專利名稱：利用循環(huán)正交導(dǎo)頻序列進(jìn)行信道估計(jì)的方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種應(yīng)用于無線移動(dòng)通信領(lǐng)域的信道估計(jì)的方法，特別是涉及一種無線擴(kuò)頻通信系統(tǒng)在衰落信道情況下提高通信質(zhì)量，適應(yīng)高速移動(dòng)狀態(tài)能夠以較低的計(jì)算復(fù)雜度來執(zhí)行的信道估計(jì)的方法。
背景技術(shù)：
移動(dòng)無線通信系統(tǒng)的發(fā)信端發(fā)出的信號(hào)經(jīng)過傳輸后，空間的時(shí)變信道會(huì)對(duì)傳輸?shù)男盘?hào)加入相應(yīng)的干擾，而且移動(dòng)信道的多徑干擾和信道還會(huì)引起碼間干擾(ISI)和多址干擾(MAI)。因此為了在接收端恢復(fù)出正確的發(fā)射信號(hào)，必須正確的得到信道的沖激響應(yīng)，然后利用接受到的信號(hào)和所得到的信道參數(shù)正確估計(jì)出所發(fā)射的信號(hào)，因此信道估計(jì)質(zhì)量對(duì)于系統(tǒng)性能有舉足輕重的影響。
在有連續(xù)導(dǎo)頻信道的寬帶CDMA(碼分多址)系統(tǒng)中，如cdma2000和WCDMA，信道估計(jì)的經(jīng)典方法是對(duì)利用導(dǎo)頻信道估計(jì)出的信道參數(shù)的采樣值在一段固定時(shí)間段內(nèi)進(jìn)行滑動(dòng)平均MA(Moving Averaging)以抑制估計(jì)噪聲，平均的長(zhǎng)度越大，噪聲的功率越小?；瑒?dòng)平均的估計(jì)方法的有效性是建立在信道參數(shù)在其平均長(zhǎng)度范圍內(nèi)是基本不變的假設(shè)之上的，然而移動(dòng)信道通常是時(shí)變的，因此較大的平均長(zhǎng)度會(huì)使信道估計(jì)產(chǎn)生因不能實(shí)時(shí)跟蹤信道變化而導(dǎo)致的系統(tǒng)誤差。時(shí)變衰落信道下的信道估計(jì)方法及其誤差性能和對(duì)RAKE接收誤比特率的影響成為值得研究的課題。已提出的自適應(yīng)信道估計(jì)方法，如根據(jù)信道的衰落速率動(dòng)態(tài)調(diào)整MA長(zhǎng)度，根據(jù)移動(dòng)臺(tái)的速度動(dòng)態(tài)調(diào)整接收IIR濾波器參數(shù)，都依賴于對(duì)時(shí)變衰落信道模型的假設(shè)和對(duì)Doppler頻移的預(yù)先估計(jì)。其實(shí)，具有較大估計(jì)長(zhǎng)度的MA方法不能適應(yīng)信道的快速變化的根本原因在于當(dāng)信道已發(fā)生變化以至參加平均的兩個(gè)時(shí)刻的信道參數(shù)不相關(guān)時(shí)，MA的估計(jì)方法還是把它們當(dāng)作是相關(guān)的信道參數(shù)，以加權(quán)系數(shù)為1進(jìn)行平均處理。
在第三代移動(dòng)通信系統(tǒng)中，基于間歇導(dǎo)頻的信道估計(jì)分為三類(1)只利用導(dǎo)頻信息來估計(jì)信道，(2)只利用數(shù)據(jù)信息來估計(jì)信道，(3)綜合利用導(dǎo)頻信息和數(shù)據(jù)信息來估計(jì)信道。其中主要是利用第一類防法即利用導(dǎo)頻信息做信道估計(jì)，常用的方法有線性插值、高斯插值、以及加權(quán)多時(shí)隙方法WMSA，這些方法的一個(gè)基本特點(diǎn)是簡(jiǎn)單的線性處理方法，他們的一個(gè)共同缺點(diǎn)是，移動(dòng)臺(tái)的速度不能太快；當(dāng)移動(dòng)臺(tái)速度太快時(shí)，信道會(huì)出現(xiàn)深衰落，或出現(xiàn)非線性變化，使得利用導(dǎo)頻信道做線性處理的數(shù)據(jù)信道不能真實(shí)的反映信道變化情況。

