因數(shù)是50％，則偶次諧波(即0fk、2fk、4fk…)不存在。否則，將存在所有諧波的某個(gè)分量。
來自乘法器410和411的輸出信號在求和器412中進(jìn)行求和以形成下式y(tǒng)k(t)=ξk0IkLPF(t)-ζk0QkLPF(t)+]]>Σn>0(ξknIkLPFcos(2πnfkt)-ζknQkLPFsin(2πnfkt))(k≥1)---(6)]]>式中，ξkn和ζkn是yk(t)中的第n個(gè)諧波的成分。如果去往混頻器410和411的諧波輸入信號的占空因數(shù)接近50％，則偶次諧波較低，而對于奇數(shù)n，奇次諧波由ξkn=IkLPF/n]]>和ζkn=QkLPF/n]]>近似給出。
圖11針對包括基帶發(fā)射機(jī)217的實(shí)施例示出了基帶發(fā)射機(jī)217的一個(gè)實(shí)施例。發(fā)射機(jī)217可以包括加擾器1104和編碼器1105。加擾器1104可以類似于上述加擾器401，并且用于使數(shù)據(jù)白化。在某些實(shí)施例中，加擾器1104可以利用與上述加擾器401不同的輸入位加擾函數(shù)。編碼器1105可類似于上述編碼器402，并且把輸入到發(fā)射機(jī)217的n0位編碼成n0+1位。來自編碼器1105的輸出信號則被輸入到碼元映射器1101。碼元映射器1101把n0+1個(gè)并行位轉(zhuǎn)換成用于傳輸?shù)拇a元。在某些實(shí)施例中，碼元映射器1101可以是PAM編碼器。PAM碼元集可以是任何大小的。在某些實(shí)施例中，例如，16級碼元集(16-PAM)可用于表示n0+1＝4個(gè)并行位。編碼器1105可提供3/4編碼或不編碼(no enconding)。來自碼元映射器1101的輸出信號被輸入到數(shù)模轉(zhuǎn)換器1102，該數(shù)模轉(zhuǎn)換器1102把由碼元映射器1101確定的碼元集變換成對應(yīng)的輸出電壓。
在某些實(shí)施例中，來自DAC 1102的模擬輸出信號通過濾波器1103被預(yù)濾波。在某些實(shí)施例中，濾波器1103可以準(zhǔn)備用于通過介質(zhì)250(參見圖2A)而傳輸?shù)妮敵鲂盘?，以便為由接收機(jī)接收的信號校正由信道產(chǎn)生的失真。例如，如果傳輸介質(zhì)250的基帶信道被認(rèn)為具有(1+D(z))的傳遞函數(shù)，則濾波器1103可以執(zhí)行與1/(1+D(z))相等的傳遞函數(shù)，以便抵消傳輸介質(zhì)250的傳遞函數(shù)。來自濾波器1103的輸出信號可被輸入到低通濾波器1106。濾波器1106消除較高頻率成分，該較高頻率成分可能會干擾較高頻率信道上的傳輸。來自濾波器1106的輸出信號是基帶信號y0(t)。通過把與求和器213耦合的低通濾波器1106和高通濾波器215進(jìn)行組合，可使基帶信道(信道301-0)與較高頻率信道301-1至301-K之間的交叉信道干擾最小化或消除。
發(fā)射機(jī)210-p(圖2B)的總輸出(即來自求和器216的輸出)由下式給出z(t)=Σn=0Kyn(t)---(7)]]>在頻率f1至fK分別由頻率f0至(Kf0)給出的示例中，總輸出信號z(t)由下式給出z(t)=y0(t)+Σk=1K(ξk0IkLPF(t)-ζk0QkLPF)+]]>ξ11I1LPF(t)cosω0t-ζ11Q1LPF(t)sinω0t+]]>(ξ12I1LPF(t)+ξ21I2LPF(t))cos2ω0t-(ζ12Q1LPF(t)+ζ21Q2LPF(t))sin2ω0t+---(7)]]>(ξ13I1LPF(t)+ξ31I3LPF(t))cos3ω0t-(ζ13Q1LPF(t)+ζ31Q3LPF(t))sin3ω0t+]]>(ξ14I1LPF(t)+ξ22I2LPF(t)+ξ41I4LPF(t))cos4ω0t-]]>(ξ14Q1LPF(t)+ζ22Q2LPF(t)+ζ41Q4LPF(t))cos4ω0t+···]]>
=y0(t)+Σk=1K(ξk0IkLPF(t)-ζk0QkLPF(t))+]]>ΣM=1∞Σ∀k,n∈k*n=M(ξknIkLPF(t)cosMω0t-ζknQkLPF(t)sinMω0t)---(8)]]>式中，ω0是2πf0，并且對于所有k＞K，IkLPF(t)和QkLPF(t)都是0。
如公式8所示，信道1上的信號被復(fù)制到所有更高的K個(gè)信道、基帶、以及基帶和K個(gè)信道以外的諧波頻率內(nèi)。濾波器215 消除發(fā)射機(jī)212-1至212-K對基帶信道的影響。信道2上的信號例如也在信道4、6、8、…和基帶上傳輸。信道3上的信號在信道6、9、12、…和基帶上傳輸。一般，信道k上的信號將混頻到信道2k、3k、…和基帶內(nèi)。并且，在某些系統(tǒng)中的具有較高諧波的信號的衰減可使得來自信道k的信號對于大量諧波是不可忽視的，可能達(dá)到處理的帶寬，即可以是30-40GHz。
在本發(fā)明的某些實(shí)施例中，高通濾波器215(參見圖2B)接收來自求和器213的信號。高通濾波器215例如可以是f1/2處的衰減為3dB的一階高通濾波器。濾波器215消除來自發(fā)射機(jī)的直流諧波，即基帶傳輸。在具有單獨(dú)基帶傳輸?shù)膶?shí)施例中，最小化或者消除耦合到基帶內(nèi)的交叉信道干擾。并且，從傳輸信號中消除基帶諧波將簡化接收機(jī)220-p處的交叉信道消除。在存在高通濾波器215的實(shí)施例中，來自發(fā)射機(jī)212-1至212-K每個(gè)的基帶分量Σk=1K(ξk0IkLPF(t)-ζk0QkLPF(t))]]>被濾除并且變得接近0。來自發(fā)射機(jī)210-p的輸出信號則變?yōu)閦′(t)=y0(t)+ΣM=1∞Σ∀k,n∈k*n=M(ξknIkLPF(t)cosMω0t-ζknQkLPF(t)sinMω0t)---(9)]]>在某些實(shí)施例中，Bk和γk可以對于所有信道是相同的，并且信道301-1至301-K的中心頻率，即頻率f1至fK分別可由下式選擇fk＝Bkk(1+γk)；1≤k≤K (10)在某些實(shí)施例中，可選擇其他中心頻率，例如f1≥0.5Bk(1+γk) (11)(fk-fk-1)≥Bk(1+γk)；k≥2參數(shù)γk是過量帶寬系數(shù)。第k個(gè)信道的帶寬則是(1+γk)Bk。一般，信道301-1至301-K的中心頻率可以是使傳輸信道301-1至301-K的傳輸頻帶在頻率方面基本上分離(即，使信道間的重疊最小)的任何分離的頻率集。
然而，在許多實(shí)施例中，頻率f1至fK被選擇為單一頻率f0的倍數(shù)，其可滿足公式10和/或11并產(chǎn)生公式8和9所示的信道諧波混頻。
在本發(fā)明的某些實(shí)施例中，可以移動圖4所示的發(fā)射機(jī)212-k的實(shí)施例的DAC 406和407以使之接收求和器412的輸出。并且，在某些實(shí)施例中，DAC 406和407可由單個(gè)DAC所取代以接收求和器213的輸出。然而，這些DAC應(yīng)具有很高的采樣速率。利用高采樣速率DAC的一個(gè)優(yōu)點(diǎn)是可以進(jìn)行理想混頻，并可使需要消除的諧波數(shù)大幅減少或者甚至消除。
作為示例，可以形成能實(shí)現(xiàn)10Gbps傳輸?shù)陌l(fā)射機(jī)210-p的實(shí)施例。在該情況下，η＝10，即從發(fā)射機(jī)到接收機(jī)的總吞吐量為10Gbps。某些實(shí)施例例如可具有(K+1)＝8個(gè)信道301-0至301-7。信道301-1至301-7可以是6/7網(wǎng)格編碼128QAM，各信道上的波特率Bk為1.25GHz/6或約208.333M碼元/秒。信道301-0(即，基帶信道)可以是波特率B0為416.667M碼元/秒的無糾錯編碼PAM-8(即非編碼PAM-8)。換句話說，nk＝6(1≤k≤7)，并且編碼器402是6/7比率網(wǎng)格編碼器。在該示例中，信道301-1至301-7可分別按照頻率2f0、3f0、4f0、5f0、6f0、7f0和8f0進(jìn)行傳輸，其中，f0例如可以是1.5*Bk或312.5MHz。
在另一示例實(shí)施例中，10Gbps(η＝10)可以利用(K+1)＝2個(gè)信道301-0和301-1。信道301-1例如可以是波特率B1為1.25GHz的無糾錯編碼16QAM(即，非編碼16-QAM)，并且信道301-0例如可以是波特率B0為1.25GHz的無糾錯編碼16PAM(即，非編碼16-PAM)。PAM信道和QAM信道兩者用的波特率則為1.25Gsps。對于10Gbps的總傳輸速率，每個(gè)的吞吐量各為5Gbps。在信道的過量帶寬為約50％時(shí)，QAM信道的中心頻率可以是f1≥(1.5)*1.25GHz或超過約1.8GHz。
盡管此處所述示例利用了基帶信道301-0，然而本領(lǐng)域技術(shù)人員應(yīng)意識到，本發(fā)明的實(shí)施例可使用兩個(gè)或兩個(gè)以上信道的任何組合。例如，本發(fā)明的實(shí)施例可利用基帶信道301-0和一個(gè)或一個(gè)以上的上變頻頻率分離信道301-1至301-K的組合，也可以利用多個(gè)上變頻頻率分離信道301-1至301-K而無基帶信道301-0。
在另一示例實(shí)施例中，10Gbps可利用以上(K+1)＝2個(gè)信道301-0和301-1，其中，信道301-1是波特率B1為1.25GHz的4/5網(wǎng)格編碼32QAM，信道301-0是波特率B0為1.25GHz的非編碼16-PAM。再者，信道301-1的中心頻率可以是f1≥(1.5)*1.25GHz或超過約1.8GHz。
在又一示例中，可以利用(K+1)＝6個(gè)信道，即信道301-0至301-5。信道301-1至301-5可以是波特率Bk為1.25GHz/6或208MHz的6/7網(wǎng)格編碼128-QAM。信道301-0(即，基帶信道)可以是波特率B0＝1.25GHz的3/4編碼16PAM或非編碼8-PAM，。信道301-1至301-5的中心頻率可以分別為4f0、5f0、6f0、7f0和8f0，其中，f0約為312.5MHz。
在某些實(shí)施例中，發(fā)射機(jī)212-1至212-K每個(gè)的DAC 406和407可各為4位DAC。網(wǎng)格編碼器402的一實(shí)施例的示意圖和所得的128-QAM星座映射的一實(shí)施例分別如圖6A、圖6B和圖6C所示。128碼元QAM映射表的一示例如表I所示。上述網(wǎng)格編碼器402在該實(shí)施例中使用相同數(shù)據(jù)速率通過非編碼128-QAM調(diào)制提供了約6dB的漸近編碼增益，參見，例如，G.Ungerboeck.，“Trellis Coding Modulation with RedundantSignal Sets，Part I.Introduction，”IEEE Communications Magazine，vol.25，no.2，F(xiàn)eb.1987，pp.5-11，和G.Ungerboeck.，“TrellisCoding Modulation with Redundant Signal Sets，Part II.State ofthe Art，”IEEE Communications Magazine，vol.25，no.2，F(xiàn)eb.1987，pp.12-21。
圖5A示出了接收機(jī)系統(tǒng)220-p之一的一示例，其中，接收機(jī)系統(tǒng)220-p是系統(tǒng)200的接收機(jī)系統(tǒng)220-1至220-P中的任意一個(gè)。接收機(jī)系統(tǒng)220-p包括接收機(jī)221-1至221-K和基帶接收機(jī)223以形成(K+1)-信道接收機(jī)。如圖2C所示，來自接收機(jī)輸入緩沖器224的輸出信號Z(t)被接收在接收機(jī)222-1至222-K和223中的每一個(gè)內(nèi)。信號Z(t)則是通過介質(zhì)250傳輸后的傳輸信號z(t)。如圖3所示，通過介質(zhì)250傳輸后在K個(gè)載波頻率的各載波頻率處的信號衰減可以不同。此外，信號Z(t)受到由介質(zhì)250的色散效應(yīng)所引起的碼元間干擾。色散效應(yīng)使在特定定時(shí)周期內(nèi)接收的信號與在先前的定時(shí)周期所接收的該載波頻率處的那些信號發(fā)生混頻。因此，除了由發(fā)射機(jī)(發(fā)射機(jī)210-p被指定為任意一個(gè)發(fā)射機(jī))的混頻器內(nèi)的諧波產(chǎn)生所引起的交叉信道干擾效應(yīng)外，各信道的信號還通過介質(zhì)250內(nèi)的色散效應(yīng)而被臨時(shí)混頻。
信號Z(t)接著被接收到接收機(jī)222-1至222-K中的每一個(gè)內(nèi)。如圖5A所示，接收機(jī)222-k(即接收機(jī)222-1至222-K中的任意一個(gè))例如把信號Z(t)接收到下變頻器560-k內(nèi)，在圖5A所示的實(shí)施例中，該下變頻器560-k把按照頻率fk傳輸?shù)男诺老伦冾l回到基帶，并且分別恢復(fù)同相分量ZkI和正交分量ZkQ。
圖5A示出了下變頻器560-k的一實(shí)施例。信號Z(t)被接收在乘法器501-k和502-k內(nèi)，并在其內(nèi)被下變頻到基帶，以獲得同相分量ZkI(t)和正交分量ZkQ(t)。乘法器501-k把信號Z(t)與 相乘，而乘法器502-k把信號Z(t)與 相乘，其中， 可以是局部產(chǎn)生的對來自對應(yīng)發(fā)射機(jī)的載波中心頻率fk的估計(jì)。組件201-p(即，組件201-1至201-P中的任意一個(gè))內(nèi)的根據(jù)來自圖2A所示的PLL 230的基準(zhǔn)信號所產(chǎn)生的時(shí)鐘信號將具有相同頻率。然而，在組件201-1至201-P中的不同組件之間的頻率可略微不同。因此，{fk}表示發(fā)射機(jī)處的頻率集， 表示接收機(jī)處的頻率集。
