專(zhuān)利名稱：在正交頻分多路復(fù)用移動(dòng)通信系統(tǒng)中降低峰值平均功率比的發(fā)送/接收裝置與方法
技術(shù)領(lǐng)域：
一般地，本發(fā)明涉及一種在OFDM(正交頻分多路復(fù)用)移動(dòng)通信系統(tǒng)中使用塊編碼的發(fā)送/接收裝置與方法，具體地，涉及一種通過(guò)塊編碼來(lái)降低多個(gè)副載波所引起的高PAPR(峰值平均功率比)的發(fā)送/接收裝置與方法。
背景技術(shù)：
一般地，OFDM為結(jié)合TDM(時(shí)分多路復(fù)用)與FDM(頻分多路服用)的二維多路復(fù)用方案。OFDM碼元通過(guò)形成子信道的副載波發(fā)送。
通過(guò)允許每個(gè)副載波的頻譜正交重疊，OFDM增加了頻譜效率。因?yàn)镮FFT(快速傅里葉逆變換)與FFT(快速傅里葉變換)提供了OFDM調(diào)制與解調(diào)，所以可以進(jìn)行調(diào)制器與解調(diào)器的高效率數(shù)字實(shí)現(xiàn)。另外，由于其對(duì)于頻率選擇性衰退與窄帶干擾的健壯性，所以O(shè)FDM可有效用于基于諸如IEEE802.11a、IEEE802.16、IEEE802.20等標(biāo)準(zhǔn)的當(dāng)前歐洲數(shù)字廣播與大容量通信系統(tǒng)的高速數(shù)據(jù)傳送。
因?yàn)镺FDM通信系統(tǒng)通過(guò)多個(gè)副載波發(fā)送數(shù)據(jù)，所以最終OFDM信號(hào)的幅度為這些副載波的幅度之合。因此，如果每個(gè)副載波具有相同的相位，則可以產(chǎn)生非常高的PAPR結(jié)果。
在典型的OFDM通信系統(tǒng)中，對(duì)于非常高的PAPR，放大器將超過(guò)其線形工作范圍，并且信號(hào)在由該放大器處理之后將受到失真影響。因此，由于副載波之間的相位差異，所發(fā)送的OFDM信號(hào)沒(méi)有恒定的幅度變化。另外，增大了從該放大器可達(dá)最大功率工作點(diǎn)的回退量(backoff)，由此降低了放大器效率并增加了功耗。高PAPR信號(hào)降低了線形放大器的效率，并且迫使非線形放大器的工作點(diǎn)進(jìn)入非線形區(qū)域。結(jié)果，高PAPR引入了帶內(nèi)失真與帶外頻譜再生長(zhǎng)(out-of-band spectrum regrowth)。
對(duì)于降低PAPR已經(jīng)提出了許多技術(shù)。其中之一為使用前置補(bǔ)償器，其將功率放大器的非線性與反函數(shù)特性線形化，以防止信號(hào)失真。另外，通過(guò)從其工作點(diǎn)的回退，可以使非線形放大器工作在線形區(qū)域。然而，這些方法具有高頻帶中電路復(fù)雜、低功效、費(fèi)用增加的缺點(diǎn)。

發(fā)明內(nèi)容
因此，本發(fā)明的目的在于提供一種在OFDM移動(dòng)通信系統(tǒng)中使用互補(bǔ)序列來(lái)降低PAPR的塊編碼裝置與方法。
本發(fā)明的另一個(gè)目的在于提供一種裝置與方法，用來(lái)提高編碼速度，將多個(gè)副載波所產(chǎn)生的PAPR限定為預(yù)定水平(3dB)，由此提高OFDM移動(dòng)通信系統(tǒng)中的頻譜效率。
以上目標(biāo)通過(guò)PAPR降低裝置與方法達(dá)到。
根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)方面，在OFDM移動(dòng)通信系統(tǒng)發(fā)送裝置中，在用于降低N(＝2r)個(gè)副載波上發(fā)送的信號(hào)的PAPR的方法中，接收所述并行數(shù)據(jù)流k1，k2，...，kr+2中的一部分或者全部，并生成使塊編碼的碼元互補(bǔ)的至少一個(gè)算子比特kr+3，...，k2r。將所述并行數(shù)據(jù)k1，k2，...，kr+2與所述至少一個(gè)算子比特kr+3，...，k2r分發(fā)給所述編碼器，并且在所述編碼器中編碼所分發(fā)的數(shù)據(jù)。其中所述發(fā)送裝置包括用于將數(shù)據(jù)流轉(zhuǎn)換為并行數(shù)據(jù)流k1，k2，...，kr+2的串并轉(zhuǎn)換器，以及用于將所述并行數(shù)據(jù)流塊編碼的多個(gè)(t個(gè))編碼器。
根據(jù)本發(fā)明的另一個(gè)方面，在OFDM移動(dòng)通信系統(tǒng)發(fā)送裝置中，在用于降低在N(＝2r)個(gè)副載波上發(fā)送的信號(hào)的PAPR的裝置中，算子生成器接收所述并行數(shù)據(jù)流k1，k2，...，kr+2中的一部分或者全部，并生成使塊編碼的碼元互補(bǔ)的至少一個(gè)算子比特kr+3，...，k2r，并且多個(gè)編碼器的每一個(gè)都接收并行數(shù)據(jù)k1，k2，...，kr+2以及所述至少一個(gè)算子比特kr+3...，k2r中的一等份(＝2r/t)，并且塊編碼所接收的數(shù)據(jù)，其中所述發(fā)送裝置包括用于將數(shù)據(jù)流轉(zhuǎn)換為并行數(shù)據(jù)流k1，k2，...，kr+2的串并轉(zhuǎn)換器。


