專利名稱：在寬帶ofdm系統(tǒng)中的聯(lián)合信道和噪聲方差估計(jì)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明一般涉及通信系統(tǒng)，尤其是涉及一種用于在寬帶正交調(diào)頻局域網(wǎng)中執(zhí)行窄帶干擾抵消的改進(jìn)的系統(tǒng)和相關(guān)的方法。
背景技術(shù)：
IEEE802.11WLAN標(biāo)準(zhǔn)在數(shù)據(jù)速率、調(diào)制類型和擴(kuò)展頻譜技術(shù)方面提供了多個(gè)物理(PHY)層選項(xiàng)。在802.11的初始修訂版中，將三個(gè)物理層標(biāo)準(zhǔn)化。它們包括直接序列(DS)擴(kuò)展頻譜PHY、跳頻(FH)擴(kuò)展頻譜PHY和紅外線(IR)PHY。所有的三個(gè)體系結(jié)構(gòu)被設(shè)計(jì)成在2.4GHz頻帶中工作。
對(duì)于802.11標(biāo)準(zhǔn)的第二次擴(kuò)展(即IEEE802.11b)基于工作在2.4GHz ISM頻帶的直接序列擴(kuò)展頻譜/補(bǔ)碼鍵控(DSSS/CCK)，定義物理層的要求，使數(shù)據(jù)速率達(dá)到11Mbps。當(dāng)原始802.11b規(guī)范被許可的時(shí)候，IEEE同時(shí)許可了802.11a的規(guī)范，其被設(shè)計(jì)成能以從6Mps到54Mps的數(shù)據(jù)速率范圍使用工作在5GHz U-NII頻率的基于正交頻分多路復(fù)用(OFDM)的PHY層。
在2001年11月，IEEE 802.11委員會(huì)采納一種草案標(biāo)準(zhǔn)，即802.11g/D2.1，其提出重復(fù)使用OFDM物理層(PHY)以供在2.4GHz頻帶中使用，該OFDM物理層當(dāng)前在5GHz頻帶中被用作802.11a標(biāo)準(zhǔn)。該802.11g標(biāo)準(zhǔn)的完整的說(shuō)明可以在IEEE 802.11g/D2.1“Draftsupplement to 802.11-1999，Wireless LAN MAC and PHYspecificationsFurther Higher-Speed Physical Layer(PHY)extensions in the 2.4GHz band”中找到，在此將其整體引用以作參考。眾所周知，802.11g標(biāo)準(zhǔn)使用比特交錯(cuò)編碼調(diào)制(BICM)與正交頻分調(diào)制(OFDM)的結(jié)合以抗擊多路徑衰落的影響。
采納OFDM PHY層以用在2.4GHz頻帶之中的一個(gè)缺點(diǎn)是，在2.4GHz和5GHz頻帶中的工作環(huán)境是非常不同的，因此如果在2.4GHz直接使用為5GHz開(kāi)發(fā)的實(shí)現(xiàn)方式可能導(dǎo)致系統(tǒng)性能降低。尤其是，值得注意的一個(gè)重要的工作環(huán)境差別是在2.4GHz頻帶中存在藍(lán)牙系統(tǒng)。藍(lán)牙是一種計(jì)算和電信行業(yè)規(guī)范，其描述如何使用近程的無(wú)線連接使移動(dòng)電話、計(jì)算機(jī)和個(gè)人數(shù)字助理(PDA)可以容易地彼此相互連接和與家用和商用電話以及計(jì)算機(jī)相互連接。藍(lán)牙的詳細(xì)描述可以在K.V.S.S.S.SSairam等人撰寫(xiě)的“Bluetooth in wireless communications”(IEEECommunications Magazine，vol.40，no.6，pp.90-96，2002年6月)中找到，其整體在此引用以作參考。藍(lán)牙系統(tǒng)是窄帶(即，1MHz帶寬)跳頻系統(tǒng)。相比之下，WLAN是沒(méi)有跳頻的寬帶(即，22MHz帶寬)系統(tǒng)。研究已經(jīng)表明在沖突的情況下(即，在藍(lán)牙分組與802.11分組沖突的情況下)藍(lán)牙對(duì)WLAN的干擾影響可能是災(zāi)難性的，后者的誤碼率非常高。一個(gè)上述的研究可以在引用在此以作參考的I.Howitt撰寫(xiě)的“WLAN and WPAN coexistence in UL band”(IEEE transactionsVeh.Tech.，Vol.50，no.4，pp.1114-1124，2001年七月)中找到，其顯示在有窄帶干擾信號(hào)(諸如藍(lán)牙)的情況下，按照802.11g工作的WLAN的性能顯著地降低了。雖然在MAC層中的干擾避免機(jī)制可以是有用的，但它們是不完善的解決方案，因?yàn)樗鼈兿拗屏嗽揥LAN系統(tǒng)的可用通量。
因此，存在對(duì)一種PHY層算法的需要，該算法在有干擾(諸如藍(lán)牙干擾)的情況下允許802.11g WLAN系統(tǒng)更為強(qiáng)健。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明是針對(duì)一種使用在無(wú)線局域網(wǎng)(WLAN)之中的系統(tǒng)和方法，用于在存在窄帶干擾信號(hào)的情況下同時(shí)估計(jì)未知的多路徑信道和噪聲特性，并且使用該信道和噪聲估計(jì)來(lái)改善系統(tǒng)性能。本發(fā)明在無(wú)需對(duì)于頻帶中干擾的位置的先驗(yàn)知識(shí)的情況下估計(jì)未知的多路徑信道和噪聲特性，并且使用這個(gè)信息來(lái)產(chǎn)生用于維特比(Viterbi)解碼器的軟量度(soft-metrics)。通過(guò)使用改善的信道和噪聲估計(jì)，盡管與干擾分組沖突，但802.11g WLAN系統(tǒng)的分組錯(cuò)誤率(PER)可以被保持，從而允許該802.11g系統(tǒng)對(duì)于干擾較不敏感。
當(dāng)前，通過(guò)使用在MAC層上采用的協(xié)作方法，用于提供干擾抵消的傳統(tǒng)方案試圖避免在諸如藍(lán)牙的干擾系統(tǒng)之間的沖突。但是，避免沖突具有降低WLAN系統(tǒng)的整體比特率的缺點(diǎn)，僅僅允許在藍(lán)牙傳輸之間傳輸。對(duì)在PHY層上的干擾抵消的探查方法所進(jìn)行的研究極少。本發(fā)明通過(guò)提供一種在PHY層上定義的干擾抵消的方法來(lái)解決這個(gè)需要，在存在藍(lán)牙干擾的情況下，該方法允許802.11g系統(tǒng)的分組錯(cuò)誤率(PER)被保持。