在某些實(shí)施例中，組件201-p是從組件，其中，頻率 可調(diào)整成與包括發(fā)射機(jī)的組件(也是組件201-1至201-P之一)的頻率相匹配。在某些實(shí)施例中，組件201-p是主組件，在該情況下，與組件201-p進(jìn)行通信的組件的發(fā)射機(jī)把頻率{fk}調(diào)整成與頻率 相匹配?？梢圆捎脦追N方式來實(shí)現(xiàn)在組件201-p的接收機(jī)220-p與組件201-1至201-P中的另一個(gè)內(nèi)的發(fā)射機(jī)之間的任何給定通信鏈路中的判優(yōu)。在某些實(shí)施例中，可以在組件201-1至201-P的各對之間設(shè)定優(yōu)先級，使得這些對之間的主/從關(guān)系被預(yù)先確定。在某些實(shí)施例中，總體系統(tǒng)控制在各通信開始時(shí)選擇哪個(gè)組件是主組件以及哪個(gè)組件是從組件。在某些實(shí)施例中，兩個(gè)組件可以例如通過各自隨機(jī)選擇k個(gè)信道中要在其上進(jìn)行傳輸?shù)囊粋€(gè)信道并把在最低編號信道上傳輸?shù)慕M件指定為主組件來進(jìn)行協(xié)商。在任何情況下，在任何傳輸中，在通信開始時(shí)，根據(jù)哪個(gè)被指定為主組件以及哪個(gè)是從組件，要么發(fā)射機(jī)調(diào)整{fk}，要么接收機(jī)調(diào)整 如圖5A所示，PLL 523產(chǎn)生用于接收機(jī)222-1至222-K和接收機(jī)223中的每一個(gè)的時(shí)鐘信號，具體來說，產(chǎn)生用于接收機(jī)222-k的 信號。 信號可由π/2移相器524-k產(chǎn)生。PLL 523產(chǎn)生在模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)506-k和507-k中利用的采樣時(shí)鐘信號以及在接收機(jī)222-1至222-K和接收機(jī)223中利用的其他定時(shí)信號。PLL 523還產(chǎn)生RX CLK信號，用于與來自接收機(jī)222-k的nk位輸出信號一起輸出。
下變頻器560-1至560-K也產(chǎn)生諧波，這在很大程度上出于相同原因，即在發(fā)射機(jī)212-1至212-K中產(chǎn)生了諧波。因此，下變頻器560-k將把中心頻率為0、 …的信號下變頻為基帶信號。例如，如果 至 與頻率 至 相對應(yīng)，則下變頻器560-1的下變頻處理將產(chǎn)生輸出信號Z1I和Z1Q，包括來自所有其他信道的接收信號的干擾成分。此外，輸出信號Z2I和Z2Q包括來自頻率為0、 …的信道和具有這些頻率處的諧波的那些信道的成分。例如，如果信道具有3f0的中心頻率并且傳輸6f0的第二諧波，則接收機(jī)將通過用于 信道的混頻器的第三諧波把 的信號變回到基帶。因此，需要從在k＝2的信道上傳輸?shù)男盘栔邢齺碜詋＝3的信道的信號。各信道還包括由發(fā)射機(jī)混頻器產(chǎn)生的交叉信道干擾和由信道生成的色散干擾。如果諧波的基帶分量未在發(fā)射與接收混頻器之間的濾波器215(圖2B)內(nèi)被濾除，則各信道會把其傳輸信號復(fù)制到基帶上，并且各信道將在接收側(cè)接收基帶信號。
PLL 523可以是根據(jù)基準(zhǔn)時(shí)鐘信號產(chǎn)生用于接收機(jī)222-k的時(shí)鐘信號的自由振蕩環(huán)路(free-running loop)。在某些實(shí)施例中，由于發(fā)射機(jī)中的發(fā)射機(jī)212-k和接收機(jī)系統(tǒng)220-p中的解調(diào)器222-k是組件201-1至201-P中的不同組件的部分，所以處于不同時(shí)鐘信號。這就是說，用于定時(shí)恢復(fù)和載波恢復(fù)的數(shù)字PLL對發(fā)射機(jī)時(shí)鐘信號與接收機(jī)時(shí)鐘信號之間的相位和頻率偏移都要進(jìn)行校正。在組件201-1至201-P之一內(nèi)，發(fā)射機(jī)/接收機(jī)對(即，組件201-p的發(fā)射機(jī)210-p和接收機(jī)220-p)可使用相同的PLL進(jìn)行操作，因此將使用相同的時(shí)鐘信號進(jìn)行操作。組件201-i和201-j一般可以按照不同時(shí)鐘信號頻率進(jìn)行操作，其中，i和j是指組件201-1至201-P中的不同組件。
因此，在某些實(shí)施例中，從下變頻器560-k輸出的信號ZkI和ZkQ受到由發(fā)射機(jī)混頻器內(nèi)的諧波產(chǎn)生所引起的交叉信道干擾的影響，由接收機(jī)混頻器內(nèi)的諧波產(chǎn)生所引起的交叉信道干擾的影響，以及由傳輸介質(zhì)中的色散所引起的暫時(shí)的碼元間干擾的影響。作為附加的復(fù)雜因素，在某些實(shí)施例中，發(fā)射機(jī)時(shí)鐘和接收機(jī)時(shí)鐘可能不同。因此，作為示例，在發(fā)射機(jī)的f1至fK分別與頻率f0至Kf0相對應(yīng)的實(shí)施例中，則接收機(jī)的 至 將與頻率(f0+Δ)至K(f0+Δ)相對應(yīng)，其中，Δ表示接收機(jī)220-p的PLL 523和發(fā)射機(jī)組件的PLL之間的頻移。發(fā)射機(jī)混頻器通過使按照頻率fk傳輸?shù)男盘柣祛l到2fk、3fk、…(在一個(gè)示例中為2kf0、3kf0、…)來產(chǎn)生交叉信道干擾。接收機(jī)混頻器通過把按照 …接收的信號下變頻到基帶來產(chǎn)生交叉信道干擾。如果頻率 是f0+Δ，則諧波將被下變頻到基帶，頻率分別偏移kΔ、2kΔ、3kΔ、…。
在本發(fā)明的某些實(shí)施例中，接收機(jī)220-p包括頻移器563，該頻移器563把基準(zhǔn)時(shí)鐘信號提供給PLL 523?？梢詫μ峁┙oPLL 523的基準(zhǔn)時(shí)鐘信號進(jìn)行頻移以使Δ變?yōu)??？梢詳?shù)字地生成由頻移器563提供給PLL523的頻率，并且可以自適應(yīng)地選擇頻移器563的輸入?yún)?shù)，以使接收機(jī)頻率與發(fā)射機(jī)頻率相匹配。下面對頻移器563和PLL 523內(nèi)的頻率調(diào)整的實(shí)施例作進(jìn)一步說明。
如圖5A所示，來自下變頻器560-k的輸出信號ZkI和ZkQ被輸入到模擬濾波器561-2。模擬濾波器561-2的一實(shí)施例示出在圖5C中。信號ZkI和ZkQ被分別輸入到偏移校正電路530-k和531-k。DC偏移校正電路530-k和531-k為來自下變頻器560-k的輸出ZkI和ZkQ中的每一個(gè)提供DC偏移，以便校正從由PLL 523提供的正弦和余弦信號到信號Z(t)上的任何泄漏，以及濾波器504-k和505-k及ADC 506-k和507-k內(nèi)的任何DC偏移。在某些情況下向Z(t)上的泄漏可以提供來自下變頻器560-k的輸出信號ZkI和ZkQ的顯著DC信號分量。在某些實(shí)施例中，偏移校正電路530-k和531-k可以按照相同量進(jìn)行偏移。在某些實(shí)施例中，可以為來自下變頻器560-k的輸出信號ZkI和ZkQ中的每一個(gè)提供不同的偏移值，即圖5C中的DCOI和DCOQ。DC偏移值可在塊543-k和544-k中自適應(yīng)地選擇。在某些實(shí)施例中，在初始起動過程之后，DC偏移值是固定的。
在某些實(shí)施例中，直流偏移(即，分別輸入到偏移校正電路530-k和531-k的DCOI和DCOQ)可通過提供來自模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)506-k和507-k(圖5A)的輸出信號的低頻積分來產(chǎn)生。在圖5C中，例如，低頻積分器543-k接收來自ADC 506-k的輸出信號RkI，并把DCOI輸入信號提供給偏移校正電路530-k；積分器544-k接收來自ADC 507-k的輸出信號RkQ，并把DCOQ輸入信號提供給偏移校正電路531-k。積分器544-k和543-k的低頻積分提供的信號把ADC 506-k和507-k每個(gè)的平均輸出信號都設(shè)為零。在本發(fā)明的某些實(shí)施例中，積分器543-k和544-k在接收機(jī)222-k首次起動時(shí)的一段設(shè)定積分期間之后，使偏移值DCOI和DCOQ分別保持恒定。
在具有偏移的實(shí)施例中，來自下變頻器560-k或來自偏移校正電路530-k和531-k的輸出信號ZkI和ZkQ可被輸入到低通濾波器504-k和505-k。低通濾波器504-k和505-k是為第k個(gè)傳輸頻帶濾除與基帶信號無關(guān)的信號(即，來自發(fā)射機(jī)210-p的其余頻帶的信號)的模擬濾波器。然而，低通濾波器504-k和505-k不消除由在上變頻和下變頻處理中涉及的發(fā)射和接收混頻器內(nèi)的諧波產(chǎn)生所引起的干擾。
而且在某些實(shí)施例中，濾波器504-k和505-k可通過由公式2所述的兩零點(diǎn)五極點(diǎn)濾波器設(shè)計(jì)進(jìn)行參數(shù)化HRX(s)=b2s2+b1s+b0s5+a4s4···+a0---(12)]]>并且，參數(shù)b2、b1、b0和a4至a0可通過使以下代價(jià)函數(shù)最小化來求出∫0∞|HRX(s)-HRRC(f)e-j2πfτ|2W(f)df---(13)]]>代價(jià)函數(shù)是針對濾波器參數(shù)和時(shí)間延遲τ而最小化的。而且在公式13中，加權(quán)函數(shù)W(f)可選擇成使HRX(s)的阻帶濾除小于-50dB。并且，函數(shù)HRRC(f)是圖6E所示的平方根升余弦函數(shù)。如圖6E所示，函數(shù)HRRC(f)用參數(shù)αk和波特頻率1/Tk來表征。參數(shù)αk是目標(biāo)函數(shù)HRRC(f)的過量帶寬。在某些實(shí)施例中，αk可以是0。在某些實(shí)施例中，αk可以是0.6。一般地，參數(shù)αk可以是任何值，值越小提供的濾除就越好，而值越大則越容易實(shí)現(xiàn)。參數(shù)Tk與波特率有關(guān)，Tk＝1/Bk。
在本發(fā)明的某些實(shí)施例中，濾波器504-k和505-k可通過使以下函數(shù)最小化來確定∫0∞|HDAC(f)HTX(s)HRX(s)-HRC(f)e-j2πfτ|2W(f)df---(14)]]>式中，函數(shù)HRC(f)是平方根升余弦函數(shù)。函數(shù)HRC(f)由參數(shù)αk和1/Tk來表征。公式14包括發(fā)射數(shù)模轉(zhuǎn)換器406和407(圖4)以及模擬發(fā)射濾波器408和409(圖4)的影響，用于把濾波器408和409、濾波器504-k和505-k、以及發(fā)射機(jī)數(shù)模轉(zhuǎn)換器406和407的總響應(yīng)設(shè)成目標(biāo)響應(yīng)函數(shù)HRC(f)。在某些實(shí)施例中，HTX(f)和HRX(f)可以相同。
在某些實(shí)施例中，來自低通濾波器504-k和505-k的輸出信號可分別在可變增益放大器521-k和522-k內(nèi)放大。在某些實(shí)施例中，放大器521-k和522-k的增益gk1(I)和gk1(Q)分別被設(shè)定成使模數(shù)轉(zhuǎn)換器506-k和507-k的動態(tài)范圍分別得到充填。來自放大器521-k和522-k的輸出信號則由下式給出rkI(t)=LPF[Z(t)cos(2πf^kt)]gk1(I)]]>rkQ(t)=LPF[Z(t)sin(2πf^kt)]gk1(Q)---(15)]]>式中，gk1(I)和gk1(Q)分別表示放大器521-k和522-k的增益。放大器521-k和522-k的增益可在自動增益控制電路(AGC)520-k內(nèi)設(shè)定。gk1(I)和gk1(Q)被設(shè)定得彼此相等的自動增益電路520-k的實(shí)施例如圖8A和圖8B所示。在某些實(shí)施例中，放大器521-k和522-k可分別位于濾波器504-k和505-k之前或并入其內(nèi)。
如圖5A所示，從模擬濾波器561-k輸出的信號(即，信號rkI(t)和rkQ(t))被分別輸入到模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)506-k和507-k，模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)506-k和507-k分別形成與模擬信號rkI(t)和rkQ(t)相對應(yīng)的數(shù)字化信號RkI(t)和RkQ(t)。在某些實(shí)施例中，ADC 506-k和507-k按照與傳輸碼元速率(例如QAM碼元速率)相同的采樣速率進(jìn)行操作。在某些實(shí)施例中，ADC 506-k和507-k可以按照更高的速率(例如，QAM碼元速率的兩倍)進(jìn)行操作。定時(shí)時(shí)鐘信號SCLK以及公式15的正弦和余弦函數(shù)由PLL 523來決定。在η＝10、K＝8和nk＝6的輸出中，如上所述，ADC 506-k和507-k可按照約208M碼元/秒的速率進(jìn)行操作，或者在K＝16的實(shí)施例中，按照約104M碼元/秒進(jìn)行操作。在某些實(shí)施例中，ADC 506-k和507-k可以是8位ADC。然而，對于128QAM操作，凡超過7位的ADC都可使用。
在某些實(shí)施例中，模擬濾波器560-k的放大器521-k和522-k的增益可由自動增益控制電路(AGC)520-k(參見圖5C)來設(shè)定。增益控制電路520-k可接收分別來自ADC 506-k和507-k的數(shù)字輸出信號RkI(n)和RkQ(n)，并且確定放大器521-k和522-k每個(gè)的增益gk1(n+1)(即，在該實(shí)施例中，gk1(I)(n)和gk1(Q)(n)相等)。圖8A和圖8B示出了AGC 520-k的某些實(shí)施例。圖8A所示的AGC 520-k的實(shí)施例包括AGC相位檢測器801和積分器802。相位檢測器801估計(jì)信號RkI(t)和RkQ(t)的均方功率是否處于預(yù)定閾值，如果不處于預(yù)定閾值，則提供校正信號，以調(diào)整信號rkI(t)和rkQ(t)的幅度。來自相位檢測器801的輸出信號可由下式給出pkg(n)=[Gth-(RKI(n)2+RkQ(n)2)]---(16)]]>式中，Gth是一旦AGC 520-k收斂就輸入到ADC 506-k和507-k的信號的均方功率。來自相位檢測器801的輸出信號pkg(n)則被輸入到積分器802。積分器802根據(jù)下式對增益Gk數(shù)字地進(jìn)行調(diào)整gk1(n+1)=gk1(n)+αgpkg(n)---(17)]]>式中，αg確定AGC算法的自適應(yīng)的比率。為了便于實(shí)現(xiàn)，常數(shù)αg可選擇成2的負(fù)冪次。