本發(fā)明的以上及其他目的、特征與優(yōu)點(diǎn)將在下面結(jié)合附圖的詳細(xì)描述中變得顯而易見(jiàn)，其中圖1為根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的在OFDM移動(dòng)通信系統(tǒng)中使用塊編碼的發(fā)送器的方框圖；
圖2為根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的在OFDM移動(dòng)通信系統(tǒng)中使用塊編碼的接收器的方框圖；圖3顯示現(xiàn)有使用塊編碼的OFDM移動(dòng)通信系統(tǒng)中時(shí)域中OFDM信號(hào)波形的例子；圖4顯示根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的使用塊編碼的OFDM移動(dòng)通信系統(tǒng)中時(shí)域中OFDM信號(hào)波形的例子；圖5顯示在使用塊編碼的現(xiàn)有OFDM移動(dòng)通信系統(tǒng)中OFDM信號(hào)格局軌跡的例子；圖6顯示在使用塊編碼的根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的OFDM移動(dòng)通信系統(tǒng)中OFDM信號(hào)格局軌跡的例子；圖7顯示現(xiàn)有使用塊編碼的OFDM移動(dòng)通信系統(tǒng)中時(shí)域中OFDM信號(hào)波形的另一個(gè)例子；圖8顯示根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的使用塊編碼的OFDM移動(dòng)通信系統(tǒng)中時(shí)域中OFDM信號(hào)波形的另一個(gè)例子；圖9顯示在使用塊編碼的現(xiàn)有OFDM移動(dòng)通信系統(tǒng)中OFDM信號(hào)格局軌跡的另一個(gè)例子；圖10顯示在使用塊編碼的根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的OFDM移動(dòng)通信系統(tǒng)中OFDM信號(hào)格局軌跡的另一個(gè)例子；圖11為顯示根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的最大編碼速度相對(duì)于副載波數(shù)目的圖。
圖12顯示現(xiàn)有使用塊編碼的OFDM移動(dòng)通信系統(tǒng)中時(shí)域中OFDM信號(hào)波形的另一個(gè)例子；圖13顯示根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的使用塊編碼的OFDM移動(dòng)通信系統(tǒng)中時(shí)域中OFDM信號(hào)波形的另一個(gè)例子；圖14顯示在使用塊編碼的現(xiàn)有OFDM移動(dòng)通信系統(tǒng)中OFDM信號(hào)格局軌跡的另一個(gè)例子；圖15顯示在使用塊編碼的根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的OFDM移動(dòng)通信系統(tǒng)中OFDM信號(hào)格局軌跡的另一個(gè)例子；圖16顯示根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的對(duì)于N＝8的塊編碼OFDM信號(hào)的CCDF(互補(bǔ)累積分布函數(shù))；圖17為根據(jù)本發(fā)明使用塊編碼的發(fā)送器的方框圖；圖18為根據(jù)本發(fā)明使用塊編碼的接收器的方框圖；
圖19(A)至(D)顯示當(dāng)應(yīng)用根據(jù)本發(fā)明的塊編碼時(shí)在時(shí)域中OFDM信號(hào)波形的例子。
具體實(shí)施例方式
以下將參照附圖描述本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例。在以下描述中，公知的功能或者構(gòu)造將不詳細(xì)描述，以防不必要的細(xì)節(jié)掩蓋發(fā)明本身。
本發(fā)明提出了一種用于在OFDM移動(dòng)通信系統(tǒng)中降低PAPR的新型塊編碼方法。在現(xiàn)有塊編碼中，選擇所有碼字中低PAPR的碼字來(lái)發(fā)送。大量的研究結(jié)果表明，大部分低PAPR碼字為Golay互補(bǔ)序列。根據(jù)此思路，使用G矩陣與b向量就可簡(jiǎn)單地從數(shù)據(jù)形成互補(bǔ)序列。將數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換為Golay互補(bǔ)序列將PAPR限定到3dB，甚至可以糾錯(cuò)。在歐洲魔杖系統(tǒng)(European Magic WandSystem)中就采用了這種塊編碼方法。
以編碼速度 發(fā)送字長(zhǎng)為w的信息字需要2w-1個(gè)碼元，即實(shí)際發(fā)送的信息字比碼字少。由此，隨著編碼速度隨信息字長(zhǎng)度下降，頻譜效率會(huì)降低。
給定大量的副載波，可以使用多個(gè)塊編碼器來(lái)保持編碼速度，從而將PAPR增加到6dB或更高。
根據(jù)本發(fā)明的PAPR降低技術(shù)采用使用兩個(gè)編碼器的新型塊編碼，將PAPR限定在3dB并得到 的編碼速度，成倍于現(xiàn)有塊編碼速度。然而，所提出的方法保持了現(xiàn)有塊編碼的糾錯(cuò)能力。
