專利名稱：發(fā)射機(jī)和使用發(fā)射機(jī)的無線通信裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及用于便于相對(duì)于具有高頻功率放大器并通過反饋控制來控制輸出功率的發(fā)射機(jī)、降低噪聲的技術(shù)和環(huán)路濾波器的設(shè)計(jì)，以及特別地涉及有效地應(yīng)用于具有相位控制環(huán)路的發(fā)射機(jī)的技術(shù)以及有效地應(yīng)用于用于執(zhí)行調(diào)相以及調(diào)幅的振幅控制環(huán)路的技術(shù)以及使用該發(fā)射機(jī)的無線通信裝置，諸如移動(dòng)電話。
在移動(dòng)電話中，近年來，除語音通信外，高速數(shù)據(jù)通信的需要已經(jīng)增加。在為一種歐洲移動(dòng)通信標(biāo)準(zhǔn)的GSM(全球移動(dòng)通信系統(tǒng))中，在使用GMSK(高斯最小移頻鍵控)調(diào)制體系結(jié)構(gòu)的傳統(tǒng)系統(tǒng)中，通過在具有復(fù)用TDMA(時(shí)分多路存取)體系結(jié)構(gòu)的GSM中，允許多個(gè)時(shí)隙傳輸用于一個(gè)時(shí)隙傳輸，已經(jīng)確定了用于加速數(shù)據(jù)傳輸?shù)腉PRS(通用分組無線服務(wù))。另外，為實(shí)現(xiàn)超過GPRS的數(shù)據(jù)速度，已經(jīng)實(shí)現(xiàn)了使用8PSK作為調(diào)制體系結(jié)構(gòu)的EDGE(用于GSM發(fā)展的增強(qiáng)數(shù)據(jù))的標(biāo)準(zhǔn)。
由于GMSK調(diào)制信號(hào)的振幅是恒定的，作為用于GSM的移動(dòng)電話的傳輸體系結(jié)構(gòu)，通常使用用于輸出具有恒定振幅的偏移PLL體系結(jié)構(gòu)。另外，在偏移PLL體系結(jié)構(gòu)中，由于輸入振幅是恒定的，作為用于通過預(yù)定增益放大信號(hào)的功率放大器，廣泛使用高效非線性功率放大器。在例如1997年12月12日、“A 2.7-V GSM RF transceiverIC”，pp2089-2096，固態(tài)電路的IEEE期刊中描述了偏移PLL體系結(jié)構(gòu)的發(fā)射機(jī)的操作原理。
另一方面，由于EDGE系統(tǒng)的8-PSK調(diào)制中，調(diào)制信號(hào)的振幅是不恒定的，對(duì)傳輸體系結(jié)構(gòu)來說，要求能不失真地傳輸輸入信號(hào)相位和振幅的線性傳輸。作為實(shí)現(xiàn)線性傳輸?shù)姆椒?，已知兩種體系結(jié)構(gòu)。第一種體系結(jié)構(gòu)是用于通過混頻器執(zhí)行頻率傳輸?shù)幕祛l體系結(jié)構(gòu)，其中采用線性功率放大器。在例如由Behard Razavi，Prentice Hall PTR出版社的“RF MICROELECTRONICS”、在pp149-155中描述了混頻器體系結(jié)構(gòu)的詳細(xì)情況。第二體系結(jié)構(gòu)是采用非線性功率放大器和應(yīng)用失真補(bǔ)償?shù)捏w系結(jié)構(gòu)，因此，能使用高效非線性功率放大器。作為上述體系結(jié)構(gòu)的例子，有極性環(huán)路體系結(jié)構(gòu)、笛卡爾環(huán)路體系結(jié)構(gòu)、預(yù)失真體系結(jié)構(gòu)等等。
然而在EDGE系統(tǒng)中，根據(jù)傳輸數(shù)據(jù)量，預(yù)定九種模式MSC1至MSC9，以及每種模式具有不同的錯(cuò)誤校正碼體系結(jié)構(gòu)，以及必須構(gòu)造用于EDGE的移動(dòng)電話以便能在所有模式中操作。在九種模式MSC1至MSC9中的MSC1至MSC4涉及GMSK調(diào)制而模式MSC5至MSC9涉及8-PSK調(diào)制。換句話說，用于EDGE的移動(dòng)電話必須是能執(zhí)行GMSK調(diào)制和8-PSK調(diào)制的兩種調(diào)制的用于雙模式的移動(dòng)電話。
為實(shí)現(xiàn)雙模式傳輸，當(dāng)將使用上述混頻器的第一體系結(jié)構(gòu)應(yīng)用于GSMK調(diào)制和8-PSK調(diào)制時(shí)，具有通過共享電話，減少面積的優(yōu)點(diǎn)，同時(shí)還具有由于使用線性功率放大器，減少功率效率的缺點(diǎn)。另一方面，當(dāng)將上述偏移PLL體系結(jié)構(gòu)用于GMSK調(diào)制以及第一體系結(jié)構(gòu)用于8-PSK調(diào)制時(shí)，具有功率高功率效率的情形的優(yōu)點(diǎn)同時(shí)具有因?yàn)椴荒芘c其共用諸如功率放大器等等的電路，面積增加的情形的缺點(diǎn)。
因此，能使用非線性功率放大器的第二種體系結(jié)構(gòu)是最佳的，因?yàn)樘岣吡斯β市释瑫r(shí)第二體系結(jié)構(gòu)中的極性環(huán)體系結(jié)構(gòu)特別有利，因?yàn)樵S多電路能夠與偏移PLL體系結(jié)構(gòu)共用。
圖7是表示用于極性環(huán)體系結(jié)構(gòu)的發(fā)射機(jī)的傳統(tǒng)例子的圖。上述發(fā)射機(jī)具有相位環(huán)路和振幅環(huán)路。
振幅環(huán)路由具有I/O端和振幅控制端的非線性功率放大器200、用于將非線性功率放大器200的輸出信號(hào)分成第一和第二輸出的信號(hào)分支裝置201、用于衰減由信號(hào)分支裝置201所分的信號(hào)的衰減器102、向其提供在衰減器102中衰減的信號(hào)的混頻器103、生成用于使混頻器103執(zhí)行頻率轉(zhuǎn)換操作的本機(jī)信號(hào)的壓控振蕩器(VCO)104、用于抑制包括在混頻器103的輸出中的不期望的諧波的濾波器105、用于檢測反饋信號(hào)TB和參考調(diào)制信號(hào)(MOD)間的振幅差的振幅檢測器130以及低通濾波器111組成。
經(jīng)信號(hào)分支裝置201，將從上述發(fā)射機(jī)的非線性功率放大器200輸出的信號(hào)(OUT)輸出到天線(未示出)。將低通濾波器111的輸出信號(hào)提供到非線性功率放大器200的振幅控制端作為輸出控制信號(hào)VAPC，以及控制非線性功率放大器200的輸出振幅以便反饋信號(hào)FB和參考調(diào)制信號(hào)(MOD)的振幅變?yōu)橄嗟?。另外，將發(fā)射振蕩器(VCO)114的輸出信號(hào)(載波)φTX輸入到非線性功率放大器200的輸入端。提供到非線性功率放大器200的輸入端的信號(hào)(載波)φTX的振幅是恒定的。
