專利名稱：調(diào)整帶有時間突發(fā)導(dǎo)頻以及分數(shù)間距均衡器的系統(tǒng)內(nèi)的延時的方法和裝置的制作方法
背景領(lǐng)域本發(fā)明一般涉及無線通信系統(tǒng)，尤其是無線通信系統(tǒng)內(nèi)的均衡器定時恢復(fù)技術(shù)。
背景在無線通信環(huán)境中，可靠的通信會受到多種信道損壞的負面影響。一般惡化接收到的信號的來源有噪聲、同信道干擾、碼元間串?dāng)_(ISI)以及多徑干擾。多徑干擾產(chǎn)生衰落，使得它對于可靠的無線通信是非常具有破壞性的失真類型。
在相干通信系統(tǒng)中，諸如碼分多址(CDMA)中，一個無線電接收機一般應(yīng)時刻與無線電發(fā)射機保持同步，為了能維持與發(fā)射機的恒定連接。如果接收機失去了同步，則會發(fā)生與發(fā)射機的“鎖定”丟失。該情況經(jīng)常導(dǎo)致無線服務(wù)的用戶失去服務(wù)。
在蜂窩電話環(huán)境中，這會導(dǎo)致對電話用戶而言丟失的呼叫，在無線數(shù)據(jù)環(huán)境中，會導(dǎo)致對于用戶而言較慢且不可靠的網(wǎng)絡(luò)連接。差的可靠性會導(dǎo)致用戶不滿，因此如果這樣繼續(xù)下去，他們可能要求中斷提供商的服務(wù)。如果差的可靠性經(jīng)常發(fā)生，則無線服務(wù)提供商可能失去市場份額以及利潤。
為消除信道可能引起的負面影響，設(shè)計較好的接收機可能使用雷克處理器、分數(shù)間距均衡器或兩者。雷克處理器包括一個或多個“指”，每個跟蹤單個多徑射線，使得來自每個指的多徑射線可以被建設(shè)性地加在一起。雷克接收機在領(lǐng)域內(nèi)已知為能在低載波-干擾(C/I)環(huán)境中性能較佳。
分數(shù)間距均衡器(FSE)是有限長度抽頭延時線濾波器，其系數(shù)是用小于或等于信號帶寬的倒數(shù)的時間分隔實現(xiàn)間隔。如果帶寬倒數(shù)是T秒，則例如FSE抽頭延時線的間距可以為T/2或3T/4秒。濾波器減少了來自多徑干擾和脈沖濾波的ISI的效應(yīng)。
為了使得FSE能合適地減少干擾，濾波器必須復(fù)蓋信道的整個脈沖響應(yīng)。濾波器的延時偏置必須經(jīng)調(diào)整以保證該情況。另外，由于信道的脈沖響應(yīng)可能隨時間改變，F(xiàn)SE的延時必須連續(xù)改變使得它總能復(fù)蓋信道的脈沖響應(yīng)。
已知的用于確定和調(diào)整FSE的延時偏置的方法，諸如使用最強的雷克指的定時信息作為均衡器的延時偏置被發(fā)現(xiàn)是不可靠的。因此在領(lǐng)域內(nèi)需要一種有效的方法，用以確定并調(diào)整分數(shù)間距均衡器的延時偏置。
概述在此揭示的實施例用于通過提供一種有效確定分數(shù)間距均衡器的延時偏置的方法從而滿足上述的需要。
在此揭示的實施例用于確定分數(shù)間距均衡器內(nèi)延時偏置的方法和裝置。根據(jù)本發(fā)明的一方面，加權(quán)平均到達時間用于確定分數(shù)間距均衡器的延時偏置。加權(quán)平均到達時間通過使用來自第一和第二雷克接收機的到達時間和信號能量而被確定。令X表示以均衡器抽頭間距為單位的加權(quán)平均到達時間和當(dāng)前延時偏置之差。令Q(z)表示不超過z的最大整數(shù)。如果Q(|X|)(又稱為增量延時偏置)大于或等于1，則當(dāng)前延時偏置被更新。而且，多個濾波器系數(shù)被移位一整數(shù)抽頭間距Q(|X|)的量。否則，如果Q(|X|)為0，則當(dāng)前延時偏置不經(jīng)更新，且線性均衡器的多個濾波器系數(shù)不被移位。線性均衡器的多個濾波器系數(shù)的自適應(yīng)只發(fā)生在導(dǎo)頻突發(fā)期間以最小化自適應(yīng)過渡過程。
附圖的簡要描述

圖1是通信接收機的框圖，它使用最強雷克指的到達時間以提供給分數(shù)間距均衡器延時偏置；圖2示出隨時間的信道脈沖響應(yīng)的瞬態(tài)圖，該響應(yīng)示出最強峰值如何隨時間變化；圖3是通信接收機的框圖，它使用雷克指的加權(quán)平均到達時間作為分數(shù)間距均衡器的延時偏置；圖4示出隨時間的信道脈沖響應(yīng)的瞬態(tài)圖，該響應(yīng)示出加權(quán)平均到達時間如何隨時間變化；圖5是前向鏈路內(nèi)的HDR時隙結(jié)構(gòu)；以及圖6是示出濾波器系數(shù)更新過程的流程圖。
詳細描述在此揭示的實施例用于調(diào)整分數(shù)間距均衡器內(nèi)的延時的方法和裝置。以下的描述包含屬于本發(fā)明實現(xiàn)的特定信息。領(lǐng)域內(nèi)的技術(shù)人員可以意識到本發(fā)明可以以不同于在本申請內(nèi)特定討論的不同的方式實現(xiàn)。而且，本發(fā)明的一些特定細節(jié)在此不予以討論以避免導(dǎo)致本發(fā)明含糊不清。在本申請內(nèi)不討論的特定細節(jié)是本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員所知范圍以內(nèi)的。