發(fā)明內(nèi)容
1、技術(shù)問題本發(fā)明的目的是為了克服前述的問題，提供一種適應(yīng)高速移動(dòng)狀態(tài)，特別適合于間歇導(dǎo)頻體制的利用循環(huán)正交導(dǎo)頻序列進(jìn)行信道估計(jì)的方法。
2、技術(shù)方案本發(fā)明提供了一種用于無線移動(dòng)通信中基于循環(huán)正交導(dǎo)頻序列的信道估計(jì)方法。
所述基于循環(huán)正交導(dǎo)頻序列的信道估計(jì)的方法，包括如下步驟1在最小二乘意義上求得一個(gè)時(shí)隙中各個(gè)導(dǎo)頻段P的第一次信道沖激響應(yīng)參數(shù)估計(jì)；2利用步驟1估計(jì)出的信道沖激響應(yīng)，采用多項(xiàng)式擬合的方法，得到各個(gè)導(dǎo)頻段P的第二次信道沖激響應(yīng)參數(shù)估計(jì)；3利用步驟2估計(jì)出的信道沖激響應(yīng)參數(shù)對(duì)各個(gè)導(dǎo)頻段P估計(jì)一次信道噪聲方差；4每一個(gè)子時(shí)隙的信道沖激響應(yīng)參數(shù)估計(jì)由數(shù)據(jù)和控制信息段D&C相鄰的前后兩個(gè)導(dǎo)頻段P的第二次信道估計(jì)平均得到；5每一個(gè)子時(shí)隙的噪聲方差由數(shù)據(jù)和控制信息段D&C相鄰的前后兩個(gè)導(dǎo)頻段P上估計(jì)出來的信道噪聲方差平均得到；所述方法中步驟1的最小二乘是指誤差的平方和最小；所述方法中步驟1采用的時(shí)隙結(jié)構(gòu)特征在于(1)每個(gè)時(shí)隙長(zhǎng)0.825毫秒，分成1056個(gè)chip；(2)每個(gè)時(shí)隙由一個(gè)或多個(gè)子時(shí)隙(G+P+D&C)及尾部組成；(3)每個(gè)子時(shí)隙由導(dǎo)頻段P、循環(huán)保護(hù)段G、數(shù)據(jù)和控制信息段D&C和尾部組成；(4)尾部由導(dǎo)頻段P和循環(huán)保護(hù)段G組成；(5)每個(gè)導(dǎo)頻段P之前都有循環(huán)保護(hù)段G；
(6)循環(huán)保護(hù)段G的長(zhǎng)度為8，由導(dǎo)頻段P最后的8個(gè)符號(hào)構(gòu)成；(7)導(dǎo)頻段P長(zhǎng)24個(gè)碼片，每個(gè)碼片取值1或-1或j或-j，其中j是虛數(shù)單位；(8)每個(gè)時(shí)隙中所有的導(dǎo)頻段P和循環(huán)保護(hù)段G都是一樣的；(9)導(dǎo)頻序列P是循環(huán)正交復(fù)序列；步驟1的特征還在于(10)信道沖激響應(yīng)參數(shù)的估計(jì)是對(duì)子時(shí)隙進(jìn)行的；(11)信道估計(jì)對(duì)每一根天線的接收信道中每一個(gè)子時(shí)隙估計(jì)一次信道沖激響應(yīng)參數(shù)；(12)對(duì)每一個(gè)導(dǎo)頻段P估計(jì)6徑信道沖激響應(yīng)參數(shù)；(13)每一根天線的接收信道中每一個(gè)子時(shí)隙的信道估計(jì)是利用已知的發(fā)送端的導(dǎo)頻序P以及該天線該子時(shí)隙接收到的導(dǎo)頻序列Pr計(jì)算得到；步驟1的信道沖激響應(yīng)參數(shù)計(jì)算過程如下(1)對(duì)P取共軛得到一個(gè)新的導(dǎo)頻序列PH；(2)PH與Pr做內(nèi)積后除以導(dǎo)頻序列長(zhǎng)度(