圖8表示到在圖7的極性環(huán)體系結(jié)構(gòu)中所示的非線性功率放大器200的輸出控制信號(hào)VAPC的輸出振幅的特性。圖8所示的線性區(qū)用作非線性功率放大器200的操作區(qū)。由于濾波器105用于抑制包含在混頻器103的輸出中的不期望的諧波并設(shè)計(jì)成其頻帶通常寬于上述振幅環(huán)路的環(huán)路頻帶，根據(jù)低通濾波器111的特性，確定振幅的頻帶和相位裕度。
另一方面，由非線性功率放大器200、信號(hào)分支裝置201、衰減器102、混頻器103、本機(jī)VCO104、濾波器105、用于檢測反饋信號(hào)FB和參考調(diào)制信號(hào)(MOD)間的相位差的相位檢測器140、低通濾波器113和發(fā)射振蕩器(VCO)114構(gòu)造圖7所示的極性環(huán)體系結(jié)構(gòu)中的相位環(huán)路，其中，控制發(fā)射振蕩器(VCO)114的振蕩操作以便使反饋信號(hào)FB和參考調(diào)制信號(hào)(MOD)的相位彼此重合。
如上所述，為參考調(diào)制信號(hào)(MOD)的振幅分量和相位分量提供單獨(dú)的控制環(huán)路以便當(dāng)鈄參考調(diào)制信號(hào)MOD的調(diào)制頻譜存儲(chǔ)在輸出OUT中時(shí)，將其中心頻率轉(zhuǎn)換成所需頻率。通過設(shè)置本機(jī)VCO104的頻率，執(zhí)行上述所需頻率的控制。注意，在例如由PETER B.KENINGTON，Artech機(jī)構(gòu)出版社，“HIGH-LINEARITY RFAMPLIFIER DESIGN”，pp.161-164中描述了極性環(huán)體系結(jié)構(gòu)的操作原理的詳細(xì)情況。
在用于極性環(huán)體系結(jié)構(gòu)的發(fā)射機(jī)的振幅環(huán)路中，為補(bǔ)償在非線性功率放大器200中生成的失真分量，然而，上述振幅環(huán)路的開環(huán)傳遞函數(shù)Ho在低頻區(qū)具有足夠大的增益是必要的。因此，通常設(shè)計(jì)成低通濾波器111的傳遞函數(shù)F在0Hz時(shí)具有極點(diǎn)(pole)(DC極點(diǎn))。分別在公式1和公式中表示了在一個(gè)極點(diǎn)(類型I)的情況下，傳遞函數(shù)F以及在二個(gè)極點(diǎn)(類型II)的情況下，傳遞函數(shù)F的通用設(shè)計(jì)公式。在這些公式中，A和B的每一個(gè)是恒定的。
F=AS]]>(公式1)F=B·(s+wz)s2·(s+wρ)]]>(公式2)公式1是具有一個(gè)全積分器的傳遞函數(shù)，其中具有該傳遞函數(shù)的振幅環(huán)路是穩(wěn)定的，因?yàn)槠湎辔晃匆苿?dòng)90度或更大。另一方面，用公式2表示的濾波器由一個(gè)全積分器和具有滯后-超前(lag lead)特征的二次無源濾波器組成，其中使低頻中的增益增加以及使相位裕度增加。在圖9中示出了在1.8MHz的環(huán)路頻帶處，類型I和類型II的每個(gè)開環(huán)傳遞函數(shù)Ho的頻率特性。類型II中的零點(diǎn)和極點(diǎn)相對(duì)于各個(gè)環(huán)路頻帶對(duì)稱地排列，以及將相位裕度設(shè)計(jì)成68度。通常，將相位裕度設(shè)計(jì)成45度或更高。
從圖9可以看出，由于在類型II中，低頻區(qū)中的增益大于類型I，類型II比類型I更有利，因?yàn)榻档土耸д嫱瑫r(shí)提高了調(diào)制精確度。另外，類型II中具有比低頻帶(1.8MHz或更高)更高頻帶的頻率中的增益低于類型I，這意味著上述振幅環(huán)路中產(chǎn)生的噪聲的抑制度大，因此類型II對(duì)要求低噪聲特性的移動(dòng)電話更有利。因此，在用于極性環(huán)體系結(jié)構(gòu)的發(fā)射機(jī)中，由于失真補(bǔ)償和噪聲抑制，用類型II設(shè)計(jì)振幅環(huán)路上的低通濾波器111更有利。

發(fā)明內(nèi)容
然而，當(dāng)設(shè)計(jì)具有如公式2的傳遞函數(shù)的濾波器時(shí)，在許多情況下，通常采用使用運(yùn)算放大器的有源濾波器。然而，如果包括運(yùn)算放大器的有源濾波器用于極性環(huán)體系結(jié)構(gòu)的發(fā)射機(jī)的振幅環(huán)路上的低通濾波器111，運(yùn)算放大器本身具有0點(diǎn)和極點(diǎn)，所以在設(shè)計(jì)低通濾波器111中，有必要考慮零點(diǎn)和極點(diǎn)。因此，出現(xiàn)使得設(shè)計(jì)變得復(fù)雜的問題。
最好，本發(fā)明提供能夠簡化用于極性體系結(jié)構(gòu)的發(fā)射機(jī)中的振幅環(huán)路上的低通濾波器的設(shè)計(jì)的技術(shù)。
最好，本發(fā)明優(yōu)化在用于極性環(huán)體系結(jié)構(gòu)的發(fā)射機(jī)中的振幅環(huán)路上的低通濾波器的結(jié)構(gòu)，以便能降低傳輸輸出噪聲。
從其說明書及附圖，本發(fā)明的上述和其他目的和新穎特性將是顯而易見的。
為實(shí)現(xiàn)第一目的，所述的本發(fā)明提供具有相位控制環(huán)路和振幅控制環(huán)路的極性環(huán)體系結(jié)構(gòu)的發(fā)射機(jī)，其中，作為用于限制振幅控制環(huán)路的環(huán)路頻帶的環(huán)路濾波器，采用具有滯后-超前特征的第一濾波器(包括電容器和電阻器的二次或更高次濾波器)以及全積分器類型的第二濾波器(僅包括電容器的濾波器)，以及其中，將電流輸出型電路連接到第一濾波器和第二濾波器的各個(gè)前級(jí)。通過這樣做，能由包括無源元件的無源濾波器構(gòu)造第一濾波器和第二濾波器，以便不需要包括運(yùn)算放大器的無源濾波器，這使得可以簡化其設(shè)計(jì)。
為實(shí)現(xiàn)第二目的，上述本發(fā)明提供具有相位控制環(huán)路和振幅控制環(huán)路的極性環(huán)路體系結(jié)構(gòu)的發(fā)射機(jī)，其中，作為用于限制振幅控制環(huán)路的環(huán)路頻帶的環(huán)路濾波器，采用具有滯后-超前特性的第一濾波器和全積分器的第二濾波器，以及其中，在第二濾波器前，在其前級(jí)提供第一濾波器。通過這樣做，能提高關(guān)于振幅環(huán)路的噪聲的抑制度，因此能實(shí)現(xiàn)具有低噪聲的發(fā)射機(jī)。


圖1是表示根據(jù)本發(fā)明的發(fā)射機(jī)的實(shí)施例的框圖。
圖2是表示根據(jù)本發(fā)明的發(fā)射機(jī)的噪聲分析模型的框圖。
圖3是以比較的形式表示第一濾波器和第二濾波器的特性的頻率特性圖。
圖4是表示根據(jù)本發(fā)明的發(fā)射機(jī)的另一實(shí)施例的框圖。
