專利名稱：Mimo－ofdm系統(tǒng)的迭代檢測和解碼的制作方法
背景領域本發(fā)明一般涉及數(shù)據(jù)通信，尤其是用于執(zhí)行MIMO-OFDM通信系統(tǒng)的迭代檢測和解碼。
背景多輸入多輸出(MIMO)通信系統(tǒng)使用多個(NT)發(fā)射天線和多個NR接收天線進行數(shù)據(jù)傳輸。由NT個發(fā)射天線和NR個接收天線形成的MIMO信道可能被分解為NC個獨立信道，其中NC≤min{NT，NR}。NC個獨立信道的每個還被稱為MIMO信道的空間子信道，并對應一維。如果使用由多個發(fā)射和接收天線建立的附加維數(shù)，則MIMO系統(tǒng)能提供相對于單輸入單輸出(SISO)通信系統(tǒng)改善的性能(例如增加的傳輸容量)。
寬帶MIMO系統(tǒng)通常經(jīng)歷頻率選擇性衰落，即系統(tǒng)帶寬上不同量的衰減。頻率選擇性衰落引起碼元間串擾(ISI)，ISI是接收信號中的每個碼元起著對接收信號中的隨后碼元的失真的現(xiàn)象。此失真通過影響正確檢測接收碼元的能力而降級性能。這樣，ISI是對不可忽視的噪聲分量，其對被設計運行在高SNR水平的系統(tǒng)(如MIMO系統(tǒng))的整個信號對噪聲加干擾比(SNR)影響很大。在這樣的系統(tǒng)中，可以在接收端使用均衡以抗ISI。然而，執(zhí)行均衡所需要的計算復雜性對于多數(shù)應用通常很大或過大。
正交頻分復用(OFDM)可以被用于抗ISI，而且獲得此的同時不使用計算密集的均衡。OFDM系統(tǒng)有效地將系統(tǒng)帶寬分為幾個(NF)頻率子信道，這些頻率子信道可以成為子信道或頻率區(qū)段。每個頻率子信道與各自的子載波相關，其中數(shù)據(jù)可以在子載波上被調制。OFDM系統(tǒng)的頻率子信道可以根據(jù)發(fā)射和接收天線之間的傳播路徑特性(例如，多徑分布)經(jīng)歷頻率選擇性衰落(即對于不同的頻率子信道不同量的衰減)。本領域公知，對于OFDM通過重復每個OFDM碼元的一部分(即將循環(huán)前綴附加在每個OFDM碼元)來對抗頻率選擇性衰落引起的ISI。
MIMO系統(tǒng)從而可以有利地使用OFDM來抗ISI。MIMO-OFDM系統(tǒng)的頻率子信道可以經(jīng)歷不同的信道條件(如，不同的衰落和多徑效應)并且達到不同的SNR。而且，信道條件隨時間變化。因此，支持的數(shù)據(jù)速率可以在頻率子信道之間和空間子信道之間變化，并且還隨時間變化。為了達到高性能，需要在發(fā)射機處正確編碼(如，基于確定的信道條件)和調制數(shù)據(jù)，并且在接收機處正確檢測和解碼接收信號。
因此本領域內(nèi)需要用于檢測和解碼已經(jīng)基于一個或多個編碼和調制方案(可變地)編碼和調制的信號的技術，編碼和調制方案如按照信道條件所確定的。
摘要本發(fā)明的方面提供迭代檢測和解碼在無線(如，MIMO-OFDM)通信系統(tǒng)中發(fā)送的數(shù)據(jù)的技術。此迭代檢測和解碼使用信道編碼的差錯糾正能力以提供改進的性能。通過在軟輸入軟輸出檢測器和軟輸入軟輸出解碼器之間迭代地傳遞軟(多比特)“先驗”信息達到此。
檢測器接收先前在發(fā)射機系統(tǒng)處基于一個或多個編碼和調制方案產(chǎn)生的調制碼元，執(zhí)行與發(fā)射機系統(tǒng)處執(zhí)行的碼元映射互補的檢測功能，而且提供發(fā)送的編碼比特的軟判決碼元。軟判決碼元內(nèi)的外部信(包括解碼器的先驗信息，如下所述)息然后由解碼器基于與發(fā)射機系統(tǒng)處使用的一個或多個編碼方案互補的一個或多個解碼方案解碼。解碼器還提供其后在檢測過程中由檢測器使用它的外部信息(包括檢測器的先驗信息)。
檢測和解碼可以被迭代幾次。在迭代檢測和解碼過程中，比特判決的可靠性隨每個迭代而改進。這里所述的迭代檢測和解碼可以用于抗頻率選擇性衰落以及平坦衰落。而且，迭代檢測和解碼過程可以可變地結合各種類型的編碼方案(如，串行和并行級聯(lián)的卷積碼)和各種調制方案(如M-PSK和M-QAM)而使用。
在檢測器和解碼器之間傳遞的先驗信息和軟判決碼元可以使用對數(shù)似然比(LLR)表示。這里提供技術降低了與得到LLR相關的計算復雜性。這樣的技術包括使用干擾抵消以通過移除其他干擾而隔離每個發(fā)送信號，以及使用“雙最大值”或一些其他近似以計算LLR，如下面所述。
本發(fā)明的這些和其它方面、實施例以及特征在以下將詳細描述。本發(fā)明還提供可以實現(xiàn)本發(fā)明的多個方面、實施例和特征的方法、接收機單元、發(fā)射機單元、接收機系統(tǒng)、發(fā)射機系統(tǒng)、系統(tǒng)，以及其他裝置和元件，如以下將進一步詳細描述。
附圖的簡要描述通過下面提出的結合附圖的詳細描述，本發(fā)明的特征、性質和優(yōu)點將變得更加明顯，附圖中相同的符號具有相同的標識，其中

圖1是MIMO-OFDM系統(tǒng)中的發(fā)射機系統(tǒng)和接收機系統(tǒng)的框圖；圖2A和2B是編碼和調制數(shù)據(jù)的兩個發(fā)射機單元的框圖，編碼和調制數(shù)據(jù)分別使用(1)單個編碼和調制方案以及(2)基于每個天線的分離編碼和調制方案；圖3A和3B分別是串行和并行級聯(lián)卷積編碼器的框圖；圖3C是遞歸卷積編碼器的框圖；圖4A和4B分別是檢測和解碼數(shù)據(jù)的兩個接收機單元的框圖，所述數(shù)據(jù)先前被處理使用(1)單個編碼和調制方案以及(2)基于每個天線的分離編碼和調制方案；圖4C是執(zhí)行連續(xù)抵消和干擾對消以一次恢復一發(fā)送信號的接收機單元的框圖；圖5A和5B分別是能夠對于串行和并行級聯(lián)卷積碼執(zhí)行迭代解碼的兩個Turbo解碼器的框圖；以及圖6是可以用于圖4C的接收機單元的干擾對消器的框圖。
優(yōu)選實施例的詳細描述這里描述的迭代檢測和解碼技術可以用于各種無線通信系統(tǒng)。為了簡明，描述了專用于使用正交頻分復用的多輸入多輸出通信系統(tǒng)(即，MIMO-OFDM系統(tǒng))的本發(fā)明的各種方面和實施例。
如上所述，MIMO系統(tǒng)使用NT個發(fā)射天線和NR個接收天線，用于數(shù)據(jù)傳輸，其中NR≥NT。NT個發(fā)射天線和NR個接收天線形成的MIMO信道可以被分解為NS個空間子信道，其中NS≤min{NT，NR}。OFDM系統(tǒng)有效地將系統(tǒng)帶寬分為NF個頻率子信道。每個頻率子信道可以被定義得足夠窄，從而它的頻率響應可以被視為平坦或頻率非選擇性的。MIMO-OFDM系統(tǒng)可以通過(NC個)“傳輸信道”(其中NC＝NS·NF)發(fā)送數(shù)據(jù)，每個這樣的傳輸信道對應于一空間子信道的一頻率子信道。
圖1是MIMO-OFDM系統(tǒng)100中的發(fā)射機系統(tǒng)110和接收機系統(tǒng)150的實施例框圖。發(fā)射機系統(tǒng)110和接收機系統(tǒng)150能夠實現(xiàn)本發(fā)明的各個方面和實施例，如下所述。
在發(fā)射機系統(tǒng)110處，話務數(shù)據(jù)以特定數(shù)據(jù)速率從數(shù)據(jù)源112被提供至發(fā)送(TX)數(shù)據(jù)處理器114，發(fā)送數(shù)據(jù)處理器114基于一個或多個編碼方案編碼和交織話務數(shù)據(jù)以提供編碼數(shù)據(jù)。編碼可以基于所有發(fā)射天線的一單獨編碼方案、每個發(fā)射天線或每個發(fā)射天線子集的一編碼方案或每個傳輸信道或每組傳輸信道的一編碼方案執(zhí)行。數(shù)據(jù)速率和編碼可以由數(shù)據(jù)速率控制和編碼控制分別確定，它們由控制器130提供。
然后，此編碼數(shù)據(jù)被提供至調制器116，調制器116還可以接收導頻數(shù)據(jù)(例如，已知模式或以已知方式被處理的數(shù)據(jù))。導頻數(shù)據(jù)在用于發(fā)送話務數(shù)據(jù)的所有頻率子信道或其一子集上和在所有空間子信道或其一子集上可以與編碼的話務數(shù)據(jù)復用(例如，使用時分復用(TDM)或碼分復用(CDM))。導頻可以由接收系統(tǒng)使用以執(zhí)行幾個功能，如捕獲、頻率和時間同步、信道估計、相干數(shù)據(jù)解調等等。
在一特定實施例中，解調器116的處理包括(1)使用一個或多個調制方案(如，M-PSK、M-QAM等等)調制接收的數(shù)據(jù)，以提供調制碼元，(2)變換調制碼元以形成OFDM碼元，以及(3)將循環(huán)前綴附加在每個OFDM碼元上以形成相應的傳輸碼元。同樣，調制可以基于對所有發(fā)射天線的一單獨編碼方案、每個發(fā)射天線或每個發(fā)射天線集合的一編碼方案或每個傳輸信道或每組傳輸信道的一編碼方案執(zhí)行。調制可以基于控制器130提供的調制控制而執(zhí)行。調制數(shù)據(jù)(即，傳輸碼元)接著被提供至與將用于數(shù)據(jù)傳輸?shù)腘T個發(fā)射天線相關的發(fā)射機(TMTR)122a到122t。
每個發(fā)射機122將接收的調制數(shù)據(jù)轉換為一個或多個模擬信號，并進一步調節(jié)(如，放大、濾波和正交調制)這些模擬信號以產(chǎn)生通信信道上傳輸使用的調制信號。從發(fā)射機122a到122t的調制信號接著分別通過天線124a到124t被發(fā)射至接收機系統(tǒng)。
在接收機系統(tǒng)150處，發(fā)送的調制信號由天線152a到152r接收，來自每個天線的接收信號被提供至各自的接收機(RCVR)154。每個接收機154調節(jié)(如，濾波、放大和下變頻)各個接收信號并且數(shù)字化經(jīng)調節(jié)的信號以提供各自的數(shù)據(jù)采樣流，數(shù)據(jù)采樣流表示通過相關天線接收的傳輸碼元。解調器(Demod)156接收和解調來自接收機154a到154r的NR個數(shù)據(jù)采樣流以提供接收調制碼元的NR個相應流。對于每個數(shù)據(jù)采樣流，解調器156移去每個傳輸碼元內(nèi)包括的循環(huán)前綴，然后變換每個接收的OFDM碼元以提供接收調制碼元的相應流。
開始，檢測器/解碼器158執(zhí)行檢測功能，此功能與碼元映射互補，并提供從發(fā)射機系統(tǒng)發(fā)送的編碼比特的軟判決(多比特)碼元。軟判決碼元然后基于與發(fā)射機系統(tǒng)處使用的一個或多個編碼方案互補的一個或多個解碼方案而被解碼。一方面，檢測和解碼可以被迭代地執(zhí)行數(shù)次，下面進一步詳細描述。接著，解碼數(shù)據(jù)被提供至數(shù)據(jù)接收機160。