在描述本發(fā)明的實(shí)施例之前，將明確使用多個(gè)編碼器增加了PAPR并降低了糾錯(cuò)能力。
復(fù)數(shù)基帶OFDM碼元表示為x(t)=Σn=0N-1Xnej2πnt/Ts,0≤t≤Ts···.(1)]]>其中Xn為復(fù)數(shù)數(shù)據(jù)碼元，N為副載波的個(gè)數(shù)，Ts為OFDM碼元周期。PAPR定義為PAPR≡10log10PpeakPav[dB]···.(2)]]>其中Ppeak與Pav分別為峰值功率與平均功率。其由以下確定Ppeak＝max|x(t)|2＝|NA|2….(3)
Pav=1T∫0T|x(t)|2dt=NA2···.(4)]]>因此，PAPR的理論最大值為PAPR≡10log10N[dB] ….(5)由于互補(bǔ)序列的以下特性，具有互補(bǔ)序列的多副載波信號(hào)具有等于或小于3dB的PAPR。
互補(bǔ)序列在能譜上也是互補(bǔ)的。例如，互補(bǔ)對(duì)AN與BN的能譜可以是 與 則 的峰值功率定義為Ppeak=maxt|xAN(t)|2]]>≤maxt{|xAN(t)|2+|xBN(t)|2}]]>=maxtF{RAN(n)+RBN(n)}]]>=maxFt{2NA2δn}]]>=2NA2···.(6)]]>其中F{}為傅里葉變換，RXN(n)為對(duì)于XN＝[x0，x1，...，xN-1]的非周期自相關(guān)函數(shù)，δn為狄拉克δ函數(shù)。
所述非周期自相關(guān)函數(shù)定義為RxN(n)=Σi=0N-1-nxi·xi+n*···.(7)]]>其中*為復(fù)共軛。狄拉克δ函數(shù)定義為 由此，
PAPR≤10log102NA2NA2=3[dB]···.(9)]]>在大量副載波的情況下降低PAPR、保持編碼速度的一種方法是使用m個(gè)編碼器(EN/m，N為副載波的數(shù)目，m為所使用的編碼器的數(shù)目)。例如，當(dāng)在N＝8的OFDM通信系統(tǒng)中使用兩個(gè)編碼器時(shí)，每個(gè)編碼器的編碼速度為R=w2w-1=wN/2=323-1=34.]]>對(duì)于N＝2×4＝8，最大PAPR為PAPRmax＝3+10log102＝6[dB]….(10)一般地，N＝mx2w-1。當(dāng)R=w2w-1]]>時(shí)，PAPRmax＝3+10log10m[dB] ….(11)其中m為編碼器的數(shù)目。
如上所述，使用多個(gè)編碼器增加了PAPR并降低了糾錯(cuò)能力。
然而，在使用N個(gè)副載波的OFDM通信系統(tǒng)中使用兩個(gè)編碼器(EN/2)而不是一個(gè)編碼器(EN)時(shí)，本發(fā)明將PAPR從公式(11)所計(jì)算的6dB降低到3dB，并保持了糾錯(cuò)能力。與現(xiàn)有塊編碼相比，對(duì)于BPSK(二相移鍵控)碼元， 從 增加到 1.N＝8，BPSK1.1使用所提出的塊編碼的發(fā)送器圖1為根據(jù)本發(fā)明的對(duì)于N＝8使用BPSK的發(fā)送器的方框圖。
參照?qǐng)D1，映射器110調(diào)制輸入數(shù)據(jù)，串并轉(zhuǎn)換器(S/P)112將串行調(diào)制數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)變?yōu)槲鍌€(gè)并行數(shù)據(jù)流k1、k2、k3、k4、k5，并將其中的k1、k2、k3輸出到第一編碼器116，將其余的k4、k5輸出到第二編碼器118。編碼器116、118的每一個(gè)都以R=34(=w2w-1=wN/2=323-1)]]>在輸入數(shù)據(jù)上進(jìn)行塊編碼。換而言之，第一與第二編碼器116、118為對(duì)于輸入的3個(gè)數(shù)據(jù)比特輸出4個(gè)(N/2)編碼比特E4編碼器。為生成施加于IFFT122輸入端的互補(bǔ)序列X1、X2、X3、X4、X5、X6、X7、X8，在第二編碼器118輸入端的數(shù)據(jù)的一個(gè)k6被指定為算子(operator)，其值根據(jù)k1至k5確定。
1.2所提出的塊編碼中的指示符設(shè)定對(duì)于N＝4的BPSK，第一編碼器116的輸入k1、k2、k3與輸出X1、X2、X3、X4的關(guān)系如表1所示。
表1

考慮到互補(bǔ)序列的特性，對(duì)于低PAPR的碼字，其反轉(zhuǎn)(reverse)、倒置(inverse)、M進(jìn)制(M-ary)調(diào)制都具有低PAPR。
表1中的指示符表示該關(guān)系。給定兩個(gè)獨(dú)立的基本指示符a與b，“-a”與“-b”表示其反轉(zhuǎn)，“A”與“B”表示其倒置。輸出為長(zhǎng)度為4、PAPR為3dB的互補(bǔ)序列。
對(duì)于BPSK，如果N＝4，則有兩個(gè)基本指示符a與b，如果N＝8，則有四個(gè)基本指示符a、b、c、d。對(duì)于N＝8，總共有256(MN＝28)個(gè)碼字可用，其中64(＝26)個(gè)具有等于或小于3dB的PAPR。表2列出選自這64個(gè)的碼字的具有等于或小于3dB的PAPR的32(＝25)個(gè)互補(bǔ)序列。
表2