圖8B所示的相位檢測器520-k的實(shí)施例包括兩個(gè)相位檢測器803和804，其單獨(dú)地計(jì)算RkI(n)和RkQ(n)的均方功率，并將它們分別與閾值GthI和GthQ進(jìn)行比較。來自相位檢測器803和804的輸出信號可分別由下式給出pkg-1(n)=[GthI-(RkI(n)2)]]]>pkg-Q(n)=[GthQ-(RkQ(n)2)]---(18)]]>來自檢測器803和804的輸出信號則可在積分器805和806內(nèi)根據(jù)下式求積分gk1-I(n+1)=gk1-I(n)+αgIpkg-I(n),]]>和gk1-Q(n+1)=gk1-Q(n)+αgQpkg-Q(n)---(19)]]>式中，αgI和αgQ確定了AGC算法的自適應(yīng)比率，與上述公式17一樣。
在某些實(shí)施例中，AGC 520-k可包括峰值檢測算法，以便分別根據(jù)RkI和RkQ的峰值來確定增益值gk1(I)和gk1(Q)。再者，可把RkI和RkQ的峰值與閾值進(jìn)行比較，并且相應(yīng)地調(diào)整增益值gk1(I)和gk1(Q)。
如圖5A所示，分別來自ADC 506-k和507-k的輸出信號RkI和RkQ被輸入到第一數(shù)字濾波器562-k。第一數(shù)字濾波器562-k的實(shí)施例如圖5D所示。在本發(fā)明的某些實(shí)施例中，同相和正交數(shù)據(jù)路徑可能會遇到少量相位差和少量增益差。因此，在某些實(shí)施例中，相位和幅度校正被包括在數(shù)字濾波器562-k內(nèi)。為了對同相數(shù)據(jù)路徑與正交數(shù)據(jù)路徑之間的相位和幅度進(jìn)行校正，假定值RkI(n)和RkQ(n)之一具有正確的相位和幅度。然后校正另一值。在圖5D所示的實(shí)施例中，假定RkI(n)是正確的，來校正RkQ(n)。相位誤差可通過使用對于小θkc的近似來校正，其中，sinθkc近似為θkc，而cosθkc近似為1。該校正可通過在求和器536-k中把在乘法器535-k中計(jì)算出的值θkcRkI(n)與RkQ(n)相減來實(shí)現(xiàn)?？梢酝ㄟ^在求和器536-k中增加在乘法器533-k中計(jì)算出的RkQ(n)的一小部分ηkc來校正RkQ(n)的幅度。把來自求和器534-k和536-k的輸出信號FkI(n)和FkQ(n)的幅度差在甚低頻積分塊(例如幾kHz)中求積分，從而可在跟蹤和恢復(fù)塊517-k中確定值ηkc，使得ηkc=∫(|FkI(n)|-|FkQ(n)|)dn---(20)]]>值θkc可在跟蹤和恢復(fù)塊517-k中通過下式來選擇θkc=(sign(FkI(n))FkQ(n)+sign(FkQ(n))FkI(n))dn---(21)]]>此外，通過在求和器534-k中把值OFFSET1I與RkI(n)相減并在求和器536-k中減去OFFSET1Q，可以實(shí)現(xiàn)算術(shù)偏移。通過把來自求和器534-4和求和器536-k的輸出信號FkI(n)和FkQ(n)分別在低頻積分中求積分，從而可以在跟蹤和恢復(fù)塊517-k中自適應(yīng)地選擇偏移值OFFSET1I和OFFSET1Q。在求和器534-k和536-k中實(shí)現(xiàn)的偏移例如通過偏移校正電路530-k和531-k使例如未在模擬濾波器561-k內(nèi)校正的直流偏移抵消，并使求和器534-k和536-k及乘法器535-k和533-k中的算術(shù)誤差抵消。
來自求和器534-k和536-k的輸出信號則可由下式給出FkI(n)=RkI(n)-OFFSET1,kI,]]>和FkQ(n)=(1+ηkc)RkQ(n)-θkcRkI(n)-OFFSET1,kQ---(22)]]>在某些實(shí)施例中，參數(shù)OFFSET1，kI、OFFSET1，kQ、ηkc和θkc對于每個(gè)周期n是不同的。此外，這些參數(shù)對于k個(gè)接收機(jī)222-1至222-k中的每個(gè)可以不同。
來自求和器534-k和536-k的輸出信號FkI(n)和FkQ(n)分別被輸入到相位旋轉(zhuǎn)電路512-k。相位旋轉(zhuǎn)電路512-k根據(jù)取決于 和fk之差的載波相位和頻率偏移校正電路的輸出、以及發(fā)射混頻器(乘法器410和411)和接收混頻器(乘法器501-k和502-k)以及傳輸信道250(圖2A)的相對相位來旋轉(zhuǎn)信號FkI(n)和FkQ(n)。在載波跟蹤和定時(shí)恢復(fù)塊517中計(jì)算旋轉(zhuǎn)角度 載波相位旋轉(zhuǎn)電路512的最終輸出信號DkI(n)和DkQ(n)可由下式給出DkI(n)=FkI(n)cos(θ^k1(n))+FkQ(n)sin(θ^k1(n))]]>DkQ(n)=FkQ(n)cos(θ^kI(n))-FkI(n)sin(θ^kI(n))---(23)]]>來自旋轉(zhuǎn)電路512-k的輸出信號DkI(n)和DkQ(n)接著被輸入到復(fù)數(shù)自適應(yīng)均衡器513-k，以抵消由頻率相關(guān)信道衰減所引起的碼元間干擾，以及抵消由存在于通信系統(tǒng)200(可以是信號板通信系統(tǒng)、機(jī)柜間通信系統(tǒng)、或者芯片到芯片通信系統(tǒng))內(nèi)的連接器和通孔以及發(fā)射和接收低通濾波器(例如圖4的濾波器408和409及圖5C的濾波器504-k和505-k)所引起的反射。
應(yīng)該注意，由于數(shù)據(jù)信號的頻分復(fù)用，如在發(fā)射機(jī)系統(tǒng)210-p和接收機(jī)系統(tǒng)220-p中所實(shí)現(xiàn)的，在信道301-0至301-K中的任何一個(gè)內(nèi)所需的均衡量是最小的。在某些實(shí)施例中，例如16信道、6位每信道、10Gbps的示例中，僅約1-2dB的傳輸信道幅度失真需要均衡。在8信道實(shí)施例中，3-4dB的失真需要均衡。換句話說，在均衡器513-k的傳遞函數(shù)中所需的抽頭數(shù)在本發(fā)明的某些實(shí)施例中可以是最少的(例如，1-4個(gè)復(fù)抽頭)，這可顯著地簡化接收機(jī)220-p。在本發(fā)明的某些實(shí)施例中，均衡器513可具有任何抽頭數(shù)。
復(fù)數(shù)均衡器513-k可以是線性均衡器(即，僅具有前饋部)或判決反饋均衡器(即，具有前饋部和反饋部)。均衡器傳遞函數(shù)的系數(shù)是復(fù)數(shù)值，并可以是自適應(yīng)的。在某些實(shí)施例中，對信號DkI和DkQ起作用的復(fù)數(shù)均衡器系數(shù)是相同的，但在其他實(shí)施例中，允許復(fù)數(shù)均衡器系數(shù)對于DkI和DkQ是不同的。
此外，可在自適應(yīng)均衡器(線性均衡器或判決反饋均衡器)的前饋部之前設(shè)置傳遞函數(shù)為1/A(z)的非自適應(yīng)全極點(diǎn)濾波器。在某些實(shí)施例中，可采用最小均方誤差技術(shù)求出的系數(shù)A(z)可以是實(shí)數(shù)值，例如A(Z)＝1.0+0.75Z-1+0.0625Z-2+0.0234375Z-3+0.09375Z-4(24)該式可重寫成A(Z)=1+0.75Z-1+116Z-2+(164+1128)Z-3+(116+132)Z-4---(25)]]>所得的傳遞函數(shù)H(z)＝1/A(z)可在線性均衡器或判決反饋均衡器內(nèi)來實(shí)現(xiàn)。然而，在某些實(shí)施例中，復(fù)數(shù)自適應(yīng)均衡器513-k包括自適應(yīng)地選擇的參數(shù)。
一般，復(fù)數(shù)自適應(yīng)均衡器513-k可以是判決反饋均衡器(DFE)或線性均衡器。參見，例如，EDWARD A.LEE，AND DAVID G.MESSERSCHMITT，DIGITALCOMMUNICATION，PP.371-402(Kluwer Academic Publishers，1988)。在具有線性均衡的實(shí)施例中，來自自適應(yīng)均衡器513的同相和正交輸出信號可由下式給出EkI(n)=Σj=-MNCkx,I(j,n)DkI(n-j)-Cky,I(j,n)DkQ(n-j),]]>和EkQ(n)=Σj=-MNCkx,Q(j,n)DkQ(n-j)+Cky,Q(j,n)DkI(n-j)---(26)]]>式中，j表示抽頭Z-j。復(fù)數(shù)自適應(yīng)均衡器系數(shù)Ckx，I(j，n)、Cky，I(j，n)、Ckx，Q(j，n)和Cky，Q(j，n)例如可根據(jù)在BERNARD SKLAR，DIGITAL COMMUNICATIONS，F(xiàn)UNDAMENTALS AND APPLICATIONS(Prentice-Hall，Inc.，1988)中所述的最小均方(LMS)算法來更新。在某些實(shí)施例中，均衡器系數(shù)Ckx，I(j，n)和Ckx，Q(j，n)相同，均衡器系數(shù)Cky，I(j，n)和Cky，Q(j，n)相同。
在本發(fā)明的某些實(shí)施例中，均衡器513-k的前饋部的中心系數(shù)Ckx，I(0，n)、Cky，I(0，n)、Ckx，Q(0，n)和Cky，Q(0，n)各自可分別固定在1和0，以避免與在第二數(shù)字濾波器563-k的放大器537-k和538-k中使用的增益系數(shù)gk2(I)和gk2(Q)的自適應(yīng)和在相位旋轉(zhuǎn)器512-k中執(zhí)行的載波相位校正相互作用。此外，在某些實(shí)施例中，系數(shù)Ckx，I(-1，n)、Cky，I(-1，n)、Ckx，Q(-1，n)和Cky，Q(-1，n)可固定在恒定值，以避免與跟蹤和定時(shí)恢復(fù)電路517-k的相位參數(shù) 自適應(yīng)相互作用。例如，參數(shù)Ckx，I(-1，n)和Ckx，Q(-1，n)可以是-1/4-1/16，即-0.3125，并且參數(shù)Cky，I(-1，n)和Cky，Q(-1，n)可以是-1/64，即-0.015625。在某些實(shí)施例中，一參數(shù)集(例如Ckx，I(-1，n)和Ckx，Q(-1，n))是固定的，而另一參數(shù)集(例如Cky，I(-1，n)和Cky，Q(-1，n))可以自適應(yīng)地選擇。
在本發(fā)明的某些實(shí)施例中，例如，Ckx，I(-1，n)和Cky，I(-1，n)是固定的，并且用于確定相位參數(shù) 的自適應(yīng)參數(shù)的定時(shí)恢復(fù)環(huán)路517-2僅使用誤差ekI(參見圖7)。這樣，在Q信道中自適應(yīng)地選擇參數(shù)就不會與定時(shí)環(huán)路相互作用。在某些實(shí)施例中，可利用相對的參數(shù)(即，Ckx，Q(-1，n)和Cky，Q(-1，n)是固定的，并且定時(shí)環(huán)路根據(jù)誤差參數(shù)ekQ來確定相位參數(shù) )。
來自數(shù)字濾波器562-l至562-K每個(gè)的輸出信號，即信號E1I(n)和E1Q(n)至EKI(n)和EKQ(n)，在某些實(shí)施例中可分別被輸入到交叉信道干擾濾波器570。在包括交叉信道干擾消除的實(shí)施例中，交叉信道干擾消除器570去除交叉信道干擾的影響。例如交叉信道干擾可由發(fā)射機(jī)和接收機(jī)混頻器中的諧波產(chǎn)生而引起，這在以上作了說明。正如圖5D所示的數(shù)字濾波器562-k的實(shí)施例中所述，對于碼元間干擾的均衡可在數(shù)字濾波器562-k內(nèi)執(zhí)行。在本發(fā)明的某些實(shí)施例中，交叉信道干擾濾波器570可以位于均衡器513-k之前(換句話說，均衡器513-k可以位于數(shù)字濾波器563-2內(nèi)而非數(shù)字濾波器562-2內(nèi))。
來自數(shù)字濾波器562-2的用于接收機(jī)222-1至222-K中的每一個(gè)的輸出信號EKI(n)和EKQ(n)被輸入到交叉信道干擾濾波器570。交叉信道干擾消除器570的一實(shí)施例如圖5F所示。為便于說明，把輸入信號EKI(n)和EKQ(n)組合成復(fù)數(shù)值Ek(n)=EKI(n)+iEKQ(n)]]>(式中，i是 )。復(fù)數(shù)值E1至EK中的每個(gè)被分別輸入到求和器571-1至571-K，其中，來自所有其他信道的成分被消除了。來自求和器571-1至571-K的輸出信號H1至HK分別是來自交叉信道干擾濾波器570的輸出信號。再者，復(fù)數(shù)值HK(n)是 表示同相和正交輸出信號。
信號EK也被輸入到塊572-k，1至572-k，k-1和塊572-k，k+1至572-k，K。塊572-k，1(即塊572-1，2至572-K，K-1中的任意一個(gè))執(zhí)行傳遞函數(shù)Qk，1，該傳遞函數(shù)Qk，1確定了應(yīng)從E1消除以形成H1的信號Ek的量。并且，延遲器573-1至573-K使信號E1至EK延遲一設(shè)定的周期數(shù)N，以便及時(shí)集中所述消除。因此，輸出信號H1至HK可被確定為 式中，Z-1表示一次周期延遲。傳遞函數(shù)Qk，1可具有任何抽頭數(shù)，并且一般可由下式給出Qk,l=σk,l0+σk,l1Z-1+σk,l2Z-2+···+σk,lMZ-M---(28)]]>一般，各函數(shù)Qk，1可具有不同抽頭數(shù)M，并且N對于各信道可以不同。在某些實(shí)施例中，用于各函數(shù)Qk，1的抽頭數(shù)M可以相同。在某些實(shí)施例中，可以添加延遲，以便使所有信道間的定時(shí)相匹配。并且，一般來說，延遲器573-1至573-K可使信號E1至EK延遲不同的周期數(shù)。在某些實(shí)施例中，如果各函數(shù)Qk，1包括M個(gè)延遲，則延遲器573-1至573-K每個(gè)都包括N＝M/2個(gè)延遲，其中，N被取整到最接近的整數(shù)。
系數(shù)σk，l0至σk，lM可在圖5A所示的交叉信道自適應(yīng)參數(shù)塊571內(nèi)自適應(yīng)地加以選擇，以便最佳化接收機(jī)系統(tǒng)220-p的性能。在某些實(shí)施例中，把M選擇為5。在某些實(shí)施例中，傳遞函數(shù)Qk，l可以是常數(shù)，M＝0。以下對交叉信道自適應(yīng)參數(shù)塊571作進(jìn)一步的說明。
因此，在交叉信道干擾消除器570中，如公式26所示，從來自數(shù)字濾波器562-1至562-K的輸出信號中減去了交叉信道干擾。來自接收機(jī)222-k中的任意一個(gè)的交叉信道干擾消除器570的輸出信號HKI和HKQ可被輸入到第二數(shù)字濾波器563-k。第二數(shù)字濾波器563-3的一實(shí)施例如圖5E所示。