本申請的附圖以及伴隨的詳細描述僅用作本發(fā)明的示例實施例。為簡潔，本發(fā)明的其它使用本申請原理的實施例在本申請中不作特別描述，且附圖也不作特定說明?！笆纠币辉~在此僅用于指“用作為例子、實例或說明”。在此描述為“示例”的任何實施例不一定被理解為是最優(yōu)或優(yōu)于其它實施例的。
現(xiàn)在參考圖1，框圖100說明通信接收機的基帶處理部分。雖然框圖100為簡潔只示出基帶接收機部分，但在本發(fā)明內(nèi)被稱為基帶接收機100?；鶐Ы邮諜C100包括采樣緩沖器110，它接收來自圖1中未示出的射頻(RF)前端的采樣緩沖器輸入102。N個指的雷克處理器120，又簡單地被稱為雷克處理器120，包括多個雷克指，諸如雷克指122以及雷克指124。雷克指122接收來自采樣緩沖器110的雷克指輸入107。同樣，雷克指124接收來自采樣緩沖器110的雷克指輸入105。采樣緩沖器輸出104被提供給“最強指時間跟蹤模塊”140，它還接收分別來自雷克指122和124的雷克指到達時間和信號能量132以及雷克指到達時間以及信號能量130。最強指時間跟蹤模塊輸出106提供給分數(shù)間距均衡器150。提供分數(shù)間距均衡器輸出108以作進一步基帶處理。雷克處理器120以及分數(shù)間距均衡器150用于緩解多徑干擾和ISI。
示出的基帶接收機100可能位于高數(shù)據(jù)率(HDR)CDMA系統(tǒng)的接入終端，諸如無線調(diào)制解調(diào)器，但或者可能是基站收發(fā)機、衛(wèi)星轉(zhuǎn)發(fā)器或無線移動單元(諸如蜂窩電話)的一部分。
CDMA通信系統(tǒng)的一般原理，尤其是生成在通信信道上傳輸?shù)臄U頻信號的一般原理在美國專利4901307中有所描述，該專利題為“Spread SpectrumMultiple Access Communication System Using Satellite or TerrestrialRepeaters”，轉(zhuǎn)讓給本發(fā)明的受讓人。美國專利4901307內(nèi)揭示的在此引入作為本發(fā)明的參考。而且，題為“System and Method for Generating SignalWaveforms in a CDMA Cellular Telephone System”的美國專利5103459揭示了與PN擴展、Walsh覆蓋以及生成CDMA擴頻通信信號的技術(shù)相關(guān)的原理，被轉(zhuǎn)讓給本發(fā)明的受讓人。美國專利5103459的揭示被完整引入本申請作為參考。另外，本發(fā)明使用數(shù)據(jù)的時間多路復(fù)用以及各種與“高數(shù)據(jù)率”通信系統(tǒng)相關(guān)的原理，且本發(fā)明還可以用于“高數(shù)據(jù)率”通信系統(tǒng)內(nèi)，這在美國專利申請內(nèi)有所揭示，題為“Method and Apparatus for High Rate Packet DataTransmission”，序列號為08/963386，提交于1997年11月3日，轉(zhuǎn)讓給本發(fā)明的受讓人。在該專利申請內(nèi)揭示的在此完整被引入作為本申請的參考。
回到基帶接收機100的高層縱覽，到采樣緩沖器110的采樣緩沖輸入102包括接收到的復(fù)數(shù)基帶采樣，它一般來自圖1未示出的RF前端。采樣緩沖輸入102可以被過采樣(即以大于信號的Nyquist速率的速率采樣)，且采樣會傳遞到采樣緩沖器110，在此它們暫時被存儲以作以后的處理。過采樣處理一般在接收機設(shè)計內(nèi)使用，且在領(lǐng)域內(nèi)為已知。
采樣一般以有規(guī)律的間隔到達，使得在正常接收機操作時采樣緩沖器110連續(xù)加入新采樣并丟棄舊采樣。采樣緩沖器110可以實現(xiàn)為先進先出(FIFO)緩沖器。
雷克處理器120接收來自采樣緩沖器110的對每個雷克指122和124不同到達時間的采樣。雷克指122將雷克指到達時間以及信號能量132提供給最強指時間跟蹤模塊140。類似地，雷克指124將雷克指到達時間和信號能量130提供給最強指時間跟蹤模塊140。最強指時間跟蹤模塊140通過采樣緩沖輸出104耦合到采樣緩沖器110。最強指時間跟蹤模塊140向分數(shù)間距均衡器150提供經(jīng)延時的基帶采樣，均衡器150然后提供分數(shù)間距均衡器輸出108以作進一步基帶處理。
一般，基帶接收機100可以分配給每個雷克指122和124不同的分配到達時間以跟蹤采樣緩沖器輸入102。對雷克指122和124分配的到達時間由搜索器確定，這未在圖1示出。雷克指122可能通過將采樣緩沖器輸入102與本地PN發(fā)生器相關(guān)而確定信號能量，該PN發(fā)生器已被延時了分配的到達時間。雷克指124實現(xiàn)與雷克指122相同的處理，只是到達時間不同。本地PN發(fā)生器是基帶處理器的一部分，但未在圖1中示出。