根據(jù)本發(fā)明，為了在兩個(gè)編碼器中使用未在現(xiàn)有塊編碼中使用的互補(bǔ)序列將PAPR限定在3dB或更低，編碼器的輸出被除以4(＝N/2)并且兩個(gè)輸出集合都表示為上面所列的由對(duì)應(yīng)指示符表示的互補(bǔ)序列。這就意味著可以使用對(duì)于N＝4的互補(bǔ)序列生成對(duì)于N＝8、PAPR為3dB或更小的所有互補(bǔ)序列。即，當(dāng)N＝8時(shí)，使用兩個(gè)E4編碼器而不是單獨(dú)-個(gè)E8編碼器，對(duì)此有表2中所列的32個(gè)互補(bǔ)序列，與此相比，現(xiàn)有塊編碼的互補(bǔ)序列只有16個(gè)。因此，編碼速度得到了提高。
使用兩個(gè)E4編碼器將編碼速度之間從4/8提高到6/7，但是結(jié)果生成不同于表2所列的碼字卻將PAPR提高超過(guò)3dB。因此，根據(jù)本發(fā)明，通過(guò)控制編碼器的輸入，將編碼器輸出端的值作成互補(bǔ)序列。
在本發(fā)明中，對(duì)于BPSK與N＝8，編碼速度為5/8，從而IFFT122輸入端的碼字被限定到表2的X1、X2、X3、X4、X5、X6、X7、X8，并且作為結(jié)果PAPR被限定到3dB或者更低。
對(duì)于BPSK與N＝8，兩個(gè)E4編碼器112與116輸出端的下面表3中所列的k1、k2、k3、k4、k5值導(dǎo)致在IFFT122輸出端的3dB PAPR的互補(bǔ)序列。
本發(fā)明使編碼速度對(duì)于BPSK與N＝8為5/8，從而在IFFT122輸出端的碼字為表2的X1、X2、X3、X4、X5、X6、X7、X8，并且由此將PAPR限定為3dB或者更低。
表3所列的E4編碼器112與116的輸出序列k1、k2、k3、k4、k5使編碼器輸出互補(bǔ)。即，表3列出了對(duì)于N＝8導(dǎo)致3dB PAPR的輸出序列。
表3


基于對(duì)輸入序列之間關(guān)系的分析，在算子生成器120中根據(jù)輸入數(shù)據(jù)k1到k4確定算子k6。
算子k6通過(guò)下式計(jì)算k6＝-k2·k3·k5….(12)其中·表示相乘。
結(jié)果，通過(guò)使用所有互補(bǔ)序列，PAPR被限定為3dB，而不是6dB，并且編碼速度為5/8，比使用一個(gè)編碼器的現(xiàn)有塊編碼中的5/16快一倍。
然后，IFFT122的輸出由并串轉(zhuǎn)換器(P/S)124處理。
圖3顯示對(duì)于N＝8現(xiàn)有使用塊編碼的OFDM移動(dòng)通信系統(tǒng)中時(shí)域中OFDM信號(hào)波形的例子，圖4顯示對(duì)于N＝8根據(jù)本發(fā)明的使用塊編碼的OFDM移動(dòng)通信系統(tǒng)中時(shí)域中OFDM信號(hào)波形的例子。從圖3與4的對(duì)比可以看出圖3比圖4在時(shí)域中的波形具有更高的峰值，并且使用兩個(gè)編碼器的本創(chuàng)新塊編碼限制了峰值。
1.3使用所提出的塊編碼的接收器圖2為使用所提出的塊編碼的接收器的方框圖。如圖2所示，通過(guò)信道傳送的含噪音的接收數(shù)據(jù)在FFT解調(diào)之后被送入兩個(gè)解碼器。這些解碼器進(jìn)行硬判決，以糾正數(shù)據(jù)中由噪聲所引起的錯(cuò)誤。
參照?qǐng)D2，接收信號(hào)y并在串并轉(zhuǎn)換器210中將其轉(zhuǎn)換為并行數(shù)據(jù)。解碼器214與216的每一個(gè)都從接收自FFT212的4(＝N/2)個(gè)數(shù)據(jù)中減去b向量bN/2，并且使用奇偶校驗(yàn)矩陣HN/2T來(lái)糾正數(shù)據(jù)中的錯(cuò)誤。通過(guò)根據(jù)校正子(sydrom)找到錯(cuò)誤模式并從輸入數(shù)據(jù)中去除該錯(cuò)誤模式來(lái)進(jìn)行糾錯(cuò)。該校正子通過(guò)將接收數(shù)據(jù)與H矩陣的轉(zhuǎn)置矩陣相乘來(lái)取得。如果沒(méi)有錯(cuò)誤，則校正子為0。相反，如果有錯(cuò)誤，則校正子包括至少1個(gè)1。該H矩陣為滿足G·HT＝0(零矩陣)的奇偶校驗(yàn)矩陣。在解碼器214與216的輸出端的解碼數(shù)據(jù)包含信息數(shù)據(jù)與奇偶校驗(yàn)數(shù)據(jù)。該奇偶校驗(yàn)數(shù)據(jù)為由發(fā)送器插入的至少一個(gè)算子比特。算子去除器218從解碼數(shù)據(jù)中去除該至少一個(gè)算子比特，并且只輸出剩余的數(shù)據(jù)k1到k5。并串轉(zhuǎn)換器(P/S)220將信息數(shù)據(jù)k1到k5轉(zhuǎn)換為串行數(shù)據(jù)。解映射器222將該串行數(shù)據(jù)恢復(fù)為原始數(shù)據(jù)。
圖5顯示在使用塊編碼的現(xiàn)有OFDM移動(dòng)通信系統(tǒng)中對(duì)于N＝8的OFDM信號(hào)格局軌跡(signal constellation trajectory)的例子，圖6顯示在使用塊編碼的根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的OFDM移動(dòng)通信系統(tǒng)中OFDM信號(hào)格局軌跡的例子。從圖5與圖6可以看到，在本發(fā)明的塊編碼中OFDM信號(hào)集中在特定區(qū)域。根據(jù)本發(fā)明，因?yàn)楸３至俗钚h明距離，所以保持了糾錯(cuò)能力。另外，使用兩個(gè)使用1/2編碼速度的解碼器214、216減少了接收器的大小，并由此有助于解碼。