圖5是表示根據(jù)本發(fā)明的發(fā)射機(jī)的又一實(shí)施例的框圖。
圖6是表示使用根據(jù)本發(fā)明的發(fā)射機(jī)的無線通信裝置的例子的框圖。
圖7是表示用于極性環(huán)體系結(jié)構(gòu)的發(fā)射機(jī)的基本結(jié)構(gòu)的框圖。
圖8是表示輸入到非線性功率放大器的振幅控制端的輸出控制電壓VAPC和輸出信號(hào)電平間的關(guān)系的控制電壓輸出特性圖。
圖9是以比較形式表示類型I濾波器和類型II濾波器的特性的頻率特性圖。
圖10是表示用在根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例中的振幅檢測器的具體例子的電路圖。
圖11是表示用在根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例中的自動(dòng)增益控制放大器和電流輸出型緩沖器的具體例子的電路圖。
優(yōu)選實(shí)施例的詳細(xì)說明在下文中，將參考圖來描述根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例。
圖1是表示根據(jù)本發(fā)明的發(fā)射機(jī)的第一實(shí)施例的結(jié)構(gòu)圖。
根據(jù)本發(fā)明的發(fā)射機(jī)采用在“背景技術(shù)”中描述的極性環(huán)體系結(jié)構(gòu)，并具有相位環(huán)路和振幅環(huán)路并構(gòu)造成用于EDGE的發(fā)射機(jī)。
在圖1中，數(shù)字100表示用于執(zhí)行調(diào)相和調(diào)幅的高頻IC；PA-MDL表示包括用于放大和輸出發(fā)射信號(hào)的非線性功率放大器200(在下文中，稱為功率放大器)或包括用于檢測傳輸輸出的輸出檢測裝置201，諸如耦合器或信號(hào)分支設(shè)備等等的功率模塊；數(shù)字300表示用于在傳輸數(shù)據(jù)的基礎(chǔ)上，用于產(chǎn)生I/O信號(hào)(基帶信號(hào))，或在功率模塊PA-MDL中，產(chǎn)生高頻IC100的控制信號(hào)或用于功率放大器200的偏壓VBIAS的基帶電路；數(shù)字200表示用于產(chǎn)生調(diào)相發(fā)射信號(hào)(載波)的發(fā)射振蕩器；以及數(shù)字219表示用于限制相位控制環(huán)路的頻帶以及用于提供發(fā)射振蕩器220的控制電壓的濾波器。
盡管沒有特別限定，高頻IC100和基帶電路300分別被構(gòu)造為單個(gè)半導(dǎo)體芯片上的半導(dǎo)體集成電路。根據(jù)本發(fā)明的發(fā)射機(jī)包括兩個(gè)控制環(huán)路，用于振幅控制的反饋環(huán)路(振幅環(huán)路)以及用于相位控制的反饋環(huán)路(相位環(huán)路)。另外，在本實(shí)施例中，還能將振幅環(huán)路的反饋通路用作相位環(huán)路的反饋通路。
功率模塊PA-MDL包括功率放大器200、用于生成上述功率放大器200的驅(qū)動(dòng)電壓(Vdd)的電壓控制電路、輸出檢測裝置等等。功率放大器配置有FET或類似器件構(gòu)成。通過在功率模塊PA-MDL中提供的電壓控制電路，生成對(duì)應(yīng)于從上述高頻IC100的振幅環(huán)路提供的控制電壓VAPC的驅(qū)動(dòng)電壓(Vdd)并施加到這一FET的漏極端或源極端。另外，將在偏壓電路(未示出)中產(chǎn)生的增值偏壓VBIAS施加到功率FET(200)的柵極端。通過包括在模塊襯底(modulesubstrate)上形成的耦合器的信號(hào)分支裝置，或用于僅分支和傳播輸出的交流分量的電容器等等，構(gòu)造輸出檢測裝置201。
高頻IC 100由以下部件構(gòu)成用于由在振蕩器IF-VCO中生成的中頻的振蕩信號(hào)φIF產(chǎn)生使其相位彼此相對(duì)移動(dòng)90度的信號(hào)的相位分頻器110；用于將由基帶LSI300提供的I和Q信號(hào)以及在相位分頻器110中分頻的信號(hào)混合以便執(zhí)行正交調(diào)制的正交調(diào)制器120；用于檢測來自上述反饋通路的反饋信號(hào)和正交調(diào)制器120的輸出信號(hào)(調(diào)制信號(hào))間的相位差的相位檢測器240；用于衰減用于檢測功率放大器200的輸出電平的輸出檢測裝置201的檢測信號(hào)的衰減器202；用于混合和變頻(下變頻)衰減信號(hào)和來自高頻振蕩器204的振蕩信號(hào)φRF的混頻器203；用于抑制上述混頻器203的輸出中的不期望的諧波的濾波器205；用于放大通過濾波器205傳遞的信號(hào)的自動(dòng)增益控制放大器(AGC)206；用于抑制在自動(dòng)增益控制放大器206的輸出中的不期望的諧波的濾波器207；用于檢測濾波器207的輸出信號(hào)和來自正交調(diào)制器120的參考信號(hào)間的振幅差的振幅檢測器230；用于將振幅檢測器230的輸出電流轉(zhuǎn)換成電壓的第一低通濾波器213；用于放大低通濾波器213的輸出電壓的自動(dòng)增益控制放大器214；連接到自動(dòng)增益控制放大器214的電流輸出型緩沖器215；用于將電流輸出型緩沖器215的輸出電流轉(zhuǎn)換成電壓的第二低通濾波器216；以及用于根據(jù)第二低通濾波器216的輸出，生成和提供相對(duì)于功率放大器200的輸出電壓VAPC的緩沖器217。
另外，根據(jù)這一實(shí)施例的高頻IC 100配置有用于在該芯片內(nèi)設(shè)置由基帶電路300提供的控制信息或操作模式等等的寄存器170；用于在寄存器170的設(shè)定值的基礎(chǔ)上，輸出用于芯片內(nèi)的每個(gè)電路的定時(shí)信號(hào)，以便根據(jù)操作模式按預(yù)定順序操作的序列發(fā)生器180等。
在這一實(shí)施例中，由輸出檢測裝置201、衰減器202、混頻器203、濾波器205、自動(dòng)增益控制放大器206、濾波器207、振幅檢測器230、濾波器213、自動(dòng)增益控制放大器214、緩沖器215、濾波器216、緩沖器217和功率放大器215構(gòu)成振幅環(huán)路。振幅環(huán)路上的濾波器205和207用于抑制在混頻器203和自動(dòng)增益控制放大器206的各個(gè)輸出中的不期望的諧波，以及將其頻帶設(shè)計(jì)成寬于上述振幅環(huán)路的頻帶，以便由低通濾波器213和216確定上述振幅環(huán)路的頻帶和相位裕度。另外，由輸出檢測裝置201、衰減器202、混頻器203、濾波器205、自動(dòng)增益控制放大器206、濾波器207、相位檢測器240、濾波器219、發(fā)射振蕩器220和功率放大器200構(gòu)成相位環(huán)路。