公式28的參數(shù)σk，lm可以自適應(yīng)地加以選擇。在自適應(yīng)算法中，可以單獨(dú)調(diào)整σk，lm的實(shí)部和虛部。以下對參數(shù)σk，lm的自適應(yīng)調(diào)整作進(jìn)一步的說明。
如圖5E所示，信號HKI和HKQ可被分別輸入到AGC控制的放大器537-k和538-k。放大器537-k和538-k的增益gk2(I)和gk2(Q)分別被設(shè)定成使來自放大器537-k和538-k的輸出信號產(chǎn)生用于碼元集的多個(gè)合適電平。增益值gk2(I)和gk2(Q)被在跟蹤和定時(shí)恢復(fù)電路517-k內(nèi)設(shè)定，并可采用與圖5C的AGC 520-k基本相同的方式來確定。在圖7所示的實(shí)施例中，增益值gk2(I)和gk2(Q)是根據(jù)來自判決單元516-k的已確定碼元的正負(fù)和誤差信號來決定的。以下對這些計(jì)算作進(jìn)一步的說明。
來自放大器537-k和538-k的輸出信號可被輸入到正交校正電路540-k。正交校正電路540-k對發(fā)射機(jī)處的同相與正交混頻器之間的相位誤差進(jìn)行校正。相位誤差的角度 可在跟蹤和定時(shí)恢復(fù)電路517內(nèi)自適應(yīng)地加以選擇。值 可以非常慢地改變，并且可以幾乎恒定。
此外，在求和器541-k和542-k中可分別減去算術(shù)偏移OFFSET2I和OFFSET2Q。OFFSET2I和OFFSET2Q的值可在跟蹤和定時(shí)恢復(fù)電路517-k內(nèi)自適應(yīng)地選擇。在某些實(shí)施例中，OFFSET2I和OFFSET2Q可通過分別對求和器541-k和542-k的輸出信號GKI(n)和GKQ(n)求積分來設(shè)定。另選地，如圖7所示，OFFSET2I和OFFSET2Q可設(shè)定成使判決單元516-k處的誤差為零。在該實(shí)施例中，可減少數(shù)據(jù)相關(guān)抖動。在某些實(shí)施例中，跟蹤和定時(shí)恢復(fù)電路517-k對來自判決單元516-k的輸出抽樣與輸出信號GkI(n)和GkQ(n)之間的誤差值求積分，以最小化所述誤差值。
輸出信號GkI(n)和GkQ(n)則由下式給出GkI(n)=gk2-IEkI(n)-OFFSET2I]]>GkQ(n)=gk2-QEkQ(n)-gk2-IEkI(n)θ^k(2)-OFFSET2Q---(29)]]>圖7示出了跟蹤和定時(shí)恢復(fù)電路517-k的一實(shí)施例。跟蹤和定時(shí)恢復(fù)電路517-k輸入判決值 和 其是判決單元516-k內(nèi)基于信號GkI(n)和GkQ(n)的碼元值的判決；以及誤差值ekI(n)和ekQ(n)，其基于判決值 和 及值GkI(n)和GkQ(n)。在某些實(shí)施例中，誤差值ekI(n)和ekQ(n)是判決值 和 與值GkI(n)和GkQ(n)之差。第一數(shù)字濾波器562-k的均衡器513-k的系數(shù)在系數(shù)更新塊702-k中來計(jì)算。
圖5D的均衡器513-k的多個(gè)系數(shù)在跟蹤和定時(shí)恢復(fù)塊517-k中進(jìn)行更新。在多抽頭均衡器中，例如，均衡器系數(shù)可根據(jù)以下更新公式來更新Ckx(j,n+1)=Ckx(j,n)-μ[ekI(n)DkI(n-j)+ekQ(n)DkQ(n-j)],]]>和Cky(j,n+1)=Cxy(j,n)-μ[ekQ(n)DkI(n-j)-ekI(n)DkQ(n-j)]---(30)]]>式中，μ是確定所述多個(gè)系數(shù)的自適應(yīng)比率的常數(shù)，j表示系數(shù)的抽頭，ekI(n)和ekQ(n)是估計(jì)誤差值。常數(shù)μ被選擇成控制自適應(yīng)比率，并且在某些實(shí)施例中，該常數(shù)在2-8至2-14的范圍內(nèi)。在某些實(shí)施例中，系數(shù)μ對于Ckx的更新公式與Cky的更新公式可以不同。由判決塊516-k計(jì)算的多個(gè)估計(jì)誤差值可根據(jù)下式來計(jì)算ekI(n)=GkI(n)-a^kI(n),]]>和ekQ(n)=GkQ(n)-a^kQ(n)---(31)]]>式中，GkI(n)和GkQ(n)分別是EkI(n)和EkQ(n)的校正值，并且 是基于抽樣集{GkI(n)，GkQ(n)}的判決集，表示在歐幾里德距離上與所述抽樣集最接近的QAM碼元，參見，例如，EDWARD A.LEE，AND DAVID G.MESSERSCHMITT，DIGITAL COMMUNICATION，PP.371-402(Kluwer Academic Publishers，1988)。判決集 可在判決單元516-k內(nèi)根據(jù)抽樣集{GkI(n)，GkQ(n)}和被接收到跟蹤和定時(shí)恢復(fù)電路517內(nèi)的結(jié)果來計(jì)算，在該跟蹤和定時(shí)恢復(fù)電路517內(nèi)，對公式30的估計(jì)誤差值和公式30的所得系數(shù)更新進(jìn)行計(jì)算。
圖7示出了均衡器系數(shù)更新(即載波跟蹤和定時(shí)恢復(fù)塊517-k)的方框圖。塊51-k包括系數(shù)更新塊702-k。誤差ekI(n)和ekQ(n)在判決塊516-k中根據(jù)公式30進(jìn)行計(jì)算。系數(shù)更新塊702-k接收來自圖5D中所示的相位旋轉(zhuǎn)電路512-k的誤差ekI(n)和ekQ(n)信號DkI(n)和DkQ(n)，并且根據(jù)公式30來計(jì)算圖5D中所示的復(fù)數(shù)自適應(yīng)均衡器513-k的多個(gè)更新后的均衡器系數(shù)。
跟蹤和定時(shí)恢復(fù)電路517-k還可以包括載波恢復(fù)環(huán)路，用于控制圖5D中所示的載波相位旋轉(zhuǎn)電路512-k；以及定時(shí)恢復(fù)環(huán)路，用于控制來自PLL 523的抽樣時(shí)鐘信號SCLK的相位。在某些實(shí)施例中，在跟蹤和定時(shí)恢復(fù)電路517中用于確定τk(n+1)的定時(shí)恢復(fù)環(huán)路可實(shí)現(xiàn)為如圖7中所示的二階數(shù)字鎖相環(huán)。
來自判決單元516-k的誤差ekI(n)和ekQ(n)及判決 和 被輸入到相位檢測器703-k。在某些實(shí)施例中相位檢測器703-k可根據(jù)下式來產(chǎn)生相位誤差pkτ的估計(jì)pkτ(n)=[ekI(n-1)a^kI(n)-ekI(n)a^kI(n-1)]+[ekQ(n-1)a^kQ(n)-ekQ(n)a^kQ(n-1)]---(32)]]>另選地，相位誤差pkτ可根據(jù)下式計(jì)算pkτ(n)=ekI(n-1)[a^kI(n)-a^kI(n-2)]+ekQ(n-1)[a^kQ(n)-a^kQ(n-2)]---(33)]]>該公式與公式32相比可以更簡單地來實(shí)現(xiàn)。在如上所述相位校正 僅根據(jù)ekI或僅根據(jù)ekQ來計(jì)算的實(shí)施例中，則分別從公式32和公式33中除去了包含ekQ的多個(gè)項(xiàng)或包含ekI的多個(gè)項(xiàng)。
來自相位檢測器703-k的輸出信號pkτ則可被輸入到二階環(huán)路濾波器，該二階環(huán)路濾波器在某些實(shí)施例中可具有由下式給出的傳遞函數(shù)L(z)=ατ+βτz-11-z-1---(34)]]>式中，ατ和βτ是用于確定定時(shí)恢復(fù)環(huán)路帶寬和阻尼因數(shù)的環(huán)路濾波器系數(shù)。在某些實(shí)施例中，可以實(shí)現(xiàn)等于波特率的1％的環(huán)路帶寬和等于1的阻尼因數(shù)。環(huán)路帶寬和阻尼因數(shù)可以不僅依賴于所述多個(gè)環(huán)路濾波器系數(shù)，而且依賴于相位檢測器斜度，以及數(shù)字積分器增益。這樣，來自環(huán)路濾波器705-k的輸出信號Lkτ(n)就由下式給出Lkτ(n)=ατpkτ(n)+Ikτ(n),]]>式中Ikτ(n)=Ikτ(n-1)+βτpkτ(n-1)---(35)]]>來自環(huán)路濾波器705-k的輸出信號Lkτ(n)接著被輸入到數(shù)字實(shí)現(xiàn)的積分器707-k，該積分器707-k的輸出是由下式給出的相位校正 τ^k(n+1)=τ^k(n)+Lkτ(n)---(36)]]>相位校正 接著由PLL 523接收，如上所述。
用于計(jì)算相位旋轉(zhuǎn)電路512-k中所用的參數(shù) 的載波相位恢復(fù)環(huán)路還可實(shí)現(xiàn)為圖7所示的二階數(shù)字鎖相環(huán)。相位檢測器704-k接收來自判決單元516-k的判決值 和誤差信號{ekI(n)，ekQ(n)}，并且產(chǎn)生相位誤差的估計(jì)。在某些實(shí)施例中，由相位檢測器704-k所執(zhí)行的相位誤差的估計(jì)pkθ(n)可由下式給出pkθ(n)=[ekQ(n)sign{a^kI(n)}-ekI(n)sign{a^kQ(n)}],]]>式中 (37) 來自相位檢測器704-k的輸出信號可被輸入到傳遞函數(shù)由下式給出的二階環(huán)路濾波器706-kL(z)=αθ+βθz-11-z-1---(39)]]>式中，αθ和βθ是用于確定載波跟蹤環(huán)路帶寬和阻尼因數(shù)的環(huán)路濾波器系數(shù)。這樣，來自環(huán)路濾波器706-k的輸出信號就由下式給出Lkθ(n)=αθpkθ(n)+Ikθ(n),]]>式中Ikθ(n)=Ikθ(n-1)+βθpkθ(n-1)---(40)]]>來自環(huán)路濾波器706-k的輸出信號接著被輸入到數(shù)字實(shí)現(xiàn)的積分器708-k。來自積分器708的輸出信號 則由下式給出θ^k(n+1)=θ^k(n)+Lkθ(n)---(41)]]>從積分器708-k輸出的載波跟蹤環(huán)路輸出信號 接著被輸入到圖5D的相位旋轉(zhuǎn)電路512-k。
并且，如圖7所示，參數(shù)θkc(n+1)可由相位檢測器720-k和積分器722-k來計(jì)算，如公式21所述。如上所述，輸入到圖5D所示的乘法器533-k中的參數(shù)ηkc(n+1)可由塊723和積分塊724根據(jù)公式20來計(jì)算。
如塊725-k和726-k所示，分別輸入到圖5D所示的數(shù)字濾波器562-k的實(shí)施例的求和器534-k和536-k的偏移值OFFSET1I和OFFSET1Q可以通過分別對信號FkI(n)和FkQ(n)求積分來確定。同樣，分別輸入到圖5E所示的數(shù)字濾波器563-k的求和器541-k和542-k的偏移值OFFSET2I和OFFSET2Q可以通過分別對信號GKI(n)和GKQ(n)求積分來計(jì)算。圖7所示的自適應(yīng)參數(shù)塊517-k的實(shí)施例通過分別對誤差信號ekI(n)和ekQ(n)求積分來計(jì)算OFFSET2I和OFFSET2Q。
并且，去往圖5E的正交校正電路540-k的系數(shù) 可由相位檢測器729-k和積分器731-k來計(jì)算。來自相位檢測器729-k的輸出信號可由下式來計(jì)算Pkθ2=-sign(a^kI(n))ekQ(n)-sign(a^kQ(n))ekI(n)---(42)]]>來自積分器731-k的輸出信號則可由下式給出θk(2)(n+1)=θk(2)(n)+αθPkθ2---(43)]]>增益gk2-I和gk2-Q可由相位檢測器732和積分器734來計(jì)算。在某些實(shí)施例中，相位檢測器732-k計(jì)算以下量pkg2-I(n)=-ekI(n)sign(a^kI(n)),]]>和pkg2-Q(n)=-ekQ(n)sign(a^kQ(n))---(44)]]>來自積分器734-k的輸出信號則可由下式給出gk2-I(n+1)=gk2-I(n)+αgpkg2-I,]]>和gk2-Q(n+1)=gk2-Q(n)+αgpkg2-Q---(45)]]>式中，αg確定了增益值對變化的響應(yīng)有多快。
如圖5A所示，交叉信道自適應(yīng)參數(shù)塊571自適應(yīng)地調(diào)整交叉信道干擾消除器570的多個(gè)參數(shù)，即公式26和27的所有σk，li參數(shù)。在交叉信道傳遞函數(shù)Qk，l是5抽頭函數(shù)并且K＝8的實(shí)施例中，有5*K*(K-1)＝280個(gè)獨(dú)立的復(fù)數(shù)參數(shù)σk，li要在公式27和28中進(jìn)行調(diào)整。
在某些實(shí)施例中，交叉信道自適應(yīng)參數(shù)塊571接收來自接收機(jī)222-1至222-K每個(gè)的判決單元516-k的復(fù)數(shù)輸入值E1至EK以及誤差信號{ek(n)=ekI(n)+iekQ(n)},]]>其中，Ek，即E1至EK中的任意一個(gè)，由Ek=EkI+iEkQ]]>(參見圖5F)給出。在接收機(jī)系統(tǒng)220-p起動時(shí)，可把所有復(fù)數(shù)參數(shù)σk，lj設(shè)為0。復(fù)數(shù)參數(shù)σk，lj每個(gè)都可根據(jù)下式來更新σk,lm,x(n+1)=σk,lm,x(n)-υk,lm,x(elI(n)EkI(n-m)+elQ(n)EkQ(n-m)),]]>和 (46)σk,lm,y(n+1)=σk,lm,y(n)-υk,lm,y(elQ(n)EkI(n-m)-elI(n)EkQ(n-m))---(47)]]>其中，σk,lm=σk,lm,x+iσk,lm,y---(48)]]>并且，式中，υk,lm=υk,lm,x+iυk,lm,y]]>是用于參數(shù)σk，lm的復(fù)數(shù)更新系數(shù)，并且控制參數(shù)σk，lm可以變化多快，與上述其他更新公式所述方式類似。在某些實(shí)施例中，所有參數(shù)υk，lm，x和υk，lm，y各自具有量級在10-3至10-5的值。
在某些實(shí)施例中，頻移器563產(chǎn)生輸入到PLL 523的基準(zhǔn)信號，使得具有接收機(jī)系統(tǒng)220-p的組件201-p的頻率 至 與具有發(fā)射機(jī)系統(tǒng)210-q的對應(yīng)組件201-q的頻率f1至fK相匹配，其中，組件201-q把數(shù)據(jù)發(fā)送到組件201-p。在f1至fK分別與頻率f0至Kf0相對應(yīng)的實(shí)施例中，頻移器563使基準(zhǔn)時(shí)鐘的頻率發(fā)生移動，使得頻移Δ為零。這樣頻率 至 也是頻率f0至Kf0。在某些實(shí)施例中，頻移器563可以接收來自任何或所有環(huán)路濾波器706-k(圖7)的輸入并調(diào)整頻移，使得 至 保持恒定，例如保持為0或任何其他角度。在某些實(shí)施例中，頻移器563接收來自任何或所有環(huán)路濾波器705-k的輸出信號。