雷克指到達時間和信號能量130和132提供給最強指時間跟蹤模塊140作為輸入。最強指時間跟蹤模塊140選擇“最強雷克指”的到達時間以確定分數(shù)間距均衡器150的延時偏置，其中“最強雷克指”是指帶有最大量的信號能量的雷克指。最強指時間跟蹤模塊140用等于輸入到分數(shù)間距均衡器150的最強雷克指到達時間的延時偏置從采樣緩沖器110選擇采樣。
基帶接收機100內(nèi)的分數(shù)間距均衡器150是線性均衡器的一種類型。分數(shù)間距均衡器150能實現(xiàn)為有限脈沖響應(yīng)(FIR)濾波器。分數(shù)間距均衡器150一般以大于碼片速率的速度對最強指時間跟蹤模塊輸出106進行濾波，對于一些CDMA系統(tǒng)，諸如IS-2000和IS-95標準，碼片速度為1.2288MHz。
圖1中，使用最強雷克指的到達時間是用于建立分數(shù)間距均衡器150的延時偏置的已知方法。該方法將分數(shù)間距均衡器150大約置于包含最多能量的信道響應(yīng)區(qū)域的中心。這樣，分數(shù)間距均衡器150對大多數(shù)信道響應(yīng)進行均衡，這是因為指示前和后的ISI一般在最強雷克指的鄰域內(nèi)。因此，假設(shè)-平穩(wěn)信道響應(yīng)，分數(shù)間距均衡器150一般抵消了大部分信號最失真部分。
實際上，使用最強雷克指的到達時間作為分數(shù)間距均衡器150的延時偏置有幾點缺點。一般，最強雷克指(或是雷克指122或是雷克指124)的到達時間不是平穩(wěn)的，而是一直在改變，這是因為最強指時間跟蹤模塊140的時間跟蹤環(huán)路連續(xù)進行定時調(diào)整，且還由于接收機的位置改變或環(huán)境的緩慢變化。分數(shù)間距均衡器150有效地把由最強指時間跟蹤模塊進行的定時調(diào)整察覺為定時抖動。
定時抖動對于分數(shù)間距均衡器150依賴的匹配算法是很有問題的。分數(shù)間距均衡器150可能使用屬于隨機梯度下降匹配算法一類的眾知的LMS(最小均方)算法以使得濾波器系數(shù)匹配其最小均方誤差(MMSE)的解。MMSE濾波器系數(shù)最大化FSE輸出端的信號-干擾和噪聲比(SINR)。由于幾種原因，LMS算法是用于匹配分數(shù)間距均衡器150的期望選擇。第一個原因是LMS算法可以被簡單地實現(xiàn)。第二個原因是LMS算法一般比起其它自適應(yīng)算法而言復(fù)雜性較低。雖然LMS算法一般較穩(wěn)定，它相對于最強指時間跟蹤模塊140進行的時間跟蹤環(huán)路的調(diào)整適較慢。
在基站接收機100內(nèi)，如果發(fā)生時間跟蹤環(huán)路調(diào)整，分數(shù)間距均衡器150會需要適配時調(diào)整。如果經(jīng)常進行時間跟蹤環(huán)路調(diào)整，則分數(shù)間距均衡器150可能要一直在適配這些變化且濾波器系數(shù)可能永遠不可能收斂到接近其MMSE解。結(jié)果是，分數(shù)間距均衡器150可能不能充分適配，且檢測性能可能是次優(yōu)的。結(jié)果是，整個系統(tǒng)性能可能變得不可接受。
一種緩解定時調(diào)整發(fā)生的方法是使得最強指時間跟蹤模塊140的環(huán)路時間常量更大。環(huán)路時間常量會足夠大使得最強指時間跟蹤模塊140進行的定時調(diào)整足夠慢使得分數(shù)間距均衡器150的自適應(yīng)算法能與之適配。然而，該方法有問題，因為最強指的跟蹤性能減弱了。如果雷克指122或124不能足夠快地跟蹤，則雷克指122或124可能相應(yīng)失去鎖定。
圖2說明使用最強雷克指的到達時間作為分數(shù)間距均衡器150的延時偏置的另一問題。曲線200、210和220表示在一些以1或2個時隙為數(shù)量級的小時間間隔Δ處的時域信道響應(yīng)的時間瞬態(tài)圖。
曲線200說明時刻k處的信道響應(yīng)。峰值202和204對應(yīng)在信道響應(yīng)內(nèi)找到的兩個多徑分量。在基帶接收機100內(nèi)，雷克指124分配給峰值202，雷克指122分配給峰值204。開始時，峰值204是兩個峰值中較大值，且通過最強指時間跟蹤模塊140的操作，峰值204的到達時間用作分數(shù)間距均衡器150的延時偏置。
在曲線210示出的下一時刻，接收機已離開了由峰值214表示的多徑信號且指時間跟蹤環(huán)路會一直調(diào)整其定時以維持鎖定。峰值214示出信號強度上遞減而峰值212則強度增強。
在下一時刻，曲線220、峰值224強度降低，而峰值222是最強峰值。相繼地，最強指時間跟蹤模塊140會選擇雷克指124作為最強雷克指。峰值222可以在離開峰值224幾個碼片延時處。因此，分數(shù)間距均衡器150的延時偏置會改變幾個碼片。分數(shù)間距均衡器的MMSE濾波器系數(shù)帶有等于峰值222的到達時間的延時偏置，它會很不同于帶有等于峰值224的到達時間的延時偏置的分數(shù)間距均衡器150的MMSE濾波器系數(shù)。在HDR CDMA系統(tǒng)中，需要幾個時隙使得均衡器適應(yīng)它有效地察覺到的信道特性內(nèi)的劇變。如果濾波器系數(shù)對幾個幀而言遠離于其MMSE設(shè)置，碼元誤差率會顯著增加。