控制器130和170分別指示發(fā)射機和接收機系統(tǒng)處的操作。存儲器132和172分別提供控制器130和170使用的程序代碼和數(shù)據(jù)的存儲。
發(fā)射機系統(tǒng)圖2A是發(fā)射機單元200a的框圖，它是圖1中的發(fā)射機系統(tǒng)110的發(fā)射機部分的一實施例。在此實施例中，單個編碼方案被用于NT個發(fā)射天線，單個調制方案被用于所有發(fā)射天線的所有NF個頻率子信道。發(fā)射機單元200a包括(1)TX數(shù)據(jù)處理器114a，根據(jù)特定編碼方案接收和編碼話務數(shù)據(jù)以提供編碼數(shù)據(jù)以及(2)調制器116a，根據(jù)特定調制方案調制編碼數(shù)據(jù)以提供編碼數(shù)據(jù)。TX數(shù)據(jù)處理器114a和調制器116a從而分別是圖1中TX數(shù)據(jù)處理器114和解調器116的一實施例。
在圖2A中示出的特定實施例中，TX數(shù)據(jù)處理器114a包括編碼器212、信道交織器214以及多路分解器(Demux)216。編碼器212按照所選編碼方案接收和編碼話務數(shù)據(jù)(即，信息比特)以提供編碼比特。編碼增加了數(shù)據(jù)傳輸?shù)目煽啃?。所選編碼方案可以包括循環(huán)冗余校驗(CRC)編碼、卷積編碼、Turbo編碼、分組編碼等等的任意組合。下面描述編碼器212的幾種設計。
信道交織器214接著基于特定交織方案交織編碼比特，并提供經(jīng)交織的編碼比特。交織為編碼比特提供分集，允許基于用于數(shù)據(jù)傳輸?shù)念l率和/或空間子信道的平均信號對噪聲加干擾比(SNR)發(fā)送數(shù)據(jù)，對抗衰落以及進一步除去用于形成每個調制碼元的編碼比特間的相關。如果編碼比特在多個頻率子信道上被發(fā)送，則交織還可以提供頻率分集。編碼和信道交織在下面進一步被描述。
然后，多路分解器216將經(jīng)交織和編碼的數(shù)據(jù)解復用成將用于數(shù)據(jù)傳輸?shù)腘T個發(fā)射天線的NT個編碼數(shù)據(jù)流。這NT個編碼數(shù)據(jù)流接著被提供至調制器116a。
在圖2A示出的特定實施例中，調制器116a包括NT個OFDM調制器，每個OFDM調制器被指定處理一發(fā)射天線的相應的編碼數(shù)據(jù)流。每個OFDM調制器包括碼元映射元件222、反付里葉變換器(IFFT)224、以及循環(huán)前綴生成器226。在此實施例中，所有NF個碼元映射元件222a到222t實現(xiàn)相同的調制方案。
在每個OFDM調制器內(nèi)，碼元映射元件222將接收的編碼比特映射為將用于在與OFDM調制器相關的發(fā)射天線上數(shù)據(jù)傳輸?shù)?多至)NF個頻率子信道的調制碼元。將由碼元映射元件222實現(xiàn)的特定調制方案由控制器130提供的調制控制確定。對于OFDM，調制可以通過分組成q個編碼比特的集合以形成非二進制碼元并且將每個非二進制碼元映射成對應于所選調制方案(如，QPSK、M-PSK、M-QAM、或一些其他方案)的信號星座圖中的一個特定點而達到。每個映射的信號點對應于M元調制碼元，其中M＝2q。碼元映射元件222接著對于每個傳輸碼元周期提供一(多至)NF個調制碼元的向量，每個向量中的調制碼元數(shù)對應于將用于此傳輸碼元周期的數(shù)據(jù)傳輸?shù)念l率子信道數(shù)。
如果常規(guī)的非迭代碼元的解映射和解碼在接收機系統(tǒng)處被執(zhí)行，則Gray映射可以優(yōu)選地用于碼元映射，因為它可以提供比特差錯率(BER)方面更好的性能。使用Gray映射，信號星座圖中(水平或垂直方向上)鄰近點q個比特位置中僅一個不同。Gray映射減小了更可能的差錯事件的比特差錯數(shù)，所述差錯事件對應于正被映射至靠近正確位置的一個位置的接收調制碼元，這種情況下只有一個編碼比特將被錯誤地接收。
然而，如果迭代檢測和解碼被執(zhí)行如下所述，則可以看出非Gray映射性能優(yōu)于Gray映射。由于編碼比特之間的獨立性增強了檢測和解碼過程之間的獨立性，所以上述情況存在，當執(zhí)行迭代檢測和解碼時它還提供了改進的性能。因而，每個映射元件222可以被設計為用于實現(xiàn)非Gray映射的星座圖。在某些實例中，如果星座圖被定義為鄰近點要有盡可能多的比特位置不同(即，與Gray映射為的目的相反，或“反Gray”映射)，則可以達到改進的性能。
然后IFFT224使用反快速付里葉變換將每個調制碼元向量轉換為它的時域表示(稱為OFDM碼元)。IFFT224可以被設計用于在任何數(shù)目(如8，16，32，...，NF，...)的頻率子信道上執(zhí)行反變換。在一實施例中，對于每個OFDM碼元，循環(huán)前綴生成器226重復OFDM碼元的一部分以形成相應的傳輸碼元。循環(huán)前綴確保了傳輸碼元在多徑延時擴展存在時的正交特性，從而提高了對抗有害路徑效應的性能，有害路徑效應如頻率選擇性衰落造成的信道色散。來自循環(huán)前綴生成器226的傳輸碼元接著被提供至相關的發(fā)射機122，并且被處理以產(chǎn)生調制信號，此調制信號接著從相關天線124被發(fā)送。
圖2B是發(fā)射機單元200b的框圖，是圖1中發(fā)射機系統(tǒng)110的發(fā)射機部分的另一實施例。在此實施例中，特定編碼方案用于NT個發(fā)射天線的每個，特定調制方案用于每個發(fā)射天線的所有NF個頻率子信道(即，基于每個天線的獨立的編碼和調制)。將用于每個發(fā)射天線的此特定編碼和調制方案可以基于期望的信道條件(如，通過接收機系統(tǒng)被返回發(fā)射機系統(tǒng))被選擇。
發(fā)射機單元200b包括(1)TX數(shù)據(jù)處理器114b，根據(jù)獨立編碼方案接收和編碼話務數(shù)據(jù)以提供編碼數(shù)據(jù)以及(2)調制器116b，根據(jù)獨立調制方案調制編碼數(shù)據(jù)以提供編碼數(shù)據(jù)。TX數(shù)據(jù)處理器114b和調制器116b從而分別是圖1中TX數(shù)據(jù)處理器114和解調器116的一實施例。
在圖2B中示出的特定實施例中，TX數(shù)據(jù)處理器114b包括多路分解器210、NT個編碼器212a到212t、以及NT個信道交織器214a到214t(即，每個發(fā)射天線一個編碼器和信道交織器集合)。多路分解器210將話務數(shù)據(jù)(即，信息比特)解交織為將用于數(shù)據(jù)傳輸?shù)腘T個發(fā)射天線的NT個數(shù)據(jù)流。每個數(shù)據(jù)流接著被提供至各個編碼器212。
每個編碼器212基于選擇用于相應發(fā)射天線的特定編碼方案接收和編碼各個數(shù)據(jù)流，以提供編碼比特。來自編碼器212的編碼比特接著被提供至各個信道交織器214，信道交織器214基于特定交織方案交織編碼比特以提供分集。信道交織器214a到214t接著向調制器116b提供NT個發(fā)射天線的NT個經(jīng)交織和編碼的數(shù)據(jù)流。
在圖2B中示出的特定實施例中，調制器116b包括NT個OFDM調制器，每個OFDM調制器包括碼元映射元件222、IFFT224、以及循環(huán)前綴生成器226。在此實施例中，所有NT個碼元映射元件222a到222t可以實現(xiàn)不同的調制方案。在每個OFDM調制器內(nèi)，碼元映射元件222映射qn個編碼比特的組以形成Mn元調制碼元，其中Mn對應于為第n個發(fā)射天線所選的特定調制方案(有控制器130提供的調制控制所確定)以及Mn=2qn.]]>隨后的由IFFT224和循環(huán)前綴生成器226的處理如上所述。
發(fā)射機單元的其他設計也可以被實現(xiàn)，并且在本發(fā)明的范圍內(nèi)，例如，編碼和調制可以對于每個發(fā)射天線的子集、每個傳輸信道或每個傳輸信道組獨立地被執(zhí)行。編碼器212、信道交織器214、碼元映射元件222、IFFT224以及循環(huán)前綴生成器226的實現(xiàn)在本領域內(nèi)公知，這里不詳細描述。
使用和不使用OFDM的MIMO系統(tǒng)的編碼和調制在以下文檔中有描述美國專利申請序列號09/826481和09/956449，兩者均題為“Method and Apparatusfor Utilizing Channel State Information in a Wireless CommunicationSystem”，相應地提交于2001年3月23日和2001年9月18日；美國專利申請序列號09/854235，題為“Method and Apparatus for Processing Data ina Multi-Input Multiple-Output(MIMO) Communication System UtilizingChannel State Information”，提交于2001年5月11；美國專利申請序列號09/776075內(nèi)描述，題為“Coding Scheme for a Wireless CommunicationSystem”，提交于2001年2月1日；以及美國專利申請?zhí)朳Attorney Docket第010254號]，題為“Coding Scheme for a Wireless Communication SystemUtilizing Channel State Information”，提交于2001年11月6日。這些申請被轉讓給本發(fā)明的受讓人，并在此引入作為參考。還可以使用一些其它的編碼和調制方案，且這在本發(fā)明的范圍內(nèi)。
示例OFDM系統(tǒng)在美國專利申請序列號09/532492內(nèi)有描述，題為“HighEfficiency，High Performance Communication System Employing Multi-Carrier Modulation”，提交于2000年3月30，轉讓給本發(fā)明的受讓人，并在此引入作為參考。OFDM調制在以下論文中也有描述“Multi-carrierModulation for Data TransmissionAn Idea Whose Time Has Come”，作者為A.C.Bingham，IEEE通信雜志，1990年5月，在此引入作為參考。