2.對(duì)于BPSK的典型算子生成對(duì)于BPSK與N＝16，PAPR限定在3dB，從而以上述方式使用兩個(gè)E8編碼器提高了編碼速度。編碼速度為4/8(=w2w-1),]]>并且由此8(＝4×2)個(gè)數(shù)據(jù)流施加到兩個(gè)編碼器的輸入端。對(duì)于BPSK與N＝16，可用碼字的總數(shù)MN為216，并且29碼字具有等于或小于3dB的PAPR。此處，29中的26個(gè)碼字為互補(bǔ)序列，并且使用這些互補(bǔ)序列的最大塊編碼速度為6/16。在現(xiàn)有塊編碼中，只使用了一半，即25個(gè)碼字。給定具有等于或小于3dB的PAPR的26個(gè)互補(bǔ)序列，k1到k6為信息數(shù)據(jù)，k7與k8為由下式確定的算子 因此，編碼速度為6/16，而不是現(xiàn)有的編碼速度6/32。
圖7顯示對(duì)于N＝16現(xiàn)有使用塊編碼的OFDM移動(dòng)通信系統(tǒng)中時(shí)域中OFDM信號(hào)波形的例子，圖8顯示對(duì)于N＝16根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的使用塊編碼的OFDM移動(dòng)通信系統(tǒng)中時(shí)域中OFDM信號(hào)波形的例子。在時(shí)域中圖7的信號(hào)波形具有比圖8中使用兩個(gè)編碼器的塊編碼中的信號(hào)波形更高的峰值。
圖9顯示在使用塊編碼的現(xiàn)有OFDM移動(dòng)通信系統(tǒng)中對(duì)于N＝16的OFDM信號(hào)格局軌跡的例子，圖10顯示在使用塊編碼的根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的OFDM移動(dòng)通信系統(tǒng)中對(duì)于N＝16的OFDM信號(hào)格局軌跡的例子。從圖9與圖10可以看到，當(dāng)使用本發(fā)明的塊編碼時(shí)OFDM信號(hào)集中在特定區(qū)域。
在本發(fā)明中，即使副載波的數(shù)目N增加，也可以根據(jù)副載波擴(kuò)展進(jìn)行塊編碼。由此，可以就N(＝2r)一般化對(duì)于BPSK的算子生成公式為k2r＝-k2·kr·kr+2k2r-i＝k1·kr-i·kr+1，i＝1，...，(r-3)其中r為大于2的自然數(shù)。
......(14)此處，算子的個(gè)數(shù)為r-2。
圖17與18為根據(jù)等式(14)對(duì)于BPSK與N使用塊編碼的發(fā)送器與接收器的方框圖。
參照?qǐng)D17，映射器1710調(diào)制發(fā)送數(shù)據(jù)。串并轉(zhuǎn)換器(S/P)1712將所映射的w-(r-2)個(gè)數(shù)據(jù)k1至kw-(r-2)轉(zhuǎn)變?yōu)椴⑿袛?shù)據(jù)。并行數(shù)據(jù)k1至kw-(r-2)的一部分或者全部施加到算子生成器1714的輸入端。算子生成器1714根據(jù)公式(14)生成至少一個(gè)算子比特kw-(r-3)至kw。該算子比特表示對(duì)于輸出自S/P轉(zhuǎn)換器1712的信息數(shù)據(jù)的奇偶校驗(yàn)數(shù)據(jù)。對(duì)于N＝2r，算子比特的數(shù)目為r-2。奇偶校驗(yàn)數(shù)據(jù)kw-(r-3)至kw與信息數(shù)據(jù)k1至kw-(r-2)輸入多個(gè)編碼器，此處為兩個(gè)編碼器1716與1718。這兩個(gè)編碼器1716與1718的每一個(gè)都接收數(shù)據(jù)的一等分。即，第一編碼器1716接收信息數(shù)據(jù)k1至kw/2，第二編碼器1718接收其他信息數(shù)據(jù)kw/2+1至kw-(r-2)以及奇偶校驗(yàn)數(shù)據(jù)kw-(r-3)至kw。編碼器1716與1718通過(guò)塊編碼輸出編碼數(shù)據(jù)X1至XN。具體地，第一編碼器1716對(duì)于輸入k1至kw/2輸出X1至XN/2，第二編碼器1718對(duì)于輸入kw/2+1至kw-(r-2)以及kw-(r-3)至kw輸出XN/2+1至XN。IFFT1720對(duì)從第一與第二編碼器1716和1718接收的所述N個(gè)數(shù)據(jù)進(jìn)行OFDM調(diào)制，P/S轉(zhuǎn)換器1722將該OFDM調(diào)制碼元轉(zhuǎn)換為串行數(shù)據(jù)并將其通過(guò)副載波發(fā)送。
參照?qǐng)D18，S/P轉(zhuǎn)換器1810將所接收的輸入信號(hào)轉(zhuǎn)換為并行調(diào)制碼元x1至xN。 FFT1812對(duì)這些調(diào)制碼元快速傅里葉變換為塊編碼信息數(shù)據(jù)X1至XN。信息數(shù)據(jù)X1至XN被等分到多個(gè)解碼器的輸入，此處為兩個(gè)解碼器1814與1816。由此，第一解碼器1814接收信息數(shù)據(jù)X1至XN/2，第二解碼器1816接收信息數(shù)據(jù)XN/2+1至XN。通過(guò)輸入數(shù)據(jù)的硬判決解碼，解碼器1814與1816輸出信息數(shù)據(jù)。同時(shí)，解碼器1814與1816進(jìn)行糾錯(cuò)。奇偶校驗(yàn)數(shù)據(jù)表示在發(fā)送器中插入的至少一個(gè)算子比特。算子去除器1818從解碼數(shù)據(jù)中找到該至少一個(gè)算子比特，去除這些算子比特kw-(r-2)+1至kw，并只輸出信息數(shù)據(jù)k1至kw-(r-2)。P/S轉(zhuǎn)換器1820將信息數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換為串行數(shù)據(jù)。解映射器1822將該串行數(shù)據(jù)恢復(fù)為原始數(shù)據(jù)。