現(xiàn)在參考圖3，框圖300說明通信接收機的基帶處理部分。雖然框圖300指表示基帶接收機的一部分，為簡潔，它在本專利申請內(nèi)被稱為基帶接收機300?；鶐Ы邮諜C300包括采樣緩沖器310，它接收來自圖3內(nèi)未示出的RF前端的采樣緩沖輸入302。N指雷克處理器320，還簡單地被稱為雷克處理器320，包括多個雷克指，諸如雷克指322和雷克指324。雷克指322接收來自采樣緩沖器310的雷克指輸入307。同樣，雷克指324接收來自采樣緩沖器310的雷克指輸入305。采樣緩沖器輸出304提供給“加權(quán)平均時間跟蹤模塊”340，它還接收分別來自雷克指322和324的雷克指到達時間和信號能量332以及雷克指到達時間和信號能量330。加權(quán)平均時間跟蹤模塊輸出306提供給分數(shù)間距均衡器150。分數(shù)間距均衡器輸出308被提供用于作進一步基帶處理。
基帶接收機300說明無線通信接收機的基帶處理部分，它包括雷克處理器320和分數(shù)間距均衡器350以緩解多徑干擾和ISI。到基帶接收機300的采樣緩沖器輸入302包括接收的復(fù)數(shù)基帶采樣，這一般來自圖3未示出的RF前端。采樣緩沖器輸入302可能經(jīng)過采樣，且采樣被傳遞到采樣緩沖器310，在此它們被暫時存儲以作以后的處理。采樣一般以有規(guī)律的間隔到達，且因此采樣緩沖器310在正常接收機操作期間不斷地加入新采樣或丟棄舊采樣。采樣緩沖器310可以實現(xiàn)為FIFO緩沖器。
雷克處理器320接收來自采樣緩沖器310的采樣，它帶有每個雷克指322和324的不同到達時間。雷克指322將雷克指到達時間和信號能量332提供給加權(quán)平均時間跟蹤模塊340。類似地，雷克指324還將雷克指到達時間和信號能量330提供給加權(quán)平均時間跟蹤模塊340。加權(quán)平均時間跟蹤模塊340通過采樣緩沖器輸出304耦合到采樣緩沖器310。
加權(quán)平均時間跟蹤模塊340通過加權(quán)平均時間跟蹤模塊輸出306提供延時后的基帶采樣到分數(shù)間距均衡器350。加權(quán)平均時間跟蹤模塊340選擇來自采樣緩沖器310的采樣，它帶有等于輸入到分數(shù)間距均衡器350的“加權(quán)平均到達時間”的延時偏置，均衡器350然后將分數(shù)間距均衡器輸出308提供給基帶處理的其余部分。確定“加權(quán)平均到達時間”在本申請的以后部分討論。
圖4說明了使用加權(quán)平均到達時間作為分數(shù)間距均衡器350的延時偏置的好處。曲線400、410和420示出加權(quán)平均到達時間在一時間段上的改變。曲線400、410和420表示在以1或2個時隙的數(shù)量級上的一些小時間間隔Δ處的時域信道響應(yīng)的隨時間的瞬態(tài)圖。另外，曲線400、410和420表示圖2示出的同樣的隨時間的瞬態(tài)圖。
曲線400說明時刻k處的信道響應(yīng)。峰值402和404對應(yīng)在信道響應(yīng)內(nèi)發(fā)現(xiàn)的兩個多徑分量。在基帶接收機300內(nèi)，雷克指324分配給峰值402，雷克指322分配給峰值404。開始時，峰值404大于峰值402。峰值402和404的加權(quán)平均到達時間406由峰值402和404間接近中點的點劃線表示。根據(jù)加權(quán)平均時間跟蹤模塊340的操作，加權(quán)平均到達時間406用作分數(shù)間距均衡器350的偏置延時。
在下一時隙，如曲線410示出，信道響應(yīng)完全如同它在曲線210內(nèi)改變那樣改變。在此可以看到加權(quán)平均到達時間416稍有改變，這是因為，峰值414的能量比上一刻小，且峰值412比上一刻能量大，增量更大。
在最后的時刻曲線420內(nèi)，峰值422是主導(dǎo)的峰值，且峰值424不再是最強的雷克指。加權(quán)平均到達時間426從先前的位置416改變，但不如基于最強雷克指的延時偏置那樣劇烈，該指從峰值414變到峰值422。
一個實施例可能使用從雷克指322和324導(dǎo)出的加權(quán)平均到達時間作為分數(shù)間距均衡器350的延時偏置，而不是最強雷克指的延時偏置。雷克指的加權(quán)平均到達時間的確定如以下步驟1)使用雷克指i的到達時間，確定于所有雷克指的總信號能量強度相關(guān)的雷克指的歸一化的信號能量強度fi(n)，其中“n”表示以下將詳細討論的時隙數(shù)目。假設(shè)在雷克處理器320內(nèi)有M個活動雷克指，則雷克指i的歸一化信號能量強度可以確定為fi(n)=si(n)Σi=1Msi(n),]]>其中si(n)是第i個雷克指的能量。