如圖5A所示，來自數(shù)字濾波器563-k的輸出信號，即均衡后的抽樣{GkI(n)，GkQ(n)}被輸入到網(wǎng)格解碼器514-k。網(wǎng)格解碼可使用維特比算法進(jìn)行，參見，例如，G.Ungerboeck.，“Channel Coding withMultilevel/Phase Signals，”IEEE Transactions on InformationTheory，vol.IT-28，January 1982，pp.55-67，G.Ungerboeck.，“Trellis Coding Modulation with Redundant SignalSets，Part I，Introduction，”IEEE Communications Magazine，vol.25，no.2，F(xiàn)eb.1987，pp.5-11，G.Ungerboeck.，“Trellis CodingModulation with Redundant Signal Sets，Part II.State of the Art，”IEEE Communications Magazine，vol.25，no.2，F(xiàn)eb.1987，pp.12-21，或者G.C.CLARK，JR.，AND J.B.CAIN，ERROR CORRECTION CODING FOR DIGITALCOMMUNICATIONS，PP.253-264(Plenum Press，New York，1981)。此外，網(wǎng)格解碼器514從QAM碼元集變換回到多個(gè)并行位。來自網(wǎng)格解碼器514的輸出信號現(xiàn)在包括nk個(gè)并行位，其被輸入到解擾器515-k。接收機(jī)解調(diào)器222-k的解擾器515-k進(jìn)行操作以逆轉(zhuǎn)發(fā)射機(jī)調(diào)制器212-k的加擾器401的加擾操作。
如圖2C所示，來自解調(diào)器222-1至222-K每個(gè)的輸出信號在位解析電路221中被重新組合成N位并行信號。此外，從位解析電路221輸出RX時(shí)鐘信號。
圖10示出了根據(jù)本發(fā)明的網(wǎng)格解碼器514的示例實(shí)施例。圖10A的網(wǎng)格解碼器514包括限幅器1001，支路度量塊1002，加比選擇(ACS)塊1003，標(biāo)準(zhǔn)化和飽和塊1004，回溯塊1005，以及網(wǎng)格判決塊1006。來自網(wǎng)格解碼器514的輸出信號是多個(gè)已接收的位，這些已接收的位與由發(fā)射機(jī)210-p發(fā)送的位基本上相同。
限幅器1001接收分別來自偏移塊541和542的輸出信號GkI(n)和GkQ(n)。圖10B示出了限幅器1001的一實(shí)施例。值GkI(n)分別被接收在x和y限幅器1010和1011內(nèi)。限幅器1010把GkI(n)限幅到第一組多個(gè)碼元值，而限幅器1011把GkI(n)限幅到第二組多個(gè)限幅值。例如，在表I所示的128QAM系統(tǒng)中，x限幅器1010可限幅到碼元值-11、-7、-3、1、5和9，y限幅器1011可限幅到碼元值-9、-5、-1、3、7、11。在某些實(shí)施例中，可通過分別使用表1016和1021映射來自限幅器1010和1011的判決碼元來減少位數(shù)。來自表1016和1021的輸出信號是ix和iy，表示基于輸入值GkI(n)的判決值。
表II

還計(jì)算了誤差δix和δiy。分別在求和器1015和1020中從輸入信號GkI(n)中減去了來自限幅器1010和1011的輸出信號。在某些實(shí)施例中，在求和器1015和1020中的減法之前，把來自限幅器1010和1011的輸出信號分別輸入到塊1014和1019。塊1014和1019表示移位。在某些實(shí)施例中，去往限幅器1010和1011的輸入信號是8位的帶符號數(shù)。值8限幅到精確的1。同樣，值-56限幅到精確的-7。因此，如果輸入信號是-56，則它將被限幅到-7。為了計(jì)算誤差，需要在從輸入信號中減去之前將-7乘以8。乘以8與左移3位相同。
來自求和器1015和1020的輸出信號的絕對值則分別由塊1017和1022來獲取。來自ABS塊1017和1022的輸出信號可分別按照表1018和1023映射到需要更少位數(shù)的一組值，以分別產(chǎn)生δix和δiy，如在上述表II中那樣。
與正交數(shù)據(jù)路徑對應(yīng)的輸出信號qx、qy、δqx和δqy是由限幅器1012、1013、求和器1025、1030、以及塊1024、1026、1027、1028、1029、1031、1032和1033通過基本上相同的過程來產(chǎn)生的。
支路度量塊1002接收來自限幅器1001的誤差信號并計(jì)算信號δa、δb、δc和δd。支路度量值δa、δb、δc和δd表示路徑度量誤差。在某些實(shí)施例中，路徑度量誤差δa、δb、δc和δd可計(jì)算為δa＝δix+δqx，δb＝δiy+δqx，(49)δc＝δix+δqy，δd＝δiy+δqy加比選擇塊1003接收路徑度量δa、δb、δc和δd以及狀態(tài)度量值s0、s1、s2和s3，狀態(tài)度量值是在標(biāo)準(zhǔn)化和飽和塊1004中來計(jì)算的。在某些實(shí)施例中，ACS 1003的輸出值包含路徑度量p0、p1、p2和p3以及選擇指標(biāo)c0、c1、c2和c3。路徑度量p0、p1、p2和p3可由下列式子給出p0＝MIN(s0+δa，s2+δd)p1＝MIN(s0+δd，s2+δa)p2＝MIN(s1+δb，s3+δc)，和p3＝MIN(s1+δc，s3+δb) (50)選擇指標(biāo)c0、c1、c2和c3表示在公式43的各最小化中選擇哪些值。
標(biāo)準(zhǔn)化和飽和塊1004接收路徑度量p0、p1、p2和p3并且計(jì)算狀態(tài)度量s0、s1、s2和s3。在某些實(shí)施例中，如果路徑度量高于一閾值，則從各路徑度量中減去該閾值。在某些實(shí)施例中，可從路徑度量p0、p1、p2和p3每一個(gè)中減去最小的路徑度量。標(biāo)準(zhǔn)化和飽和塊1004還確保路徑度量p0、p1、p2和p3被限制到一最大值。例如，在p0、p1、p2和p3是4位數(shù)(范圍0-15)的一實(shí)施例中，如果p0、p1、p2或p3大于15，則對應(yīng)路徑度量就被限制到最大值15。然后，把下一波特期間的狀態(tài)度量s0、s1、s2和s3設(shè)定成路徑度量p0、p1、p2和p3。
回溯塊1005接收并存儲選擇指標(biāo)c0、c1、c2和c3以及在該波特期間來自限幅器1001的判決值ix、iy、qx和qy。選擇指標(biāo)c0、c1、c2和c3表示先前狀態(tài)值。如用于表示編碼位之間的狀態(tài)轉(zhuǎn)變的圖10C的狀態(tài)轉(zhuǎn)變圖所示，對于狀態(tài)0-3中的每一個(gè)，僅有兩個(gè)可能的先前狀態(tài)0-3。例如，如果當(dāng)前狀態(tài)是1，則先前狀態(tài)是0或2。盡管可在回溯塊1005中使用任何回溯深度，然而在某些實(shí)施例中，使用的回溯深度為6。在使用用于減少為存儲ix、iy、qx和qy所需位數(shù)(例如在128QAM系統(tǒng)中共計(jì)8)以及為存儲選擇指標(biāo)c0、c1、c2和c3所需較低位數(shù)的映射表1016、1021、1026和1031時(shí)，需要較低的位數(shù)。例如，在某些實(shí)施例中，使用共計(jì)12位。
為了計(jì)算從回溯塊1005輸出的網(wǎng)格，在第一選擇是具有最低狀態(tài)度量的狀態(tài)的情況下，首先使用最新存儲的存儲器位置。該算法通過所存儲的選擇指標(biāo)c0、c1、c2和c3回溯到回溯存儲器的末尾(在某些實(shí)施例中，第六狀態(tài))并到達(dá)狀態(tài)S。在上述示例網(wǎng)格中，輸出的MSB是狀態(tài)S的LSB。最終狀態(tài)S和選擇指標(biāo)cS將確定發(fā)送了哪對碼元(Ix/Iy，Qx/Qy)。通過從回溯存儲器中讀取這些碼元的值，例如通過查閱表I將獲得讀取值。來自查閱表(例如表I)的讀取值的五個(gè)最低有效位成為輸出信號的五個(gè)最低有效位。最高有效位是更早就確定了的，其提供最高有效位(MSB)。
如果使用上述示例16狀態(tài)編碼器，則可在解碼中利用一種使用維特比算法的標(biāo)準(zhǔn)16狀態(tài)網(wǎng)格解碼器。2/3位編碼示出在用于最高有效位的表II中，而用于7位數(shù)據(jù)映射器的查閱表示出在表III中。
圖9示出了根據(jù)本發(fā)明的收發(fā)信機(jī)芯片900。收發(fā)信機(jī)芯片900包括形成在單一半導(dǎo)體芯片上的發(fā)射機(jī)210-p和接收機(jī)220-p。在某些實(shí)施例中，收發(fā)信機(jī)芯片900使用CMOS技術(shù)并采用硅來形成。收發(fā)信機(jī)芯片900可把N位接收到發(fā)射機(jī)210-p內(nèi)并從接收機(jī)220-p輸出N位。在某些實(shí)施例中，不同管腳可以用于多個(gè)輸入位和多個(gè)輸出位，如圖9所示。在某些實(shí)施例中，發(fā)射機(jī)210-p和接收機(jī)220-p共用相同的N個(gè)管腳。發(fā)射機(jī)900接收基準(zhǔn)時(shí)鐘信號并輸出來自接收機(jī)220-p的接收時(shí)鐘信號。并且，收發(fā)信機(jī)220包括用于收發(fā)差分信號的輸出管腳。在某些實(shí)施例中，發(fā)射機(jī)210-p和接收機(jī)220-p共用多個(gè)相同的輸出管腳，而在某些實(shí)施例中，把發(fā)射機(jī)210-p和接收機(jī)220-p耦接以使多個(gè)輸出管腳分離。在某些實(shí)施例中，收發(fā)信機(jī)芯片900可以與光驅(qū)動器耦合以用于光傳輸。
盡管本文所述的數(shù)字算法是作為數(shù)字電路元件提出的，然而本領(lǐng)域技術(shù)人員應(yīng)意識到，這些算法也可由執(zhí)行軟件代碼以完成相同功能的一個(gè)或一個(gè)以上的數(shù)字處理器來執(zhí)行。
圖12A示出了基帶接收機(jī)223的一實(shí)施例，該基帶接收機(jī)223可在通過基帶信道301-0進(jìn)行傳輸?shù)膶?shí)施例中使用?；鶐Оl(fā)射機(jī)217和基帶接收機(jī)223例如可以形成一PAM收發(fā)信機(jī)。來自介質(zhì)250(參見圖2A)的信號由模擬處理電路1201接收。模擬處理電路1201例如可包括一低通濾波器，以便把基帶信號與使用多個(gè)載波頻率傳送的那些信號(例如由發(fā)射機(jī)212-1至212-K所發(fā)送的信號)分離開來。濾波器1201還可包括對信號的某種模擬校正，該濾波器1201包括抗混疊濾波器、基線漂移濾波器、或者其他濾波器。
圖12B示出了模擬處理電路1201的一實(shí)施例。輸入信號Z(t)由低通濾波器1210接收。低通濾波器1210的參數(shù)可以固定，然而在某些實(shí)施例中，該濾波器例如可由圖12A的自適應(yīng)參數(shù)控制電路1207來動態(tài)調(diào)整。來自濾波器1210的輸出信號被輸入到放大器1211。在某些實(shí)施例中，放大器1211的增益gA可由下式給出gA(n+1)＝gA(n)+αA(PA-Th-P) (51)式中，αA是控制增益收斂的乘數(shù)，PA-TH是峰值功率閾值，P是均方功率S2，其中，S是來自ADC 1202的數(shù)字化信號。放大器1211配置成使ADC 1202的范圍被填滿。
來自放大器1211的輸出信號可被輸入到偏移電路1212。偏移值OFFSETA可由自適應(yīng)參數(shù)控制電路1207來配置，使得來自ADC 1202的平均輸出信號S為零。偏移值OFFSETA例如可由下式給出OFFSETA(n+1)＝OFFSETA(n)-αOFFS (52)式中，αOFF同樣是用于控制收斂的乘數(shù)，而S是從ADC轉(zhuǎn)換器1202輸出的信號。
來自模擬處理電路1201的輸出信號被輸入到ADC 1202并在那里被數(shù)字化。ADC 1202可具有任何分辨率位數(shù)。在16-PAM系統(tǒng)中可以使用例如至少4位ADC。ADC 1202可根據(jù)通常由接收機(jī)120-p(例如在圖5A所示的PLL 523內(nèi))產(chǎn)生的時(shí)鐘信號進(jìn)行定時(shí)。在某些實(shí)施例中，自適應(yīng)參數(shù)控制電路1207可產(chǎn)生相位信號，該相位信號可把一相位附加給ADC1202的定時(shí)。在這些實(shí)施例中，相位信號Ph可由上述相同技術(shù)給出，其中，相位的計(jì)算由圖7中所示的相位檢測器703-k、環(huán)路濾波器705-k和積分器707-k針對同相信號來執(zhí)行。
來自ADC 1202的輸出信號S可被輸入到數(shù)字濾波器1203。信號的進(jìn)一步濾波和整形可在數(shù)字濾波器1203內(nèi)進(jìn)行。濾波器1203例如可以是數(shù)字基線漂移濾波器、數(shù)字自動增益控制電路、回波或后續(xù)消除器、或者任何其他濾波器。例如，如有必要，數(shù)字濾波器1203可以是交叉信道干擾濾波器570(圖5A所示)的一部分。來自數(shù)字濾波器1203的輸出信號被輸入到均衡器1204。
均衡器1204針對碼元間干擾對信號進(jìn)行均衡。均衡器1203可包括前饋部、反饋部、或者前饋部和反饋部的組合。圖12C示出了具有前饋部1215和反饋部1216的組合的均衡器1204的實(shí)施例。前饋部1215和反饋部1216每個(gè)都可包括任何抽頭數(shù)。前饋部1215的均衡參數(shù)C0至CM和反饋部1216的均衡參數(shù)B1至BN中的每一個(gè)都可在自適應(yīng)參數(shù)控制電路1207中自適應(yīng)地加以選擇，與以上所述方法類似。
來自均衡器1204的輸出信號接著可被輸入到數(shù)據(jù)恢復(fù)電路1205。數(shù)據(jù)恢復(fù)電路1205從這些信號中恢復(fù)數(shù)字信號。在某些實(shí)施例中，數(shù)據(jù)恢復(fù)電路1205是PAM限幅器。在某些實(shí)施例中，數(shù)據(jù)恢復(fù)電路1205還可包括糾錯解碼器(例如網(wǎng)格解碼器)、里德-所羅門(Reed-Solomon)解碼器或其他解碼器。來自數(shù)據(jù)恢復(fù)電路1205的輸出信號接著被輸入到解擾器1206，以便恢復(fù)所傳輸?shù)亩鄠€(gè)并行位。