在相位環(huán)路中，如果在正交調(diào)制器120的調(diào)制信號(hào)MOD和來自濾波器207的反饋信號(hào)間產(chǎn)生相位差，那么將用于降低這一差值的電壓提供到發(fā)射振蕩器220的頻率控制端以及控制來自濾波器207的反饋信號(hào)的相位，以便與正交調(diào)制器120的輸出信號(hào)的相位重合。這一相位環(huán)路控制發(fā)射振蕩器220以便相對(duì)于電源電壓變動(dòng)或溫度變化，不移動(dòng)其輸出的相位。注意，發(fā)射振蕩器220的輸出振幅保持不變。
在本實(shí)施例中，由圖1所示的兩個(gè)低通濾波器213和216構(gòu)成在圖7中所示的極性環(huán)體系結(jié)構(gòu)中的低通濾波器111。同時(shí)，為實(shí)現(xiàn)公式2，由具有由兩個(gè)電容器C2和C3以及串聯(lián)連接到電容器C3的電阻器R3組成的滯后-超前特性的二次無源濾波器構(gòu)成濾波器213，以及由僅包括電容器C1的全積分器型無源濾波器構(gòu)成濾波器216。另外，為僅由無源元件(電阻器和電容器)構(gòu)成各個(gè)低通濾波器213和216以及不需要運(yùn)算放大器，各個(gè)濾波器的前級(jí)電路是電流輸出型電路，即，電流輸出型振幅檢測器230和電流輸出型緩沖器215。
另外，由于有必要因?yàn)閷?shí)現(xiàn)公式2而構(gòu)造一個(gè)理想的積分器，使緩沖放大器(電流輸出型緩沖器215和緩沖器217)連接到濾波器216的前級(jí)以及后級(jí)。如圖1所示，代替將濾波器216連接到電流輸出型緩沖器215的輸出以及將濾波器213連接到振幅檢測器230的輸出，即使當(dāng)反轉(zhuǎn)各個(gè)濾波器時(shí)，即，即使當(dāng)將具有滯后-超前特性的濾波器213連接到電流輸出型緩沖器215的輸出以及將濾波器216連接到振幅檢測器230的輸出，也能實(shí)現(xiàn)公式2。然而，相對(duì)于振幅環(huán)路的噪聲特性的優(yōu)化，圖1所示的濾波器排列是最佳的，下面將描述其詳細(xì)情形。
在極性環(huán)體系結(jié)構(gòu)中，由于在使相位環(huán)路的頻帶等于振幅環(huán)路的頻帶時(shí)獲得最佳匹配，在根據(jù)本發(fā)明的發(fā)射機(jī)中，由與振幅環(huán)路上的濾波器213類似，具有滯后-超前特性，包括兩個(gè)電容器和一個(gè)電阻器的二次無源濾波器構(gòu)成相位環(huán)路上的環(huán)路濾波器219，其中，設(shè)置一個(gè)恒定值，以便使相位環(huán)路的頻帶限定到等于振幅環(huán)路的頻帶的頻帶，例如與1.8Mhz一樣大。然而，由于相位環(huán)路上的每個(gè)電路的增益不同于振幅環(huán)路上的每個(gè)電路的增益，濾波器219的電容器和電阻器的值不同于濾波器213。另外，在相位環(huán)路中，由于振蕩器220本身具有充當(dāng)全積分器的功能，不需要相應(yīng)于振幅環(huán)路中的第二濾波器216的濾波器，因此，不提供這種濾波器。
例如，如圖2所示，由第一振幅檢測器和第二振幅檢測器，以及用于輸出第一振幅檢測器和第二振幅檢測器的輸出信號(hào)間的差動(dòng)電流的減法裝置212構(gòu)成振幅檢測器230。第一振幅檢測器包括用于將輸入信號(hào)的正弦波形轉(zhuǎn)換成方波以及輸出該輸入信號(hào)的限幅器208，以及于處理限幅器208的輸入和輸出，即用于輸入轉(zhuǎn)換前的正弦波形信號(hào)和轉(zhuǎn)換后的方波的電流輸出型混頻器209，并檢測通過濾波器207的反饋信號(hào)的振幅。第二振幅檢測器包括用于將調(diào)制信號(hào)MOD輸入為正從調(diào)制器120輸出的參考信號(hào)的限幅器210和電流輸出型混頻器211，并檢測參考調(diào)制信號(hào)MOD的振幅。
圖10表示振幅檢測器230的更具體的電路例子。分別由一種乘法器構(gòu)成電流輸出型混頻器209和211。在每個(gè)乘法器的后級(jí)，提供電流鏡電路和減法裝置212，用于通過減去電流鏡電路的電流鏡的電流，將與參考調(diào)制信號(hào)MOD和反饋信號(hào)FB間的振幅差成比例的電流IOUT1輸出到電流輸出端OUT。由用于接收分別在其基極處的差動(dòng)參考調(diào)制信號(hào)MOD的差動(dòng)對(duì)晶體管Q1和Q2、連接到Q1和Q2的發(fā)射極的電阻器R4、R5和R6、將其共用發(fā)射極連接到差動(dòng)對(duì)晶體管Q1的集電極以及接收其基極處的限幅器210的差動(dòng)輸出的差動(dòng)對(duì)晶體管Q3和Q4、將其共同發(fā)射極連接到差動(dòng)對(duì)晶體管Q2的集電極以及接收其基極處的限幅器210的差動(dòng)輸出的差動(dòng)對(duì)晶體管Q5和Q6、連接在差動(dòng)對(duì)晶體管Q3的集電極和電源電壓Vcc間的晶體管Q7，以及連接在差動(dòng)對(duì)晶體管Q6的集電極和電源電壓Vcc間的晶體管Q8構(gòu)成混頻器211?；祛l器209具有與混頻器211相同的電路結(jié)構(gòu)，其中將來自振幅環(huán)路的反饋信號(hào)FB輸入為輸入信號(hào)。
由以電流鏡的形式連接到混頻器211的晶體管Q7和Q8的晶體管Q11和Q12、串聯(lián)連接到晶體管Q11和Q12并以電流鏡方式相互連接的晶體管Q13和Q14以及以電流鏡方式連接到混頻器209的晶體管Q7′和Q8′的晶體管Q15和Q16構(gòu)成減法裝置212，其中，晶體管Q15串聯(lián)連接到電流鏡晶體管Q14以及晶體管Q16串聯(lián)連接到電流鏡晶體管Q13。
利用這種結(jié)構(gòu)，以電流鏡方式，將混頻器211端中的晶體管Q7的電流復(fù)制到晶體管Q11，以及以電流鏡方式，將混頻器209端中的晶體管Q8′的電流復(fù)制到晶體管Q16，以及使復(fù)制后增加的電流流過晶體管Q13，以及以電流鏡方式，將流過的增加電流復(fù)制到晶體管Q14。另外，以電流鏡方式，將晶體管Q8的電流復(fù)制到晶體管Q12，以及以電流鏡方式，將晶體管Q7′的電流復(fù)制到晶體管Q15，以及使復(fù)制到晶體管Q15中的電流增加到復(fù)制到晶體管Q12的電流上，以及從這一增加電流差動(dòng)上述電流鏡晶體管Q14的電流以便將與參考調(diào)制信號(hào)MOD和反饋信號(hào)FB間的振幅差成比例的電流IOUT1輸出到電流輸出端OUT。