編碼多種類型的編碼器可以用于在傳輸前編碼數(shù)據(jù)。例如，編碼器可以實現(xiàn)下列碼中的任何一種(1)串行級聯(lián)卷積碼(SCCC)，(2)并行級聯(lián)卷積碼(PCCC)，(3)簡單的卷積碼，(4)包括分組碼和卷積碼等等的級聯(lián)碼。級聯(lián)卷積碼也稱為Turbo碼。
圖3A是串行級聯(lián)卷積編碼器212x的一實施例框圖，此編碼器可用于圖2A和2B中每個編碼器212。編碼器212包括外部卷積編碼器312a、編碼交織器314、以及內(nèi)部卷積編碼器312b，所有都被串連耦合。外部卷積編碼器312a使用碼率為Ro的特定外部碼編碼信息比特。來自編碼器312a的編碼輸出被提供至碼交織器314，此交織器314按照某個(如偽隨機)的交織方案交織NP個編碼比特的每個分組。
碼交織器314可以實現(xiàn)幾種交織方案中任何一個，如用于cdma2000和W-CDMA的交織方案。在特定的交織方案中，一個分組中的NP個編碼比特按行被寫入25行2n列的陣列中，其中n是使NP≤2n+5的最小整數(shù)。接著這些行根據(jù)比特反轉規(guī)則被改變位置。例如，第1行(“00001”)與第16行(“10000”)交換，第3行(“00011”)與第24行(“11000”)交換，等等。每行內(nèi)的比特然后根據(jù)行特定線性同余序列(LCS)被置換(即，重排)。第k行的LCS被定義為xk(i+1)＝{xk(i)+ck}mod2n，其中i＝0，1，...，2n-1，xk(0)＝ck，而且ck是為每行所選的特定值，還取決于n的值。對于每行中的置換，此行內(nèi)第i個比特被放置在位置x(i)。此陣列中的比特接著按列被讀出。
LCS碼交織方案在被共同分配為美國專利申請序列號09/205511內(nèi)有進一步詳細的描述，題為“Turbo Code Interleaver Using Linear CongruentialSequences”，提交于1998年12月4日，以及cdma2000文檔中題為“C.S0002-A-1Physical Layer Standard for cdma2000 Spread Spectrum Systems”，兩者都在此引入作為參考。其他碼交織器也可以被使用，并且在本發(fā)明的范圍內(nèi)。例如，隨機交織器或對稱隨機交織器(S-random)交織器也可以用來替代上述LCS交織器。
內(nèi)部卷積編碼器312b接收并進一步使用碼率為Ri的特定內(nèi)部碼編碼來自碼交織器314的經(jīng)交織的比特。在一實施例中，編碼器312b實現(xiàn)遞歸碼以充分實現(xiàn)碼交織器314提供的顯著交織增益的優(yōu)點。內(nèi)部碼不需要強大的碼，因為關鍵期望的屬性是遞歸。實際上，內(nèi)部碼可以簡單地為rate-1差分碼。串行級聯(lián)的卷積編碼器212x的整個碼率為RSCCC＝Ro·Ri。
圖3B是并行級聯(lián)卷積編碼器212y的實施例框圖，也可以用于圖2A和2B中的每個編碼器212。編碼器212y包括兩個組成卷積編碼器312c和312d、碼交織器324、截短元件326、以及并串(P/S)轉換器328。碼交織器324根據(jù)某個(即，偽隨機)交織方案交織信息比特，可以被實現(xiàn)如上述碼交織器314的實現(xiàn)。
如圖3B中所示，信息比特被提供至卷積編碼器312d，且交織的信息比特被提供給卷積編碼器312d。每個編碼器312基于某特定的組成碼編碼接收比特，并且提供各個一致校驗比特流。編碼器312c和312d可以使用兩個遞歸的系統(tǒng)組成碼實現(xiàn)，這兩個碼的碼率分別為R1和R2。遞歸碼最大化由交織增益提供的優(yōu)點。
分別來自編碼器312c和312d的一致校驗比特by和bz被提供至截短元件326，截短元件326截短(即，刪除)零個或多個一致校驗比特，以提供期望的輸出比特數(shù)。截短元件326是可以用于調整并行級聯(lián)卷積編碼器的整個碼率RPCCC的可任選元件，給定為1/RPCCC＝1/R1+1/R2-1。
信息比特(也稱為系統(tǒng)比特)以及來自卷積編碼312c和312d的經(jīng)截短的一致校驗比特被提供至P/S轉換器328，并且被串行為編碼比特流，此比特流被提供至下一個處理元件。
圖3C是遞歸卷積編碼器312x的實施例框圖，可以用于圖3A和3B中編碼器312a到312d的每個。編碼器312x也可以用于圖2A和2B中的每個編碼器212。
在圖3C示出的實施例中，編碼器312X實現(xiàn)遞歸卷積碼的下列轉移函數(shù)G(D)=1n(D)d(D),]]>其中n(D)＝1+D+D3，以及d(D)＝1+D2+D3。
編碼器312x也可以被設計用于實現(xiàn)其他卷積碼，并且這在本發(fā)明的范圍內(nèi)。
編碼器312x包括幾個串連耦合的延時元件332、幾個模2加法器334、以及一個開關336。開始，延時單元332的狀態(tài)被設定到零，開關336在向上的位置。接著，對于一分組中的每個接收比特，加法器334a對接收比特和來自加法器334c的輸出比特執(zhí)行模2加法，并且提供結果至延時元件332a。加法器334b對來自加法器334a和延時單元332a及332c的比特執(zhí)行模2加法，并且提供一致校驗比特。加法器334c對來自延時元件332b和332c的比特執(zhí)行模2加法。
在此分組中所有N1個信息比特被編碼之后，開關336被移至向下的位置，三個零(“0”)比特被提供至編碼器312x。編碼器312x接著編碼三個零比特，并且提供三個尾系統(tǒng)比特和三個尾一致校驗比特。
可以分析且通過計算機仿真看出SCCC在中至高SNR水平的加性白高斯噪聲(AWGN)信道中提供優(yōu)于PCCC的性能，中至高SNR水平通常是MIMO系統(tǒng)期望的運行區(qū)域。PCCC的BER漸近地達到差錯底限，對于SCCC此底限一般不存在或低得多。在高BER區(qū)域中PCCC優(yōu)于SCCC，可能更適合被使用于系統(tǒng)負載接近低SNR信道的容量極限時。PCCC和SCCC都可以使用相對簡單的組成碼(例如，具有3到16的約束長度)被實現(xiàn)，諸如圖3C中示出的組成碼。
信道交織返回參考圖2A和2B，來自每個編碼器212的編碼比特由各個信道交織器214交織，以提供時間、頻率和/空間分集對抗不良路徑效應(如，衰落和多徑)。而且，因為編碼比特隨后被分組在一起，以形成非二進制碼元，這些非二進制碼元接著被映射為M元調制碼元，交織可以備用于確保形成每個調制碼元的編碼比特彼此位于在時間上不靠近(即，信道交織將時間上靠近在一起的編碼比特以偽隨機方式分布在調制碼元之間，所述調制碼元可以在不同的頻率子信道、空間子信道、和/或傳輸碼元周期上被發(fā)送)。編碼、信道交織和碼元映射(尤其是反-Gray映射)的組合可以被視為串行級聯(lián)碼，其中碼元映射器充當內(nèi)部碼。信道交織器提供交織增益，與前面描述的SCCC中使用非常相似的方式。性能增益的潛力通過下述的迭代接收機結構而被開發(fā)。信道交織能偽各種編碼和調制方案提供改進的性能，方案如所有發(fā)射天線的單個公用的編碼和調制方案或每個天線獨立的編碼和調制方案。
各種交織方案可以用于信道交織。在一交織方案中，每個分組的編碼比特可以被寫(線性地)至陣列的行中。每行中的比特接著被置換(即，重排)，基于(1)比特反轉規(guī)則，(2)線性同余序列(諸如上述碼交織器的序列)，(3)隨機生成模式，或(4)以一些其他方式產(chǎn)生的置換模式。行也按照某個行置換模式被置換。接著，經(jīng)置換的編碼比特從陣列的每一列被檢索，并且提供給下一個處理元件。其他信道交織方案也可以被使用并且在本發(fā)明的范圍內(nèi)。
在一實施例中，信道交織對每個獨立編碼的數(shù)據(jù)流單獨執(zhí)行。對于PCCC，信息比特和每個分組的尾部及一致校驗比特也可以分別是單獨交織的信道。例如，信息比特bx、來自第一組成編碼器312c的尾部及一致校驗比特by、以及來自第二組成編碼器312d的尾部和一致校驗比特bz可以由三個獨立的信道交織器交織，這些信道交織器可以使用相同或不同的交織方案。此單獨的信道交織允許獨立的一致校驗比特的靈活的截短。
交織間隔可以被選擇以提供期望的時間、頻率和/或空間分集，或者任何它們的組合。例如，對于某個時間周期(如，10微秒、20微秒等等)的編碼比特以及傳輸信道的某個組合可以被交織。信道交織可以對每個發(fā)射天線或在每組發(fā)射天線或所有的發(fā)射天線執(zhí)行，以提供空間分集。信道交織也可以對每個頻率子信道或通過每組頻率子信道或通過所有頻率子信道執(zhí)行，以提供頻率分集。信道交織也可以通過每組一個或多個發(fā)射天線的每組一個或多個頻率子信道執(zhí)行，從而來自一數(shù)據(jù)流的編碼比特可以在一個或多個發(fā)射天線的一個或多個頻率子信道上分布，以提供時間、頻率和空間分集的組合。信道交織可以通過所有發(fā)射天線的所有頻率子信道上執(zhí)行。
接收機系統(tǒng)圖4A是接收機單元400a的實施例框圖，它是圖1中接收機系統(tǒng)150的接收機部分的實施例。在此實施例中，單個解調方案被用于所有NT個發(fā)射天線的所有NF個頻率子信道，而且單個解碼方案用于所有發(fā)射天線。接收機單元400a從而可以被用于接收自圖2A中的發(fā)射機單元200a的數(shù)據(jù)傳輸。
從NT個發(fā)射天線發(fā)送的信號開始由NR個天線152a到152r的每個接收，并被路由至各個接收機154(也稱為前端處理機單元)。每個接收機154調節(jié)(如，濾波、放大和下變頻)各個接收信號，并進一步數(shù)字化經(jīng)調節(jié)的信號，以提供數(shù)據(jù)采樣。每個接收機154還可以使用經(jīng)恢復的導頻進一步解調數(shù)據(jù)采樣，以提供接收的傳輸碼元流，這些碼元流被提供給解調器156a。
在圖4A中示出的特定實施例中，解調器156a包括NR個OFDM解調器，每個OFDM解調器被指定為處理來自一個接收天線的各自的發(fā)送碼元流。每個OFDM包括循環(huán)前綴移去器412和快速付里葉變換器(FFT)414。循環(huán)前綴移去器412移去先前由發(fā)射機系統(tǒng)附加在每個OFDM碼元上的循環(huán)前綴，以確保發(fā)送的調制碼元的無ISI接收。FFT414然后變換每個接收的OFDM碼元，以提供用于發(fā)送OFDM碼元的NF個頻率子信道的NF個接收的調制碼元向量。對于每個傳輸碼元周期來自所有NR個OFDM解調器的NR個調制碼元向量被提供至檢測器/解碼器158a，158a是圖1中檢測器/解碼器158的一實施例。