在一個(gè)優(yōu)選實(shí)施例中，本發(fā)明提供了一種在PHY層上的卷積解碼器中使用的用于估計(jì)多路徑信道和干擾特性的改進(jìn)的方法，以便在存在來(lái)自諸如藍(lán)牙的系統(tǒng)的窄帶干擾的情況下改善系統(tǒng)性能。


參考結(jié)合附圖所做的以下的詳細(xì)說(shuō)明可以更完整地理解本發(fā)明的方法和設(shè)備，其中圖1舉例說(shuō)明一個(gè)可對(duì)其應(yīng)用本發(fā)明的實(shí)施例的代表性的網(wǎng)絡(luò)；圖2a舉例說(shuō)明按照IEEE 802.11g標(biāo)準(zhǔn)的IEEE 802.11g數(shù)據(jù)分組30的格式；圖2b是圖2a的數(shù)據(jù)分組的PLCP前同步字段結(jié)構(gòu)的更詳細(xì)的說(shuō)明；圖2c是兩個(gè)長(zhǎng)訓(xùn)練序列(即，圖2b的(L1，L2))的結(jié)構(gòu)的詳細(xì)說(shuō)明；圖3舉例說(shuō)明典型的網(wǎng)絡(luò)節(jié)點(diǎn)的結(jié)構(gòu)；圖4舉例說(shuō)明用于按照現(xiàn)有技術(shù)執(zhí)行Tx功能的PHY單元46的發(fā)射機(jī)部分50；圖5是舉例說(shuō)明構(gòu)成用于執(zhí)行Rx功能的圖4的PHY單元的接收機(jī)部分的那些元件的框圖；圖6舉例說(shuō)明構(gòu)成信道脈沖時(shí)間/頻率關(guān)系的矩陣分量；圖7舉例說(shuō)明噪聲相關(guān)矩陣Rn；圖8是描述按照本發(fā)明一個(gè)實(shí)施例的用于獲得更細(xì)化的噪聲估計(jì)的步驟的流程圖；圖9是按照本發(fā)明一個(gè)實(shí)施例的被修改成結(jié)合了改進(jìn)的限幅器的圖5的接收機(jī)的圖；和圖10是描述按照本發(fā)明第二個(gè)實(shí)施例的用于獲得更細(xì)化的噪聲估計(jì)的步驟的流程圖。
具體實(shí)施例方式
在下面的描述中，為了解釋而不是限制的目的，闡述了諸如特定的體系結(jié)構(gòu)、接口、技術(shù)等等具體的細(xì)節(jié)，以便提供對(duì)本發(fā)明的深入理解。為了簡(jiǎn)明和清楚起見(jiàn)，公知的設(shè)備、電路和方法的詳細(xì)說(shuō)明被省略，以便不會(huì)使不必要的細(xì)節(jié)模糊對(duì)本發(fā)明的描述。
圖1舉例說(shuō)明一個(gè)可對(duì)其應(yīng)用本發(fā)明的實(shí)施例的代表性的網(wǎng)絡(luò)。如同所示，BSS網(wǎng)絡(luò)10包括多個(gè)網(wǎng)絡(luò)節(jié)點(diǎn)(例如，AP、STA1、STA2、STA3和STA4)。應(yīng)當(dāng)注意到，為了說(shuō)明的目的，在圖1中示出的網(wǎng)絡(luò)是很小的。實(shí)際上，大多數(shù)的網(wǎng)絡(luò)會(huì)包括數(shù)量多得多的移動(dòng)STA。還要注意到，雖然圖2和以下的描述是參考BSS網(wǎng)絡(luò)提供的，但是本發(fā)明的原理同樣地適用于IBSS網(wǎng)絡(luò)。在圖1的網(wǎng)絡(luò)中，在至少兩個(gè)網(wǎng)絡(luò)節(jié)點(diǎn)之間經(jīng)空中通信期間，為了在其間傳輸數(shù)據(jù)分組的目的，第一網(wǎng)絡(luò)節(jié)點(diǎn)(例如，AP)起發(fā)送網(wǎng)絡(luò)節(jié)點(diǎn)的作用，并且至少一個(gè)第二網(wǎng)絡(luò)節(jié)點(diǎn)(例如，STA2)起接收網(wǎng)絡(luò)節(jié)點(diǎn)的作用。
圖2a舉例說(shuō)明按照IEEE 802.11g標(biāo)準(zhǔn)的IEEE 802.11g數(shù)據(jù)分組30的格式。數(shù)據(jù)分組可以對(duì)應(yīng)于多個(gè)OFDM幀具有可變長(zhǎng)度，并且典型地大約是500-1500字節(jié)。所示出的數(shù)據(jù)分組30具有包括三個(gè)主要字段的格式(1)物理層收斂過(guò)程(PLCP)前同步字段32、(2)信號(hào)字段34和(3)數(shù)據(jù)字段36。
圖2b是圖2a的數(shù)據(jù)分組30的PLCP前同步字段32的結(jié)構(gòu)的更詳細(xì)的說(shuō)明。前同步字段32具有16微秒的持續(xù)時(shí)間，并且由十個(gè)重復(fù)的短訓(xùn)練序列(即，S1-S10)和兩個(gè)重復(fù)的長(zhǎng)訓(xùn)練序列(L1，L2)組成。該十個(gè)重復(fù)的短訓(xùn)練序列S1-S10在接收機(jī)上起提供同步和定時(shí)的作用，其中的細(xì)節(jié)不適用于本發(fā)明。在下面將參考圖2c描述所述兩個(gè)長(zhǎng)訓(xùn)練序列(L1，L2)。數(shù)據(jù)分組30的信號(hào)34字段由一個(gè)由24比特構(gòu)成的OFDM幀組成，所述24比特傳送該數(shù)據(jù)分組30的數(shù)據(jù)速率和長(zhǎng)度。數(shù)據(jù)分組30的數(shù)據(jù)字段36由使用在信號(hào)字段34中指定的模式的可變數(shù)量的OFDM幀組成。該數(shù)據(jù)字段36包含將要在該網(wǎng)絡(luò)10中從發(fā)送節(jié)點(diǎn)(例如，AP)發(fā)送給接收節(jié)點(diǎn)(例如，STA1)的數(shù)據(jù)比特。
圖2c是兩個(gè)長(zhǎng)訓(xùn)練序列(即，圖2b的(L1，L2))的結(jié)構(gòu)的詳細(xì)說(shuō)明。所述兩個(gè)長(zhǎng)訓(xùn)練序列(L1，L2)對(duì)于執(zhí)行本發(fā)明的方法是必不可少的，如將在下面所描述的那樣。如圖2c所示，每個(gè)訓(xùn)練序列(L1，L2)由48個(gè)“已知的”數(shù)據(jù)比特a1至a48組成。即，發(fā)射機(jī)和接收機(jī)兩者都具有對(duì)數(shù)據(jù)比特a1至a24的值的先驗(yàn)知識(shí)，并且使用該知識(shí)得出信道估計(jì)。