圖11表示自動(dòng)增益控制放大器214和電流輸出型緩沖器215的具體電路例子。由輸入差動(dòng)晶體管Q21和Q22、連接到晶體管Q21和Q22的共同發(fā)射極的可變電流源VC、和連接到晶體管Q21和Q22的集電極的負(fù)載晶體管Q23和Q24構(gòu)成自動(dòng)增益控制放大器214。由以電流鏡方式，連接到晶體管Q23和Q24的晶體管Q31和Q32、串聯(lián)連接到晶體管Q31的晶體管Q33以及串聯(lián)連接到晶體管Q32和以電流鏡方式，連接到晶體管Q33的晶體管Q34構(gòu)成電流輸出型緩沖器215，其中輸出通過將晶體管Q32的電流減去晶體管Q34的電流獲得的電流IOUT2。由此，從電流輸出型緩沖器215輸出對(duì)應(yīng)于自動(dòng)增益控制放大器214的差動(dòng)輸入間的電勢差的電流，將濾波器213的輸出電壓輸入到自動(dòng)增益控制放大器214的差動(dòng)輸入的一個(gè)中，以及用作參考電壓，諸如0.1V的電壓Vref1施加到差動(dòng)輸入的另一個(gè)上。
注意，圖11中所示的整個(gè)電路能被看作電流輸出型自動(dòng)增益控制放大器，在那種情形下，不需要電流輸出型緩沖器215。另外，在根據(jù)該實(shí)施例的極性環(huán)體系結(jié)構(gòu)中，在反饋通路上的自動(dòng)增益控制放大器206可以是用電阻器代替圖11所示的自動(dòng)增益控制放大器214的負(fù)載電阻器的電路。當(dāng)由圖11所示的電路構(gòu)成自動(dòng)增益控制放大器214(206)時(shí)，按指數(shù)改變其偏流IEE以便能相對(duì)于控制電壓VRAMP，控制用dB表示的自動(dòng)增益控制放大器214(206)的增益而線性改變。
接著，作為根據(jù)本實(shí)施例的發(fā)射機(jī)的應(yīng)用系統(tǒng)的例子，將描述在GSM900頻帶中EDGE模式的操作。在下述描述中，表示增益的單位將不采用dB，而是采用真值。
用于GSM900的傳輸頻帶在從800MHz至915MHz的范圍內(nèi)，以及功率放大器200的輸出OUT是通過8-PSK調(diào)制具有在傳輸頻帶內(nèi)的頻率的載波的信號(hào)。在根據(jù)本發(fā)明的發(fā)射機(jī)中，從正交調(diào)制器120輸出的調(diào)制信號(hào)MOD是8-PSK調(diào)制信號(hào)，以及可以任意選出其中頻，在這種情況下，將中頻設(shè)置成80MHz。當(dāng)上述發(fā)射機(jī)的振幅環(huán)路和相位環(huán)路匯合并達(dá)到穩(wěn)態(tài)時(shí)，濾波器207的輸出信號(hào)變?yōu)榕c調(diào)制信號(hào)MOD相同的復(fù)制信號(hào)。換句話說，它是通過8-PSK調(diào)制80MHz的載波頻率獲得的信號(hào)。
另一方面，由于濾波器207的輸出信號(hào)是在混頻器203中變頻功率放大器200的輸出OUT的信號(hào)，本機(jī)VCO204的輸出頻率是通過將80MHz增加到功率放大器200的輸出頻率上獲得的頻率，即960MHz至995MHz的頻率。作為本機(jī)VCO204的振蕩頻率，然而，可以采用通過從功率放大器200的輸出頻率減去80MHz獲得的頻率，即800MHz至835MHz的頻率。另外，能將分頻器或乘法器插入本機(jī)VCO204和混頻器203之間以便用更高頻率或更低頻率操作本機(jī)VCO204。通過集中功率放大器200的輸出頻率以及根據(jù)調(diào)制信號(hào)MOD的相位信號(hào)，使發(fā)射VCO220工作，以及將其輸出信號(hào)輸入到非線性功率放大器200中。
在用于GSM或EDGE的系統(tǒng)中，要求將發(fā)射中的天線輸出功率控制在預(yù)定范圍內(nèi)。例如，在用于功率等級(jí)E2的終端中，輸出功率必須控制在每2dB一級(jí)的+5dBm至+27dBm的范圍內(nèi)。因此，同樣在發(fā)射機(jī)中，符合如上所述的輸出功率控制是必要的。為實(shí)現(xiàn)此，將自動(dòng)增益控制放大器206插入振幅環(huán)路中。此后，將描述為什么通過自動(dòng)增益控制放大器206，就能控制功率放大器200的輸出功率的原因。
當(dāng)將調(diào)制信號(hào)MOD的信號(hào)振幅表示為VMOD[V]以及振幅環(huán)路的穩(wěn)態(tài)衰減太小而被忽略時(shí)，濾波器207的輸出信號(hào)振幅也變?yōu)閂MOD。因此，當(dāng)自動(dòng)增益控制放大器206的增益、混頻器203的增益以及衰減器202的增益分別表示為AAGC1、AMIX和AATT時(shí)，如果假定不通過濾波器205和207以及信號(hào)分支裝置201衰減信號(hào)，那么功率放大器200的輸出OUT的信號(hào)振幅VOUT[V]表示為公式3。
VOUT＝VMOD/(AATT·AMIX·AAGC1)(公式3)
從公式3可以發(fā)現(xiàn)，通過控制自動(dòng)增益控制放大器206的增益AAGC1，能將功率放大器200的輸出振幅VOUT控制到期望值。
接著，如上所述，描述在通過控制自動(dòng)增益控制放大器206的增益AAGC1，改變功率放大器200的輸出振幅VOUT的情形中出現(xiàn)的問題，以及描述用于改正這些問題的解決方案。振幅檢測器209和210具有相同的特性，以及其增益表示為ADET。另外，減法裝置212的增益表示為“1”以及濾波器213的傳遞函數(shù)表示為F1以及自動(dòng)增益控制放大器214和電流輸出型緩沖器215的增益分別表示為AAGC2和ABUF1，以及濾波器216的傳遞函數(shù)表示為F2以及緩沖器217的增益以及從功率放大器200的振幅控制端到其輸出端的增益分別表示為ABUF2和APA，那么上述振幅環(huán)路的開環(huán)傳遞函數(shù)Ho表示為公式4。
HO＝AATT·AMIX·AAGC1·ADET·F1·AAGC2·ABUF1·F2·ABUF2·APA(公式4)通過開環(huán)傳遞函數(shù)Ho，能確定振幅環(huán)路的特性，諸如環(huán)路頻帶、相位裕度等等。因此，最好不管功率放大器200的輸出OUT的信號(hào)振幅如何，傳遞函數(shù)Ho保持不變，但從公式4發(fā)現(xiàn)如果改變增益AAGC1以便控制功率放大器200的輸出OUT的信號(hào)振幅，那么，傳遞函數(shù)Ho也會(huì)改變。這是由AAGC1控制所產(chǎn)生的問題。為解決這一問題，在根據(jù)本實(shí)施例的發(fā)射機(jī)中，在振幅環(huán)路的正向通路上插入自動(dòng)增益控制放大器214以便將自動(dòng)增益控制放大器206和自動(dòng)增益控制放大器214的各個(gè)增益的乘積，即AAGC1×AAGC2控制成為總是恒定。如果AAGC1×AAGC2保持不變，從公式4可以看出，那么即使改變AAGC1，傳遞函數(shù)Ho的特性也能保持不變。為使振幅環(huán)路帶寬總是保持恒定，這是必要的。
接著，將描述根據(jù)該實(shí)施例的發(fā)射機(jī)中，振幅環(huán)路的濾波器213和216的排列以及噪聲特性。作為振幅環(huán)路的噪聲計(jì)算模型，采用圖2所示的線性模型。為簡化該計(jì)算，將忽略由于濾波器205和207以及信號(hào)分支裝置201的影響。