在圖4A中示出的實施例，檢測器/解碼器158a包括檢測器420a和解碼器430，檢測器420a和解碼器430在從所有NR個接收天線接收的調制碼元上執(zhí)行迭代檢測和解碼，以提供解碼數(shù)據(jù)。迭代檢測和解碼使用信道碼的差錯糾正能力，以提供改進的性能。通過在軟輸入軟輸出(SISO)檢測器420a和軟輸入軟輸出解碼器430之間迭代地傳遞軟“先驗”信息而達到這一點，如下面進一步詳細描述的。
檢測器420a從解調器156a接收調制碼元，從解碼器430接收先驗信息，并且導出所有NT個發(fā)射天線的所有NF個頻率子信道的軟判決(即，多比特)碼元，每個軟判決碼元是對由發(fā)射機系統(tǒng)發(fā)送的編碼比特的一個估計。如下面進一步詳細描述的，軟判決碼元可以表示為對數(shù)似然比(LLR)，在圖4A中表示為L(bk)。
對于每個傳輸碼元周期，檢測器420a提供多達NB個軟判決碼元至NB個各自的加法器422，其中NB＝NT·NF·q，且q依賴于用于數(shù)據(jù)傳輸?shù)奶囟ㄕ{制方案。每個加法器422也接收先驗信息，它的編碼比特bk來自解碼器430(稱為檢測器先驗信息，并表示為La(bk))，從接收的軟判決碼元中減去此檢測器先驗信息，以導出編碼比特的外部信息(表示為Le(bk))。所有(NT·NF·q)個編碼比特的外部信息為(1)由P/S轉換器424進行并串轉換，(2)由信道去交織器426以與發(fā)射機系統(tǒng)處執(zhí)行的信道交織互補的方式去交織，以及(3)被提供為來自檢測器至解碼器的先驗信息(稱為檢測器先驗信息，并且表示為LaD(bk))。
解碼器430在解碼過程中使用解碼器先驗信息，并且提供解碼數(shù)據(jù)。解碼器430還提供“后驗”信息(表示為LD(bk))至加法器432。加法器432接著將解碼器先驗信息LaD(bk)從解碼器后驗信息LD(bk)中減去，以導出自解碼器至檢測器的外部信息(表示為LeD(bk))。此檢測器外部信息接著可以由信道交織器434交織，由S/P轉換器436串并轉換，以及作為檢測器先驗信息La(bk)被提供至檢測器420a和加法器422。
為了簡要的總結，檢測過程的輸出可以表示為Le(bk)＝L(bk)-La(bk)，公式(1)其中L(bk)表示第k個編碼比特bk個軟判決；La(bk)表示第k個編碼比特的檢測器先驗信息，由解碼器提供，以及Le(bk)表示由檢測器提供至解碼器的第k個編碼比特的外部信息。
解碼過程的輸出可以被相似地表示為LeD(bk)=LD(bk)-LaD(bk),]]>公式(2)其中LD(bk)表示由解碼器提供的第k個編碼比特的后驗信息；LaD(bk)表示由檢測器提供的第k個編碼比特的解碼器先驗信息；以及LeD(bk)表示由解碼器提供至檢測器的第k個編碼比特的尾部信息。
如圖4A中所示，解碼器先驗信息LaD(bk)僅僅是檢測器外部信息Le(bk)經(jīng)并串轉換和信道去交織。同樣，檢測器先驗信息La(bk)僅僅是解碼器外部信息LeD(bk)經(jīng)信道交織和串并轉換。
檢測和解碼過程可以被迭代多次。在迭代檢測和解碼過程期間，比特判決的可靠性隨每次迭代而提高。這里描述的迭代檢測和解碼可以用于對抗頻率選擇性衰落(如，通過使用具有循環(huán)前綴的OFDM)以及平坦衰落(無任何修改)。而且，迭代檢測和解碼過程可以與各種類型的編碼和調制方案結合被靈活地使用，包括如上所述的串行和并行級聯(lián)卷積編碼。
在圖4A中，檢測器420a提供基于從NR個接收天線接收的調制碼元的發(fā)送編碼比特的軟判決碼元，以及從解碼器430返回的先驗信息。軟判決碼元可以被方便地表示為對數(shù)似然比(LLR)的形式，并且包括信道信息、外部信息以及先驗信息。每個編碼比特的信道信息包括關于發(fā)射和接收天線之間的信道響應的信息。每個編碼比特的外部信息包括關于檢測過程中從其他編碼比特提取的編碼比特的增量信息。每個編碼比特的先驗信息包括關于檢測過程外已知或導出的編碼比特的信息。
在一實施例中，只有信道信息和外部信息從檢測器被傳遞至解碼器，其中它們在并串轉換和信道去交織之后被用作解碼過程中的先驗信息。為了簡明，信道信息和外部信息被簡單地統(tǒng)稱為外部信息。理論上，解碼器先驗信息應該由獨立源提供。然而，因為這樣的源不可用，獨立源可以通過最小化解碼器先驗信息(即，檢測器輸出)和解碼器先前的判決(即，檢測器先驗信息)之間的相關而被模仿。通過使用加法器422將檢測器先驗信息從由檢測器導出的軟判決碼元中減去而達到此，如圖4A中所示。
檢測器的LLR計算從OFDM解調器的輸出接收的調制碼元可以表示如下，其中OFDM解調器被耦合至時刻索引j的第1個頻率子信道的第m個接收天線。
rm,l(j)=Σn=1NThn,m,l(j)·cn,l(j)+nm,l(j),]]>公式(3)其中hn，m，l(j)是時刻索引j的第1個頻率子信道的第n個發(fā)射天線和第m個接收天線之間的信道響應；cn，l(j)是第n個發(fā)射天線的第1個頻率子信道上發(fā)送的調制碼元；nm，l(j)是零均值、時間和空間白高斯噪聲過程的采樣函數(shù)。
為了簡化表示，時間索引j在下面的推導中被去掉。
等式(3)可以以矩陣的形式表示，如下所示rl＝Hlcl+nl，對于l＝0，1，2，...，NF-1， 公式(4)
其中r1‾=[r1,1r2,1...rNR,1]T]]>是從第1個頻率子信道的NR個接收天線接收的NR個調制碼元的向量；H1是第1個頻率子信道的信道增益{hn，m，l}的NR×NT矩陣，其中hn，m，l表示第1個頻率子信道的第n個發(fā)射天線和第m個接收天線之間的復信道增益。
c‾1=[c1,1c2,1...cNT,1]T]]>是第1個頻率子信道的從NT個發(fā)射天線發(fā)送的NT個調制碼元向量；n‾1=[n1,1n2,1...nNR,1]T]]>是第1個頻率子信道的NR個接收天線的NR個噪聲采樣向量；以及“T”表示轉置。
每個時間索引從所有NR個接收天線的所有NF個頻率子信道上接收的調制碼元可以表示為r‾‾=r‾0Tr‾1T...rNP-1TT]]>公式(5) 中NF·NR接收調制碼元對應于NF·NR個發(fā)送調制碼元，可以表示為c‾‾=c‾1Tc‾2T...c‾NTTT]]>公式(6)如上所述，每個調制碼元由q個編碼比特的各個組形成。 中的NF·NR個接收調制碼元對應于NF·NT·q個發(fā)送的編碼比特，可以表示為b‾‾=b‾1Tb‾2T,...b‾NTTT,]]>公式(7)其中從第n個發(fā)射天線發(fā)送的編碼比特可以表示為b‾n=bn,0,1...bn,0,qbn,1,1...bn,1,q...bn,NF-1,1...bn,NF-1,qT]]>檢測器計算每個發(fā)送的編碼比特bn，l，i的LLR，如下L(bn,l,i)=lnPr{bn,l,i=+1|r‾‾}Pr{bn,l,i=-1|r‾‾},]]>對于n＝1,2,...,NT，l＝0，1，...，NF-1，以及i＝1，2，...，q.公式(8)如等式(8)中所示，給定的編碼比特L(bn，l，i)的LLR被計算為給定接收的調制碼元 時編碼比特bn，l，i是a+1的概率Pr(bn,1,i=+1|r‾‾)]]>與給定接收的調制碼元 時編碼比特bn，l，i是a-1的概率Pr(bn,1,i=-1|r‾‾)]]>的比值(自然)對數(shù)值。每個編碼比特的概率基于接收的調制碼元導出，接收的調制碼元包含為 接收的編碼比特的比特和序列，導出如下。
Pr{bn,l,i=±1|r‾‾}Pr{r‾‾}=Σb‾‾:bn,l,i=±1Pr{r‾‾,b‾‾}=Σc‾‾:c‾‾=f(b‾‾)bn,l,i=±1Pr{r‾‾,c‾‾}=Σc‾‾:c‾‾=f(b‾‾)bn,l,i=±1Pr{r‾‾|c‾‾}Pr{c‾‾}]]>公式(9)
其中f(.)表示從編碼比特 至調制碼元 的碼元映射。接著LLR可以表示為L(bn,l,i)=lnΣc‾‾:c‾‾=f(b‾)ba,l,i=+1Pr{r‾‾|c‾‾}Pr{c‾‾}Σc‾‾:c‾‾=f(b‾)ba,l,i=-1Pr{r‾‾|c‾‾}Pr{c‾‾}]]>公式(10)在迭代的檢測和解碼過程的第一個迭代中，可以假定信號星座圖中所有的點都同等相似。從而， 項從等式(10)的分子分母中被移去。然而在隨后的迭代中，僅有的假定是發(fā)送的調制碼元是獨立的。另外，因為構成調制碼元的編碼比特是經(jīng)交織的，所以假定比特概率是獨立的?；谶@些假定， 項可以表示為Pr{c‾‾}=Πn=1NTΠl=0NF-1Πi=1qPr{bn,l,i}=Πp=1NTNFqPr{bp}]]>公式(11)其中變量表達的變化是用等式右邊的項以簡化表達(即，p＝{n，l，i})。
接收的調制碼元r1，1，r2，1，...，rNR，NF-1條件獨立于給定的 項可以表達為Pr{r‾‾|c‾‾}=Πm=1NRΠ1=0NF-1Pr{rm,l|c‾‾}=Πm=1NRΠl=0NF-1exp(-12σ2|rm,l-Σn=1NThn,m,l·cn,l|2)]]>公式(12)其中σ2是σ2＝N0/2給定的的噪聲頻譜密度。將等式(11)和(12)替換進等式(10)，第k個編碼比特的LLR可以表達為L(bk)=lnΣc‾‾:c‾‾=f(b‾‾)[bk=+1Πm=1NRΠl=0NF-1exp(-12σ2|rm,l-Σn=1NThn,m,l·cn,l|2)Πp=1NTNTqPr{bp}]Σc‾‾:c‾‾=f(b‾‾)bk=-1[Πm=1NRΠl=0NF-1exp(-12σ2|rm,l-Σn=1NThn,m,l·cn,l|2)Πp=1NTNFqPr{bp}]]]>公式(13)其中k＝{n，l，i}。等式(13)還可以被分解如下
L(bk)=lnΣc‾‾:c‾‾=f(b‾‾)bk=+1[Πm=1NRΠl=0NF-1exp(βm,l)Πp=1p≠kNTNTqPr{bp}]Σc‾‾:c‾‾=f(b‾‾)bk=-1[Πm=1NRΠl=0NF-1exp(βm,l)Πp=1p≠kNTNFqPr{bp}]+lnPr{bk=+1}Pr{bk=-1}]]>=Le(bk)+La(bk)]]>公式(14)其中βm,l=-12σ2|rm,l-Σn=1NThn,m,l·cn,l|2]]>如等式(14)所示，第k個編碼比特L(bk)的LLR可以被分解為兩部分。La(bk)項表示由解碼器計算并返回檢測器的第k個編碼比特的先驗信息。檢測器先驗信息可以表達為先驗LLR的形式，可以表達為La(bk)=lnPr{bk=+1}Pr{bk=-1}]]>公式(15)Le(bk)項表示由解碼器計算并返回檢測器的第k個編碼比特的外部信息。等式(14)中的先驗概率的乘積∏Pr{bp}可以表達為Πp=1p≠kNTNFqPr{bp}=C·exp(Σp=1p≠kNtNFq12bpLa(bp))=C·exp(α)]]>公式(16)其中C是常數(shù)，α=Σp=1p≠kNTNFq12bpLa(bp).]]>從而，檢測器外部信息Le(bk)可以以檢測器先驗LLR的形式表示，如下Le(bk)=lnΣc‾‾:c=f(b‾‾)[bk=+1Πm=1NRΠl=0NF-1exp(βm,l).exp(Σp=lp≠kNTNTq12bpLa(bp))]Σc‾‾:c=f(b‾‾)bk=-1[Πm=1NRΠl=0NF-1exp(βm,l)exp(Σp=lp≠kNTNFq12bpLa(bp))]]]>公式(17)因為解碼器已知檢測器先驗信息La(bk)，所以可以由圖4A中的加法器422從L(bk)中減去此信息，從而只有檢測器外部信息Le(bk)被提供至解碼器。