24)得到第一徑信道沖激響應(yīng)參數(shù)；(3)PH每循環(huán)移位一次與Pr做內(nèi)積后除以導(dǎo)頻序列長(zhǎng)度(24)分別得到一徑信道沖激響應(yīng)參數(shù)；(4)每個(gè)導(dǎo)頻段P求得6徑信道沖激響應(yīng)參數(shù)；(5)每個(gè)導(dǎo)頻段P的信道沖激響應(yīng)參數(shù)估計(jì)完畢后PH恢復(fù)到未循環(huán)移位的狀態(tài)；所述方法的步驟2中(1)多項(xiàng)式擬合是指采用多項(xiàng)式對(duì)得到的數(shù)據(jù)進(jìn)行平滑處理；(2)多項(xiàng)式擬合采用的是3階多項(xiàng)式y(tǒng)＝a0+a1x+a2x2+a3x3；其中y為輸出，x為輸入，a0，a1，a2，a3為多項(xiàng)式系數(shù)；(3)多項(xiàng)式擬合是對(duì)步驟1中估計(jì)出的信道沖激響應(yīng)參數(shù)的實(shí)部和虛部分別進(jìn)行；(4)以步驟1中的信道沖激響應(yīng)參數(shù)為輸出(y)，相應(yīng)時(shí)間序列為輸入(x)，確定多項(xiàng)式系數(shù)a0，a1，a2，a3；(5)輸入的時(shí)間序列取值為0，1，2....；(6)多項(xiàng)式系數(shù)一旦確定就不再變化。
3、有益效果可以證明若導(dǎo)頻序列是由±1和±j構(gòu)成的序列，則上述方法中hm的最小二乘估計(jì)具有較低的實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度2P(LP-1)次實(shí)數(shù)加法運(yùn)算和2P次可能的實(shí)數(shù)乘法運(yùn)算。同時(shí)，可以證明在最小二乘信道估計(jì)下，利用具有循環(huán)正交特性的導(dǎo)頻序列，可獲得精確的信道估計(jì)，同時(shí)采用了多項(xiàng)式擬合的方法后可以進(jìn)一步提高信道估計(jì)的精度。上述基于循環(huán)正交導(dǎo)頻序列的信道估計(jì)的方法與現(xiàn)有技術(shù)相比，能有效地提高信道估計(jì)精度，改善接收機(jī)的性能特別是傳統(tǒng)信道估計(jì)方法難以保證的高速及變速移動(dòng)情況下接收機(jī)的性能。這種信道估計(jì)方法無需長(zhǎng)的導(dǎo)頻序列，并且計(jì)算量很小，便于硬件實(shí)現(xiàn)。
四

圖1是對(duì)低速移動(dòng)物體采用的間歇導(dǎo)頻時(shí)隙結(jié)構(gòu)。其中有導(dǎo)頻段P、循環(huán)保護(hù)段G、用戶數(shù)據(jù)D、控制信息C、數(shù)據(jù)和控制信息段D&C。
圖2是對(duì)中速移動(dòng)物體采用的間歇導(dǎo)頻時(shí)隙結(jié)構(gòu)。
圖3是對(duì)高速移動(dòng)物體采用的間歇導(dǎo)頻時(shí)隙結(jié)構(gòu)。
圖4是本發(fā)明的一種具體裝置方框圖。其中有分別來自天線1、天線2、天線3、天線4的導(dǎo)頻/數(shù)據(jù)分路單元101、102、103、104；分別與導(dǎo)頻/數(shù)據(jù)分路單元的輸出端連接的信道沖激估計(jì)單元201、202、203、204；與信道沖激估計(jì)單元的輸出端連接的多項(xiàng)式擬合單元301、302、303、304；與多項(xiàng)式擬合單元和導(dǎo)頻/數(shù)據(jù)分路單元的輸出端連接的噪聲方差估計(jì)單元401、402、403、404；與多項(xiàng)式擬合單元的輸出端連接的取平均單元501、502、503、504；與噪聲方差估計(jì)單元的輸出端相連接的取平均單元505。