噪聲N1[V]表示衰減器202的輸出轉(zhuǎn)換噪聲和混頻器203的與輸入有關(guān)的噪聲的總和，噪聲N2[V]表示自動(dòng)增益控制放大器206的與輸出有關(guān)的噪聲以及第一振幅檢測器(208，209)的與輸入有關(guān)的噪聲的總和；噪聲N3[V]表示第二振幅檢測器(210，211)的與輸入有關(guān)的噪聲以及來自第二振幅檢測的前級(jí)電路的噪聲的總和；噪聲N4[V]表示自動(dòng)增益控制放大器214的與輸入有關(guān)的噪聲和電流輸出型緩沖器215的與輸入有關(guān)的噪聲的總和，以及N5[V]表示緩沖器217的與輸出有關(guān)的噪聲和功率放大器200的與振幅控制端有關(guān)的噪聲的總和。通過將噪聲N1至N5乘以振幅環(huán)路輸出的各個(gè)閉環(huán)傳遞函數(shù)，獲得振幅環(huán)路的總的輸出噪聲?，F(xiàn)在，假定將相對(duì)于噪聲N1至N5的各個(gè)閉環(huán)傳遞函數(shù)表示為HN1至HN5，那么這些能表示為公式5至公式9。
HN1=AMIX·AAGC1·ADET·F1·AAGC2·ABUF1·F2·ABUF2·APA1+HO]]>(公式5)HN2=ADET·F1·AAGC2·ABUF1·F2·ABUF2·APA1+HO]]>(公式6)HN3=ADET·F1·AAGC2·ABUF1·F2·ABUF2·APA1+HO]]>(公式7)HN4=ABUF1·F2·ABUF2·APA1+HO]]>(公式8)HN5=APA1+HO]]>(公式9)通過使用公式5至公式9，將考慮濾波器213和216的排列的兩種可能性，即濾波器213和濾波器216排列成如圖1所示的情形以及濾波器213和216彼此位置的情形，即，濾波器216排列在圖1中濾波器213的位置處以及濾波器213排列在濾波器216的位置處的情形(排列2)。
公式5至公式9符合在排列1的情形中的閉環(huán)傳遞函數(shù)。在排列2的情形中，相對(duì)于公式5至公式9，F(xiàn)1和F2彼此替換，即用F1代替F2以及用F2代替F1，如從公式4可以看出，由于F1和F2的每一個(gè)均包含在傳遞函數(shù)Ho中，即使交換F1和F2，也不會(huì)發(fā)生特性方面的變化。由于類似的原因，相對(duì)于傳遞函數(shù)HN1、HN2、HN3和HN5，即使交換F1和F2，也不會(huì)發(fā)生特性變化。然而，關(guān)于傳遞函數(shù)HN4，由于僅一個(gè)F2包含在分子中以及F1不包含在其中，如果交換F1和F2，會(huì)發(fā)生特性變化。為抑制噪聲，閉環(huán)傳遞函數(shù)的增益更小是有利的。因此，發(fā)現(xiàn)當(dāng)將具有F1和F2的更小增益輸出的一個(gè)包含在傳遞函數(shù)HN4的分子中時(shí)，可以使發(fā)射機(jī)的輸出噪聲變得更小。
在這里，將考慮F1和F2的哪個(gè)增益更小。在將振幅環(huán)路從非穩(wěn)態(tài)收斂成穩(wěn)態(tài)的初始階段中，電流輸出型緩沖器215和減法裝置212將最大輸出電流提供到各個(gè)濾波器216和213，以及當(dāng)緩沖器217的輸入電勢和自動(dòng)增益控制放大器214的輸入電勢接近約收斂電勢時(shí)，停止提供最大輸出電流，以及移動(dòng)到在線性模式中所述的收斂過程。在相同IC芯片上實(shí)現(xiàn)電流輸出型緩沖器215和減法裝置212的情況下，由于當(dāng)最大輸出電流越大時(shí)，有利地降低收斂時(shí)間，將IC芯片設(shè)計(jì)成緩沖器215和裝置212具有在能在IC芯片上實(shí)現(xiàn)的實(shí)際范圍內(nèi)的相同值。另外，此時(shí)，在包括濾波器213和減法裝置212的電路的轉(zhuǎn)換速率和包括濾波器216和電流輸出型緩沖器215的電路的轉(zhuǎn)換速率相同的情況下，有利地減少收斂時(shí)間。因此，對(duì)電容器C1和C3，采用幾乎相等的值。在這里，在具有滯后-超前特征，包括電容器C2和C3以及電阻器R3的二次濾波器213的情況下，如圖2所示，由于電容器C3的值通常變?yōu)榇笥陔娙萜鰿2的值約1位數(shù)，用電容器C3表示濾波器213的電容值。
圖3表示當(dāng)C1和C3每個(gè)具有相同值以及將環(huán)路頻帶設(shè)置成1.8MHz時(shí)，濾波器213和濾波器216的傳遞函數(shù)F1和F2的特性。從圖3，可以發(fā)現(xiàn)在高頻區(qū)，F(xiàn)2具有較小增益。因此，當(dāng)在公式8的傳遞函數(shù)HN4的分子中包括F2而不是F1時(shí)，使噪聲抑制度增加。換句話說，關(guān)于F1和F2的排列，在其噪聲抑制特性方面，根據(jù)這一實(shí)施例的排列1比如上所述的排列2更適合。
另外，根據(jù)本實(shí)施例的發(fā)射機(jī)即使在執(zhí)行GMSK調(diào)制的操作模式中，也能有效地起作用。換句話說，由于在GSM模式中，從正交調(diào)制器120提供具有恒定振幅的調(diào)制信號(hào)MOD，還能通過使振幅環(huán)路保持在操作狀態(tài)中以及通過獲得根據(jù)輸出請求電平改變的自動(dòng)增益控制放大器206的增益，控制功率放大器200的輸出電壓。例如，在期望增加功率放大器200的輸出電壓的情況下，通過使自動(dòng)增益控制放大器206的增益變小，振幅檢測器230確定輸出振幅小，由此，將用于增加輸出電壓的控制電壓VAPC經(jīng)振幅環(huán)路施加到功率放大器200的輸出控制端上，以便使輸出電壓變大。相反，如果使自動(dòng)增益控制放大器206的增益變大，那么，振幅檢測器230確定輸出振幅大，由此將用于降低輸出電壓的控制電壓VAPC施加到功率放大器200的輸出控制端上，以便使輸出電壓變得更小。
接著，將描述根據(jù)本發(fā)明的發(fā)射機(jī)的第二實(shí)施例。
圖4是表示根據(jù)本發(fā)明的發(fā)射機(jī)的第二實(shí)施例的結(jié)構(gòu)圖。根據(jù)本發(fā)明的發(fā)射機(jī)采用在第實(shí)施例中，共同用在振幅環(huán)路和相位環(huán)路中的限幅器208和210用于振幅環(huán)路以及增加限幅器300和301用于相位環(huán)路的結(jié)構(gòu)，以便每個(gè)環(huán)路具有限幅器。根據(jù)本實(shí)施例，優(yōu)點(diǎn)在于能優(yōu)化用于每個(gè)環(huán)路的限幅器的各自的特征。
接著，將描述根據(jù)本發(fā)明的發(fā)射機(jī)的第三實(shí)施例。