典型地，僅第一個(gè)長(zhǎng)訓(xùn)練序列L1被用于推導(dǎo)出信道估計(jì)，而后該信道估計(jì)可以通過(guò)利用第二個(gè)長(zhǎng)訓(xùn)練序列L2以及對(duì)結(jié)果求平均而被進(jìn)一步細(xì)化。
現(xiàn)在參考圖3，典型的網(wǎng)絡(luò)節(jié)點(diǎn)40的結(jié)構(gòu)被示為包括處理器42、通過(guò)數(shù)據(jù)接口43連接到該處理器42的媒體訪問(wèn)控制(MAC)單元44、通過(guò)MAC至PHY I/O總線45連接到該MAC單元44的物理層(PHY)單元46。正如以上討論的，和已經(jīng)在該MAC層44上實(shí)現(xiàn)的現(xiàn)有技術(shù)方法形成對(duì)比，本發(fā)明優(yōu)選地被實(shí)現(xiàn)為在網(wǎng)絡(luò)節(jié)點(diǎn)40的PHY單元46中的算法。
圖4舉例說(shuō)明用于按照802.11g標(biāo)準(zhǔn)執(zhí)行Tx功能的PHY單元46的發(fā)射機(jī)部分50。將參考圖4描述的操作是為大家所熟知的，并且在IEEE 802.11g標(biāo)準(zhǔn)中詳細(xì)描述。如同所示，該發(fā)射機(jī)50部分包括擾頻器51、卷積編碼器52、交錯(cuò)器53、比特至符號(hào)編碼器54、串行至并行轉(zhuǎn)換器55、IFFT單元56、并行至串行轉(zhuǎn)換器57和保護(hù)間隔發(fā)生器單元59。
在數(shù)據(jù)發(fā)送過(guò)程期間，MAC接口24經(jīng)由MAC至PHY I/O總線26提供數(shù)據(jù)比特bi給擾頻器51。該擾頻器51確保作為呈送給卷積編碼器52的輸入端的數(shù)據(jù)基本上在模式方面是隨機(jī)的。該卷積編碼器52以前向糾錯(cuò)碼來(lái)編碼經(jīng)擾頻的數(shù)據(jù)模式，并且比特交錯(cuò)器53隨后交錯(cuò)該編碼的數(shù)據(jù)。如在該領(lǐng)域眾所周知的，卷積編碼器52配備有用于從基本碼將卷積編碼器的輸出從1/2編碼速率轉(zhuǎn)換到其它的編碼速率(例如，2/3)的刪余(puncturing)塊。從交錯(cuò)器53輸出的交錯(cuò)的編碼比特被輸入給比特至符號(hào)編碼器54，其將該交錯(cuò)/編碼的比特分組為由調(diào)制方式或者類型指定的預(yù)定長(zhǎng)度的數(shù)據(jù)符號(hào)ak。然后，所述數(shù)據(jù)符號(hào)ak被以N個(gè)符號(hào)為一組提供給串行至并行轉(zhuǎn)換器55，其中在本802.11g實(shí)施例中，N＝48個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)加上12個(gè)填充零符號(hào)。從該串行至并行轉(zhuǎn)換器57輸出的符號(hào)流被作為輸入提供給IFFT單元56，并且在其中被處理，以將N個(gè)所提供的數(shù)據(jù)符號(hào)從頻率域變換為時(shí)間域。
在本實(shí)施例中，在每個(gè)迭代中，IFFT單元56并行地輸出N＝64個(gè)復(fù)值。從該IFFT單元56輸出的64個(gè)復(fù)數(shù)被作為輸入提供給并行至串行轉(zhuǎn)換器單元57，其輸出串行化的流S1。
然后，該串行化的流S1被作為輸入提供給保護(hù)間隔單元58。由于在802.11g系統(tǒng)中長(zhǎng)的符號(hào)持續(xù)時(shí)間，可能由信道時(shí)間彌散(dispersion)引起符號(hào)間干擾，其可以通過(guò)對(duì)每個(gè)發(fā)送的數(shù)據(jù)分組使用保護(hù)間隔作為前綴來(lái)消除。為了保持?jǐn)?shù)據(jù)分組的正交性，每個(gè)前綴的內(nèi)容是當(dāng)前數(shù)據(jù)分組的最后部分的復(fù)制，因此使得每個(gè)數(shù)據(jù)分組看起來(lái)是部分循環(huán)的。因而，保護(hù)間隔通常被稱為循環(huán)前綴。循環(huán)前綴的長(zhǎng)度被選擇為大于該信道沖激響應(yīng)的長(zhǎng)度。在用于802.11g系統(tǒng)的本實(shí)施例中，該循環(huán)前綴被選擇為16個(gè)FFT符號(hào)(0.8微秒)，這對(duì)于每個(gè)OFDM幀持續(xù)時(shí)間給出4微秒的總長(zhǎng)度。但是，注意到，在替換的實(shí)施例中，循環(huán)前綴長(zhǎng)度可能大于或者小于16個(gè)符號(hào)。
經(jīng)修改的符號(hào)流S1′現(xiàn)在由80個(gè)復(fù)數(shù)符號(hào)(從IFFT單元56提供的16個(gè)附加的循環(huán)前綴符號(hào)加上64個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)(48個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)+12個(gè)填充零符號(hào)))構(gòu)成，然后其由調(diào)制器59按照所定義的OFDM調(diào)制格式或者類型之一調(diào)制以便經(jīng)無(wú)線媒體傳輸。
圖5是舉例說(shuō)明構(gòu)成用于執(zhí)行接收機(jī)(Rx)功能的PHY單元22的接收機(jī)60部分的那些元件的框圖。如同所示，接收機(jī)60包括用于剝離保護(hù)間隔(即，在發(fā)射機(jī)50處附加上的16個(gè)循環(huán)前綴符號(hào))的保護(hù)剝離單元61。而后，剩余的是由64個(gè)復(fù)數(shù)數(shù)據(jù)符號(hào)組成的原始符號(hào)流。接下來(lái)，64個(gè)復(fù)數(shù)數(shù)據(jù)符號(hào)的被剝離后的數(shù)據(jù)流被提供給串行至并行轉(zhuǎn)換器63，該串行至并行轉(zhuǎn)換器63輸出所述64個(gè)復(fù)數(shù)符號(hào)到快速傅里葉變換(FFT)單元65，該快速傅里葉變換(FFT)單元65將所述64個(gè)復(fù)數(shù)符號(hào)從時(shí)間域變換到頻率域，其中每個(gè)頻率段(bin)有一個(gè)值k。