2)將雷克指i的歸一化信號能量乘以雷克指i的到達時間。該積是雷克指i的加權(quán)到達時間；3)對每個雷克指重復(fù)以上步驟1和2；以及4)將每個雷克指的加權(quán)到達時間求和以形成加權(quán)平均到達時間。
總結(jié)以上步驟，加權(quán)平均到達時間如下確定τ(n)=Σi=1Mfi(n)τi(n),]]>其中τi是第i個雷克指的到達時間。
使用加權(quán)平均到達時間作為延時偏置是一示例實施例。另一實施例可以使用除加權(quán)平均以外的雷克指到達時間和能量的統(tǒng)計組合。例如，另一實施例可能使用雷克指的中值到達時間。
為確定中值到達時間，每個雷克指的到達時間以及其能量根據(jù)到達時間放入一排序的列表。選擇列表內(nèi)的中值項且雷克指的對應(yīng)到達時間被選為中值到達時間。
另一實施例可以使用簡單的平均而不是加權(quán)平均。為確定簡單平均，K個雷克指的到達時間被加在一起并除以K，其中K可以從1到所有可用雷克指的總數(shù)。K也可以基于活動雷克指的數(shù)目。可以使用各種形式的統(tǒng)計導(dǎo)出到達時間用以更新延時偏置。
對于基帶接收機300，只有在統(tǒng)計導(dǎo)出到達時間，諸如加權(quán)平均到達時間，其改變大于一個抽頭間距時才期望改變分數(shù)間距均衡器350的延時偏置。這是因為無限長度FSE可以由通過其MMSE系數(shù)設(shè)置而合成合適的延時從而糾正任何定時誤差。這大致上對于有限長度FSE也是成立的，只要均衡器卡中心大致地位于信道脈沖響應(yīng)處。這可以在任何有時隙數(shù)據(jù)幀的通信系統(tǒng)內(nèi)在物理層很方便地實現(xiàn)。一種該種系統(tǒng)的一例是HDR CDMA系統(tǒng)。
圖5示出前向鏈路上的HDR時隙結(jié)構(gòu)。前向鏈路上的HDR幀501與PN序列的的翻轉(zhuǎn)對齊。PN序列每26.67毫秒重復(fù)且長度為32768碼片。在HDR幀501內(nèi)，有十六個HDR時隙，每個長度為2048碼片或1.67毫秒。HDR時隙503放大為HDR時隙505所示的圖，它包括HDR半時隙506和507。每個HDR半時隙包含一導(dǎo)頻突發(fā)。導(dǎo)頻突發(fā)513是對于HDR半時隙506的，且導(dǎo)頻突發(fā)533是對于HDR半時隙507的。導(dǎo)頻突發(fā)513和533每個為96碼片長，且被穿插入它們相應(yīng)的HDR半時隙的中間。
HDR半時隙506和507在512、514、532和534處包含控制信道信息。HDR半時隙506在511和515處包含數(shù)據(jù)碼元。同樣地，HDR半時隙507在531和535包含數(shù)據(jù)碼元。根據(jù)一實施例，分數(shù)間距均衡器350在導(dǎo)頻突發(fā)期間(諸如導(dǎo)頻513和533)被適配。導(dǎo)頻突發(fā)513和533的碼元序列對于接收機是已知的。這樣，導(dǎo)頻突發(fā)513和533可以用作訓(xùn)練序列用于訓(xùn)練分數(shù)間距均衡器350。
根據(jù)一實施例，為能更準確地適配分數(shù)間距均衡器350，期望限制分數(shù)間距均衡器350對延時偏置更新的次數(shù)。為在分時隙系統(tǒng)內(nèi)最小化分數(shù)間距均衡器350的延時偏置更新的次數(shù)，延時偏置更新發(fā)生在1)最多每時隙一次；以及2)只在當(dāng)統(tǒng)計導(dǎo)出的到達時間和分數(shù)間距均衡器350的當(dāng)前延時偏置之差大于分數(shù)間距均衡器350的一個抽頭間距。
另外，分數(shù)間距均衡器350的延時偏置只在導(dǎo)頻突發(fā)513和533的開始處更新。自適應(yīng)算法可以使用下一個導(dǎo)頻突發(fā)以迫使均衡器濾波器系數(shù)接近對應(yīng)更新的延時偏置的MMSE解，這發(fā)生在濾波器系數(shù)用于對控制或數(shù)據(jù)碼元解調(diào)前。如果延時偏置更新發(fā)生在HDR時隙內(nèi)的任何其它時間，則應(yīng)用于對HDR時隙的控制或數(shù)據(jù)部分解調(diào)的濾波器系數(shù)會大大不同于其最優(yōu)MMSE解；結(jié)果是接收機性能會大大受到影響。在一實施例中，如果基帶接收機300正在處理HDR時隙，則分數(shù)間距均衡器350就有稱為當(dāng)前延時偏置的延時偏置。下一步，由加權(quán)平均時間跟蹤模塊340使用以上確定加權(quán)平均到達時間的方法確定加權(quán)到達時間。下一步，值X被設(shè)定為加權(quán)平均到達時間減去分數(shù)間距均衡器350的當(dāng)前延時偏置。X的單位為均衡器抽頭間距。如果X大于或等于1，或小于或等于-1，則要執(zhí)行三個任務(wù)。