圖5是表示根據(jù)本發(fā)明的發(fā)射機(jī)的第三實(shí)施例的結(jié)構(gòu)圖。在第二實(shí)施例中，根據(jù)本實(shí)施例的發(fā)射機(jī)具有將第二信號(hào)分支裝置403插入功率放大器200的前級(jí)，即插入在發(fā)射VCO220和功率放大器200間的結(jié)構(gòu)，并提供用于衰減信號(hào)分支裝置403的第二衰減器402、第二混頻器400和濾波器401，以及經(jīng)限幅器300，將這一濾波器401的輸出反饋到相位檢測器218，以便與振幅環(huán)路分別構(gòu)成相位環(huán)路。提供到第二混頻器400的本機(jī)信號(hào)共同用作混頻器203的本機(jī)信號(hào)，以及從本機(jī)VCO204提供。將在濾波器401中抑制其不期望的諧波的混頻器400的輸出信號(hào)提供到限幅器300。
另外，在根據(jù)本實(shí)施例的發(fā)射機(jī)中，使振幅環(huán)路，即混頻器203、自動(dòng)增益控制放大器206和214、電流輸出型混頻器209和211、減法裝置212、電流輸出型緩沖器215和緩沖器217保持在非操作狀態(tài)中，僅使相位環(huán)路操作，以及將相應(yīng)于輸出請求電平的預(yù)定固定電壓施加到功率放大器200的輸出控制端，由此，將發(fā)射機(jī)操作為與上述偏移PLL體系結(jié)構(gòu)類似的系統(tǒng)以及能使GSMK調(diào)制傳輸執(zhí)行。在這里，為將相應(yīng)于輸出請求電平的預(yù)定固定電壓施加到功率放大器200的輸出控制端上，可以采用例如在緩沖器217和功率放大器200的輸出控制端間提供轉(zhuǎn)換開關(guān)，以便例如將代替緩沖器217的輸出的由基帶電路300提供的控制電壓VAPC直接施加到其上。
接著，將參考圖6，描述將第二實(shí)施例應(yīng)用于用于雙頻帶的發(fā)射機(jī)以及通過使用該發(fā)射機(jī)構(gòu)成的無線通信裝置的例子。
在這里，例如，將描述用于雙頻帶GSM900和DCS1800的EDGE系統(tǒng)。在圖6所示的例子中，盡管未特別限定，在接收系統(tǒng)電路中，采用將RF依賴直接轉(zhuǎn)換成頻帶信號(hào)的直接轉(zhuǎn)換體系結(jié)構(gòu)，以及在發(fā)射系統(tǒng)電路中，采用應(yīng)用極性環(huán)體系結(jié)構(gòu)的第二實(shí)施例。
由用于通過所需接收頻帶的RF濾波器519a和519b、低噪聲放大器513a和513b、混頻器514a、514b、514c和514d以及自動(dòng)增益控制低通濾波器522構(gòu)成接收系統(tǒng)電路。RF濾波器519a、低噪聲放大器513a以及混頻器514a和514b用于GSM900，而RF濾波器519b、低噪聲放大器513b以及混頻器514c和514d用于DCS1800。在混頻器514a、514b、514c和514d中，接收信號(hào)是從RF頻帶轉(zhuǎn)換成基帶的頻率，同時(shí)，還執(zhí)行將接收信號(hào)分成余弦分量(I)和正弦分量(Q)的解調(diào)。因此，將具有彼此90度相移的不同本機(jī)信號(hào)增加到混頻器514a和514b上是必要的，在該例子中，通過使用分頻器515a，生成本機(jī)信號(hào)。用類似的方式，在分頻器515b中生成彼此相移90度的不同本機(jī)信號(hào)并提供到混頻器514c和514d。由振蕩器512生成本機(jī)信號(hào)。
振蕩器512能在至少3580MHz至3980MHz的范圍內(nèi)振蕩。在GSM900模式中，振蕩器512在3700MHz至3840MHz的范圍內(nèi)振蕩，以及通過分頻器511分頻在1850MHz至1920MHz中的從振蕩器512振蕩的信號(hào)，然后通過分頻器515a在925MHz至960中分頻，以便完全覆蓋GSM900的接收頻帶。另外，在DCS1800模式中，振蕩器512在3610MHz至3760MHz的范圍內(nèi)振動(dòng)，以及通過分頻器515b，在1805MHz至1880MHz中分頻由振蕩器512振蕩的信號(hào)，以便全部覆蓋DCS1800的接收頻帶。將在混頻器514a、514b、514c和514d中解調(diào)的基帶信號(hào)輸入到自動(dòng)增益控制低通濾波器522中，其中執(zhí)行電平調(diào)整和干擾波消除。由低通濾波器516a、515b、518a和518b和自動(dòng)增益控制放大器AGC517a和517b構(gòu)成自動(dòng)增益控制低通濾波器522。
發(fā)射系統(tǒng)電路523是將第二實(shí)施例構(gòu)造為用于雙頻帶的發(fā)射機(jī)的電路。為實(shí)現(xiàn)用于雙頻帶的發(fā)射機(jī)，采用能在兩個(gè)頻帶GSM900頻帶和DCS1800頻帶中振動(dòng)的雙頻帶振蕩器500，代替圖1所示的發(fā)射振蕩器220，以及采用用于雙頻帶GSM900頻帶和DCS1800頻帶的雙頻帶非線性功率放大器501，代替圖1中所示的非線性功率放大器200。雙頻帶非線性功率放大器501具有第一輸出端和第二輸出端，其中在GSM900，從第一輸出端輸出信號(hào)以及在DCS1800，從第二輸出端輸出信號(hào)。
分別使信號(hào)分支裝置201a和201b連接到雙頻帶非線性功率放大器501的第一和第二輸出端。將輸入到信號(hào)分支裝置201a的信號(hào)分支成兩個(gè)，其中一個(gè)提供到用于抑制不期望諧波的低通濾波器507a，以及另一個(gè)輸入到衰減器202a。根據(jù)輸入到信號(hào)分支裝置201b中的信號(hào)，將分支信號(hào)的一個(gè)提供到低通濾波器507b，以及另一個(gè)輸入到衰減器202b。將衰減器202a和202b的輸出信號(hào)輸入到混頻器203。
通過正交調(diào)制器502生成在這一實(shí)施例中的調(diào)制信號(hào)MOD。在正交調(diào)制器502中，相對(duì)于具有彼此相移90度的80MHz本機(jī)信號(hào)，執(zhí)行由I和Q信號(hào)的調(diào)制。通過使用以640MHz振蕩的振蕩器506和使用分頻器503、504和505，生成本機(jī)信號(hào)。
為減少振蕩器的數(shù)量，振蕩器512共同用于發(fā)射系統(tǒng)和接收系統(tǒng)。在GSM900，振蕩器512在3840MHz至3980MHz的范圍內(nèi)振動(dòng)，以及分頻器510的輸出在1920MHz至1990MHz的范圍內(nèi)，以及分頻器509的輸出在950MHz至995MHz的范圍內(nèi)，以及輸出用作混頻器203的本機(jī)信號(hào)。在DCS1800，振蕩器512在3580MHz至3730MHz的范圍內(nèi)振動(dòng)，分頻器510的輸出在1790MHz至1865MHz的范圍內(nèi)，以及該輸出用作混頻器203的本機(jī)信號(hào)。通過受來自基帶電路的控制信號(hào)控制的開關(guān)裝置508，執(zhí)行關(guān)于將分頻器508的輸出信號(hào)和分頻器510的輸出信號(hào)的哪一個(gè)用作混頻器203的輸入信號(hào)的改變。