上述本發(fā)明的實(shí)施例僅是示例性的，而不是限制性的。本領(lǐng)域技術(shù)人員應(yīng)意識到，對所揭示的實(shí)施例所做的各種修改都將落入本發(fā)明的范圍和精神內(nèi)。因此，本發(fā)明僅受以下權(quán)利要求的限制。
表I

表II


表III

權(quán)利要求
1.一種通信系統(tǒng)，其包括發(fā)射機(jī)，該發(fā)射機(jī)被耦接以接收N個(gè)并行數(shù)據(jù)位，并把該N個(gè)并行數(shù)據(jù)位發(fā)送到傳輸介質(zhì)上的K個(gè)頻率分離信道內(nèi)，其中，N和K是整數(shù)；以及接收機(jī)，其被耦接以從傳輸介質(zhì)接收來自所述K個(gè)頻率分離信道的數(shù)據(jù)并且恢復(fù)所述N個(gè)并行數(shù)據(jù)位。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的系統(tǒng)，其中，發(fā)射機(jī)包括位分配電路，其接收所述N個(gè)并行數(shù)據(jù)位，并且生成數(shù)據(jù)位的K個(gè)子集；以及K個(gè)調(diào)制器，其中，該K個(gè)調(diào)制器中的每個(gè)對所述N個(gè)并行數(shù)據(jù)位的所述K個(gè)子集之一進(jìn)行編碼，并且生成按照與所述K個(gè)頻率分離信道之一相關(guān)聯(lián)的載波頻率而調(diào)制的輸出信號；以及加法器，其接收來自所述K個(gè)調(diào)制器中的每一個(gè)的輸出信號，并且產(chǎn)生一用于在傳輸介質(zhì)上傳輸?shù)陌l(fā)送和信號。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的系統(tǒng)，其中，所述K個(gè)調(diào)制器中的至少一個(gè)包括數(shù)據(jù)編碼器，其接收與所述K個(gè)調(diào)制器中的所述至少一個(gè)相關(guān)聯(lián)的所述N個(gè)并行數(shù)據(jù)位的所述K個(gè)子集之一，并且輸出一編碼信號；碼元映射器，其被耦接以接收編碼信號并輸出一碼元；以及上變頻器，其被耦接以接收來自碼元映射器的多個(gè)碼元并產(chǎn)生輸出信號；其中，上變頻器按照與所述K個(gè)調(diào)制器中的所述至少一個(gè)相對應(yīng)的所述K個(gè)頻率分離信道之一的載波頻率來輸出數(shù)據(jù)。
4.根據(jù)權(quán)利要求3所述的系統(tǒng)，還包括一數(shù)模轉(zhuǎn)換器，該數(shù)模轉(zhuǎn)換器耦合在碼元映射器與上變頻器之間。
5.根據(jù)權(quán)利要求3所述的系統(tǒng)，其中，數(shù)據(jù)編碼器是網(wǎng)格編碼器。
6.根據(jù)權(quán)利要求3所述的系統(tǒng)，其中，碼元映射器是QAM碼元映射器，其把已編碼的輸出信號映射到一碼元內(nèi)，該碼元包括一同相信號和一正交信號。
7.根據(jù)權(quán)利要求4所述的系統(tǒng)，還包括一數(shù)字濾波器，該數(shù)字濾波器耦合在碼元映射器與數(shù)模轉(zhuǎn)換器之間。
8.根據(jù)權(quán)利要求4所述的系統(tǒng)，還包括一低通模擬濾波器，該低通模擬濾波器耦合在數(shù)模轉(zhuǎn)換器與上變頻器之間。
9.根據(jù)權(quán)利要求6所述的系統(tǒng)，其中，上變頻器通過將復(fù)數(shù)碼元的同相部分與載波頻率的正弦函數(shù)相乘來產(chǎn)生第一信號，通過將復(fù)數(shù)碼元的異相部分與載波頻率的余弦函數(shù)相乘來產(chǎn)生第二信號，并且將第一信號與第二信號求和以產(chǎn)生輸出信號。
10.根據(jù)權(quán)利要求1所述的系統(tǒng)，其中，傳輸介質(zhì)是銅信號板，并且發(fā)射機(jī)包括一差分輸出驅(qū)動器。
11.根據(jù)權(quán)利要求1所述的系統(tǒng)，其中，傳輸介質(zhì)是FR4銅跡線，并且發(fā)射機(jī)包括一差分輸出驅(qū)動器。
12.根據(jù)權(quán)利要求1所述的系統(tǒng)，其中，傳輸介質(zhì)是光纖，并且發(fā)射機(jī)包括一光輸出驅(qū)動器。
13.根據(jù)權(quán)利要求2所述的系統(tǒng)，其中，較低載波頻率處的位的子集所包含的位少于與較高載波頻率相關(guān)聯(lián)的位的子集所包含的位。
14.根據(jù)權(quán)利要求2所述的系統(tǒng)，其中，數(shù)據(jù)位的所述K個(gè)子集每個(gè)都包括相同數(shù)量的數(shù)據(jù)位。
15.根據(jù)權(quán)利要求2所述的系統(tǒng)，其中，接收機(jī)包括K個(gè)解調(diào)器，該K個(gè)解調(diào)器每個(gè)都被耦接以接收來自傳輸介質(zhì)的信號，該信號是通過傳輸介質(zhì)傳輸?shù)陌l(fā)送和信號，并且該K個(gè)解調(diào)器每個(gè)都恢復(fù)數(shù)據(jù)位的所述K個(gè)子集中的一個(gè)；以及位解析電路，其接收來自所述K個(gè)解調(diào)器的數(shù)據(jù)位的所述K個(gè)子集中的每一個(gè)，并且重構(gòu)由發(fā)射機(jī)所發(fā)送的所述N個(gè)數(shù)據(jù)位。
16.根據(jù)權(quán)利要求15所述的系統(tǒng)，其中，接收機(jī)還包括一輸入緩沖器，該輸入緩沖器耦合在所述K個(gè)解調(diào)器與傳輸介質(zhì)之間。
17.根據(jù)權(quán)利要求16所述的系統(tǒng)，其中，輸入緩沖器接收一差分接收和信號。
18.根據(jù)權(quán)利要求16所述的系統(tǒng)，其中，輸入緩沖器接收一光信號。
19.根據(jù)權(quán)利要求15所述的系統(tǒng)，其中，所述K個(gè)解調(diào)器中的至少一個(gè)包括下變頻電路，其接收來自傳輸介質(zhì)的信號，并且通過按照適合于所述K個(gè)解調(diào)器中的所述一個(gè)的載波頻率變換該信號來產(chǎn)生一碼元；均衡電路，其被耦接以接收來自下變頻電路的碼元并生成均衡碼元；以及解碼器，其接收均衡碼元并恢復(fù)與所述K個(gè)解調(diào)器中的所述至少一個(gè)相關(guān)聯(lián)的所述K個(gè)子集中的一個(gè)。
20.根據(jù)權(quán)利要求19所述的系統(tǒng)，還包括一模數(shù)轉(zhuǎn)換器，該模數(shù)轉(zhuǎn)換器耦合在下變頻器與均衡器之間。
21.根據(jù)權(quán)利要求20所述的系統(tǒng)，還包括一抗混疊濾波器，該抗混淆濾波器耦合在下變頻器與模數(shù)轉(zhuǎn)換器之間。
22.根據(jù)權(quán)利要求20所述的系統(tǒng)，還包括多個(gè)可變增益放大器，該多個(gè)可變增益放大器耦合在下變頻器與模數(shù)轉(zhuǎn)換器之間，該多個(gè)可變增益放大器由一自動增益電路來控制。
23.根據(jù)權(quán)利要求19所述的系統(tǒng)，其中，碼元包括一同相信號和一正交信號，并且下變頻器將所述接收和信號與一余弦函數(shù)相乘以恢復(fù)所述同相分量，并將所述接收和信號與一正弦函數(shù)相乘以恢復(fù)所述正交分量。
24.根據(jù)權(quán)利要求20所述的系統(tǒng)，還包括一自適應(yīng)受控濾波器，該自適應(yīng)受控濾波器耦合在數(shù)模轉(zhuǎn)換器與均衡器之間。
25.根據(jù)權(quán)利要求24所述的系統(tǒng)，還包括一相位旋轉(zhuǎn)器，該相位旋轉(zhuǎn)器耦合在自適應(yīng)受控濾波器與均衡器之間。
26.根據(jù)權(quán)利要求19所述的系統(tǒng)，其中，多個(gè)均衡器參數(shù)被自適應(yīng)地選擇。
27.一種通過傳輸介質(zhì)在組件間進(jìn)行通信的方法，該方法包括把N位分離成位的K個(gè)子集；對位的所述K個(gè)子集中的每一個(gè)都進(jìn)行編碼以形成位的多個(gè)編碼子集；把位的所述K個(gè)編碼子集每個(gè)都映射到一碼元集上，以產(chǎn)生表示位的所述K個(gè)子集中的每一個(gè)的K個(gè)碼元；對所述K個(gè)碼元中的每一個(gè)都進(jìn)行上變頻，以便按照一組K個(gè)載波頻率中的一個(gè)形成上變頻信號；對表示位的所述K個(gè)子集中的每一個(gè)的多個(gè)上變頻信號進(jìn)行求和，以產(chǎn)生一發(fā)送和信號；以及把所述發(fā)送和信號與傳輸介質(zhì)耦合。
28.根據(jù)權(quán)利要求27所述的方法，其中，按照較低載波頻率發(fā)送的多個(gè)碼元所表示的位少于按照較高載波頻率發(fā)送的碼元所表示的位。
29.根據(jù)權(quán)利要求27所述的方法，其中，對位的所述K個(gè)子集中的每一個(gè)都進(jìn)行編碼的步驟包括使用網(wǎng)格編碼器對位的所述K個(gè)子集中的至少一個(gè)進(jìn)行編碼。
30.根據(jù)權(quán)利要求27所述的方法，其中，對位的所述編碼子集中的每一個(gè)進(jìn)行映射的步驟包括QAM映射。
31.根據(jù)權(quán)利要求27所述的方法，還包括把所述K個(gè)碼元變換成多個(gè)模擬信號。
32.根據(jù)權(quán)利要求31所述的方法，還包括在把所述K個(gè)碼元變換成多個(gè)模擬信號之前提供數(shù)字濾波。
33.根據(jù)權(quán)利要求31所述的方法，還包括提供所述多個(gè)模擬信號的模擬濾波。
34.根據(jù)權(quán)利要求27所述的方法，還包括接收來自傳輸介質(zhì)的接收和信號；把該接收和信號下變頻成一組K個(gè)信號；對所述K個(gè)信號每個(gè)都進(jìn)行均衡以接收多個(gè)均衡碼元；對所述多個(gè)均衡碼元進(jìn)行解碼以重構(gòu)位的所述K個(gè)子集；以及把位的所述K個(gè)子集解析成N位。
35.根據(jù)權(quán)利要求34所述的方法，其中，接收所述接收和信號的步驟包括接收來自銅傳輸介質(zhì)的差分信號。
36.根據(jù)權(quán)利要求34所述的方法，其中，接收所述接收和信號的步驟包括接收光信號。
37.根據(jù)權(quán)利要求34所述的方法，其中，對所述接收和信號進(jìn)行下變頻的步驟包括接收按照對應(yīng)載波頻率發(fā)送的碼元。
38.根據(jù)權(quán)利要求34所述的方法，還包括提供自動增益變換。
39.根據(jù)權(quán)利要求34所述的方法，還包括提供模數(shù)轉(zhuǎn)換。
40.根據(jù)權(quán)利要求39所述的方法，還包括在模數(shù)轉(zhuǎn)換之前提供抗混疊濾波。
41.根據(jù)權(quán)利要求34所述的方法，還包括為定時(shí)恢復(fù)提供自適應(yīng)受控濾波。
42.根據(jù)權(quán)利要求34所述的方法，其中，所述多個(gè)碼元是復(fù)數(shù)的，并且還提供自適應(yīng)受控相位旋轉(zhuǎn)。
43.根據(jù)權(quán)利要求34所述的方法，其中，對所述多個(gè)均衡碼元進(jìn)行解碼的步驟包括網(wǎng)格解碼和QAM解碼。
44.一種收發(fā)信機(jī)芯片，其包括發(fā)射機(jī)部，該發(fā)射機(jī)部被耦接以接收N個(gè)并行數(shù)據(jù)位并把該N個(gè)并行數(shù)據(jù)位發(fā)送到傳輸介質(zhì)上的第一組K個(gè)頻率分離信道內(nèi)，其中，N和K是整數(shù)；以及接收機(jī)部，其被耦接以從傳輸介質(zhì)接收來自第二組K個(gè)頻率分離信道的數(shù)據(jù)并恢復(fù)所述N個(gè)并行數(shù)據(jù)位。
45.根據(jù)權(quán)利要求44所述的芯片，其中，第一組K個(gè)頻率分離信道具有與第二組K個(gè)頻率分離信道基本上相同的載波頻率。
46.根據(jù)權(quán)利要求44所述的芯片，其中，發(fā)射機(jī)包括位分配電路，其接收所述N個(gè)并行數(shù)據(jù)位并生成數(shù)據(jù)位的K個(gè)子集；以及K個(gè)調(diào)制器，其中，該K個(gè)調(diào)制器每個(gè)都對所述N個(gè)并行數(shù)據(jù)位的所述K個(gè)子集之一進(jìn)行編碼，并且生成按照與第一組K個(gè)頻率分離信道之一相關(guān)聯(lián)的載波頻率調(diào)制的輸出信號；以及加法器，其接收來自所述K個(gè)調(diào)制器每個(gè)的輸出信號，并且產(chǎn)生一用于在傳輸介質(zhì)上傳輸?shù)陌l(fā)送和信號。
47.根據(jù)權(quán)利要求46所述的芯片，其中，所述K個(gè)調(diào)制器中的至少一個(gè)包括數(shù)據(jù)編碼器，其接收與所述K個(gè)調(diào)制器中的所述至少一個(gè)相關(guān)聯(lián)的所述N個(gè)并行數(shù)據(jù)位的所述K個(gè)子集中的一個(gè)，并且輸出一編碼信號；碼元映射器，其被耦接以接收該編碼信號并輸出一碼元；以及上變頻器，其被耦接以接收來自碼元映射器的多個(gè)碼元并產(chǎn)生輸出信號；其中，上變頻器按照與所述K個(gè)調(diào)制器中的至少一個(gè)相對應(yīng)的所述K個(gè)頻率分離信道之一的載波頻率輸出數(shù)據(jù)。
48.根據(jù)權(quán)利要求47所述的芯片，其中，編碼器是網(wǎng)格編碼器，并且碼元映射器是QAM碼元映射器。
49.根據(jù)權(quán)利要求44所述的芯片，其中，接收機(jī)包括K個(gè)解調(diào)器，該K個(gè)解調(diào)器每個(gè)都被耦接以接收來自傳輸介質(zhì)的信號，該信號是通過傳輸介質(zhì)傳輸?shù)乃霭l(fā)送和信號，并且該K個(gè)解調(diào)器每個(gè)恢復(fù)數(shù)據(jù)位的所述K個(gè)子集中的一個(gè)；以及位解析電路，其接收來自所述K個(gè)解調(diào)器的數(shù)據(jù)位的所述K個(gè)子集中的每一個(gè)，并且重構(gòu)由發(fā)射機(jī)發(fā)送的所述N個(gè)數(shù)據(jù)位。