令Q(z)表示不超過z的最大整數(shù)。第一個任務(wù)是如果X大于或等于1，則將分數(shù)間距均衡器350的當(dāng)前延時偏置增加Q(|X|)，如果X小于或等于-1，則將分數(shù)間距均衡器350的當(dāng)前延時偏置減少Q(mào)(|X|)。第二個任務(wù)是將分數(shù)間距均衡器的濾波器系數(shù)時移Q(|X|)個抽頭，取決于X的符號，這可以是分數(shù)間距均衡器350的時間超前或時間延時。第三個任務(wù)是，如果當(dāng)前的延時偏置被增加過，則分數(shù)間距均衡器350的第一個Q(|X|)系數(shù)被設(shè)定為零，如果當(dāng)前延時偏置被減少過，則分數(shù)間距均衡器350的最后一個Q(|X|)系數(shù)被設(shè)定為零。
否則，如果Q(|X|)等于零，則不發(fā)生更新，且處理在下一HDR時隙重復(fù)。
在圖6的流程圖內(nèi)示出調(diào)整分數(shù)間距均衡器350的延時偏置的實施例。過程開始于步驟600。在步驟602，加權(quán)平均時間跟蹤模塊340在環(huán)路內(nèi)等待，并在到達時隙n的末尾前連續(xù)經(jīng)輪詢。
在步驟604，加權(quán)平均時間跟蹤模塊340確定第n+1個時隙的加權(quán)平均到達時間。雷克指322和324，向加權(quán)平均時間跟蹤模塊340提供它們相應(yīng)的到達時間和信號能量。加權(quán)平均時間跟蹤模塊340然后確定加權(quán)平均到達時間。
在步驟608，加權(quán)平均時間跟蹤模塊340確定第n+1的時隙的加權(quán)平均到達時間和分數(shù)間距均衡器350的當(dāng)前延時偏置之差，其單位為抽頭間距。加權(quán)平均時間跟蹤模塊340然后將以上的差設(shè)為X。
在步驟610處，加權(quán)平均時間跟蹤模塊340確定差X是否大于或等于1，如果差大于或等于1，然后加權(quán)平均時間跟蹤模塊340處理進行到步驟616。如果差小于1，加權(quán)平均時間跟蹤模塊340處理進行到步驟612。
在步驟612，加權(quán)平均時間跟蹤模塊340確定差X是否小于或等于-1。如果差小于或等于-1，則加權(quán)平均時間跟蹤模塊340處理進行到614。如果差大于-1，則加權(quán)平均時間跟蹤模塊340處理進行到步驟622。
在步驟614處，加權(quán)平均時間跟蹤模塊340將分數(shù)間距均衡器350的當(dāng)前延時偏置減少Q(mào)(|X|)，其中X在步驟608內(nèi)確定，且Q(z)定義為不超過z的最大整數(shù)。加權(quán)平均時間跟蹤模塊340然后處理進行到步驟618。
在步驟616處，加權(quán)平均時間跟蹤模塊340將分數(shù)間距均衡器350的當(dāng)前延時偏置增加Q(|X|)，其中X在步驟608確定，且Q(z)定義為不超過z的最大整數(shù)。加權(quán)平均時間跟蹤模塊340然后處理進行到步驟620。
在步驟618處，分數(shù)間距均衡器350的系數(shù)前進Q(|X|)個抽頭。令h(n，k)表示在時隙n處的第k個濾波器系數(shù)，其中k從0到N-1。然后，h(k，n+1)從h(k，n)得來如下對k＝0到N-1-Q(|X|)，h(k，n+1)設(shè)定為等于h(k+Q(|X|)，n)；對于k＝N-Q(|X|)到N-1，h(k，n+1)設(shè)定等于零。更新后的濾波器系數(shù)為h(k，n+1)，且加權(quán)平均時間跟蹤模塊340處理進行到過程的結(jié)束步驟622。
在步驟620處，分數(shù)間距均衡器350的系數(shù)被時間延時Q(|X|)個抽頭。令h(n，k)表示在時隙n處的第k個濾波器系數(shù)。然后，h(k，n+1)從h(k，n)得來如下對k＝Q(|X|)到N-1，h(k，n+1)設(shè)定為等于h(k-Q(|X|)，n)；對于k＝0到Q(|X|)-1，h(k，n+1)設(shè)定等于零。更新后的濾波器系數(shù)為h(k，n+1)，且加權(quán)平均時間跟蹤模塊340處理進行到處理的末尾步驟622。因此，如上述描述的方式，本發(fā)明提供了在分數(shù)間距均衡器內(nèi)確定延時偏置的方法和裝置。
本領(lǐng)域的技術(shù)人員可以理解，信息和信號可以使用多種不同的技術(shù)的任何一種表示。例如，上述說明中可能涉及的數(shù)據(jù)、指令、命令、信息、信號、比特、碼元和碼片最好由電壓、電路、電磁波、磁場或其粒子、光場或其粒子、或它們的任意組合來表示。
本領(lǐng)域的技術(shù)人員還可以理解，這里揭示的結(jié)合這里描述的實施例所描述的各種說明性的邏輯框、模塊、電路和算法步驟可以用電子硬件、計算機軟件或兩者的組合來實現(xiàn)。為清楚地說明硬件和軟件的可互換性，各種說明性的組件、方框、模塊、電路和步驟一般按照其功能性進行闡述。這些功能性究竟作為硬件或軟件來實現(xiàn)取決于整個系統(tǒng)所采用的特定的應(yīng)用程序和設(shè)計。技術(shù)人員可以對每個特定應(yīng)用程序改變方式以實現(xiàn)所述功能，但這種實現(xiàn)決定不應(yīng)理解為會引起偏離本發(fā)明的范圍。