可以從等式(13)和(17)中看出導出編碼比特的LLR的計算復雜度隨著頻率子信道數(shù)(NF)、發(fā)射天線數(shù)(NT)以及信號星座圖大小(2q)指數(shù)增長。幾種技術可以用于降低導出編碼比特LLR的負擔。這樣的技術包括使用干擾消去、使用“雙最大值”或一些其他計算LLR的近似，干擾消去通過移去其他干擾物來隔離每個發(fā)送信號。這些技術在下面進一步詳細描述。
不失一般性，來白發(fā)射天線l的信號可以被看作期望的信號，來自剩余的(NT-1)個發(fā)射天線的其他信號可以被看作對期望信號的干擾。具有NR個接收天線，其中NR≥NT，(NT-1)個干擾可以被消去(對消)。對于NF個頻率子信道的每個，NR個調制碼元的向量r1(從第1個頻率子信道的NR個接收天線接收)可以與(NR-NT+1)×NR的零矩陣Θl(1)左乘，而且(NR-NT+1)個元素的結果向量 可以表示為r‾~l(1)=Θ‾l(1)r‾l=Θ‾l(1)H‾lc‾l+Θ‾l(1)n‾l=H‾~l(1)c1,l+n‾~l(1),]]>對于l＝0，1，...，NF-1公式(18)如等式(18)中示出，來自發(fā)射天線2，3，...，NT的分量在向量 被壓縮，而且只有來自期望的發(fā)射天線1的分量ci，1保留。
消去矩陣Θl(n)可以基于本領域內(nèi)已知的算法被確定。導出發(fā)射天線1的消去矩陣Θl(1)簡要描述如下。首先，確定發(fā)射天線2到NT和NR個接收天線的NR×(NT-1)的信道響應矩陣Hl(1)。(NR-NT+1)個正交向量{v1(1)v2(1)...vNR-NT+1(1))的集合可以計算如下，向量的元素是零矩陣Θl(1)的行。
Θ‾l(1)H‾l(1)=0‾]]>其中0是全零矩陣，以及Θ‾l(1)Θ‾l(1)*=I‾]]>其中Θl(1)*是Θl(1)的共軛，I是標識矩陣(即，對角線上都為1，其他都為0)?？焖偎惴捎糜谟嬎阏幌蛄?，如本領域內(nèi)公知的。如表達式所指示，對于不同發(fā)射天線和不同的頻率子信道可以導出不同的消去矩陣(即Θl(1)，n＝1，2，...，NT，以及l(fā)＝0，1，...，NF-1)。
導出MIMO系統(tǒng)的消去矩陣在Valid Tarokh等人所著的、標題為“CombinedArray Processing and Space-Time Coding”、關于信息理論的IEEE學報第45卷第4號1999年5月的文章中被進一步詳細描述，通過引用被結合與此。
在消去由于從其他(NT-1)個發(fā)射天線的多個信號對期望信號產(chǎn)生的干擾后，來自期望的發(fā)射天線的編碼比特的LLR接著以與上述相同的方式被計算，而與來自其他(NT-1)個發(fā)射天線的分量無關。對于發(fā)射天線1，發(fā)射天線的所有NF個頻率子信道上發(fā)送的編碼比特的LLR，[b1，0，1...b1，0，qb1，1，1... b1，1，qb1，NF-1，1...b1，NF-1，q]，可以表達為L(b1,l,i)=lnPr{b1,l,i=+1|r‾‾~(1)}Pr{b1,l,i=-1|r‾‾~(1)},]]>對于l＝0，1，...，NF-1，以及i＝1，2，...，q，公式(19)其中r‾‾~(1)=r‾~0(1)Tr‾~1(1)T...r‾~NF-1(1)TT]]>在干擾消去后，LLR計算被簡化，因為一次只考慮來自一個發(fā)射天線的期望信號。等式(19)可以以相似于等式(14)的形式表達，如下L(1)(bk)=lnΣc‾1:c‾1=f(b‾1)[bk=+1Πm=1NRΠl=0NF-1exp(βm,l)Πp=1p≠kNTqPr{bp}]Σc‾1:c‾1=f(b‾1)bk=-1[Πm=1NRΠl=0NF-1exp(βm,l)Πp=1p≠kNFqPr{bp}]+lnPr{bk=+1}Pr{bk=-1},]]>公式(20)其中k＝1，2，...，NF·q以及k＝{m，1}。
如等式(20)中所示，不計算所有NT個發(fā)射天線的(NF·NT·q)個LLR值，對于NT個發(fā)射天線的每個一次只計算(NF·q)個LLR值。然而，通過執(zhí)行干擾消去，等式(20)中的計算復雜性不再與發(fā)射天線數(shù)NT成指數(shù)關系，因為(1)在從期望的第n個發(fā)射天線發(fā)送的唯一調制碼元cn上執(zhí)行每個加法，以及(2)只對從第n個發(fā)射天線發(fā)送的編碼比特估計∏Pr{bp}項。
等式(20)中的先驗概率∏Pr{bp}的乘積可以表達為Πp=1p≠kNFqPr{bp}=C·exp(Σp=1p≠kNFq12bpLa(bp))=C·exp(αn)]]>公式(21)檢測器外部信息Le(n)(bk)可以表達為檢測器先驗LLR的形式，如下Le(n)(bk)=lnΣc‾n:c‾n=f(b‾n)bk=+1[Πm=1NRΠl=0NF-1exp(βm,l)exp(Σp=1p≠kNFq12bpLa(bp))]Σc‾n:c‾n=f(b‾n)bk=-1[Πm=1NRΠl=0NF-1exp(βm,l)exp(Σp=1p≠kNFq12bpLa(bp))].]]>公式(22)具有上述干擾消去的檢測器可以被重復NT次，每個發(fā)射天線一次。對于每次重復從某個發(fā)射天線恢復期望的信號，期望信號的(NT-1)個干擾可以通過將接收的調制碼元向量r1和消去矩陣Θl(n)左乘而被消去，如等式(18)中所示對此發(fā)射天線和此頻率子信道導出消去矩陣。期望信號內(nèi)的編碼比特的LLR然后可以被計算，如等式(20)和(22)中示出的。從而，等式(20)或(22)可以被估計NT次，每個期望信號一次，每個估計為期望信號的編碼比特提供一(NF·q)個LLR的集合。
隨著分集的相應降低，達到導出編碼比特的LLR的簡化的計算復雜性，因為期望信號按順序(NR-NT+1)的分集而非順序NR的分集，使用等式(18)而接收。
雙最大值近似也可以用于降低與導出編碼比特的相關計算復雜性。如等式(20)和(22)中所示，每個編碼比特的LLR被計算為兩個和的比值的對數(shù)。每個求和在幾個元件上執(zhí)行，每個這樣的元件由指數(shù)項exp(βm，l)以及exp(αn)的乘積組成。每個求和的元件中的指數(shù)增強了求和的獨立元件之間的不同。從而，每個元件通?？刂泼總€求和，可以進行下面的近似lnΣjexp(aj)≈maxj(aj)]]>公式(23)為了簡明，下面可以被定義為Lk=lnΣu‾:uk=+1exp[M(u‾,y‾)]Σu‾:uk=-1exp[M(u‾,y‾)]=lnΣu‾:uk=+1exp[M(u‾,y‾)]-lnΣu‾:uk=-1exp[M(u‾,y‾)]]]>公式(24)對于等式(24)指數(shù)求和應用等式(23)中示出的近似，表達如下Lk=maxu‾:uk=+1{M(u‾,y‾)}-maxu‾:uk=-1{M(u‾,y‾)}]]>公式(25)等式(25)中示出的近似經(jīng)常被稱為雙最大值近似。
雙最大值近似可以用于簡化編碼比特的LLR的計算。尤其，對于等式(22)，兩和的比特的對數(shù)可以先被分解如下Le(n)(bk)=lnΣc‾n:c‾n=f(b‾n)bk=+1[Πm=1NRΠl=0NF-1exp(βm,l)exp(αn)]]]>-lnΣc‾n:c‾n=f(b‾n)bk=-1[Πm=1NRΠl=0NF-1exp(βm,l)exp(αn)]]]>公式(26)接著，不在獨立元件上對來自第n個發(fā)射天線的調制碼元cn的編碼比特所有的可能值求和，雙最大值近似算法在每個求和中查找最大元素(即，一個是等式(22)中的分子，另一個是其中的分母)并且在LLR計算中使用這兩個最大元素，如等式(25)中所示。
通過使用基于雙最大值近似的近似，可以使得計算復雜性隨每個調制碼元q的編碼比特數(shù)線性而不是指數(shù)地增長。相似的結果已經(jīng)示出使用這種近似造成的性能降級在高階調制的使用被認為是合適的SNR范圍上可以忽略。
其他近似和簡化可以用于減小計算編碼比特的LLR所需的復加法和乘法數(shù)，且這在本發(fā)明的范圍內(nèi)。
可以用于計算LLR的其他簡化被描述于Andrew J.Viterbi所著、標題為“An Intuitive Justification and a Simplified Implementation of the MAPDecoder for Convolutional Codes”、關于通信中的所選領域的IEEE期刊第16卷第2號1998年2月的第260-264頁的文章，以及Patrick Robertson等人所著、標題為“A Comparision of Optimal and Sub-Optimal MAP DecodinglAlgorithms Operation in the Log Domain”、關于通信的IEEE國際會議1995年的第1009-1012頁的文章，它們都通過引用被結合與此。這些各種簡化技術一般在對數(shù)域執(zhí)行計算，其中除法變?yōu)闇p法，乘法變?yōu)榧臃ā?br> 圖4B是接收機單元400b的實施例框圖，是圖1的接收機系統(tǒng)150的接收機部分的另一實施例。在此實施例中，不同的解調和解碼方案可以用于NT個發(fā)射天線。接收機單元400b從而可以被用于接收來自圖2B中的發(fā)射機單元200b的數(shù)據(jù)傳輸，發(fā)射機單元200b基于每個天線使用單獨的編碼和調制方案。
從NT個發(fā)射天線發(fā)送的信號首先由NR個天線152a到152r的每個接收，并且路由至各個接收機154。每個接收機154調節(jié)、數(shù)字化和處理各個接收信號以提供各個傳輸碼元流。來自每個接收機154的傳輸碼元流被提供至解調器156b內(nèi)的各個OFDM解調器410。每個OFDM解調器410移去由發(fā)射機系統(tǒng)附加在每個OFDM碼元上的循環(huán)前綴，然后將變換每個接收的OFDM碼元以提供用于發(fā)送OFDM碼元的NF個頻率子信道的NF個接收調制碼元的向量。對于每個傳輸碼元周期來自所有NR個OFDM解調器410的NR個調制碼元向量被提供至檢測器/解碼器158b，158b是圖1中檢測器/解碼器的另一實施例。