3.對(duì)于QPSK與N＝8的塊編碼本發(fā)明的塊編碼方法即適用于BPSK也適用于M進(jìn)制PSK調(diào)制方案。對(duì)于QPSK(四相移鍵控)與N＝8，有48個(gè)碼字可用。這些碼字中的45個(gè)具有等于或小于3dB的PAPR，并且對(duì)于這45個(gè)碼字編碼速度為5/8，小于對(duì)于BPSK與N＝8的編碼速度6/8。在這45個(gè)碼字中，有44.5個(gè)互補(bǔ)序列。由此，結(jié)果的編碼速度為4.5/8。這意味著對(duì)于QPSK，具有等于或小于3dB PAPR的碼字的數(shù)目小于BPSK中的情況。圖11顯示最大編碼速度相對(duì)于副載波數(shù)目的圖。從圖11中可以看出，當(dāng)PAPR限定在3dB并且以低于BPSK或8PSK的編碼速度進(jìn)行QPSK時(shí)，編碼速度損失不大。在實(shí)際的實(shí)現(xiàn)中，歐洲魔杖系統(tǒng)采用使用互補(bǔ)序列與8PSK的塊編碼。
在QPSK中，通過(guò)ks＝kbo+j·kbe生成碼元(o表示奇，e表示偶)，其中kb表示比特，ks表示碼元。給定所提出方法中編碼速度4.5/8，kb1至kb8為信息比特，Kb1至Kb8為奇偶校驗(yàn)比特。ks5(＝kb9+j·kb10)由ks1至ks4以及比特kb9生成，kb9由下式生成kb10＝kb1·kb2·kb3·kb4·kb5·kb6·kb7·kb8·kb9…….(15)并且ks6由下式生成ks6＝mod(mod(ks2+1，2)×2+ks2+ks3+ks5，4)…….(16)其中mod(x，M)表示M對(duì)于x的模。結(jié)果，編碼速度為4.5/8。
圖12顯示對(duì)于QPSK與N＝8現(xiàn)有使用塊編碼的OFDM移動(dòng)通信系統(tǒng)中時(shí)域中OFDM信號(hào)波形的例子，圖13顯示對(duì)于QPSK與N＝16根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的使用塊編碼的OFDM移動(dòng)通信系統(tǒng)中時(shí)域中OFDM信號(hào)波形的例子。可以看出，圖12的波形具有比根據(jù)本發(fā)明的使用兩個(gè)編碼器的塊編碼限定了其PAPR的圖13的波形更高的峰值。
圖19A到19D分別顯示在使用塊編碼的OFDM移動(dòng)通信系統(tǒng)中，當(dāng)N＝32、64、128、256時(shí)，對(duì)于QPSK的信號(hào)波形。
圖14顯示在使用塊編碼的現(xiàn)有OFDM移動(dòng)通信系統(tǒng)中對(duì)于QPSK與N＝8的OFDM信號(hào)格局軌跡，圖15顯示在使用塊編碼的根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的OFDM移動(dòng)通信系統(tǒng)中對(duì)于QPSK與N＝8的OFDM信號(hào)格局軌跡。如圖所示，當(dāng)本發(fā)明的塊編碼應(yīng)用到QPSK時(shí)OFDM信號(hào)集中在特定區(qū)域。
圖16顯示當(dāng)N＝8時(shí)OFDM信號(hào)的CCDF。參照?qǐng)D16，因?yàn)橥ㄟ^(guò)使用互補(bǔ)序列的塊編碼將PAPR限定到3dB，所以PAPR超過(guò)3dB的概率為0。
如上所述，使用互補(bǔ)序列的塊編碼將PAPR限定到3dB或者更低，同時(shí)保持了糾錯(cuò)能力，由此取得編碼增益。雖然有此優(yōu)點(diǎn)，但隨著副載波數(shù)目的增加，編碼速度將下降。在另一方面，根據(jù)本發(fā)明，提出了一種頻譜效率提高了的新型塊編碼方案，用于在使用大量副載波的情況下降低PAPR。即，不是采用一個(gè)EN編碼器，而是兩個(gè)EN/2編碼器，并且其部分輸出被設(shè)置為奇偶校驗(yàn)數(shù)據(jù)，從而將PAPR從6dB降低到3dB，并且保持了最小漢明距離。因此，保持了糾錯(cuò)能力。另外，將EN塊降低到EN/2塊有助于解碼。編碼速度從 提高到 與現(xiàn)有通過(guò)塊編碼的PAPR降低方法相比，這就導(dǎo)致了3dB頻譜效率改進(jìn)。應(yīng)該注意，本發(fā)明不管副載波的數(shù)目為何一樣適用，并且也適用于M進(jìn)制(M-ary)PSK調(diào)制方案。
雖然針對(duì)其特定優(yōu)選實(shí)施例描述了本發(fā)明，但本領(lǐng)域技術(shù)人員應(yīng)該理解在不脫離權(quán)利要求所限定的原理與范圍的前提下，可以有各種形式與細(xì)節(jié)的變化。
權(quán)利要求