注意到，在802.11g的本實(shí)施例中，F(xiàn)FT的大小是64，其表示載波的數(shù)目k。當(dāng)然，本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員將認(rèn)識(shí)到，對(duì)于不同的應(yīng)用FFT的大小可以是不同的。在頻率域中的64個(gè)復(fù)值被從該FFT單元65輸出，并且作為輸入提供給并行至串行單元66，用于轉(zhuǎn)換回串行化的流。從該并行至串行單元66輸出的該串行化的流被同時(shí)提供給比特量度單元67和提供給限幅器和噪聲方差估計(jì)器單元68。該噪聲方差估計(jì)器68對(duì)該串行化的流執(zhí)行兩個(gè)操作。第一個(gè)操作是把在該流中的每個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)ak限幅為其最靠近的星座圖(constellation)點(diǎn)。第二個(gè)操作是計(jì)算噪聲方差估計(jì)。限幅的數(shù)據(jù)符號(hào)和噪聲方差估計(jì)被作為輸入提供給比特量度單元67，該比特量度單元67為構(gòu)成限幅的數(shù)據(jù)符號(hào)ak的1、2、4或者6比特(b0至b5)的每個(gè)計(jì)算軟量度值。限幅的數(shù)據(jù)符號(hào)取決于特定的應(yīng)用可以包括1、2、4或者6比特。如在本領(lǐng)域眾所周知的，所發(fā)送的符號(hào)ak可以從公知的星座圖(包括BPSK、QPSK、16QAM或者64QAM)中的任何一個(gè)中推導(dǎo)出，其中ak分別表示1、2、4或者6比特。
軟量度值在比特量度單元67中被計(jì)算，和在去交錯(cuò)器69中去交錯(cuò)。然后，去交錯(cuò)的值被提供給維特比解碼器71。注意到，軟量度值是作為維特比解碼器71的需求由該比特量度單元67計(jì)算的。
本發(fā)明的發(fā)明人認(rèn)識(shí)到，在接收機(jī)中的“A”點(diǎn)處，在頻率段k上的接收信號(hào)rk具有通常的形式rk＝Hkak+nk，k＝1，…，N (1)這里rk是在頻率段k處的接收信號(hào)；Hk表示在頻率段k處的信道值；ak表示所發(fā)送的符號(hào)的實(shí)際值，其是接收機(jī)已知的(即，ak是來(lái)自長(zhǎng)訓(xùn)練序列L1的符號(hào))；nk表示在頻率段k處具有方差σk2的噪聲；和N表示載波的數(shù)目(即，F(xiàn)FT的大小)。
方程(1)是用于接收信號(hào)rk的一般化的表達(dá)式，其是已知符號(hào)ak乘以信道因子Hk再加上任一附加噪聲nk的傳輸?shù)慕Y(jié)果。為了估計(jì)信道特性Hk的目的，在方程(1)中被作為數(shù)據(jù)分組(參見(jiàn)圖2c)的長(zhǎng)訓(xùn)練序列部分的一部分發(fā)送的數(shù)據(jù)符號(hào)ak在發(fā)射機(jī)和接收機(jī)兩者上都是先前已知的。
為了計(jì)算軟量度，首先從所定義的星座圖中定義星座圖點(diǎn)Cip的子集作為符號(hào)集合，以使得bi＝p，這里p是0或者1。如方程(2)和(3)所示，第一步是為每個(gè)比特bi找到二個(gè)符號(hào)a0，i和a1，i 這里a0，i是第i個(gè)比特是零的概率；和a1，i是第i個(gè)比特是一的概率。
這樣，軟量度mk(bi)可以被如下計(jì)算為
一個(gè)關(guān)于方程(4)的重要的觀察結(jié)果是，在傳統(tǒng)的接收機(jī)(諸如在圖5中示出的那個(gè))中，噪聲被假設(shè)為是白噪聲。特別地，在方程(4)的分母中示出的噪聲方差項(xiàng)σk2被假設(shè)為對(duì)于所有的頻率k都是恒定的，并且被忽略。但是，在頻帶中存在干擾(諸如藍(lán)牙干擾)的情況下，該噪聲方差不是恒定的，而是代之以隨著頻率而變化。因此，某些數(shù)量的頻率段k比其他的具有更高的噪聲值。因此，在頻帶中存在干擾的情況下，該噪聲方差項(xiàng)σk2不能被忽略。這樣做將導(dǎo)致嚴(yán)重地降低性能。
本發(fā)明的發(fā)明人已經(jīng)認(rèn)識(shí)到需要考慮在頻帶中存在的干擾，并且已經(jīng)建立一個(gè)簡(jiǎn)化的干擾模型。在該簡(jiǎn)化的干擾模型中，假定藍(lán)牙系統(tǒng)工作在與802.11g系統(tǒng)相同的頻帶中的1MHz上。在此情形下，每個(gè)所發(fā)送的802.11g數(shù)據(jù)分組將具有工作的N＝64個(gè)信道之中的3個(gè)順序的頻道ki至ki+2，所述工作的N＝64個(gè)信道將包括具有方差σb2的附加高斯噪聲干擾。按照該簡(jiǎn)化的干擾模型，可以開(kāi)發(fā)如將在以下描述的信道估計(jì)。
按照用于推導(dǎo)信道估計(jì)的現(xiàn)有技術(shù)方法，方程在忽略噪聲項(xiàng)nk的同時(shí)求解方程(1)的Hk，該噪聲項(xiàng)nk被假設(shè)為是具有零均值和方差的白高斯噪聲(AWGN)。在白噪聲的假設(shè)之下求解方程(1)的Hk，得到Hk＝rk/ak(6)在噪聲被假設(shè)為在頻帶上是平坦的情況下(即，AWGN)，該噪聲項(xiàng)nk可以被忽略。在此假設(shè)之下，在每個(gè)頻率段k處的信道值或者響應(yīng)Hk與在每個(gè)其他的頻率段處的響應(yīng)無(wú)關(guān)。
但是，應(yīng)該理解，雖然假設(shè)噪聲在頻帶上是平坦的簡(jiǎn)化了信道估計(jì)，但其在兩個(gè)重要的方面遭受損害。首先，通過(guò)使用長(zhǎng)度為16個(gè)符號(hào)的循環(huán)前綴，假定信道的沖激響應(yīng)在時(shí)間上不是非常寬的。由于在頻率域和時(shí)間域之間的線性，所以在時(shí)間上16個(gè)獨(dú)立的樣本對(duì)應(yīng)于在頻率上16個(gè)獨(dú)立的樣本。因此，即使在802.11g中FFT的大小是64，在頻率上僅有所述64個(gè)樣本中的16個(gè)是獨(dú)立的樣本。方程(6)的傳統(tǒng)的“簡(jiǎn)化的”信道估計(jì)沒(méi)有將這個(gè)相關(guān)性考慮在內(nèi)。