在圖4B中示出的實施例中，檢測器/解碼器158b包括檢測器420b和NT個解碼塊440，440在從所有NR個接收天線接收的調制碼元上統(tǒng)一執(zhí)行迭代檢測和解碼以提供解碼的數(shù)據(jù)。每個解碼器塊440被指定處理從各個發(fā)射天線發(fā)送的調制碼元，所述調制碼元已經(jīng)使用其自己的編碼和調制方案而被編碼和調制。
檢測器420b從解調器156b接收調制碼元以及從NT個檢測器430a到430t接收先驗信息，并且提供NT個發(fā)射天線的軟判決碼元，每個這樣的軟判決碼元是發(fā)送的編碼比特的估計，并可以由LLR表示，如等式(22)中所示。在每個傳輸碼元周期，檢測器420b提供NT個發(fā)射天線的NT個軟判決碼元向量至NT個解碼器塊440，每個向量包括(NF·qn)個軟判決碼元(其中qn取決于用于第n個發(fā)射天線的特定調制方案)。在每個解碼器塊440內(nèi)，每個編碼比特的檢測器先驗信息由檢測器塊處理，從相應的軟判決碼元中將其減去以導出編碼比特的外部信息。所有(NF·qn)個編碼比特的檢測器外部信息接著由P/S轉換器424并串轉換，由信道去交織器426去交織，并且被提供至解碼器430作為先驗信息。
每個解碼器塊440內(nèi)的解碼器430在解碼過程中使用解碼器先驗信息，并且為發(fā)射天線提供指定給解碼器塊并由解碼器塊處理的解碼數(shù)據(jù)。解碼器430還提供由指定的發(fā)射天線發(fā)送的編碼比特的后驗信息。加法器432接著將解碼器先驗信息從解碼器后驗信息中減去以導出解碼器外部信息，此外部信息接著由信道交織器434交織，由S/P轉換器436串并轉換，并被提供至檢測器420b和加法器422作為先驗信息。
相似于圖4A中所述的，檢測和解碼過程可以被迭代數(shù)次。在迭代的檢測和解碼過程期間，比特判決的可靠性隨每次迭代而提高。
圖4C是接收機單元400C的實施例框圖，也是圖1中接收機系統(tǒng)150的接收機部分的另一實施例。在此實施例中，檢測器執(zhí)行連續(xù)的消去和干擾對消，以便一次恢復一個發(fā)送信號。接收機單元400c可以被用于恢復自圖2B中的發(fā)射機單元200b(基于每個天線使用單獨的編碼和調制方案)的數(shù)據(jù)傳輸。
NR個接收信號開始由接收機154處理，并由解調器156進一步處理以便對于每個傳輸碼元周期提供NR個調制碼元向量 向量 接著被提供至檢測器/解碼器158c。檢測器/解碼器158c執(zhí)行迭代的檢測和解碼以及連續(xù)的消去和干擾對消。特別地，檢測器/解碼器158c實現(xiàn)多級(或多層)檢測方案，此檢測方案包括干擾的消去和解碼后干擾對消(即，連續(xù)的消去和干擾對消)。
檢測器/解碼器158c包括檢測器120c、NT個檢測器塊、以及P/S轉換器442。檢測器420c包括NT個檢測級(或層)，每級被指定處理和恢復某個發(fā)射天線的數(shù)據(jù)。每級(除最后一個級外)包括干擾消去器450、LLR計算機452、以及干擾對消器460。最后一級僅包括LLR計算機452，因為所有的發(fā)射信號到此時已經(jīng)被消去。
在檢測器420c內(nèi)，接收的調制碼元向量 被提供作為干擾消去器450a的輸入向量 干擾消去器450a將每個頻率子信道的調制碼元向量r1(1)用第一個發(fā)射天線的頻率子信道的消去矩陣Θl(1)左乘，以提供具有從其他(NT-1)個發(fā)射天線被近似移去的分量的向量 左乘可以如等式(18)所示而被執(zhí)行r‾‾l(1)=Θ‾l(1)r‾l=Θ‾l(1)H‾lc‾l+Θ‾l(1)n‾l]]>干擾消去器450a對于第一個發(fā)射天線的NF個頻率子信道執(zhí)行NF個左乘以導出NF個向量，r1‾‾~(1)=r0‾~(1)Tr1‾~(1)T...rNF-1‾~(1)T.]]>向量 接著被提供至LLR計算機452a，452a計算從第一發(fā)射天線發(fā)送的編碼比特的LLR，如等式(22)中所示。來自第一發(fā)射天線的(NF·q1)個編碼比特的LLR接著被提供至解碼器塊440a，440a對解碼器先驗信息操作以提供檢測器先驗信息和第一個發(fā)射天線的解碼比特，如下所述。自檢測器塊440a的檢測器先驗信息被提供返回LLR計算機452a并用于計算下一個迭代的新的檢測器先驗信息。第一個發(fā)射天線的檢測和解碼可以被迭代數(shù)次。
自解碼器塊440a的解碼比特也被提供至干擾對消器160a。假定第一級的數(shù)據(jù)已經(jīng)被正確解碼，則接收的調制碼元(表示為 )上的這些解碼比特的貢獻可以被導出，并且從那個級的輸入向量 中被減去以導出下一級的輸入向量 干擾對消可以表示為r‾‾(2)=r‾‾(1)-i‾‾^(1)]]>公式(27)每個隨后的級以與上述第一級相似的方式執(zhí)行檢測和解碼，以提供指定的發(fā)射天線的解碼比特。然而每個隨后級的輸入向量 包含少于前一級的干擾。而且，因為消去由干擾消去器450使用所有NR個接收天線的調制碼元而被執(zhí)行，所以分集順序從一級到另一級逐一增加。最后，如果在先前級干擾消除被有效地執(zhí)行，則在最后一級，只有自最后(第NT個)發(fā)射天線的信號分量保留。從而，不需要消去，并且可以在那個階段的輸入向量 上直接執(zhí)行迭代檢測和解碼。
預解碼干擾估計和對消也可以被使用，并且在本發(fā)明的范圍內(nèi)。這樣，對來自檢測器的LLR輸出進行硬判決。接著此硬判決可以被再調制，并與估計的信道響應相乘以獲得預解碼干擾估計(通常不如解碼后干擾估計可靠)。預解碼干擾估計接著可以從接收的調制碼元中被對消。
解碼器圖4A和4B中的解碼器430可以基于各種設計被實現(xiàn)，并且取決于發(fā)射機系統(tǒng)處使用的特定的編碼方案。例如，如果使用Turbo碼，則每個解碼器430可以被實現(xiàn)為迭代的解碼器(即，Turbo解碼器)。串行和并行的級聯(lián)卷積碼的Turbo解碼器的結構如下所述。
圖5A是能夠執(zhí)行串行級聯(lián)卷積碼的迭代解碼的Turbo解碼器430x的簡化框圖，如圖3A中示出的解碼器。Turbo解碼器430x包括內(nèi)部和外部最大值后驗(MAP)解碼器512a和512b、碼去交織器514、以及碼交織器516。
編碼比特(或更具體地講，解碼器的先驗LLR，LaD(bk))被提供至內(nèi)部MAP解碼器512a，512a基于內(nèi)部卷積碼導出編碼比特的后驗信息。此后驗信息然后減去MAP解碼器512a的先驗信息，以提供外部信息eks1，eks1指示信息比特值的置信度的糾正/調整。接著此外部信息由碼去交織器514去交織，并且被提供給外部MAP解碼器512b作為先驗信息。MAP解碼器512a也提供編碼比特的LLR，包括提供給圖4A和4B中加法器432的后驗信息LD(bk)。
MAP解碼器512b從MAP解碼器512a接收先驗信息(在碼去交織后)并且基于外部卷積碼導出編碼比特的后驗信息。此后驗信息減去MAP解碼器512b的先驗信息，以提供外部信息eks2，該外部信息eks2指示了對于信息比特值的置信度方面的進一步糾正/調整。接著外部信息eks2由交織器516交織，并且被提供至內(nèi)部MAP解碼器512a。
內(nèi)部和外部MAP解碼器512a和512b解碼可以被迭代數(shù)次(例如8，12，16或可能更多)。隨著每次迭代，對于信息比特的檢測值獲得更大的置信度。在所有的解碼迭代被完成后，信息比特的最終LLR被提供至MAP解碼器512b內(nèi)的比特檢測器，并且被分片以提供解碼比特，這些比特是信息比特的硬判決(即，“0”或“1”)值。
MAP解碼器512a和512b可以使用著名的BCJT軟輸入軟輸出MAP算法或它的較低復雜性的衍生算法而實現(xiàn)?；蛘?，軟輸出Viterbi(SOV)算法可以被實現(xiàn)以替代MAP算法。MAP解碼器和MAP算法在前述的Viterbi和Robertson所著的文章中被進一步詳細描述。MAP和SOV算法也可以被用于解碼簡單的卷積碼。這些算法的復雜度等于標準Viterbi解碼算法乘以迭代次數(shù)。
圖5B是能夠執(zhí)行并行級聯(lián)卷積碼的迭代解碼的Turbo解碼器430y的簡化框圖，如圖3B中示出的解碼器。Turbo解碼器430y包括S/P轉換器510、兩個MAP解碼器512c和512d、兩個碼交織器524a和524b、碼去交織器526以及P/S轉換器528。
編碼比特(或更具體地講，解碼器的先驗LLR，LaD(bk))被提供至S/P轉換器510，S/P轉換器510提供信息比特的先驗LLRLaD(bkx)至MAP解碼器512c和碼解交織器524b，用于第一個組成編碼器的一致校驗比特的先驗LLRLaD(bky)，至MAP解碼器512c，以及用于第二個組成編碼器的一致校驗比特的先驗LLRLaD(bkz)，至碼交織器524b，其中LaD(bk)={LaD(bkx),LaD(bky),LaD(bkz)}.]]>MAP解碼器512c接收信息比特的先驗LLR，LaD(bkx)、用于第一個組成編碼器的一致校驗比特的先驗LLRLaD(bky)，以及來自MAP解碼器的外部信息ekp2(在碼去交織器526去交織后)。MAP解碼器512c接著基于第一個組成卷積碼導出信息比特的后驗信息。此后驗信息接著減去接收的先驗信息以提供外部信息ekp1，ekp1指示從第一個組成編碼器的一致校驗比特確定的信息比特值的置信度的糾正/調整。接著，外部信息由碼交織器524a交織，并提供至MAP解碼器512d。
MAP解碼器512d接收信息比特的先驗LLR，LaD(bkx)(在碼交織器524b交織后)，用于第二個組成編碼器的一致校驗比特的先驗LLR，LaD(bkz)以及來自MAP解碼器512c的外部信息ekp1(在交織器524a交織后)。MAP解碼器512d接著基于第二個組成卷積碼導出信息比特的后驗信息。此后驗信息接著減去接收的外部信息ekp1以提供外部信息ek2，外部信息ek2指示從第二個組成編碼器的一致校驗比特確定的信息比特值的置信度的進一步糾正/調整。外部信息ek2然后由去交織器526去交織并被提供至MAP解碼器512c。
P/S轉換器528接收來自解碼器512C的第一個組成編碼器的一致校驗比特LLR、自MAP解碼器512d的第二個組成編碼器的一致校驗比特LLR、以及自MAP解碼器512d的信息比特LLR。P/S轉換器528接著對接收的LLR執(zhí)行并串轉換，并提供后驗信息LD(bk)至圖4A和4B中的加法器432。
MAP解碼器512c和512d的解碼也可以被迭代數(shù)次(例如8，12，16或可能更多)。在所有的解碼迭代被完成后，信息比特的最終LLR被提供至MAP解碼器512d內(nèi)的比特檢測器，并且被分片以提供解碼比特。MAP解碼器512c和512d可以使用BCJT SISO MAP算法或它的較低復雜度性的衍生算法或使用SOV算法實現(xiàn)。