各種結(jié)合實施例描述的邏輯框、模塊和電路的實現(xiàn)或執(zhí)行可以用數(shù)字信號處理器(DSP)、應(yīng)用專用集成電路(ASIC)、現(xiàn)場可編程門陣列(FPGA)或其它可編程邏輯器件、離散門或晶體管邏輯、離散硬件組件或以上的任意組合。通用處理器可能是微處理器，然而或者，處理器可以是任何常規(guī)的處理器、控制器、微控制器或狀態(tài)機。處理器還可以實現(xiàn)為計算設(shè)備的組合，例如，DSP和微處理器、多個微處理器、一個或多個微處理器連同DSP核或任何其它的該種配置。
結(jié)合實施例說明的方法或算法的步驟可以直接在硬件、處理器執(zhí)行的軟件模塊或兩者的組合中體現(xiàn)。軟件模塊可以駐留于RAM存儲器、快閃(flash)存儲器、ROM存儲器、EPROM存儲器、EEPROM存儲器、寄存器、硬盤、移動盤、CD-ROM、或本領(lǐng)域中已知的其它任意形式的存儲媒體中。一示范處理器最好耦合到處理器，為了能夠從存儲介質(zhì)讀取寫入信息。處理器和存儲介質(zhì)可駐留于應(yīng)用專用集成電路ASIC中。ASIC可以駐留于移動單元、基站收發(fā)機或衛(wèi)星轉(zhuǎn)發(fā)器中。另外，處理器和存儲介質(zhì)可以作為離散組件駐留于用戶終端中。
上述優(yōu)選實施例的描述使本領(lǐng)域的技術(shù)人員能制造或使用本發(fā)明。這些實施例的各種修改對于本領(lǐng)域的技術(shù)人員來說是顯而易見的，這里定義的一般原理可以被應(yīng)用于其它實施例中而不使用創(chuàng)造能力。因此，本發(fā)明并不限于這里示出的實施例，而要符合與這里揭示的原理和新穎特征一致的最寬泛的范圍。
因此描述了一種用于確定分數(shù)間距均衡器內(nèi)的延時偏置的方法和裝置。
權(quán)利要求
1.一種確定分數(shù)間距均衡器的當(dāng)前延時偏置的方法，所述的方法包括以下步驟確定來自第一和第二雷克接收機指的到達時間；確定所述到達時間和所述的分數(shù)間距均衡器的先前延時偏置之差；當(dāng)所述的差大于或等于一個抽頭間距時，用一增量延時偏置來修改所述的分數(shù)間距均衡器的所述當(dāng)前延時偏置。
2.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于所述到達時間是經(jīng)統(tǒng)計導(dǎo)出的。
3.如權(quán)利要求2所述的方法，其特征在于所述的統(tǒng)計導(dǎo)出到達時間是加權(quán)平均到達時間。
4.如權(quán)利要求3所述的方法，其特征在于還包括以下步驟從所述的第一雷克接收機指收集第一到達時間和第一信號能量；從所述的第二雷克接收機指收集第二到達時間和第二信號能量；以及用所述的第一信號能量加權(quán)所述的第一到達時間以確定第一加權(quán)到達時間；用所述的第二信號能量加權(quán)所述的第二到達時間以確定第二加權(quán)到達時間；使用所述的第一到達時間和第二到達時間以確定所述的加權(quán)平均到達時間。
5.如權(quán)利要求2所述的方法，其特征在于所述的統(tǒng)計導(dǎo)出的到達時間是中值到達時間。
6.如權(quán)利要求2所述的方法，其特征在于所述的統(tǒng)計導(dǎo)出到達時間是簡單的平均到達時間。
7.如權(quán)利要求4所述的方法，其特征在于還包括利用所述的第一和第二信號能量的總能量以歸一化所述的第一信號能量的步驟。
8.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于所述的第一雷克接收機指接收來自采樣緩沖器的數(shù)據(jù)。
9.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于所述的第二雷克接收機指接收來自采樣緩沖器的數(shù)據(jù)。
10.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于所述的增量延時偏置是通過選擇比所述的差的絕對值小的最大整數(shù)而經(jīng)確定的。
11.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于還包括將多個濾波器的系數(shù)移位所述的抽頭間距一個倍數(shù)的步驟。
12.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于所述的修改步驟發(fā)生在當(dāng)所述的差的絕對值大于一時。
13.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于所述的修改步驟發(fā)生在導(dǎo)頻突發(fā)期間。
14.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于所述的分數(shù)間距均衡器是有限脈沖響應(yīng)濾波器。