1.一種在正交頻分多路復(fù)用移動(dòng)通信系統(tǒng)的發(fā)送裝置中用于降低N(＝2r)個(gè)副載波上發(fā)送的信號(hào)的峰值平均功率比的裝置，該發(fā)送裝置包括塊編碼w個(gè)輸入數(shù)據(jù)并輸出N個(gè)代碼碼元的編碼器，其中r為大于2的自然數(shù)，所述裝置包含串并轉(zhuǎn)換器，用來(lái)將數(shù)據(jù)流轉(zhuǎn)換為w-(r-2)個(gè)并行數(shù)據(jù)流，其中w為信息字的長(zhǎng)度；第一編碼器，用于接收來(lái)自所述串并轉(zhuǎn)換器的w-(r-2)個(gè)并行數(shù)據(jù)流中的w/2個(gè)并行數(shù)據(jù)流，將該w/2個(gè)并行數(shù)據(jù)流塊編碼，并輸出N/2個(gè)第一代碼碼元；輸入算子生成器，用于根據(jù)所述w-(r-2)個(gè)并行數(shù)據(jù)流來(lái)生成(r-2)個(gè)輸入算子數(shù)據(jù)流；第二編碼器，用于接收來(lái)自所述串并轉(zhuǎn)換器的、未輸入所述第一編碼器的并行數(shù)據(jù)流和所述(r-2)個(gè)輸入算子數(shù)據(jù)流，將所接收的數(shù)據(jù)流塊編碼，并輸出N/2個(gè)第二代碼碼元，其中所述(r-2)個(gè)輸入算子數(shù)據(jù)流使N個(gè)代碼碼元互補(bǔ)。
2.如權(quán)利要求1所述的裝置，其中當(dāng)所述發(fā)送裝置使用二相移鍵控時(shí)，所述輸入算子生成器通過(guò)以下公式來(lái)生成所述輸入算子數(shù)據(jù)流，其中k表示轉(zhuǎn)換的數(shù)據(jù)流，k2r＝-k2·kr·kr+2k2r-i＝k1·kr-i·kr+1，i＝1，...，(r-3)
3.如權(quán)利要求1所述的裝置，其中當(dāng)所述發(fā)送裝置使用四相移鍵控時(shí)，所述輸入算子生成器通過(guò)以下公式來(lái)生成所述輸入算子數(shù)據(jù)流，其中k表示轉(zhuǎn)換的數(shù)據(jù)流，kb10＝kb1·kb2·kb3·kb4·kb5·kb6·kb7·kb8·kb9kS6＝mod(mod(ks2+1，2)×2+ks2+ks3+ks5，4)其中mod(x，M)表示M對(duì)于x的模。
4.一種在正交頻分多路復(fù)用移動(dòng)通信系統(tǒng)的發(fā)送裝置中用于降低N(＝2r)個(gè)副載波上發(fā)送的信號(hào)的峰值平均功率比的方法，該發(fā)送裝置包括塊編碼w個(gè)輸入數(shù)據(jù)并輸出N個(gè)代碼碼元的編碼器，其中r為大于2的自然數(shù)，所述方法包含以下步驟(1)將數(shù)據(jù)流轉(zhuǎn)換為w-(r-2)個(gè)并行數(shù)據(jù)流，其中w為信息字的長(zhǎng)度；(2)將w-(r-2)個(gè)并行數(shù)據(jù)流中的w/2個(gè)并行數(shù)據(jù)流塊編碼，并輸出N/2個(gè)第一代碼碼元；(3)根據(jù)所述w-(r-2)個(gè)并行數(shù)據(jù)流來(lái)生成(r-2)個(gè)輸入算子數(shù)據(jù)流；以及(4)將未進(jìn)行所述塊編碼的并行數(shù)據(jù)流以及所述(r-2)個(gè)輸入算子數(shù)據(jù)流塊編碼，并輸出N/2個(gè)第二代碼碼元，其中所述(r-2)個(gè)輸入算子數(shù)據(jù)流使N個(gè)代碼碼元互補(bǔ)。
5.如權(quán)利要求4所述的方法，其中當(dāng)所述發(fā)送裝置使用二相移鍵控時(shí)，所述輸入算子數(shù)據(jù)流通過(guò)以下公式確定，其中k表示轉(zhuǎn)換的數(shù)據(jù)流，k2r＝-k2·kr·kr+2k2r-i＝k1·kr-i·kr+1，i＝1，...，(r-3)
6.如權(quán)利要求4所述的方法，其中當(dāng)所述發(fā)送裝置使用四相移鍵控時(shí)，所述輸入算子數(shù)據(jù)流通過(guò)以下公式確定，其中k表示轉(zhuǎn)換的數(shù)據(jù)流，kb10＝kb1·kb2·kb3·kb4·kb5·kb6·kb7·kb8·kb9kS6＝mod(mod(ks2+1，2)×2+ks2+ks3+ks5，4)其中mod(x，M)表示M對(duì)于x的模。
7.一種在正交頻分多路復(fù)用移動(dòng)通信系統(tǒng)的發(fā)送裝置中用于降低N(＝2r)個(gè)副載波上發(fā)送的信號(hào)的峰值平均功率比的方法，其中所述發(fā)送裝置包括用于將串行數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換為并行數(shù)據(jù)流k1，k2，...，kr+2的串并轉(zhuǎn)換器，以及用于將所述并行數(shù)據(jù)流塊編碼的多個(gè)編碼器，r為大于2的自然數(shù)，所述方法包含以下步驟接收至少一個(gè)所述并行數(shù)據(jù)流，并生成使塊編碼的碼元互補(bǔ)的至少一個(gè)算子比特kr+3，...，k2r；將所述并行數(shù)據(jù)流與所述至少一個(gè)算子比特均等地分發(fā)給所述編碼器，并且塊編碼所分發(fā)的數(shù)據(jù)，其中t為編碼器的數(shù)目。
8.如權(quán)利要求7所述的方法，其中算子比特的數(shù)目根據(jù)副載波的數(shù)目被確定為r-2。
9.如權(quán)利要求7所述的方法，其中當(dāng)所述發(fā)送裝置使用二相移鍵控時(shí)，所述輸入算子數(shù)據(jù)流通過(guò)以下公式確定，其中k表示轉(zhuǎn)換的數(shù)據(jù)流，k2r＝-k2·kr·kr+2k2r-i＝k1·kr-i·kr+1，i＝1，...，(r-3)