50.根據(jù)權(quán)利要求49所述的芯片，其中，所述K個(gè)解調(diào)器中的至少一個(gè)包括下變頻電路，其接收來自傳輸介質(zhì)的信號，并且通過按照適合于所述K個(gè)解調(diào)器中的所述一個(gè)的載波頻率變換該信號來產(chǎn)生一碼元；均衡電路，其被耦接以接收來自下變頻電路的碼元并生成一均衡碼元；以及解碼器，其接收該均衡碼元，并且恢復(fù)與所述K個(gè)解調(diào)器中的所述至少一個(gè)相關(guān)聯(lián)的位的所述K個(gè)子集中的一個(gè)。
51.一種傳輸系統(tǒng)，包括多個(gè)發(fā)射機(jī)，該多個(gè)發(fā)射機(jī)每個(gè)在多個(gè)傳輸頻帶中的一個(gè)內(nèi)發(fā)送數(shù)據(jù)，該多個(gè)發(fā)射機(jī)中的至少一個(gè)包括網(wǎng)格編碼器，其被耦接以接收要發(fā)送的數(shù)據(jù)；碼元映射器，其被耦接以接收來自網(wǎng)格編碼器的輸出信號；至少一個(gè)數(shù)模轉(zhuǎn)換器，其被耦接以接收來自碼元映射器的輸出信號；至少一個(gè)濾波器，其被耦接以接收來自該至少一個(gè)數(shù)模轉(zhuǎn)換器的模擬輸出信號；以及上變頻器，其被耦接以接收來自該至少一個(gè)濾波器的輸出信號并把該輸出信號的頻率轉(zhuǎn)移到指定的頻率。
52.根據(jù)權(quán)利要求51所述的發(fā)射機(jī)，其中，碼元映射器是128 QAM碼元映射器。
53.根據(jù)權(quán)利要求51所述的發(fā)射機(jī)，其中，編碼器對所述數(shù)據(jù)的最高有效位進(jìn)行編碼。
54.根據(jù)權(quán)利要求51所述的發(fā)射機(jī)，其中，所述至少一個(gè)濾波器是具有截止頻率和過量帶寬的低通濾波器，該低通濾波器使基帶數(shù)據(jù)信號通過但基本上濾除更高頻率信號。
55.根據(jù)權(quán)利要求54所述的發(fā)射機(jī)，其中，所述低通濾波器是兩零點(diǎn)五極點(diǎn)濾波器，并且多個(gè)濾波器參數(shù)被選擇成使所述多個(gè)濾波器中的至少一個(gè)的輸出響應(yīng)近似于根升余弦函數(shù)。
56.根據(jù)權(quán)利要求55所述的發(fā)射機(jī)，其中，所述低通濾波器的所述多個(gè)濾波器參數(shù)可通過使低通濾波器響應(yīng)與數(shù)模轉(zhuǎn)換器響應(yīng)卷積并與根升余弦函數(shù)比較所得到的代價(jià)函數(shù)最小化來確定。
57.一種傳輸系統(tǒng)，其包括多個(gè)接收機(jī)，該多個(gè)接收機(jī)每個(gè)接收來自多個(gè)傳輸頻帶中的一個(gè)的信號，該多個(gè)接收機(jī)中的至少一個(gè)包括下變頻器，其把來自所述多個(gè)傳輸頻帶中的所述一個(gè)的輸入信號變換到基帶；濾波器，其被耦接以接收來自下變頻器的信號，該濾波器基本上濾除不在基帶內(nèi)的信號；模數(shù)轉(zhuǎn)換器，其被耦接以接收來自濾波器的信號并產(chǎn)生數(shù)字化信號；均衡器，其被耦接以接收所述數(shù)字化信號；以及網(wǎng)格解碼器，其被耦接以接收來自均衡器的信號并產(chǎn)生再現(xiàn)數(shù)據(jù)，該再現(xiàn)數(shù)據(jù)與由對應(yīng)的發(fā)射機(jī)所發(fā)送的數(shù)據(jù)基本上相同。
58.根據(jù)權(quán)利要求57所述的系統(tǒng)，其中，下變頻器生成同相信號和正交信號，該同相信號是與所述多個(gè)傳輸頻帶中的所述一個(gè)的頻率的余弦函數(shù)相乘的輸入信號，并且該正交信號是與所述多個(gè)傳輸頻帶中的所述一個(gè)的頻率的正弦函數(shù)相乘的輸入信號。
59.根據(jù)權(quán)利要求58所述的系統(tǒng)，其中，濾波器包括同相濾波器，用于對同相信號進(jìn)行濾波；以及正交濾波器，用于對正交信號進(jìn)行濾波。
60.根據(jù)權(quán)利要求59所述的系統(tǒng)，還包括一偏移塊，該偏移塊耦合在下變頻器與濾波器之間，該偏移塊使同相信號和正交信號偏移，使得從模數(shù)轉(zhuǎn)換器輸出的信號平均為零。
61.根據(jù)權(quán)利要求58所述的系統(tǒng)，還包括一放大器，該放大器耦合在濾波器與模數(shù)轉(zhuǎn)換器之間，該放大器對來自同相濾波器的同相濾波信號和來自正交濾波器的正交濾波信號進(jìn)行放大，使得模數(shù)轉(zhuǎn)換器的范圍被填滿。
62.根據(jù)權(quán)利要求61所述的系統(tǒng)，其中，放大器的同相增益和放大器的正交增益在自動增益控制器內(nèi)被自適應(yīng)地選擇。
63.根據(jù)權(quán)利要求62所述的系統(tǒng)，其中，自動增益控制器根據(jù)來自模數(shù)轉(zhuǎn)換器的數(shù)字化信號來設(shè)定同相增益和正交增益。
64.根據(jù)權(quán)利要求63所述的系統(tǒng)，其中，同相增益和正交增益相等。
65.根據(jù)權(quán)利要求58所述的系統(tǒng)，其中，模數(shù)轉(zhuǎn)換器包括第一模數(shù)轉(zhuǎn)換器，其被耦接以接收來自同相濾波器的信號；以及第二模數(shù)轉(zhuǎn)換器，其被耦接以接收來自正交濾波器的信號。
66.根據(jù)權(quán)利要求65所述的系統(tǒng)，還包括一校正電路，該校正電路耦合在模數(shù)轉(zhuǎn)換器與均衡器之間。
67.根據(jù)權(quán)利要求66所述的系統(tǒng)，其中，校正電路包括一調(diào)整裝置，該調(diào)整裝置用于對同相信號與正交信號之間的相位進(jìn)行校正。
68.根據(jù)權(quán)利要求67所述的系統(tǒng)，其中，同相信號和正交信號之一的小部分被附加給同相信號和正交信號中的相對一個(gè)。
69.根據(jù)權(quán)利要求68所述的系統(tǒng)，其中，同相信號和正交信號中的所述相對一個(gè)的第二部分被附加給同相信號和正交信號中的所述相對一個(gè)。
70.根據(jù)權(quán)利要求69所述的系統(tǒng)，其中，所述小部分和所述第二部分被自適應(yīng)地選擇。
71.根據(jù)權(quán)利要求70所述的系統(tǒng)，其中，所述小部分是來自校正電路的同相輸出信號和正交輸出信號的函數(shù)。
72.根據(jù)權(quán)利要求70所述的系統(tǒng)，其中，所述第二部分是來自校正電路的同相信號與正交信號之比的函數(shù)。
73.根據(jù)權(quán)利要求58所述的系統(tǒng)，其中，一相位旋轉(zhuǎn)電路耦合在模數(shù)轉(zhuǎn)換器與均衡器之間。
74.根據(jù)權(quán)利要求73所述的系統(tǒng)，其中，相位旋轉(zhuǎn)電路的參數(shù)被自適應(yīng)地選擇。
75.根據(jù)權(quán)利要求58所述的系統(tǒng)，其中，一放大器耦合在均衡器與網(wǎng)格解碼器之間。
76.根據(jù)權(quán)利要求75所述的系統(tǒng)，其中，一正交校正電路耦合在放大器與網(wǎng)格解碼器之間。
77.根據(jù)權(quán)利要求76所述的系統(tǒng)，其中，一偏移電路耦合在正交校正電路與網(wǎng)格解碼器之間。
78.根據(jù)權(quán)利要求75所述的系統(tǒng)，其中，放大器的同相增益和正交增益是從根據(jù)多個(gè)限幅值計(jì)算出的多個(gè)誤差信號中自適應(yīng)地選擇的。
79.根據(jù)權(quán)利要求78所述的系統(tǒng)，其中，所述多個(gè)限幅值是從去往網(wǎng)格解碼器的多個(gè)輸入信號確定的。
80.根據(jù)權(quán)利要求76所述的系統(tǒng)，其中，正交校正電路的參數(shù)被自適應(yīng)地選擇。
81.根據(jù)權(quán)利要求77所述的系統(tǒng)，其中，偏移電路的參數(shù)被自適應(yīng)地選擇。
82.一種傳輸系統(tǒng)，包括多個(gè)接收機(jī)，該多個(gè)接收機(jī)每個(gè)接收來自多個(gè)傳輸頻帶中的一個(gè)的信號；以及交叉信道干擾消除器，其與所述多個(gè)接收機(jī)耦合。
83.根據(jù)權(quán)利要求82所述的系統(tǒng)，其中，所述多個(gè)接收機(jī)中的至少一個(gè)包括下變頻器，其把來自所述多個(gè)傳輸頻帶中的所述一個(gè)的輸入信號變換到基帶；濾波器，其被耦接以接收來自下變頻器的信號，該濾波器基本上濾除不在基帶內(nèi)的信號；模數(shù)轉(zhuǎn)換器，其被耦接以接收來自濾波器的信號并產(chǎn)生數(shù)字化信號；均衡器，其被耦接以接收所述數(shù)字化信號；以及網(wǎng)格解碼器，其被耦接以接收來自均衡器的信號并產(chǎn)生再現(xiàn)數(shù)據(jù)，該再現(xiàn)數(shù)據(jù)與由對應(yīng)發(fā)射機(jī)所發(fā)送的數(shù)據(jù)基本上相同。
84.根據(jù)權(quán)利要求83所述的系統(tǒng)，其中，下變頻器生成同相信號和正交信號，該同相信號是與所述多個(gè)傳輸頻帶中的所述一個(gè)的頻率的余弦函數(shù)相乘的輸入信號，并且該正交信號是與所述多個(gè)傳輸頻帶中的所述一個(gè)的頻率的正弦函數(shù)相乘的輸入信號。
85.根據(jù)權(quán)利要求84所述的系統(tǒng)，其中，濾波器包括同相濾波器，用于對同相信號進(jìn)行濾波；以及正交濾波器，用于對正交信號進(jìn)行濾波。
86.根據(jù)權(quán)利要求84所述的系統(tǒng)，還包括一偏移塊，該偏移塊耦合在下變頻器與濾波器之間，該偏移塊使同相信號和正交信號偏移，使得從模數(shù)轉(zhuǎn)換器輸出的信號平均為零。
87.根據(jù)權(quán)利要求84所述的系統(tǒng)，還包括一放大器，該放大器耦合在濾波器與模數(shù)轉(zhuǎn)換器之間，該放大器對來自同相濾波器的同相濾波信號和來自正交濾波器的正交濾波信號進(jìn)行放大，使得模數(shù)轉(zhuǎn)換器被充填。
88.根據(jù)權(quán)利要求87所述的系統(tǒng)，其中，放大器的同相增益和放大器的正交增益在自動增益控制器內(nèi)被自適應(yīng)地選擇。
89.根據(jù)權(quán)利要求88所述的系統(tǒng)，其中，自動增益控制器根據(jù)來自模數(shù)轉(zhuǎn)換器的數(shù)字化信號來設(shè)定同相增益和正交增益。
90.根據(jù)權(quán)利要求89所述的系統(tǒng)，其中，同相增益和正交增益相等。
91.根據(jù)權(quán)利要求84所述的系統(tǒng)，其中，模數(shù)轉(zhuǎn)換器包括第一模數(shù)轉(zhuǎn)換器，其被耦接以接收來自同相濾波器的信號；以及第二模數(shù)轉(zhuǎn)換器，其被耦接以接收來自正交濾波器的信號。
92.根據(jù)權(quán)利要求91所述的系統(tǒng)，還包括校正電路，該校正電路耦合在模數(shù)轉(zhuǎn)換器與均衡器之間。
93.根據(jù)權(quán)利要求92所述的系統(tǒng)，其中，校正電路包括一調(diào)整裝置，調(diào)整裝置用于對同相信號與正交信號之間的相位進(jìn)行校正。
94.根據(jù)權(quán)利要求93所述的系統(tǒng)，其中，同相信號和正交信號中的一個(gè)的小部分被附加給同相信號和正交信號中的相對一個(gè)。
95.根據(jù)權(quán)利要求94所述的系統(tǒng)，其中，同相信號和正交信號中的所述相對一個(gè)的第二部分被附加給同相信號和正交信號中中的所述相對一個(gè)。
96.根據(jù)權(quán)利要求95所述的系統(tǒng)，其中，所述小部分和所述第二部分被自適應(yīng)地選擇。
97.根據(jù)權(quán)利要求96所述的系統(tǒng)，其中，所述小部分是來自校正電路的同相輸出信號和正交輸出信號的函數(shù)。
98.根據(jù)權(quán)利要求97所述的系統(tǒng)，其中，所述第二部分是來自校正電路的同相信號與正交信號之比的函數(shù)。
99.根據(jù)權(quán)利要求84所述的系統(tǒng)，其中，一相位旋轉(zhuǎn)電路耦合在模數(shù)轉(zhuǎn)換器與均衡器之間。
100.根據(jù)權(quán)利要求99所述的系統(tǒng)，其中，相位旋轉(zhuǎn)電路的參數(shù)被自適應(yīng)地選擇。
101.根據(jù)權(quán)利要求92所述的系統(tǒng)，其中，一放大器耦合在均衡器與網(wǎng)格解碼器之間。
102.根據(jù)權(quán)利要求101所述的系統(tǒng)，其中，一正交校正電路耦合在放大器與網(wǎng)格解碼器之間。
103.根據(jù)權(quán)利要求101所述的系統(tǒng)，其中，一偏移電路耦合在正交校正電路與網(wǎng)格解碼器之間。
104.根據(jù)權(quán)利要求101所述的系統(tǒng)，其中，放大器的同相增益和正交增益是從根據(jù)多個(gè)限幅值計(jì)算出的多個(gè)誤差信號中自適應(yīng)地選擇的。
105.根據(jù)權(quán)利要求104所述的系統(tǒng)，其中，所述多個(gè)限幅值是從去往網(wǎng)格解碼器的多個(gè)輸入信號確定的。
106.根據(jù)權(quán)利要求102所述的系統(tǒng)，其中，正交校正電路的參數(shù)被自適應(yīng)地選擇。
107.根據(jù)權(quán)利要求103所述的系統(tǒng)，其中，偏移電路的參數(shù)被自適應(yīng)地選擇。
108.根據(jù)權(quán)利要求82所述的系統(tǒng)，其中，交叉信道干擾消除器提供耦合在成對信道之間的多個(gè)傳遞函數(shù)，使得可以對所述多個(gè)信道中的每個(gè)進(jìn)行交叉信道干擾方面的校正。
109.根據(jù)權(quán)利要求108所述的系統(tǒng)，其中，所述多個(gè)傳遞函數(shù)包括一個(gè)或更多個(gè)時(shí)間延遲。
110.根據(jù)權(quán)利要求109所述的系統(tǒng)，其中，所述多個(gè)傳遞函數(shù)的系數(shù)被自適應(yīng)地選擇。