一般，解碼器和迭代的檢測器-解碼器中的迭代數(shù)可以固定或可變(即，自適應的)。后一種情況下，停止準則可以被觸發(fā)，當(1)BER收斂或達到可接受的水平，(2)更糟的或平均LLR到達某個置信水平，或(3)滿足某些其他準則。
干擾對消圖6是干擾對消器460x的實施例框圖，它可以用于圖4C中每個干擾對消器460。在干擾對消器460x內(nèi)，來自同一級的解碼器塊440的解碼比特由TX數(shù)據(jù)處理器114x再編碼且信道交織，以提供本級(即，指定的發(fā)射天線)正處理的發(fā)射天線的再編碼比特。再編碼比特還由調制器116x進一步碼元映射以提供再調制的碼元，再調制碼元是OFDM處理和信道失真前在發(fā)射機處的調制碼元估計。TX數(shù)據(jù)處理器114x和調制器116x各自執(zhí)行與在發(fā)射機系統(tǒng)處對指定發(fā)射天線的數(shù)據(jù)流執(zhí)行的相同處理(如，編碼、信道交織和調制)。再調制的碼元接著被提供至信道仿真器612，信道仿真器612使用估計的信道響應處理碼元，以提供由于解碼比特造成的干擾的估計。
對于每個頻率子信道，信道估計器612將指定的第n個發(fā)射天線的再調制碼元與包括第n個發(fā)射天線和NR個接收天線中的每個之間的信道響應估計的向量 相乘。向量 是第1個頻率子信道的估計的信道響應矩陣 的一列。矩陣 可以由與同一級相關的信道估計器確定，并且被提供至信道仿真器612。
如果對應于第n個發(fā)射天線的再調制碼元被表示為 則來自第n個發(fā)射天線的碼元造成的估計干擾分量 可以表示為i‾^l(n)=h^n,1,l·c~n,lh^n,2,l·c~n,lMh^n,NR,l·c~n,l]]>公式(28)干擾向量 中的NR個元素對應于從第n個發(fā)射天線發(fā)送的調制碼元 造成的輸入向量r1(n)中的分量。所有NF個頻率子信道的干擾向量可以形成為 向量 中的分量是對來自其他發(fā)射天線的其余(未檢測)調制碼元的干擾，這些分量也包括在輸入向量 中。然后由求和器614從輸入向量 中減去干擾向量 以提供修改的向量 修改的向量 將干擾分量從解碼比特移去。此對消可以被解釋如上面等式(27)所示出。修改的向量 被提供至下一個處理級作為輸入向量，如圖4c中所示。
連續(xù)的對消接收機處理技術在下列文件中被進一步詳細描述前述的美國專利申請?zhí)?9/854235，美國專利申請?zhí)朳Attorney Docket第010254號]以及.W.Wolniansky等人所著、標題為“VBLASTAn Architecture for AchievingVery High Data Rate over the Rich-Scattering Wireless Channel”意大利比薩的會刊ISSSE-98的一文，此文通過引用被結合與此。
導出和報告信道狀態(tài)信息在圖1中，解調器156內(nèi)的信道估計器可以處理接收的OFDM碼元，并且導出通信信道的一個或多個特性，如信道頻率響應、信道噪聲方差、接收碼元的SNR等等。檢測器/解碼器158也可以導出并提供每個接收分組的狀態(tài)，而且還進一步提供指示解碼結果的一個或多個其他特性度量。這些各種類型的信息可以被提供至控制器170。
控制器170可以基于從解調器156和檢測器/解碼器158接收的各種類型的信息，確定或選擇將被用于所有發(fā)射天線、每個發(fā)射天線、每個發(fā)射天線子集、每個傳輸信道、或每個傳輸信道組的某個“速率”。此速率指示一傳輸參數(shù)集合的一特定值集合。例如，此速率可以指示(或可以關聯(lián)于)將用于數(shù)據(jù)傳輸?shù)奶囟〝?shù)據(jù)速率、特定編碼方案和/或碼率、特定調制方案等等。信道狀態(tài)信息(CSI)以所選速率、信道響應估計、和/或其他信息的形式由控制器170提供，由編碼器180處理，由調制器182調制，并且由一個或多個發(fā)射機154調節(jié)并發(fā)送返回發(fā)射機系統(tǒng)110。多種形式的CSI在前述美國專利號為[AttorneyDocket No.010254]的美國專利中被描述。
在發(fā)射機系統(tǒng)110處，來自接收機系統(tǒng)150的一個或多個調制信號由天線124接收，由接收機122調節(jié)，由解調器140解調，以及由解碼器142解碼，以恢復接收機系統(tǒng)發(fā)送的信道狀態(tài)信息。信道狀態(tài)信息接著被提供至控制器130，并用于控制至接收機系統(tǒng)的數(shù)據(jù)傳輸?shù)奶幚怼＠?，?shù)據(jù)傳輸?shù)臄?shù)據(jù)速率可以基于接收機系統(tǒng)提供的所選速率確定，或者可以基于接收機系統(tǒng)提供的信道響應估計確定。與所選速率關聯(lián)的特定編碼和調制方案在控制器130提供至TX數(shù)據(jù)處理器114和調制器116的編碼和調制控制中被確定并反映。
已經(jīng)特別針對串行和并行級聯(lián)卷積碼描述了迭代檢測和解碼技術。這些技術也可以與其他碼結合使用，如卷積碼、分組碼、不同類型的級聯(lián)碼(如，帶有分組碼的卷積碼)等等。而且，已經(jīng)特別針對MIMO-OFDM系統(tǒng)描述了迭代檢測和解碼技術。這些技術也可以用于不實現(xiàn)OFDM的MIMO系統(tǒng)、不使用MIMO的OFDM系統(tǒng)、或一些其他的無線通信系統(tǒng)(如，無線LAN系統(tǒng))。
迭代檢測和解碼技術可以被實現(xiàn)在無線通信系統(tǒng)的各個單元中，如在終端、基站、接入點等等。
這里描述的迭代檢測和解碼可以通過各種裝置實現(xiàn)。例如，這些技術可以以硬件、軟件或它們的組合實現(xiàn)。對于硬件實現(xiàn)，用于執(zhí)行迭代檢測和解碼的元件(如，檢測器420和解碼器430)可以被實現(xiàn)于一個或多個專用集成電路(ASIC)、數(shù)字信號處理器(DSP)、數(shù)字信號處理設備(DSPD)、可編程邏輯器件(PLD)、現(xiàn)場可編程門陣列(FPGA)、處理器、控制器、微控制器、微處理器、或用于執(zhí)行這里所述功能而被設計的電子器件的任意組合之中。
對于軟件實現(xiàn)，迭代檢測和解碼可以使用實施這里描述的計算和功能的模塊(如，過程、功能等等)被實現(xiàn)。軟件代碼可以存儲在存儲器單元中(如圖1的存儲器172)而且由處理器(如，控制器170)執(zhí)行。此存儲器單元可以在處理器內(nèi)或處理器外被實現(xiàn)，在處理器外被實現(xiàn)的情況下通過多種本領域公知的方法被通信耦合到處理器。
上述優(yōu)選實施例的描述使本領域的技術人員能制造或使用本發(fā)明。這些實施例的各種修改對于本領域的技術人員來說是顯而易見的，這里定義的一般原理可以被應用于其它實施例中而不使用創(chuàng)造能力。因此，本發(fā)明并不限于這里示出的實施例而要符合與這里揭示的原理和新穎特征一致的最寬泛的范圍。
權利要求
1.無線通信系統(tǒng)中恢復發(fā)送的數(shù)據(jù)的方法，包括接收多個發(fā)送的編碼比特的多個調制碼元；基于接收的調制碼元和編碼比特的第二先驗信息導出編碼比特的第一先驗信息；解碼第一先驗信息以導出第二先驗信息；重復該導出和解碼多次；以及部分地基于第二先驗信息確定發(fā)送的編碼比特的解碼比特。
2.如權利要求1所述的方法，還包括基于接收的調制碼元和第二先驗信息導出編碼比特的軟判決碼元，以及其中第一先驗信息基于軟判決碼元和第二先驗信息被導出。
3.如權利要求2所述的方法，其特征在于，軟判決碼元被表示為對數(shù)似然比(LLR)。
4.如權利要求2所述的方法，其特征在于，軟判決碼元包括信道信息和外部信息。
5.如權利要求2所述的方法，其特征在于，軟判決碼元包括一個或多個空間子信道的信息以及用于發(fā)送多個調制碼元的一個或多個頻率子信道。
6.如權利要求1所述的方法，還包括去交織第一先驗信息，其中經(jīng)去交織的第一先驗信息被解碼；以及交織第二先驗信息，其中經(jīng)交織的第二先驗信息被用于導出第一先驗信息。
7.如權利要求1所述的方法，其特征在于，無線通信系統(tǒng)是多輸入多輸出(MIMO)系統(tǒng)。
8.如權利要求7所述的方法，其特征在于，MIMO系統(tǒng)實現(xiàn)正交頻分復用(OFDM)。
9.在實現(xiàn)正交頻分復用(OFDM)的多輸入多輸出(MIMO)系統(tǒng)中恢復發(fā)送數(shù)據(jù)的方法，包括接收通過多個發(fā)送天線的多個頻率子信道發(fā)送的多個編碼比特的多個調制碼元；基于接收的調制碼元和編碼比特的第二先驗信息導出編碼比特的軟判決碼元；基于軟判決碼元和第二先驗信息導出編碼比特的第一先驗信息；解碼第一先驗信息以導出第二先驗信息；重復導出第一先驗信息并解碼第一先驗信息多次；以及部分地基于第二先驗信息確定發(fā)送的編碼比特的解碼比特。
10.如權利要求9所述的方法，還包括通過消去其他發(fā)射天線的調制碼元而恢復每個發(fā)射天線的調制碼元，以及其中基于發(fā)射天線的經(jīng)恢復調制碼元和發(fā)射天線的第二先驗信息導出來自每個發(fā)射天線發(fā)送的編碼比特的軟判決碼元。
11.如權利要求10所述的方法，其特征在于，恢復每個發(fā)射天線的調制碼元包括將接收的調制碼元用多個零矩陣左乘以導出發(fā)射天線的多個頻率子信道的經(jīng)恢復調制碼元。
12.如權利要求9所述的方法，還包括對于除最后的發(fā)射天線以外的每個發(fā)射天線，通過消去來自發(fā)射天線的輸入調制碼元的其他發(fā)射天線的調制碼元而恢復發(fā)射天線的調制碼元，以及對消來自輸入調制碼元的經(jīng)恢復的調制碼元造成的干擾，以及其中第一發(fā)射天線的輸入調制碼元是接收的調制碼元，而且每個隨后的發(fā)射天線的輸入調制碼元是來自當前發(fā)射天線的干擾對消調制碼元。
13.如權利要求9所述的方法，還包括對于除最后的發(fā)射天線以外的每個發(fā)射天線，部分地基于發(fā)射天線的軟判決碼元導出預解碼干擾估計；以及對消來自發(fā)射天線的輸入調制碼元的預解碼干擾估計，以及其中第一發(fā)射天線的輸入調制碼元是接收的調制碼元，而且每個隨后的發(fā)射天線的輸入調制碼元是來自當前發(fā)射天線的干擾對消調制碼元。
14.如權利要求9所述的方法，還包括去交織第一先驗信息，其中經(jīng)去交織的第一先驗信息被解碼；以及交織第二先驗信息，其中經(jīng)交織的第二先驗信息被用于導出軟判決碼元。
15.如權利要求9所述的方法，其特征在于，軟判決碼元被表示為對數(shù)似然比(LLR)。