圖5是本發(fā)明在一種基帶傳輸系統(tǒng)中的應(yīng)用方法示意圖。
五具體實(shí)施例方式為使本發(fā)明的目的、技術(shù)方案和優(yōu)點(diǎn)更加清楚明白，下面結(jié)合附圖對(duì)技術(shù)方案的實(shí)施作進(jìn)一步的詳細(xì)描述為了介紹本發(fā)明的技術(shù)，首先介紹采用的時(shí)隙結(jié)構(gòu)，參考圖1、圖2和圖3。圖中分別給出了對(duì)應(yīng)慢速、中速和高速移動(dòng)物體時(shí)所采用的時(shí)隙結(jié)構(gòu)。每個(gè)時(shí)隙長(zhǎng)0.825毫秒分成1056個(gè)碼片。每個(gè)時(shí)隙由一個(gè)或多個(gè)子時(shí)隙(D&C+P+G)及尾部組成，圖中有循環(huán)保護(hù)G，導(dǎo)頻段P，用戶數(shù)據(jù)D、控制信息C。圖中每個(gè)循環(huán)保護(hù)G均由8個(gè)碼片組成，每個(gè)導(dǎo)頻段P均由24個(gè)碼片組成，不同是圖1中數(shù)據(jù)和控制信息段D&C有992個(gè)碼片，圖2中每個(gè)數(shù)據(jù)和控制信息段D&C有480個(gè)碼片，圖3中每個(gè)數(shù)據(jù)和控制信息段D&C有224個(gè)碼片。以下介紹信道估計(jì)過程。
圖4是本發(fā)明的具體裝置的方框圖。下面結(jié)合該裝置方框圖說明信道估計(jì)過程。采用1根天線發(fā)送4根天線接收的方式。
主要構(gòu)成包括(1)分別來自天線1、天線2、天線3、天線4的導(dǎo)頻/數(shù)據(jù)分路單元101、102、103、104；(2)分別與導(dǎo)頻/數(shù)據(jù)分路單元的輸出端連接的信道沖激估計(jì)單元201、202、203、204；(3)與信道沖激估計(jì)單元的輸出端連接的多項(xiàng)式擬合單元301、302、303、304；(4)與多項(xiàng)式擬合單元和導(dǎo)頻/數(shù)據(jù)分路單元的輸出端連接的噪聲方差估計(jì)單元401、402、403、404；(5)與多項(xiàng)式擬合單元的輸出端連接的取平均單元501、502、503、504；(6)與噪聲方差估計(jì)單元的輸出端相連接的取平均單元505。
由上述算法和具體裝置框圖可以看出信道估計(jì)過程分成信道沖激響應(yīng)參數(shù)估計(jì)和噪聲方差估計(jì)兩個(gè)部分。
信道沖激響應(yīng)參數(shù)估計(jì)分成第一次信道沖激響應(yīng)參數(shù)估計(jì)和第二次信道沖激響應(yīng)參數(shù)估計(jì)(參考圖4)。步驟如下1第一次信道沖激響應(yīng)參數(shù)估計(jì)，步驟如下(1)發(fā)送信號(hào)描述發(fā)送的信號(hào)中每個(gè)長(zhǎng)度為L(zhǎng)P(該發(fā)明中取值為24)的導(dǎo)頻段之前加入了循環(huán)保護(hù)，且循環(huán)保護(hù)序列的長(zhǎng)度不小于信道的最大時(shí)延P。
(2)接收信號(hào)描述接收端經(jīng)過導(dǎo)頻/數(shù)據(jù)分路單元分離出導(dǎo)頻數(shù)據(jù)接可以看作為發(fā)送導(dǎo)頻序列與信道沖激響應(yīng)序列的循環(huán)卷積，再加上零均值高斯白噪聲序列，因此，第m個(gè)接收通道(對(duì)應(yīng)于第m根接收天線，m取值為1，2，3，4)接收的導(dǎo)頻序列構(gòu)成的矢量可以表示為rP，m＝Sphm+zP，m其中hm為信道沖激響應(yīng)序列構(gòu)成的矢量(取6徑信道沖激響應(yīng)參數(shù))，hm＝[h(0) h(1) h(2) h(3) h(4) h(5)]TzP，m