通過用于改變天線521和它們間的各個(gè)連接的開關(guān)裝置520，改變RF濾波器519a和519b的輸入以及低通濾波器507a和507b的輸出。例如，在GSM900發(fā)射中，使天線521和低通濾波器507a彼此連接。另外，在GSM900接收中，使天線521和RF濾波器519a彼此連接。
如上所述，在實(shí)施例的基礎(chǔ)上，已經(jīng)具體地描述了通過本發(fā)明人實(shí)現(xiàn)的發(fā)明，但本發(fā)明不限于上述實(shí)施例，以及不用說，在不背離其精神的情況下，可以進(jìn)行各種不同的改變和改進(jìn)。例如，在上述實(shí)施例中，將具有滯后-超前特性、包括電容器C2和C3以及電阻器R3的濾波器用作振幅環(huán)路的正向通路上的第一濾波器213，但濾波器可用于連接的電阻器和電容器，以便更多一點(diǎn)地改變噪聲抑制度，其范圍使得第一濾波器213的滯后-超前特性沒有大的變化。
如上所述，根據(jù)GSM體系結(jié)構(gòu)和DCS1800體系結(jié)構(gòu)這兩種體系結(jié)構(gòu)，已經(jīng)描述了其中將本發(fā)明應(yīng)用于能通信的雙頻帶體系結(jié)構(gòu)的系統(tǒng)的情形。然而，在除GSM體系結(jié)構(gòu)或DCS體系結(jié)構(gòu)或兩者外、構(gòu)造成能執(zhí)行根據(jù)PCS(個(gè)人通信系統(tǒng))1900的通信的三頻帶體系結(jié)構(gòu)的系統(tǒng)中，即使在除GMSK調(diào)制模式外，還能執(zhí)行依賴于根據(jù)8-PSK調(diào)制模式的調(diào)相的通信的情況下，也能使用本發(fā)明。也可以采用850MHz(美國頻帶)。
權(quán)利要求
1.一種發(fā)射機(jī)，包括相位控制環(huán)路，用于控制從發(fā)射振蕩器輸出的載波的相位；以及振幅控制環(huán)路，用于控制從功率放大器輸出的輸出信號(hào)的發(fā)射振幅，其中，由包括電容器和電阻器的第一無源濾波器以及僅包括電容器的第二無源濾波器構(gòu)成在設(shè)置所述振幅控制環(huán)路上、并限制所述振幅控制環(huán)路的頻帶的濾波器，以及在所述第一無源濾波器和所述第二無源濾波器的相應(yīng)的前級(jí)設(shè)置若干個(gè)電流輸出型電路。
2.一種發(fā)射機(jī)，包括用于生成載波的發(fā)射振蕩器；用于放大所生成的載波信號(hào)的功率放大器；相位控制環(huán)路，包括用于將參考信號(hào)和反饋信號(hào)進(jìn)行比較以及輸出對(duì)應(yīng)于其相位差的信號(hào)的相位檢測器，并控制從所述發(fā)射振蕩器輸出的載波的相位；以及振幅控制環(huán)路，包括用于比較參考信號(hào)和反饋信號(hào)和用于輸出對(duì)應(yīng)于其振幅差的信號(hào)的振幅檢測器，以及控制從所述功率放大器輸出的輸出信號(hào)的發(fā)射振幅，其中，由具有滯后-超前特性的第一無源濾波器和全積分器型的第二無源濾波器構(gòu)成在設(shè)置所述振幅控制環(huán)路上、并限制所述振幅控制環(huán)路的頻帶的濾波器，以及在所述第一無源濾波器和所述第二無源濾波器的相應(yīng)的前級(jí)設(shè)置若干個(gè)電流輸出型電路。
3.如權(quán)利要求1所述的發(fā)射機(jī)，其中，在第一操作模式中，執(zhí)行通過所述相位控制環(huán)路和所述振幅控制環(huán)路的相位和振幅調(diào)制，以便發(fā)射信號(hào)；在第二操作模式中，執(zhí)行通過所述相位控制環(huán)路的相位調(diào)制，以便發(fā)射信號(hào)；以及在所述第一操作模式和所述第二操作模式中，所述相位控制環(huán)路共同用來執(zhí)行相位調(diào)制。
4.如權(quán)利要求3所述的發(fā)射機(jī)，其中，所述第一無源濾波器被設(shè)置位于所述第二無源濾波器前的其前級(jí)。
5.如權(quán)利要求4所述的發(fā)射機(jī)，其中，設(shè)置在所述第二無源濾波器的前級(jí)的所述電流輸出型電路被設(shè)計(jì)成構(gòu)成全積分器電路，其包括所述電流輸出型電路、所述第二無源濾波器和設(shè)置在所述第二無源濾波器的后級(jí)的電路。
6.如權(quán)利要求1所述的發(fā)射機(jī)，其中，在從所述功率放大器到在所述振幅控制環(huán)路中的所述振幅檢測器的反饋通路上設(shè)置第一自動(dòng)增益控制放大器；在從所述振幅檢測器到在所述振幅控制環(huán)路中的所述功率放大器的正向通路上設(shè)置第二自動(dòng)增益控制放大器，以及所述第一和第二自動(dòng)增益控制放大器的增益被控制，以便使所述第一自動(dòng)增益控制放大器的增益和所述第二自動(dòng)增益控制放大器的所述增益的乘積保持近似恒定。
7.如權(quán)利要求1所述的發(fā)射機(jī)，其中，提供偏壓，以便使所述功率放大器工作在所述第一和第二操作模式中的非線性區(qū)。
8.如權(quán)利要求1所述的發(fā)射機(jī)，其中，所述功率放大器由場效應(yīng)晶體管構(gòu)成，以及在所述振幅控制環(huán)路中生成的電壓被施加到所述場效應(yīng)晶體管的漏極和源極之一上，以便控制所述晶體管的增益。
9.一種無線通信裝置，包括如權(quán)利要求1所述的發(fā)射機(jī)、用于基于發(fā)射數(shù)據(jù)生成基帶信號(hào)的基帶電路、以及用于根據(jù)在所述基帶電路中生成的基帶信號(hào)執(zhí)行調(diào)相和調(diào)幅的調(diào)制器。
10.如權(quán)利要求9所述的無線通信裝置，其中，在所述基帶電路中生成用于控制所述第一自動(dòng)增益控制放大器的增益和所述第二自動(dòng)增益控制放大器的增益的信號(hào)。
11.一種發(fā)射機(jī)，其結(jié)構(gòu)基本上如參考附圖所述。
12.一種無線通信裝置，其結(jié)構(gòu)基本上如參考附圖所述。
全文摘要
在具有相位控制環(huán)路和振幅控制環(huán)路的極性環(huán)體系結(jié)構(gòu)的發(fā)射機(jī)中，作為用于控制振幅控制環(huán)路的環(huán)路頻帶的環(huán)路濾波器，采用具有滯后－超前特性的第一濾波器(包括電容器和電阻器的二次或更高次濾波器)和全積分器型的第二濾波器(僅包括電容器的濾波器)，以及使電流輸出型電路連接到第一和第二濾波器的相應(yīng)的前級(jí)。
文檔編號(hào)H04B1/04GK1647396SQ03807554
公開日2005年7月27日 申請日期2003年2月18日 優(yōu)先權(quán)日2002年5月31日
發(fā)明者山脇大造, 梶原久芳, 高野亮一, 帕特里克·武爾姆 申請人:株式會(huì)社瑞薩科技, Ttpcom有限公司