16.如權利要求15所述的方法，其特征在于，雙最大值近似被用于導出編碼比特的LLR。
17.如權利要求9所述的方法，其特征在于，軟判決碼元包括信道信息。
18.如權利要求9所述的方法，其特征在于，每個編碼比特的軟判決碼元包括從其他編碼比特提取的外部信息。
19.如權利要求9所述的方法，其特征在于，解碼基于并行級聯(lián)卷積解碼方案。
20.如權利要求9所述的方法，其特征在于，解碼基于串行級聯(lián)卷積解碼方案。
21.如權利要求9所述的方法，其特征在于，解碼基于卷積解碼方案。
22.如權利要求9所述的方法，其特征在于，解碼基于分組解碼方案。
23.如權利要求9所述的方法，其特征在于，解碼基于級聯(lián)卷積解碼方案，以及其中雙最大值近似被用于估計用于解碼的對數(shù)似然比(LLR)。
24.如權利要求9所述的方法，其特征在于，每個發(fā)射天線的解碼基于各自的解碼方案。
25.如權利要求9所述的方法，其特征在于，多個調制碼元基于非-Gray調制方案被導出。
26.如權利要求9所述的方法，其特征在于，每個發(fā)射天線的調制碼元基于各自的調制方案而被導出。
27.無線通信系統(tǒng)中的接收機單元，包括檢測器，用于接收多個發(fā)射編碼比特的多個調制碼元，基于接收的調制碼元和編碼比特的第二先驗信息導出編碼比特的軟判決碼元，以及基于軟判決碼元和第二先驗信息導出編碼比特的第一先驗信息；以及至少一個解碼器，用于解碼第一先驗信息以導出第二先驗信息和部分地基于第二先驗信息確定發(fā)送的編碼比特的解碼比特，以及其中在確定解碼比特之前，檢測器導出第一先驗信息及由至少一個解碼器解碼第一先驗信息多次。
28.如權利要求27所述的接收機單元，還包括去交織器，用于去交織第一先驗信息，其中至少一個解碼器解碼經(jīng)去交織的第一先驗信息；以及交織器，用于交織第二先驗信息，其中經(jīng)交織的第二先驗信息被檢測器使用以導出軟判決碼元。
29.如權利要求27所述的接收機單元，其特征在于，軟判決碼元表示編碼比特的對數(shù)似然比(LLR)。
30.如權利要求29所述的接收機單元，其特征在于，檢測器使用雙最大值近似以導出編碼比特的LLR。
31.如權利要求27所述的接收機單元，其特征在于，檢測器還通過消除其他發(fā)射天線的調制碼元而恢復每個發(fā)射天線的調制碼元，并且基于發(fā)射天線的經(jīng)恢復調制碼元和第二先驗信息而導出從每個發(fā)射天線發(fā)送的編碼比特的軟判決碼元。
32.如權利要求31所述的接收機單元，其特征在于，檢測器還將接收的調制碼元用多個零矩陣左乘以導出每個發(fā)射天線的多個頻率子信道的經(jīng)恢復調制碼元。
33.如權利要求31所述的接收機單元，其特征在于，檢測器還對消每個發(fā)射天線的經(jīng)恢復調制碼元造成的干擾，以及基于干擾對消調制碼元恢復每個隨后的發(fā)射天線(除最后一發(fā)射天線外)的調制碼元。
34.如權利要求27所述的接收機單元，其特征在于，一解碼器被提供給每個獨立編碼的數(shù)據(jù)流，以便由接收機解碼。
35.如權利要求27所述的接收機單元，其特征在于，至少一個解碼器對第一先驗信息執(zhí)行級聯(lián)卷積解碼。
36.如權利要求27所述的接收機單元，其特征在于，至少一個解碼器實現(xiàn)最大后驗概率(MAP)解碼算法。
37.如權利要求27所述的接收機單元，還包括信道估計器，用于估計通信信道的一個或多個特性，通過所述通信信道接收多個調制碼元；以及發(fā)射機單元，用于處理和發(fā)送表示估計的信道特性的信道狀態(tài)信息。
38.如權利要求37所述的接收機單元，其特征在于，信道狀態(tài)信息指示每個發(fā)射天線使用的特定編碼和調制方案。
39.如權利要求37所述的接收機單元，其特征在于，信道狀態(tài)信息指示所有發(fā)射天線使用的特定編碼和調制方案。
40.如權利要求27所述的接收機單元，其特征在于，無線通信系統(tǒng)是實現(xiàn)正交頻分復用(OFDM)的多輸入多輸出(MIMO)系統(tǒng)。
41.終端包括如權利要求27所述的接收機單元。
42.基站包括如權利要求27所述的接收機單元。
43.接入點包括如權利要求27所述的接收機單元。
44.無線通信系統(tǒng)中的接收機裝置，包括用于接收通過多個發(fā)送天線的多個頻率子信道發(fā)送的多個編碼比特的多個調制碼元的裝置；用于基于接收的調制碼元和編碼比特的第二先驗信息導出編碼比特的軟判決碼元的裝置；用于基于軟判決碼元和第二先驗信息導出編碼比特的第一先驗信息的裝置；用于解碼第一先驗信息以導出第二先驗信息的裝置，其中第一先驗信息被重復導出和解碼多次；以及用于部分地基于第二先驗信息確定發(fā)送的編碼比特的解碼比特的裝置。
45.如權利要求44所述的接收機裝置，還包括用于通過消去其他發(fā)射天線的調制碼元而恢復每個發(fā)射天線的調制碼元的裝置，以及其中基于發(fā)射天線的經(jīng)恢復調制碼元和發(fā)射天線的第二先驗信息導出從每個發(fā)射天線發(fā)送的編碼比特的軟判決碼元。
46.如權利要求44所述的接收機裝置，還包括用于去交織第一先驗信息的裝置，其中經(jīng)去交織的第一先驗信息被解碼；以及用于交織第二先驗信息的裝置，其中經(jīng)交織的第二先驗信息被用于導出軟判決碼元。
47.無線通信系統(tǒng)中恢復發(fā)送數(shù)據(jù)的方法，包括接收表示用于數(shù)據(jù)傳輸?shù)耐ㄐ判诺赖囊粋€或多個特性的信道狀態(tài)信息(CSI)；基于接收的CSI選擇用于數(shù)據(jù)傳輸?shù)囊粋€或多個編碼方案和一個或多個調制方案；基于一個或多個所選編碼方案處理數(shù)據(jù)，以提供編碼數(shù)據(jù)；基于一個或多個所選調制方案調制編碼數(shù)據(jù)，以提供多個調制碼元流；以及產(chǎn)生多個調制碼元流的多個調制信號，以及其中基于在一個或多個接收機處被接收的多個調制信號的迭代檢測和解碼在一個或多個接收機處導出CSI。
48.如權利要求47所述的方法，還包括基于一個或多個交織方案交織編碼數(shù)據(jù)，以及其中經(jīng)交織的數(shù)據(jù)被調制。
49.無線通信系統(tǒng)中的發(fā)射機，包括TX數(shù)據(jù)處理器，用于基于一個或多個編碼方案處理數(shù)據(jù)，以提供編碼數(shù)據(jù)；以及調制器，用于基于一個或多個調制方案調制編碼數(shù)據(jù)，以提供多個調制碼元流，以及產(chǎn)生多個調制碼元流的多個調制信號，以及其中基于信道狀態(tài)信息(CSI)選擇編碼和調制方案，在一個或多個接收機處基于在一個或多個接收機處被接收的多個調制信號的迭代檢測和解碼導出CSI。
50.如權利要求49所述的接收機，其特征在于，TX數(shù)據(jù)處理器還用于基于一個或多個交織方案交織編碼數(shù)據(jù)，以及其中交織數(shù)據(jù)由解調器解調。
51.如權利要求50所述的接收機，其特征在于，一交織方案用于每個調制碼元流。
52.如權利要求50所述的接收機，其特征在于，一交織方案用于一個或多個調制碼元流的每一組。
53.如權利要求50所述的接收機，其特征在于，編碼數(shù)據(jù)經(jīng)時間和空間交織。
54.如權利要求50所述的接收機，其特征在于，編碼數(shù)據(jù)經(jīng)時間、頻率和空間交織。
55.如權利要求49所述的發(fā)射機，還包括控制器，用于接收CSI和基于接收的CSI選擇編碼和解調方案。
56.如權利要求50所述的發(fā)射機，還包括控制器，用于接收CSI和基于接收的CSI選擇編碼、交織和解調方案。
57.如權利要求49所述的發(fā)射機，其特征在于，一個或多個編碼方案包括并行級聯(lián)卷積碼。
58.如權利要求49所述的發(fā)射機，其特征在于，一個或多個編碼方案包括串行級聯(lián)卷積碼。
59.如權利要求49所述的發(fā)射機，其特征在于，一個或多個編碼方案包括卷積碼。
60.如權利要求49所述的發(fā)射機，其特征在于，一個或多個編碼方案包括一分組碼。
61.如權利要求49所述的發(fā)射機，其特征在于，一個或多個調制方案是非-Gray調制方案。
62.如權利要求49所述的發(fā)射機，其特征在于，一個或多個調制方案是反-Gray調制方案。
63.如權利要求49所述的發(fā)射機，其特征在于，分離的編碼方案和分離的調制方案用于多個調制信號的每一個。
64.如權利要求50所述的發(fā)射機，其特征在于，分離的編碼方案、分離的交織方案和分離的調制方案用于多個調制信號的每一個。
65.如權利要求49所述的發(fā)射機，其特征在于，公用的編碼方案和公用的調制方案用于多個調制信號。
66.如權利要求50所述的發(fā)射機，其特征在于，公用的編碼方案、公用的交織方案和公用的調制方案用于多個調制信號。
67.無線通信系統(tǒng)中的發(fā)射機裝置，包括用于基于一個或多個所選編碼方案處理數(shù)據(jù)以提供編碼數(shù)據(jù)的裝置；用于基于一個或多個調制方案調制編碼數(shù)據(jù)以提供多個調制碼元流的裝置；用于產(chǎn)生多個調制碼元流的多個調制信號的裝置，以及其中基于信道狀態(tài)信息(CSI)選擇編碼、交織和調制方案，在一個或多個接收機處基于在一個或多個接收機處被接收的多個調制信號的迭代檢測和解碼導出CSI。
68.如權利要求67所述的發(fā)射機裝置，還包括用于基于一個或多個交織方案而交織編碼數(shù)據(jù)以提供多個編碼和交織的數(shù)據(jù)流的裝置，以及其中經(jīng)交織的數(shù)據(jù)被調制。
全文摘要
提供迭代檢測和解碼在無線(如，MIMO－OFDM)通信系統(tǒng)中發(fā)送的數(shù)據(jù)的技術。通過在檢測器和解碼器之間迭代地傳遞軟(多比特)“先驗”信息執(zhí)行迭代檢測和編碼。檢測器接收調制碼元，執(zhí)行與在發(fā)射機系統(tǒng)處執(zhí)行的碼元映射互補的檢測功能，而且提供發(fā)送的編碼比特的軟判決碼元。軟判決碼元內(nèi)的“外部信息”然后由解碼器解碼以提供它的外部信息，此外部信息包括在檢測過程中由檢測器使用的先驗信息。檢測和解碼可以被迭代幾次。軟判決碼元和先驗信息可以使用對數(shù)似然比(LLR)表示。這里提供的技術降低了與得到LLR相關的計算復雜性，包括使用干擾抵消以隔離每個發(fā)送信號，以及使用“雙最大值”近似。
文檔編號H04L1/00GK1618222SQ02827793
公開日2005年5月18日 申請日期2002年10月31日 優(yōu)先權日2001年12月3日
發(fā)明者B·A·比杰克, J·W·凱淳, J·R·沃爾頓 申請人:高通股份有限公司