為噪聲矢量，SP為導(dǎo)頻序列構(gòu)成的矩陣，其中第k個(gè)列矢量為導(dǎo)頻序列的k循環(huán)移位序列構(gòu)成的矢量Sp=Sp(0)Sp(23)Sp(22)Sp(21)Sp(20)Sp(19)Sp(1)Sp(0)Sp(23)Sp(22)Sp(21)Sp(20)Sp(2)Sp(1)Sp(0)Sp(23)Sp(22)Sp(21).......Sp(23)Sp(22)Sp(21)Sp(20)Sp(19)Sp(18)]]>(3)信道沖激響應(yīng)參數(shù)的第一次估計(jì)最小二乘估計(jì)(LS)是一種常用的信道估計(jì)方法，hm的最小二乘估計(jì)是使如下代價(jià)函數(shù)最小的估計(jì) JLS=||rP,m-SPh^m||2]]>其中， 表示2范數(shù)。最小二乘意義上，hm的最優(yōu)估計(jì) 為h^LS,m=1LPSPHrP,m]]>這樣可以得到該天線該子時(shí)隙內(nèi)的6徑信道沖激響應(yīng)參數(shù)h^LS,m=[h^(0)h^(1)h^(2)h^(3)h^(4)h^(5)]T.]]>2第二次信道沖激響應(yīng)參數(shù)估計(jì)，步驟如下(1)方法描述采用上述方法得到一個(gè)時(shí)隙的信道沖激響應(yīng)參數(shù)之后，采用多項(xiàng)式擬合的方法得到新的信道沖激響應(yīng)參數(shù)，多項(xiàng)式采用的是3階多項(xiàng)式。擬合是分別對(duì)估計(jì)出來的信道沖激響應(yīng)參數(shù)的實(shí)部和虛部進(jìn)行的。
(2)對(duì)實(shí)部的變換操作過程如下由各個(gè)子時(shí)隙估計(jì)出來的6徑信道沖激響應(yīng)參數(shù) 的實(shí)部作為列向量，這樣可以得到一個(gè)6×N的矩陣 N為子時(shí)隙個(gè)數(shù)。定義 為 的第i個(gè)行向量，i取值為0，1，2，3，4，5。對(duì)矩陣 中各行向量分別進(jìn)行多項(xiàng)式擬合，得到一個(gè)新的6×N矩陣 定義 為 的第i個(gè)行向量則H~iT=X(XTX)-1XTH^iT]]>其中(XTX)-1XT是X的廣義逆，X是如下矩陣X=10001111124813927......1(N-1)(N-1)2(N-1)3]]>
(3)對(duì)實(shí)部的變換操作過程如下 虛部按上述方式構(gòu)成一個(gè)6×N的矩陣 對(duì)該矩陣同樣做上述變換得到一個(gè)新的6×N矩陣 (4)第二次信道沖激響應(yīng)參數(shù)估計(jì)經(jīng)過步驟(2)和步驟(3)之后，利用 和 的對(duì)應(yīng)列向量進(jìn)行組合得到該天線相應(yīng)子時(shí)隙新的信道沖激響應(yīng)參數(shù)估計(jì) h~LS,m=h~(0)h~(1)h~(2)h~(3)h~(4)h~(5)T]]>噪聲方差的估計(jì)，步驟如下(1)重建導(dǎo)頻序列在獲得該天線各個(gè)子時(shí)隙新的信道沖激響應(yīng)估計(jì) 之后，可以由發(fā)送導(dǎo)頻序列重建接收的導(dǎo)頻信號(hào)，其矢量表示為 (2)誤差信號(hào)的獲得從實(shí)際接收的導(dǎo)頻信號(hào)中減去重建的接收導(dǎo)頻信號(hào)，得到誤差信號(hào)，其矢量表示為rP,m-SPh~LS,m.]]>(3)噪聲方差的估計(jì)利用步驟(2)中的誤差信號(hào)，我們定義噪聲方差的如下估計(jì)量σ^z,m2=1LP-P||rP,m-SPh~LS,m||2]]>各個(gè)子時(shí)隙的信道沖激響應(yīng)參數(shù)和噪聲方差估計(jì)，步驟如下(1)各個(gè)子時(shí)隙信道沖激響應(yīng)參數(shù)的估計(jì)在得到各導(dǎo)頻段信道沖激響應(yīng)的估計(jì)之后，可取每個(gè)數(shù)據(jù)和控制信息段前后兩個(gè)導(dǎo)頻段上估計(jì)出的信道沖激響應(yīng)的平均值，作為數(shù)據(jù)和控制信息段上信道沖激響應(yīng)的估計(jì)，在圖4中即為信道沖激響應(yīng)參數(shù)的最終輸出hLS，m(m取值為1，2，3，4)。