15.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于所述到所述的分數(shù)間距均衡器的輸入被延時了所述的當(dāng)前延時偏置。
16.一種無線通信系統(tǒng)內(nèi)的接收機，其特征在于所述的接收機包括一個采樣緩沖器，耦合到第一和第二雷克接收機指；以及一個加權(quán)平均時間跟蹤模塊，耦合到所述第一和所述第二雷克接收機指和所述采樣緩沖器，且其中所述加權(quán)平均時間跟蹤模塊被配置為將所述接收機內(nèi)的所述分數(shù)間距均衡器的當(dāng)前延時偏置設(shè)定到加權(quán)平均到達時間。
17.如權(quán)利要求16所述的接收機，其特征在于所述加權(quán)平均時間跟蹤模塊還被配置為從所述第一雷克接收機指收集第一到達時間和第一信號能量，并從所述第二雷克接收機指收集第二到達時間和第二信號能量。
18.如權(quán)利要求17所述的接收機，其特征在于所述加權(quán)平均時間跟蹤模塊還被配置為用所述的第一信號能量加權(quán)所述第一到達時間以確定第一加權(quán)到達時間，并用所述的第二信號能量加權(quán)所述第二到達時間以確定第二加權(quán)到達時間。
19.如權(quán)利要求18所述的接收機，其特征在于所述的加權(quán)平均時間跟蹤模塊還被配置為確定從所述第一和所述第二加權(quán)到達時間確定所述加權(quán)平均到達時間。
20.如權(quán)利要求17所述的接收機，其特征在于所述加權(quán)平均時間跟蹤模塊確定所述第一和第二信號能量的總能量以歸一化所述的第一信號能量。
21.如權(quán)利要求17所述的接收機，其特征在于所述的加權(quán)平均時間跟蹤模塊確定所述的第一和第二信號能量的總能量以歸一化所述的第二信號能量。
22.如權(quán)利要求16所述的接收機，其特征在于當(dāng)所述加權(quán)平均到達時間與先前延時偏置之差大于或等于一個抽頭間距時，所述加權(quán)平均時間跟蹤模塊將當(dāng)前延時偏置增加一增量延時偏置。
23.如權(quán)利要求16所述的接收機，其特征在于當(dāng)所述加權(quán)平均到達時間與先前延時偏置之差小于或等于一個抽頭間距的負數(shù)時，所述加權(quán)平均時間跟蹤模塊將當(dāng)前延時偏置減少一增量延時偏置。
24.如權(quán)利要求16所述的接收機，其特征在于所述分數(shù)間距均衡器的多個濾波器系數(shù)在導(dǎo)頻突發(fā)期間被移位。
25.如權(quán)利要求16所述的接收機，其特征在于所述的分數(shù)間距均衡器是有限脈沖響應(yīng)濾波器。
26.一種用于確定分數(shù)間距均衡器的當(dāng)前延時偏置的數(shù)字信號處理裝置，其特征在于所述處理裝置包括存儲器；數(shù)字信號處理器，它耦合到所述的存儲器并用于解釋數(shù)字信號，通過以下步驟從第一和第二雷克接收機指確定一統(tǒng)計導(dǎo)出的到達時間；確定所述統(tǒng)計導(dǎo)出到達時間和所述的分數(shù)間距均衡器的先前延時偏置之差；以及當(dāng)所述的差大于或等于一個抽頭間距時，用一增量延時偏置來修改所述分數(shù)間距均衡器的當(dāng)前延時偏置。
27.一種無線通信系統(tǒng)內(nèi)的接收機，其特征在于所述的接收機包括緩沖裝置，耦合到第一和第二雷克接收機裝置；加權(quán)平均時間跟蹤裝置，耦合到所述的第一和所述的第二雷克接收機裝置以及所述的緩沖裝置，其中所述的加權(quán)平均時間跟蹤裝置用于將所述接收機內(nèi)的分數(shù)間距均衡器的當(dāng)前延時偏置設(shè)定為加權(quán)平均到達時間。
全文摘要
加權(quán)平均到達時間確定3－分數(shù)間距均衡器的延時偏置(350)。加權(quán)平均到達時間是用來自雷克接收機的路徑到達時間和能量確定的(604)。加權(quán)平均到達時間和當(dāng)前延時偏置之差被設(shè)定為差X，其單位為均衡器抽頭間距(608)。如果差X大于或等于1，或小于或等于－1，則當(dāng)前延時偏置用一增量的延時偏置來更新(610)、(612)、(614)、(616)，且均衡器濾波器系數(shù)被移位多個抽頭間距(618)、(620)。否則，當(dāng)前延時偏置不被更新，且分數(shù)間距均衡器的濾波器系數(shù)不經(jīng)移位(350)。濾波器系數(shù)的匹配和均衡器的延時偏置的更新只在導(dǎo)頻突發(fā)期間發(fā)生以最小化自適應(yīng)過渡過程。
文檔編號H04B1/707GK1555639SQ02817906
公開日2004年12月15日 申請日期2002年7月31日 優(yōu)先權(quán)日2001年8月1日
發(fā)明者S·加亞拉曼, S 加亞拉曼, F 科巴頓, I·J·F·科巴頓, J·E·斯密, 斯密 申請人:高通股份有限公司