使用方程(6)的簡(jiǎn)化的信道估計(jì)的第二個(gè)缺點(diǎn)是所有有關(guān)噪聲項(xiàng)的信息都被忽略不計(jì)。在本領(lǐng)域中這通常被稱為迫零或者均衡。
本發(fā)明通過(guò)提供對(duì)噪聲項(xiàng)的估計(jì)來(lái)克服所述的缺點(diǎn)。在頻帶中存在干擾(諸如本發(fā)明所特別針對(duì)的藍(lán)牙干擾)的情形下提供噪聲估計(jì)是尤其有益的。
用于推導(dǎo)信道估計(jì)的第一個(gè)實(shí)施例現(xiàn)在將描述本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例，其用于在存在窄帶干擾(例如，藍(lán)牙干擾)的情況下同時(shí)估計(jì)信道和噪聲，并且從而改善系統(tǒng)的性能。
本發(fā)明的發(fā)明人認(rèn)識(shí)到在時(shí)間域中的信道沖激響應(yīng)具有在頻率域中對(duì)應(yīng)的結(jié)構(gòu)，即傅里葉結(jié)構(gòu)。在頻率域中，該信道沖激響應(yīng)hi的傅里葉變換可以被寫(xiě)作 方程(7)可以被作為時(shí)間/頻率關(guān)系以矩陣形式重新寫(xiě)作[H]＝[F][h](8)圖6舉例說(shuō)明方程(8)的矩陣元素的展開(kāi)圖。如同所示，在頻率中的信道沖激響應(yīng)[H]被示為是一個(gè)(N×1)(例如，64×1)矩陣，矩陣[F]是一個(gè)N×Nc(例如，64×16)截取的傅里葉矩陣并且乘以矩陣[h]，該矩陣[h]是一個(gè)表示在時(shí)間域中的信道響應(yīng)的(N×1)(例如，64×1)矩陣。注意到，對(duì)于本實(shí)施例，矩陣[h]僅包括16個(gè)非零值h0-h15，其對(duì)應(yīng)于在時(shí)間中的獨(dú)立變量的數(shù)目。這16個(gè)值對(duì)應(yīng)于循環(huán)前綴的長(zhǎng)度。
將方程(8)的時(shí)間/頻率矩陣關(guān)系式代入方程(1)并且以矩陣形式重新寫(xiě)出ak，得到一個(gè)用于在該接收鏈中的點(diǎn)“A”(參見(jiàn)圖5，點(diǎn)“A”)處所接收的信號(hào)模型的矩陣解r＝[A][F][h]+[n] (9)
這里A是由已知的發(fā)送符號(hào)ak組成的N×N對(duì)角矩陣。
對(duì)于訓(xùn)練幀來(lái)說(shuō)，矩陣[A]和[F]兩者都是先前已知的。將Rn定義成噪聲向量[n]的相關(guān)矩陣，并且[G]＝[A][F]，信道沖激響應(yīng)向量和頻率響應(yīng)向量的最小平方估計(jì)可以被寫(xiě)作如下 可以由方程(10)和(11)得到兩個(gè)觀察結(jié)果。第一，假定循環(huán)前綴長(zhǎng)度Nc＝N，并且噪聲相關(guān)矩陣Rn＝σ2I(這里I是單位矩陣)，方程(11)可以被簡(jiǎn)化為方程(6)，即“簡(jiǎn)化的”信道估計(jì)。第二，除了該噪聲相關(guān)矩陣Rn以外，在信道的頻率估計(jì)中所需要的所有的矩陣(即，Hk)是預(yù)先已知的并且可以在接收機(jī)處被預(yù)先計(jì)算。也就是說(shuō)，對(duì)于訓(xùn)練幀L1來(lái)說(shuō)矩陣[A]和[F]兩者并且因此[G]都是先前已知的。此外，r是作為所接收的向量已知的。在方程(11)中唯一未知的是噪聲相關(guān)矩陣Rn。因此，如果假定是白噪聲，則接收機(jī)只是需要執(zhí)行一個(gè)矩陣向量與所接收的向量r的乘法運(yùn)算，以獲得信道估計(jì)，如下所述H^LS=F(G11G)-1G11I---(12)]]>本發(fā)明利用這兩個(gè)所述的觀察結(jié)果，以便按照本發(fā)明的方法推導(dǎo)信道和噪聲估計(jì)。特別地，該方法通?？梢员碚鳛橐粋€(gè)兩個(gè)步驟的方法。第一，假設(shè)是白噪聲(盡管在頻帶中實(shí)際存在干擾)而進(jìn)行簡(jiǎn)化的信道估計(jì)。第二，在第一步驟假設(shè)白噪聲的情況下推導(dǎo)出信道估計(jì)之后，然后噪聲可以被容易地估計(jì)。在下面將詳細(xì)描述每個(gè)步驟。
按照在干擾環(huán)境中用于進(jìn)行信道和噪聲估計(jì)的第一個(gè)實(shí)施例，首先在假設(shè)是白噪聲的情況下推導(dǎo)簡(jiǎn)化的信道估計(jì)。通過(guò)考慮圖7的噪聲相關(guān)矩陣Rn，在實(shí)際的干擾環(huán)境中假設(shè)白噪聲是獲得信道估計(jì)的一種合理的方法。在窄帶干擾的情況下，在該噪聲相關(guān)矩陣Rn中僅有占總數(shù)很小百分比的值會(huì)具有較高的噪聲值。例如，在窄帶藍(lán)牙干擾的特定情況下，可能會(huì)示出在該相關(guān)矩陣Rn中的64個(gè)頻率噪聲方差項(xiàng)中的僅僅3個(gè)會(huì)具有較高的噪聲方差值。在給出這個(gè)比較低的百分比(即，.047)的情況下，由于所述的理由初始假設(shè)白噪聲以便獲得信道估計(jì)既是合理的也是正當(dāng)?shù)摹?br> 在白噪聲的假設(shè)之下，如在圖7中舉例說(shuō)明的那樣，方程(11)的該噪聲相關(guān)矩陣Rn變?yōu)閱挝痪仃嘔，并且接收機(jī)只是需要執(zhí)行一個(gè)矩陣向量與所接收的向量r的乘法運(yùn)算，以獲得簡(jiǎn)化的信道估計(jì)Hk。在白噪聲假設(shè)之下，方程(11)被簡(jiǎn)化為方程(12)。
H‾^LS=F(G11G)-1G11I---(12)]]>已經(jīng)在該方法的第一步驟中進(jìn)行了信道估計(jì)，然后必須確定噪聲方差估計(jì)。為了這樣做，在第一步驟中通過(guò)方程(12)計(jì)算的信道估計(jì)現(xiàn)在被代入回方程(1)。在每個(gè)頻率處的噪聲方差可以被如下估計(jì)。使用先前確定的信道估計(jì)，定義e為誤差向量 然后，該噪聲方差估計(jì)被從該誤差向量中推導(dǎo)出 然后，如在方程(11)和(14)中表示的在頻率中的信道和噪聲方差估計(jì)可以在兩個(gè)長(zhǎng)訓(xùn)練幀L1和L2上求平均，所述長(zhǎng)訓(xùn)練幀L1和L2被每個(gè)數(shù)據(jù)分組包括以用于每個(gè)頻率段k。