(2)各個(gè)子時(shí)隙噪聲方差的估計(jì)在得到各導(dǎo)頻段噪聲方差的估計(jì)之后，可取每個(gè)數(shù)據(jù)和控制信息段前后兩個(gè)導(dǎo)頻段上估計(jì)出的信道噪聲方差的平均值，作為數(shù)據(jù)和控制信息段上噪聲方差的估計(jì)。在圖4中即為噪聲方差的最終輸出 圖5是本發(fā)明在一種基帶傳輸系統(tǒng)中的應(yīng)用。
本信道估計(jì)方法在應(yīng)用中主要采用FPGA來實(shí)現(xiàn)。
權(quán)利要求
1.一種利用循環(huán)正交導(dǎo)頻序列進(jìn)行信道估計(jì)的方法，其特征在于該方法包括如下步驟(1)在最小二乘意義上求得一個(gè)時(shí)隙中各個(gè)導(dǎo)頻段P的第一次信道沖激響應(yīng)參數(shù)估計(jì)；(2)利用步驟1估計(jì)出的信道沖激響應(yīng)，采用多項(xiàng)式擬合的方法，得到各個(gè)導(dǎo)頻段P的第二次信道沖激響應(yīng)參數(shù)估計(jì)；(3)利用步驟2估計(jì)出的信道沖激響應(yīng)參數(shù)對(duì)各個(gè)導(dǎo)頻段P估計(jì)一次信道噪聲方差；(4)每一個(gè)子時(shí)隙的信道沖激響應(yīng)參數(shù)估計(jì)由數(shù)據(jù)和控制信息段D&C相鄰的前后兩個(gè)導(dǎo)頻段P的第二次信道估計(jì)平均得到；(5)每一個(gè)子時(shí)隙的噪聲方差由數(shù)據(jù)和控制信息段D&C相鄰的前后兩個(gè)導(dǎo)頻段P上估計(jì)出來的信道噪聲方差平均得到；
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的利用循環(huán)正交導(dǎo)頻序列進(jìn)行信道估計(jì)的方法，其特征在于所述方法中步驟1的最小二乘是指誤差的平方和最??；
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的利用循環(huán)正交導(dǎo)頻序列進(jìn)行信道估計(jì)的方法，其特征在于所述方法中步驟1采用的時(shí)隙結(jié)構(gòu)為(1)每個(gè)時(shí)隙長(zhǎng)0.825毫秒，分成1056個(gè)chip；(2)每個(gè)時(shí)隙由一個(gè)或多個(gè)子時(shí)隙(G+P+D&C)及尾部組成；(3)每個(gè)子時(shí)隙由導(dǎo)頻段P、循環(huán)保護(hù)段G、數(shù)據(jù)和控制信息段D&C和尾部組成；(4)尾部由導(dǎo)頻段P和循環(huán)保護(hù)段G組成；(5)每個(gè)導(dǎo)頻段P之前都有循環(huán)保護(hù)段G；(6)循環(huán)保護(hù)段G的長(zhǎng)度為8，由導(dǎo)頻段P最后的8個(gè)符號(hào)構(gòu)成；(7)導(dǎo)頻段P長(zhǎng)24個(gè)碼片，每個(gè)碼片取值1或-1或j或-j，其中j是虛數(shù)單位；(8)每個(gè)時(shí)隙中所有的導(dǎo)頻段P和循環(huán)保護(hù)段G都是一樣的；(9)導(dǎo)頻序列P是循環(huán)正交復(fù)序列；