10.如權(quán)利要求7所述的方法，其中當(dāng)所述發(fā)送裝置使用四相移鍵控時(shí)，所述輸入算子數(shù)據(jù)流通過(guò)以下公式確定，其中k表示轉(zhuǎn)換的數(shù)據(jù)流，kb10＝kb1·kb2·kb3·kb4·kb5·kb6·kb7·kb8·kb9kS6＝mod(mod(ks2+1，2)×2+ks2+ks3+ks5，4)其中mod(x，M)表示M對(duì)于x的模。
11.一種在正交頻分多路復(fù)用(OFDM)移動(dòng)通信系統(tǒng)的發(fā)送裝置中用于降低N(＝2r)個(gè)副載波上發(fā)送的信號(hào)的峰值平均功率比的裝置，其中所述發(fā)送裝置包括用于將串行數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換為并行數(shù)據(jù)流k1，k2，...，kr+2的串并轉(zhuǎn)換器，r為大于2的自然數(shù)，所述裝置包含算子生成器，用于接收至少一個(gè)所述并行數(shù)據(jù)流，并生成使塊編碼的碼元互補(bǔ)的至少一個(gè)算子比特kr+3，...，k2r；以及多個(gè)編碼器，用于接收同等數(shù)目的所述并行數(shù)據(jù)流和至少一個(gè)所述算子比特kr+3，...，k2r，并將所接收數(shù)據(jù)塊編碼。
12.如權(quán)利要求11所述的裝置，其中算子比特的數(shù)目根據(jù)副載波的數(shù)目被確定為r-2。
13.如權(quán)利要求11所述的方法，其中當(dāng)所述發(fā)送裝置使用二相移鍵控時(shí)，所述輸入算子數(shù)據(jù)流通過(guò)以下公式確定，其中k表示轉(zhuǎn)換的數(shù)據(jù)流，k2r＝-k2·kr·kr+2k2r-i＝k1·kr-i·kr+1，i＝1，...，(r-3)
14.如權(quán)利要求11所述的方法，其中當(dāng)所述發(fā)送裝置使用四相移鍵控時(shí)，所述輸入算子數(shù)據(jù)流通過(guò)以下公式確定，其中k表示轉(zhuǎn)換的數(shù)據(jù)流，kb10＝kb1·kb2·kb3·kb4·kb5·kb6·kb7·kb8·kb9kS6＝mod(mod(ks2+1，2)×2+ks2+ks3+ks5，4)其中mod(x，M)表示M對(duì)于x的模。
15.一種在正交頻分多路復(fù)用移動(dòng)通信系統(tǒng)的接收裝置中解調(diào)已解碼數(shù)據(jù)流k1，k2，...，k2r的方法，其中所述接收裝置將串行輸入信號(hào)轉(zhuǎn)換為并行數(shù)據(jù)流、傅里葉變換該并行數(shù)據(jù)流、以及將經(jīng)過(guò)傅里葉變換的數(shù)據(jù)等份分發(fā)給多個(gè)解碼器，r為大于2的自然數(shù)，所述方法包含以下步驟從所述已解碼數(shù)據(jù)流中識(shí)別至少一個(gè)算子比特kr+3，...，k2r；從所述已解碼數(shù)據(jù)流中去除所述至少一個(gè)算子比特；以及從沒(méi)有所述至少一個(gè)算子比特的信息數(shù)據(jù)流k1，k2，...，kr+2中恢復(fù)源數(shù)據(jù)。
16.如權(quán)利要求15所述的方法，其中算子比特的數(shù)目根據(jù)在發(fā)送裝置中所使用的副載波的數(shù)目確定為r-2。
17.一種在正交頻分多路復(fù)用移動(dòng)通信系統(tǒng)中在接收裝置中解調(diào)已解碼數(shù)據(jù)流k1，k2，...，k2r的裝置，其中所述接收裝置包括用于將串行輸入信號(hào)轉(zhuǎn)換為并行數(shù)據(jù)流的串并轉(zhuǎn)換器，以及用于傅里葉變換該并行數(shù)據(jù)流的傅里葉變換器，r為大于2的自然數(shù)，所述裝置包括多個(gè)解碼器，每個(gè)解碼器都用于接收同等數(shù)目的經(jīng)過(guò)傅里葉變換的互補(bǔ)序列，并且解碼所接收的互補(bǔ)序列；算子去除器，用于從所述已解碼數(shù)據(jù)流中識(shí)別至少一個(gè)算子比特kr+3，...，k2r并從所述已解碼數(shù)據(jù)流中去除所述至少一個(gè)算子比特；以及解映射器，用于從沒(méi)有所述至少一個(gè)算子比特的信息數(shù)據(jù)流k1，k2，...，kr+2中恢復(fù)源數(shù)據(jù)。
18.如權(quán)利要求15所述的方法，其中算子比特的數(shù)目根據(jù)在發(fā)送裝置中所使用的副載波的數(shù)目確定為r-2。
全文摘要
提供了一種OFDM移動(dòng)通信系統(tǒng)中塊編碼的裝置與方法。通過(guò)使用互補(bǔ)序列，這些裝置與方法將PAPR降低為3dB或者更低，同時(shí)將現(xiàn)有塊編碼速度加倍。因此，頻譜效率被加倍，并保持了現(xiàn)有糾錯(cuò)能力，由此有助于解碼。
文檔編號(hào)H04L27/20GK1579060SQ03801410
公開(kāi)日2005年2月9日 申請(qǐng)日期2003年7月29日 優(yōu)先權(quán)日2002年7月30日
發(fā)明者鄭棋, 柳興均, 尹圣冽, 陳炳一, 金仁培 申請(qǐng)人:三星電子株式會(huì)社