改善的噪聲估計(jì)的第一實(shí)施例已經(jīng)用實(shí)驗(yàn)方法確定，當(dāng)在兩個(gè)長(zhǎng)訓(xùn)練序列上求平均的時(shí)候，如在方程(12)中計(jì)算的該信道估計(jì)提供了令人滿意的估計(jì)。但是，也已經(jīng)確定當(dāng)在兩個(gè)長(zhǎng)訓(xùn)練序列(L1和L2)上求平均的時(shí)候，由于噪聲是更加隨機(jī)的過(guò)程的事實(shí)，如在方程(14)中計(jì)算的該噪聲方差估計(jì)沒(méi)有提供令人滿意的估計(jì)。因而，該噪聲需要被進(jìn)一步平均，以便降低該估計(jì)的方差。
如上所述，信道和噪聲方差估計(jì)(即，方程(12)和(14))是從兩個(gè)長(zhǎng)訓(xùn)練間隔(L1和L2)中獲得的，所述兩個(gè)長(zhǎng)訓(xùn)練問(wèn)隔(L1和L2)被包含在數(shù)據(jù)分組30的PLCP前同步部分32(參見(jiàn)圖3)中。一旦使用訓(xùn)練間隔(L1和L2)獲得信道和噪聲估計(jì)，則只有分組30的數(shù)據(jù)幀部分36是可用的以用來(lái)獲得更加細(xì)化的噪聲估計(jì)。在這點(diǎn)上，只有分組30的數(shù)據(jù)幀部分36可用于進(jìn)行更加細(xì)化的噪聲估計(jì)是有問(wèn)題的，因?yàn)榕cPLCP前同步部分32不同，該數(shù)據(jù)幀部分36不包括任何已知的數(shù)據(jù)符號(hào)(例如，a1至a24)。因此，獲得更加細(xì)化的噪聲估計(jì)需要進(jìn)一步的處理步驟。即，數(shù)據(jù)幀部分36的發(fā)送符號(hào)必須首先被估計(jì)(因?yàn)樗鼈儾皇菫榻邮諜C(jī)所知的)，作為獲得更加細(xì)化的噪聲估計(jì)的前提條件。圖8是描述用于獲得改善的噪聲估計(jì)的步驟的流程圖。
在步驟900，在兩個(gè)訓(xùn)練幀(L1和L2)上，從方程(12)估計(jì) 和從方程(14)估計(jì)σ2。
在步驟920，在包含在分組30的數(shù)據(jù)幀部分36中的第i個(gè)OFDM數(shù)據(jù)幀期問(wèn)，使用在步驟900獲得的信道估計(jì)H(cap)LS來(lái)按照如下估計(jì)在頻率k和時(shí)間I處所發(fā)送的數(shù)據(jù)符號(hào) 如上所述，在這里需要數(shù)據(jù)符號(hào)估計(jì)，因?yàn)榉纸M30的數(shù)據(jù)幀部分36不包含在接收機(jī)處先前已知的數(shù)據(jù)符號(hào)。
在步驟930，將所估計(jì)的數(shù)據(jù)符號(hào)k，I限幅為最近的星座圖點(diǎn)在步驟940，對(duì)于第i個(gè)OFDM幀估計(jì)在頻率段k處的噪聲方差為 在步驟950，按照如下平均該方差估計(jì) 其中Nf是用于平均該估計(jì)的OFDM幀的數(shù)目。
在步驟960，分別在步驟900和950處獲得的信道和噪聲估計(jì)現(xiàn)在可以在方程( )和( )中被使用，以確定用于圖5的維特比解碼器71中的軟量度。
用于提供改善的噪聲估計(jì)的第二實(shí)施例按照用于提供改善的噪聲方差估計(jì)的第二實(shí)施例，為了比可在先前的實(shí)施例中所實(shí)現(xiàn)的更進(jìn)一步地增強(qiáng)噪聲方差估計(jì)，有可能采用一種改進(jìn)的限幅器和噪聲方差估計(jì)單元作為對(duì)圖8的接收機(jī)60的基本限幅器和噪聲方差估計(jì)單元68的代替。該改進(jìn)的限幅器工作于這樣的用于推導(dǎo)出對(duì)數(shù)據(jù)符號(hào)的更好估計(jì)的原理即通過(guò)在某些次數(shù)的迭代中再編碼和解碼所接收的數(shù)據(jù)符號(hào)而使得每個(gè)后續(xù)的迭代提供對(duì)所接收的數(shù)據(jù)符號(hào)的更好的估計(jì)，然后該更好的估計(jì)可以被用于推導(dǎo)出對(duì)噪聲方差的更好的估計(jì)。
圖9a是按照本實(shí)施例修改成結(jié)合了改進(jìn)的限幅器的圖5的接收機(jī)60的示意圖。在圖9的修改的接收機(jī)70中，該改進(jìn)的限幅器和噪聲方差估計(jì)單元81代替圖5的基本限幅器和噪聲方差估計(jì)單元68。
圖9b是更詳細(xì)地舉例說(shuō)明接收機(jī)70的改進(jìn)的限幅器和噪聲方差估計(jì)單元81結(jié)構(gòu)的框圖。如同所示，該改進(jìn)的限幅器和噪聲方差估計(jì)單元81由兩個(gè)部件組成，即改進(jìn)的限幅器84和噪聲方差估計(jì)器85。該改進(jìn)的限幅器84進(jìn)一步由兩個(gè)部件組成，其輸出端被耦合到再編碼塊83的輸入端的解碼塊82。以這樣的方式，在點(diǎn)“A”處接收的串行數(shù)據(jù)比特流的數(shù)據(jù)符號(hào)被解碼，然后在點(diǎn)“B”處將其再編碼以輸出串行數(shù)據(jù)比特流，該串行數(shù)據(jù)比特流包括用于該噪聲方差估計(jì)器84的更準(zhǔn)確的參考數(shù)據(jù)符號(hào)。
圖10是描述按照本實(shí)施例的用于獲得更細(xì)化的噪聲估計(jì)的步驟的流程圖。
圖10的流程圖重復(fù)圖8的流程圖的步驟900-950，因此不再進(jìn)一步描述。除了已知的步驟之外，圖10的流程圖修改了步驟960，并且包括附加的步驟970和980，所述附加步驟限定了如在圖9a和9b中舉例說(shuō)明的改進(jìn)的限幅器和噪聲方差估計(jì)器(塊81)的操作。
參考圖10的流程圖，從步驟960開(kāi)始，通過(guò)使用在步驟950獲得的平均的噪聲方差估計(jì)和來(lái)自步驟900的信道估計(jì)來(lái)獲得更加細(xì)化的噪聲估計(jì)，以確定用于所接收的OFDM分組30的數(shù)據(jù)部分(數(shù)據(jù)符號(hào))36的軟量度。所述軟量度在圖9a的改進(jìn)的限幅器和噪聲方差估計(jì)器單元81中計(jì)算。尤其是，所述軟量度在改進(jìn)的限幅器單元81的比特量度單元82a中計(jì)算。然后，所計(jì)算的軟量度值在塊82b上去交錯(cuò)，并且在步驟970中被提供給維特比解碼器82c。所描述的解碼操作82a、82b、82c共同地構(gòu)成改進(jìn)的限幅器81的解碼塊82。而后，在步驟980中，該解碼塊82的輸出被作為輸入提供給再編碼塊83，以再編碼曾經(jīng)解碼的數(shù)據(jù)比特。如流程圖所示，然后，再編碼的數(shù)據(jù)比特被作為輸入提供給塊940，以在反饋環(huán)路960-980中使用所述解碼的/再編碼的數(shù)據(jù)比特再次估計(jì)噪聲方差。注意到，為了獲得滿足或者超出某個(gè)規(guī)定閾值的噪聲方差估計(jì)，這個(gè)反饋回路可以用于必要的任意次數(shù)的迭代。