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的利用循環(huán)正交導(dǎo)頻序列進(jìn)行信道估計(jì)的方法，其特征在于(1)信道沖激響應(yīng)參數(shù)的估計(jì)是對(duì)子時(shí)隙進(jìn)行的；(2)信道估計(jì)對(duì)每一根天線的接收信道中每一個(gè)子時(shí)隙估計(jì)一次信道沖激響應(yīng)參數(shù)；(3)對(duì)每一個(gè)導(dǎo)頻段P估計(jì)6徑信道沖激響應(yīng)參數(shù)；(4)每一根天線的接收信道中每一個(gè)子時(shí)隙的信道估計(jì)是利用已知的發(fā)送端的導(dǎo)頻序P以及該天線該子時(shí)隙接收到的導(dǎo)頻序列Pr計(jì)算得到；
5.根據(jù)權(quán)利要求1所述的利用循環(huán)正交導(dǎo)頻序列進(jìn)行信道估計(jì)的方法，其特征在于步驟1的信道沖激響應(yīng)參數(shù)計(jì)算過程如下(1)對(duì)P取共軛得到一個(gè)新的導(dǎo)頻序列PH；(2)PH與Pr做內(nèi)積后除以導(dǎo)頻序列長(zhǎng)度(24)得到第一徑信道沖激響應(yīng)參數(shù)；(3)PH每循環(huán)移位一次與Pr做內(nèi)積后除以導(dǎo)頻序列長(zhǎng)度(24)分別得到一徑信道沖激響應(yīng)參數(shù)；(4)每個(gè)導(dǎo)頻段P求得6徑信道沖激響應(yīng)參數(shù)；(5)每個(gè)導(dǎo)頻段P的信道沖激響應(yīng)參數(shù)估計(jì)完畢后PH恢復(fù)到未循環(huán)移位的狀態(tài)；
6.根據(jù)權(quán)利要求1所述的利用循環(huán)正交導(dǎo)頻序列進(jìn)行信道估計(jì)的方法，其特征在于所述方法中步驟2中多項(xiàng)式擬合采用的是3階多項(xiàng)式；多項(xiàng)式擬合是對(duì)步驟1中估計(jì)出的信道沖激響應(yīng)參數(shù)的實(shí)部和虛部分別進(jìn)行；在多項(xiàng)式擬合中，以步驟1中的信道沖激響應(yīng)參數(shù)為輸出，相應(yīng)時(shí)間序列為輸入，確定多項(xiàng)式系數(shù)；時(shí)間序列取值為0，1，2....；多項(xiàng)式系數(shù)一旦確定就不再變化。
全文摘要
利用循環(huán)正交導(dǎo)頻序列進(jìn)行信道估計(jì)的方法涉及一種應(yīng)用于無線移動(dòng)通信領(lǐng)域的信道估計(jì)的方法，該方法包括如下步驟(1)在最小二乘意義上求得一個(gè)時(shí)隙中各個(gè)導(dǎo)頻段P的第一次信道沖激響應(yīng)參數(shù)估計(jì)；(2)利用步驟1估計(jì)出的信道沖激響應(yīng)，采用多項(xiàng)式擬合的方法，得到各個(gè)導(dǎo)頻段P的第二次信道沖激響應(yīng)參數(shù)估計(jì)；(3)利用步驟2估計(jì)出的信道沖激響應(yīng)參數(shù)對(duì)各個(gè)導(dǎo)頻段P估計(jì)一次信道噪聲方差；(4)每一個(gè)子時(shí)隙的信道沖激響應(yīng)參數(shù)估計(jì)由數(shù)據(jù)和控制信息段D&C相鄰的前后兩個(gè)導(dǎo)頻段P的第二次信道估計(jì)平均得到；(5)每一個(gè)子時(shí)隙的噪聲方差由數(shù)據(jù)和控制信息段D&C相鄰的前后兩個(gè)導(dǎo)頻段P上估計(jì)出來的信道噪聲方差平均得到。
文檔編號(hào)H04W28/04GK1492699SQ0315290
公開日2004年4月28日 申請(qǐng)日期2003年9月2日 優(yōu)先權(quán)日2003年9月2日
發(fā)明者衡偉, 高西奇, 尤肖虎, 偉 衡 申請(qǐng)人:東南大學(xué)