111.根據(jù)權(quán)利要求82所述的系統(tǒng)，其中，所述多個(gè)接收機(jī)的操作頻率被調(diào)整成與把數(shù)據(jù)發(fā)送到所述多個(gè)傳輸頻帶內(nèi)的對應(yīng)的多個(gè)發(fā)射機(jī)的操作頻率相匹配。
112.一種數(shù)據(jù)傳輸方法，其包括把來自傳輸介質(zhì)的發(fā)送信號接收到多個(gè)接收機(jī)內(nèi)；所述多個(gè)接收機(jī)每個(gè)都按照設(shè)定的載波頻率把傳輸信號進(jìn)行下變頻；以及消除所述多個(gè)接收機(jī)每個(gè)內(nèi)的交叉信道干擾。
113.根據(jù)權(quán)利要求112所述的方法，其中，消除所述多個(gè)接收機(jī)每個(gè)內(nèi)的交叉信道干擾的步驟包括接收來自所述多個(gè)接收機(jī)每個(gè)的均衡信號；以及把來自所述多個(gè)接收機(jī)每個(gè)的均衡信號的分量從其他接收機(jī)中的每一個(gè)內(nèi)減去。
114.根據(jù)權(quán)利要求113所述的方法，其中，減去均衡信號的分量的步驟包括提供所述多個(gè)接收機(jī)每個(gè)之間的傳遞函數(shù)。
115.根據(jù)權(quán)利要求114所述的方法，其中，傳遞函數(shù)包括多抽頭傳遞函數(shù)。
116.根據(jù)權(quán)利要求115所述的方法，其中，傳遞函數(shù)的系數(shù)被自適應(yīng)地選擇。
117.一種傳輸系統(tǒng)，包括基帶接收機(jī)，用于接收傳輸信號中的基帶信號；以及一個(gè)或更多個(gè)下變頻接收機(jī)，其接收所述傳輸信號中在對應(yīng)的一個(gè)或更多個(gè)頻率分離傳輸頻帶內(nèi)傳輸?shù)男盘枴?br> 118.根據(jù)權(quán)利要求117所述的系統(tǒng)，其中，至少一個(gè)下變頻接收機(jī)包括下變頻器，其把傳輸信號中來自所述多個(gè)傳輸頻帶中的所述一個(gè)的信號變換到基帶；濾波器，其被耦接以接收來自下變頻器的信號，該濾波器基本上濾除不在基帶內(nèi)的信號；模數(shù)轉(zhuǎn)換器，其被耦接以接收來自濾波器的信號并產(chǎn)生數(shù)字化信號；以及均衡器，其被耦接以接收所述數(shù)字化信號。
119.根據(jù)權(quán)利要求118所述的系統(tǒng)，其中，下變頻器生成同相信號和正交信號，該同相信號是與所述多個(gè)傳輸頻帶中的所述一個(gè)的頻率的余弦函數(shù)相乘的輸入信號，并且該正交信號是與所述多個(gè)傳輸頻帶中的所述一個(gè)的頻率的正弦函數(shù)相乘的輸入信號。
120.根據(jù)權(quán)利要求118所述的系統(tǒng)，其中，下變頻器、濾波器、模數(shù)轉(zhuǎn)換器以及均衡器中的至少一個(gè)的操作參數(shù)被自適應(yīng)地選擇。
121.根據(jù)權(quán)利要求117所述的系統(tǒng)，其中，基帶接收機(jī)包括模擬處理電路，用于接收輸入信號；模數(shù)轉(zhuǎn)換器，其被耦接以接收來自低通濾波器的信號；以及數(shù)據(jù)恢復(fù)塊，其被耦接以接收來自模數(shù)轉(zhuǎn)換器的信號。
122.根據(jù)權(quán)利要求121所述的系統(tǒng)，其中，模擬處理電路包括一低通濾波器。
123.根據(jù)權(quán)利要求121所述的系統(tǒng)，其中，模擬處理電路包括一放大器。
124.根據(jù)權(quán)利要求121所述的系統(tǒng)，其中，模擬處理電路包括一偏移電路。
125.根據(jù)權(quán)利要求121所述的系統(tǒng)，其中，模擬處理電路接收來自一自適應(yīng)參數(shù)控制電路的自適應(yīng)選擇參數(shù)。
126.根據(jù)權(quán)利要求121所述的系統(tǒng)，其中，一數(shù)字電路耦合在模數(shù)轉(zhuǎn)換器與數(shù)據(jù)恢復(fù)電路之間。
127.根據(jù)權(quán)利要求126所述的系統(tǒng)，其中，數(shù)字電路包括一數(shù)字增益塊。
128.根據(jù)權(quán)利要求126所述的系統(tǒng)，其中，數(shù)字電路包括一數(shù)字基線校正塊。
129.根據(jù)權(quán)利要求126所述的系統(tǒng)，其中，數(shù)字電路包括一均衡器。
130.根據(jù)權(quán)利要求129所述的系統(tǒng)，其中，均衡器包括一判決反饋均衡器。
131.根據(jù)權(quán)利要求129所述的系統(tǒng)，其中，均衡器包括一線性均衡器。
132.根據(jù)權(quán)利要求126所述的系統(tǒng)，其中，數(shù)字電路接收在一自適應(yīng)參數(shù)控制電路內(nèi)自適應(yīng)地選擇的至少一個(gè)參數(shù)。
133.根據(jù)權(quán)利要求121所述的系統(tǒng)，其中，數(shù)據(jù)恢復(fù)電路是限幅器。
134.根據(jù)權(quán)利要求121所述的系統(tǒng)，其中，數(shù)據(jù)恢復(fù)電路包括一前向糾錯解碼電路。
135.根據(jù)權(quán)利要求134所述的系統(tǒng)，其中，前向糾錯解碼電路是網(wǎng)格解碼器。
136.根據(jù)權(quán)利要求134所述的系統(tǒng)，其中，前向糾錯解碼電路是里德-所羅門解碼電路。
137.根據(jù)權(quán)利要求120所述的系統(tǒng)，還包括一解擾電路，該解擾電路被耦接以接收來自數(shù)據(jù)恢復(fù)電路的信號。
138.根據(jù)權(quán)利要求117所述的系統(tǒng)，還包括一交叉信道干擾校正電路，該交叉信道干擾校正電路耦合在所述一個(gè)或更多個(gè)下變頻接收機(jī)之間。
139.根據(jù)權(quán)利要求138所述的系統(tǒng)，其中，交叉信道干擾校正電路對基帶內(nèi)的傳輸與所述多個(gè)頻率分離傳輸頻帶內(nèi)的傳輸之間的干擾進(jìn)行校正。
140.根據(jù)權(quán)利要求138所述的系統(tǒng)，其中，交叉信道干擾校正電路還與基帶接收機(jī)耦合，用于針對來自所述多個(gè)頻率分離傳輸頻帶內(nèi)的傳輸?shù)母蓴_來校正基帶內(nèi)的傳輸。
141.根據(jù)權(quán)利要求117所述的系統(tǒng)，還包括基帶發(fā)射機(jī)，其把數(shù)據(jù)發(fā)送到基帶內(nèi)；以及一個(gè)或更多個(gè)上變頻發(fā)射機(jī)，其把數(shù)據(jù)發(fā)送到所述多個(gè)頻率分離傳輸頻帶中的一個(gè)內(nèi)。
142.根據(jù)權(quán)利要求141所述的系統(tǒng)，其中，所述上變頻發(fā)射機(jī)中的至少一個(gè)包括碼元映射器，其被耦接以把一組數(shù)字輸入映射到一碼元；以及上變頻電路，其被耦接以按照載波頻率從該碼元中形成一傳輸信號。
143.根據(jù)權(quán)利要求141所述的系統(tǒng)，還包括一求和器，其中，對來自上變頻發(fā)射機(jī)的輸出信號進(jìn)行求和以形成一和信號。
144.根據(jù)權(quán)利要求143所述的系統(tǒng)，還包括一第二求和器，其中，對所述和信號與來自基帶發(fā)射機(jī)的輸出信號進(jìn)行求和以形成所述傳輸信號。
145.根據(jù)權(quán)利要求144所述的系統(tǒng)，還包括一高通濾波器，該高通濾波器耦合在求和器與第二求和器之間，用于從所述和信號中濾除任何基帶成分。
146.根據(jù)權(quán)利要求144所述的系統(tǒng)，還包括一低通濾波器，該低通濾波器耦合在基帶發(fā)射機(jī)與第二求和器之間，用于從來自基帶發(fā)射機(jī)的輸出信號中濾除任何較高的頻率分量。
147.一種數(shù)據(jù)傳輸方法，其包括把來自傳輸介質(zhì)的傳輸信號接收到一基帶接收機(jī)和一個(gè)或更多個(gè)下變頻接收機(jī)內(nèi)；下變頻接收機(jī)中每一個(gè)按照設(shè)定的載波頻率對所述傳輸信號進(jìn)行下變頻，以獲得用于該下變頻接收機(jī)的數(shù)據(jù)信號；以及基帶接收機(jī)接收來自傳輸信號中的基帶的數(shù)據(jù)信號。
148.根據(jù)權(quán)利要求147所述的方法，還包括在基帶發(fā)射機(jī)內(nèi)形成基帶信號；在一個(gè)或更多個(gè)上變頻發(fā)射機(jī)內(nèi)形成一個(gè)或更多個(gè)頻率分離信號；對所述基帶信號與所述一個(gè)或更多個(gè)頻率分離信號進(jìn)行求和以形成一和信號；以及把該和信號通過傳輸介質(zhì)進(jìn)行傳輸以形成所述傳輸信號。
149.根據(jù)權(quán)利要求148所述的方法，還包括在求和之前使用高通濾波器對所述一個(gè)或更多個(gè)頻率分離信號的和進(jìn)行濾波。
150.根據(jù)權(quán)利要求148所述的方法，還包括在求和之前使用低通濾波器對所述基帶信號進(jìn)行濾波。
151.根據(jù)權(quán)利要求147所述的方法，還包括對交叉信道干擾進(jìn)行校正。
152.根據(jù)權(quán)利要求151所述的方法，其中，對交叉信道干擾進(jìn)行校正的步驟包括對所述多個(gè)下變頻接收機(jī)之間的干擾進(jìn)行校正。
153.根據(jù)權(quán)利要求151所述的方法，其中，對交叉信道干擾進(jìn)行校正的步驟包括對所述多個(gè)下變頻接收機(jī)與所述基帶接收機(jī)之間的干擾進(jìn)行校正。
154.根據(jù)權(quán)利要求151所述的方法，其中，對交叉信道干擾進(jìn)行校正的步驟包括接收來自所述基帶接收機(jī)和所述多個(gè)下變頻接收機(jī)中的兩個(gè)或兩個(gè)以上的均衡信號；以及減去來自所述基帶接收機(jī)和所述多個(gè)下變頻接收機(jī)中的所述兩個(gè)或兩個(gè)以上的均衡信號的分量。
155.根據(jù)權(quán)利要求154所述的方法，其中，減去所述均衡信號的分量的步驟包括提供所述兩個(gè)或兩個(gè)以上的基帶接收機(jī)與下變頻接收機(jī)的各對之間的傳遞函數(shù)。
156.根據(jù)權(quán)利要求155所述的方法，其中，傳遞函數(shù)的系數(shù)被自適應(yīng)地選擇。
157.一種收發(fā)信機(jī)芯片，其包括發(fā)射機(jī)部，該發(fā)射機(jī)部包括基帶發(fā)射機(jī)，其在基帶信道中把數(shù)據(jù)發(fā)送到傳輸介質(zhì)上；以及一個(gè)或更多個(gè)上變頻發(fā)射機(jī)，其在對應(yīng)的多個(gè)頻率分離信道中把數(shù)據(jù)發(fā)送到傳輸介質(zhì)上；接收機(jī)部，該接收機(jī)部包括基帶接收機(jī)，其從傳輸介質(zhì)接收來自基帶信道內(nèi)的數(shù)據(jù)；以及一個(gè)或多個(gè)下變頻接收機(jī)，其從傳輸介質(zhì)接收來自所述對應(yīng)的多個(gè)頻率分離信道的數(shù)據(jù)。
158.根據(jù)權(quán)利要求157所述的收發(fā)信機(jī)芯片，其中，接收機(jī)部包括一交叉信道干擾校正電路。
159.根據(jù)權(quán)利要求157所述的收發(fā)信機(jī)芯片，其中，發(fā)射機(jī)部包括低通濾波器，其與基帶發(fā)射機(jī)耦合；高通濾波器，其被耦接以接收來自所述一個(gè)或更多個(gè)上變頻發(fā)射機(jī)的求和輸出信號；以及求和器，其被耦接以對來自低通濾波器和高通濾波器的信號進(jìn)行求和。
160.根據(jù)權(quán)利要求157所述的收發(fā)信機(jī)芯片，其中，基帶發(fā)射機(jī)是一PAM發(fā)射機(jī)。
161.根據(jù)權(quán)利要求157所述的收發(fā)信機(jī)芯片，其中，所述一個(gè)或更多個(gè)上變頻發(fā)射機(jī)包括一QAM發(fā)射機(jī)。
162.根據(jù)權(quán)利要求157所述的收發(fā)信機(jī)芯片，其中，基帶發(fā)射機(jī)是無糾錯編碼的8-PAM發(fā)射機(jī)，并且所述一個(gè)或更多個(gè)上變頻發(fā)射機(jī)各自是6/7網(wǎng)格編碼128 QAM。
163.根據(jù)權(quán)利要求157所述的收發(fā)信機(jī)芯片，其中，基帶發(fā)射機(jī)是16-PAM發(fā)射機(jī)，并且所述一個(gè)或更多個(gè)上變頻發(fā)射機(jī)包括一16-QAM發(fā)射機(jī)。
164.根據(jù)權(quán)利要求157所述的收發(fā)信機(jī)芯片，其中，基帶發(fā)射機(jī)是16 PAM發(fā)射機(jī)，并且所述一個(gè)或更多個(gè)上變頻發(fā)射機(jī)包括一32-QAM發(fā)射機(jī)。
165.根據(jù)權(quán)利要求157所述的收發(fā)信機(jī)芯片，其中，基帶發(fā)射機(jī)是3/4編碼16 PAM發(fā)射機(jī)，并且所述一個(gè)或更多個(gè)上變頻發(fā)射機(jī)包括一6/7編碼128-QAM發(fā)射機(jī)。
全文摘要
提出了一種收發(fā)信機(jī)系統(tǒng)，根據(jù)本發(fā)明的收發(fā)信機(jī)系統(tǒng)利用多個(gè)頻率分離信道來傳輸數(shù)據(jù)。在某些實(shí)施例中，可以利用基帶和一個(gè)或一個(gè)以上頻率分離傳輸頻帶。可以利用調(diào)制系統(tǒng)的任何組合(例如，PAM用于基帶，QAM用于頻率分離頻帶)。根據(jù)本發(fā)明的收發(fā)信機(jī)電路或芯片包括發(fā)射機(jī)和接收機(jī)，并與對應(yīng)的收發(fā)信機(jī)芯片進(jìn)行通信。在某些實(shí)施例中，把一個(gè)基帶PAM發(fā)射機(jī)與一個(gè)頻率分離QAM發(fā)射機(jī)進(jìn)行組合。本發(fā)明的實(shí)施例可以包括交叉信道校正和碼元間校正。
文檔編號H04L27/26GK1596520SQ02817774
公開日2005年3月16日 申請日期2002年7月8日 優(yōu)先權(quán)日2001年7月11日
發(fā)明者斯里恩·A·拉加萬, 圖倫塞納斯·G·馬尼克姆, 彼得·J·薩洛維, 杰勒德·E·泰勒 申請人:維提弗科技公司