如從上文中清晰可見(jiàn)的，本發(fā)明具有一個(gè)優(yōu)點(diǎn)，即對(duì)于在802.11gWLAN系統(tǒng)中的接收機(jī)來(lái)說(shuō)，無(wú)需對(duì)干擾信號(hào)在頻帶中的位置的先驗(yàn)知識(shí)就有可能同時(shí)估計(jì)未知的多路徑信道和干擾方差，并且使用該信息來(lái)產(chǎn)生用于維特比解碼器的軟量度。
權(quán)利要求
1.一種在無(wú)線局域網(wǎng)(WLAN)(10)中在存在窄帶干擾的情況下，用于估計(jì)未知的多路徑信道和噪聲方差的方法，所述方法包括步驟(a)接收時(shí)間域OFDM數(shù)據(jù)分組(30)；(b)將所述時(shí)間域OFDM數(shù)據(jù)分組(30)轉(zhuǎn)換為頻率域OFDM數(shù)據(jù)分組；(c)從所述頻率域OFDM數(shù)據(jù)分組中提取具有已知的發(fā)送值的訓(xùn)練符號(hào)(L1，L2)的向量；(d)使用所述訓(xùn)練符號(hào)來(lái)推導(dǎo)簡(jiǎn)化的信道估計(jì)；和(e)使用在所述步驟(d)中的所述簡(jiǎn)化的信道估計(jì)來(lái)估計(jì)所述窄帶干擾的噪聲方差。
2.根據(jù)權(quán)利要求1的方法，其中所述WLAN(10)按照IEEE 802.11標(biāo)準(zhǔn)工作。
3.根據(jù)權(quán)利要求1的方法，其中所述簡(jiǎn)化的信道估計(jì)假定在所述未知的多路徑信道中不存在干擾。
4.根據(jù)權(quán)利要求1的方法，其中所述推導(dǎo)出所述簡(jiǎn)化的信道估計(jì)的步驟(d)進(jìn)一步包括步驟(1)將在時(shí)間域中的信道沖激響應(yīng)與在頻率域中的信道沖激響應(yīng)的時(shí)間頻率關(guān)系識(shí)別為H＝Fh(2)使用所識(shí)別的時(shí)間頻率關(guān)系，來(lái)推導(dǎo)出在頻率域內(nèi)的接收信號(hào)模型的矩陣解r＝A(Fh)+n其中F是一個(gè)N×Nc截取的傅里葉矩陣；h是在時(shí)間域中的信道沖激響應(yīng)；A是一個(gè)由所述多個(gè)已知的發(fā)送數(shù)據(jù)符號(hào)組成的N×N對(duì)角矩陣；以及n是噪聲向量；(3)計(jì)算該信道沖激響應(yīng)H的最小平方估計(jì)HLS＝F(GHRn-1G)-1GHRn-1r(4)忽略在步驟(3)計(jì)算的該信道沖激響應(yīng)H的最小平方估計(jì)的噪聲相關(guān)矩陣項(xiàng)Rn-1，以計(jì)算在頻率域內(nèi)的所述簡(jiǎn)化的信道估計(jì)HLS＝F(GHG)-1GHr其中F和A以及G＝AF是矩陣值，它們?cè)谒鯳LAN(10)中的接收節(jié)點(diǎn)(60)處對(duì)于長(zhǎng)訓(xùn)練序列L1和L2全部都是先前已知的。
5.根據(jù)權(quán)利要求2的方法，其中估計(jì)所述噪聲方差的所述步驟(e)進(jìn)一步包括步驟計(jì)算誤差向量ee＝r-AHLS；以及計(jì)算所述噪聲方差估計(jì)σ02＝abs[e]2。
6.一種在無(wú)線局域網(wǎng)(WLAN)(10)中在存在窄帶干擾的情況下，用于估計(jì)未知的多路徑信道和噪聲方差的方法，所述方法包括步驟(a)接收時(shí)間域OFDM數(shù)據(jù)分組(30)；(b)將所述時(shí)間域OFDM數(shù)據(jù)分組從所述時(shí)間域轉(zhuǎn)換為頻率域OFDM數(shù)據(jù)分組；(c)使用來(lái)自包含在所述OFDM數(shù)據(jù)分組中的長(zhǎng)訓(xùn)練序列L1和L2的訓(xùn)練符號(hào)來(lái)推導(dǎo)出在頻率中的簡(jiǎn)化的信道估計(jì)HLS＝F(GHG)-1GHr其中F和A以及G＝AF是矩陣值，它們?cè)谒鯳LAN中的接收節(jié)點(diǎn)處對(duì)于所述長(zhǎng)訓(xùn)練序列L1和L2全部都是先前已知的；(d)使用在所述步驟(a)處的所述簡(jiǎn)化的信道估計(jì)來(lái)估計(jì)所述窄帶干擾的噪聲方差，包括步驟(1)計(jì)算誤差向量ee＝r-AHLS；以及(2)計(jì)算所述噪聲方差估計(jì)σ02＝abs[e]2；(e)估計(jì)所發(fā)送的符號(hào)ak,I=rk,I/H^k]]>(f)將所述估計(jì)的發(fā)送符號(hào)ak，I限幅為最接近的星座圖點(diǎn)；(g)估計(jì)在頻率k處的噪聲方差σ^k,i2=|rk,i-H^ka^k,i|2]]>(h)在N個(gè)OFDM數(shù)據(jù)幀上平均該噪聲方差估計(jì)，以獲得更加細(xì)化的噪聲方差估計(jì)σ^k2=1Nf+1Σi=0Nfσ^k,i2k=1,···,N.]]>
7.根據(jù)權(quán)利要求6的方法，其中比在所述步驟(d)獲得的所述更加細(xì)化的平均的噪聲方差估計(jì)被如下計(jì)算σk2＝WLσk，02+W0/Nf∑σk，i2k＝1，2，...，48其中WL+W0＝1WL＝對(duì)應(yīng)于例如L1、L2的長(zhǎng)訓(xùn)練序列的權(quán)重；W0＝對(duì)應(yīng)于一個(gè)或多個(gè)數(shù)據(jù)幀的權(quán)重。
8.根據(jù)權(quán)利要求6的方法，進(jìn)一步包括步驟(i)解碼該限幅的被估計(jì)的發(fā)送符號(hào)ak，I；(j)再編碼在所述步驟(e)中的解碼符號(hào)；(k)重復(fù)所述步驟(g)至(j)N次迭代，以推導(dǎo)出比在所述步驟(d)獲得的更加細(xì)化的噪聲方差估計(jì)。
9.一種在無(wú)線局域網(wǎng)(WLAN)(10)中在存在窄帶干擾的情況下，用于估計(jì)未知的多路徑信道和噪聲方差的系統(tǒng)，所述系統(tǒng)包括用于接收時(shí)間域OFDM數(shù)據(jù)分組(30)的裝置；用于將所述時(shí)間域OFDM數(shù)據(jù)分組轉(zhuǎn)換為頻率域OFDM數(shù)據(jù)分組的裝置；用于從所述頻率域OFDM數(shù)據(jù)分組中提取具有已知的發(fā)送值的訓(xùn)練符號(hào)(L1，L2)的向量的裝置；用于使用所述訓(xùn)練符號(hào)來(lái)推導(dǎo)出簡(jiǎn)化的信道估計(jì)的裝置；和用于使用在所述步驟(d)中的所述簡(jiǎn)化的信道估計(jì)來(lái)估計(jì)所述窄帶干擾的噪聲方差的裝置。
10.根據(jù)權(quán)利要求9的系統(tǒng)，其中所述WLAN按照IEEE 802.11標(biāo)準(zhǔn)工作。
11.根據(jù)權(quán)利要求1的系統(tǒng)，其中所述簡(jiǎn)化的信道估計(jì)假定在所述未知的多路徑信道中沒(méi)有干涉。
12.根據(jù)權(quán)利要求9的系統(tǒng)，其中所述用于使用所述訓(xùn)練符號(hào)(L1，L2)來(lái)推導(dǎo)出簡(jiǎn)化的信道估計(jì)的裝置進(jìn)一步包括用于將在時(shí)間域中的信道沖激響應(yīng)與在頻率域中的信道沖激響應(yīng)的時(shí)間頻率關(guān)系識(shí)別為如下的裝置H＝Fh用于使用所識(shí)別的時(shí)間頻率關(guān)系，來(lái)推導(dǎo)出在頻率域中的接收信號(hào)模型的矩陣解的裝置r＝A(Fh)+n其中F是一個(gè)N×Nc截取的傅里葉矩陣；h是在時(shí)間域中的信道沖激響應(yīng)；A是一個(gè)由所述多個(gè)已知的發(fā)送數(shù)據(jù)符號(hào)組成的N×N對(duì)角矩陣；和n是噪聲向量；用于計(jì)算該信道沖激響應(yīng)H的最小平方估計(jì)的裝置HLS＝F(GHRn-1G)-1GHRn-1r用于忽略在步驟(3)處計(jì)算的該信道沖激響應(yīng)H的最小平方估計(jì)的噪聲相關(guān)矩陣項(xiàng)Rn-1、以計(jì)算在頻率域中的所述簡(jiǎn)化的信道估計(jì)的裝置HLS＝F(GHG)-1GHr其中F和A以及G＝AF是矩陣值，它們?cè)谒鯳LAN中的接收節(jié)點(diǎn)處對(duì)于長(zhǎng)訓(xùn)練序列L1和L2全部都是先前已知的。
13.根據(jù)權(quán)利要求12的方法，其中所述噪聲方差的所述估計(jì)進(jìn)一步包括計(jì)算誤差向量ee＝r-AHLS；以及計(jì)算所述噪聲方差估計(jì)σ02＝abs[e]2。
14.一種在無(wú)線局域網(wǎng)(WLAN)(10)中在存在窄帶干擾的情況下，用于估計(jì)未知的多路徑信道和噪聲方差的系統(tǒng)，所述系統(tǒng)包括用于接收時(shí)間域OFDM數(shù)據(jù)分組(30)的裝置；用于將所述時(shí)間域OFDM數(shù)據(jù)分組(30)從所述時(shí)間域轉(zhuǎn)換為頻率域OFDM數(shù)據(jù)分組的裝置；用于使用來(lái)自包含在所述OFDM數(shù)據(jù)分組內(nèi)的長(zhǎng)訓(xùn)練序列L1和L2的訓(xùn)練符號(hào)來(lái)推導(dǎo)出在頻率中的簡(jiǎn)化的信道估計(jì)的裝置HLS＝F(GHG)-1GHr其中F和A以及G＝AF是矩陣值，它們?cè)谒鯳LAN中的接收節(jié)點(diǎn)處對(duì)于所述長(zhǎng)訓(xùn)練序列L1和L2全部都是先前已知的；用于使用在所述步驟(a)處的所述簡(jiǎn)化的信道估計(jì)來(lái)估計(jì)所述窄帶干擾的噪聲方差的裝置，包括步驟(1)計(jì)算誤差向量ee＝r-AHLS；以及(2)計(jì)算所述噪聲方差估計(jì)σ02＝abs[e]2；用于估計(jì)所發(fā)送的符號(hào)的裝置ak,I=rk,I/H^k]]>用于將所述估計(jì)的發(fā)送符號(hào)ak，I限幅為最接近的星座圖點(diǎn)的裝置；用于估計(jì)在頻率k處的噪聲方差的裝置σ^k,i2=|rk,i-H^ka^k,i|2]]>用于在N個(gè)OFDM數(shù)據(jù)幀上平均該噪聲方差估計(jì)、以獲得更加細(xì)化的噪聲方差估計(jì)的裝置σ^k2=1Nf+1Σi=0Nfσ^k,i2k=1,···,N.]]>
15.根據(jù)權(quán)利要求14的系統(tǒng)，其中所述更加細(xì)化的平均的噪聲方差估計(jì)被如下計(jì)算σk2＝WLσk，02+W0/Nf∑σk，i2k＝1，2，...，48其中WL+W0＝1WL＝對(duì)應(yīng)于例如L1、L2的長(zhǎng)訓(xùn)練序列的權(quán)重；W0＝對(duì)應(yīng)于一個(gè)或多個(gè)數(shù)據(jù)幀的權(quán)重。
16.根據(jù)權(quán)利要求14的系統(tǒng)，進(jìn)一步包括用于解碼該限幅的被估計(jì)的發(fā)送符號(hào)ak，I的裝置；用于再編碼在所述步驟(e)中的解碼符號(hào)的裝置；用于重復(fù)所述步驟(g)至(j)N次迭代、以推導(dǎo)出比在所述步驟(d)獲得的更加細(xì)化的噪聲方差估計(jì)的裝置。
全文摘要
一種在無(wú)線局域網(wǎng)(WLAN)中使用的系統(tǒng)和方法，用于在存在窄帶干擾的情況下同時(shí)估計(jì)未知的多路徑信道和噪聲特性(68)，并且使用該信道和噪聲估計(jì)來(lái)改善系統(tǒng)性能(67)。在無(wú)需對(duì)干擾在頻帶中的位置的先驗(yàn)知識(shí)的情況下對(duì)于該未知的多路徑信道和噪聲特性進(jìn)行估計(jì)，并且使用這個(gè)信息來(lái)生成用于維特比解碼器(71)的軟量度(67)。通過(guò)使用改善的信道和噪聲估計(jì)，盡管與干擾分組沖突，但802.11gWLAN系統(tǒng)的分組錯(cuò)誤率(PER)可以被保持，從而允許802.11g系統(tǒng)對(duì)于干擾比較不敏感。
文檔編號(hào)H04L1/20GK1675906SQ03819229
公開(kāi)日2005年9月28日 申請(qǐng)日期2003年7月31日 優(yōu)先權(quán)日2002年8月13日
發(fā)明者M·高希, V·加達(dá)姆 申請(qǐng)人:皇家飛利浦電子股份有限公司