專利名稱：用于ofdm信號的兩信道頻偏估計的系統(tǒng)和方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及無線通信，在一個實施方案中涉及用于正交頻分復用(OFDM)通信的接收機。
背景技術(shù)：
正交頻分復用(OFDM)是一種多載波傳輸技術(shù)，它利用正交副載波在可用頻譜內(nèi)傳輸信息。因為副載波是相互正交的，所以例如與傳統(tǒng)頻分復用(FDM)系統(tǒng)中的獨立信道相比，它們在可用頻譜內(nèi)可以相距近得多。為了幫助實現(xiàn)正交性，一個副載波在其他副載波的中心頻率處可具有零值。副載波的正交性可有助于防止系統(tǒng)內(nèi)副載波之間的干擾。在傳輸之前，可以用低速率數(shù)據(jù)流來調(diào)制副載波。OFDM符號的傳輸符號率可以比較低，因而傳輸?shù)腛FDM信號對于擴散在信道內(nèi)的多徑延時有很高的容忍度。正因為如此，很多當今的數(shù)字通信系統(tǒng)對于需要在具有多徑反射和/或強干擾環(huán)境中生存的信號都轉(zhuǎn)向使用OFDM作為調(diào)制方案。很多無線通信標準都已經(jīng)采用了OFDM，例如包括IEEE 802.11a標準、數(shù)字視頻廣播陸地(DVB-T)廣播標準、以及高性能無線電局域網(wǎng)(HiperLAN)標準。此外，有幾個行業(yè)協(xié)會都在推薦OFDM用于固定無線接入系統(tǒng)，包括寬帶無線因特網(wǎng)論壇和OFDM論壇。
OFDM系統(tǒng)的一個問題是它們與單載波系統(tǒng)相比，可能對相位噪聲和頻移更為敏感。與單載波系統(tǒng)不同的是，OFDM系統(tǒng)中的相位噪聲和頻移會引入干擾，包括載波間干擾和符號間干擾。傳統(tǒng)的OFDM系統(tǒng)使用循環(huán)前綴和/或特殊的訓練符號來幫助實現(xiàn)頻率同步，然而，在多徑信道中的信道效應(yīng)，例如線性失真使得這成為一項困難的任務(wù)。因此，總的來說需要一種改進OFDM系統(tǒng)中的頻率同步的系統(tǒng)和方法。


所附權(quán)利要求書是針對本發(fā)明各種實施方案的一部分。然而，具體實施方式
部分與附圖部分一起給出了對本發(fā)明更完整的理解，其中在整個附圖中，相近的標號表示相似的項目，并且圖1是根據(jù)本發(fā)明一個實施方案的正交頻分復用(OFDM)接收機系統(tǒng)的簡化框圖；圖2是根據(jù)本發(fā)明一個實施方案的兩信道頻偏估計器的簡化框圖；圖3是根據(jù)本發(fā)明另一個實施方案的兩信道頻偏估計器的簡化框圖；以及圖4是根據(jù)本發(fā)明一個實施方案的兩信道頻偏估計過程的流程圖。
具體實施例方式
以下描述和

了本發(fā)明的具體實施方案，足以使本領(lǐng)域的技術(shù)人員能夠?qū)崿F(xiàn)本發(fā)明。其他實施方案可以包括結(jié)構(gòu)、邏輯、電氣、處理以及其他方面的變化。實施例僅僅代表了可能的變體。除非明確要求，否則各個組件和功能都是可選的，并且操作順序可以改變。一些實施方案中的若干部分和特征可以被包括在其他實施方案中，或者取代其他實施方案中的某些部分和特征。本發(fā)明的范圍包括全部權(quán)利要求及所有等同物。
本發(fā)明涉及無線通信，在一個實施方案中涉及用于正交頻分復用(OFDM)通信的接收機。根據(jù)一個實施方案，兩信道頻偏估計幫助實現(xiàn)OFDM接收機系統(tǒng)中的頻率同步。兩信道頻偏估計生成細頻偏估計，其可被用來在執(zhí)行快速傅立葉變換(FFT)之前旋轉(zhuǎn)OFDM數(shù)據(jù)符號的相位。
圖1是根據(jù)本發(fā)明一個實施方案的正交頻分復用(OFDM)接收機系統(tǒng)的簡化框圖。OFDM接收機系統(tǒng)100可以是無線通信設(shè)備的一部分，或者可以是單獨的接收機的一部分。OFDM接收機系統(tǒng)100可以是以下無線通信設(shè)備的一部分，例如個人數(shù)字助手(PDA)、具有無線通信能力的膝上型計算機和便攜計算機、萬維網(wǎng)板、無線電話、無線耳機、尋呼機、短消息設(shè)備、MP3播放器、數(shù)碼相機、以及其他可以無線收和/或發(fā)信息的設(shè)備。OFDM接收機系統(tǒng)100可以接收根據(jù)多載波傳輸技術(shù)，例如正交頻分復用(OFDM)技術(shù)而發(fā)送的通信信號，其中OFDM技術(shù)可以使用基本正交的副載波在指定的頻譜內(nèi)傳輸信息。OFDM接收機系統(tǒng)100可以接收根據(jù)以下一種或多種通信標準的通信，例如IEEE 802.11a，b或g標準之一、數(shù)字視頻廣播陸地(DVB-T)廣播系統(tǒng)、或者高性能無線電局域網(wǎng)(HiperLAN)標準。根據(jù)其他局域網(wǎng)(LAN)和無線局域網(wǎng)(WLAN)通信技術(shù)的通信也可適于由OFDM接收機系統(tǒng)100來接收。
OFDM接收機系統(tǒng)100可以包括RF接收單元102、數(shù)據(jù)符號處理單元104、短訓練符號處理單元106和長訓練符號處理單元108。RF接收單元102通過天線111接收信號，并生成代表OFDM符號的串行符號流110。天線111例如可以是偶極天線、單極天線環(huán)天線、微帶天線、或者適于收和/或發(fā)OFDM信號的其他類型天線。在一個實施方案中，OFDM分組可以包括多個短訓練符號和多個長訓練符號，后面跟著數(shù)據(jù)符號。
在一個實施方案中，接收信號可以具有5到6GHz范圍內(nèi)的載波頻率，但本發(fā)明的實施方案同樣適于其他載波頻率的接收，例如在1和10GHz之間的頻率。OFDM信號可以包括一百個或更多的副載波。短訓練符號可以在一部分副載波上傳輸，而數(shù)據(jù)符號可以包含一個或多個已知的導頻副載波，但這不是必需的。在一個實施方案中，長訓練符號可以具有大約3到4微秒的持續(xù)時間，而短訓練符號可以具有大約1微秒的持續(xù)時間。
RF接收單元102可以執(zhí)行兩段下變頻。RF接收單元102可以包括低噪聲放大器(LNA)112和RF下變頻器114。RF下變頻器114可以使用來自振蕩器116的信號而生成中頻(IF)信號。振蕩器116可以是固定頻率的外差振蕩器。自動增益控制(AGC)元件118可以響應(yīng)于來自單元106的AGC信號128，調(diào)整IF下變頻器120的功率電平。IF下變頻器(D/C)120可以使用頻率可控設(shè)備在0頻率處生成同相(I)信號和正交相位(Q)信號，其中所述頻率可控設(shè)備例如是壓控振蕩器(VCO)122，它可以響應(yīng)于粗頻偏信號107。粗頻偏信號107可以是反饋環(huán)的一部分，并且由短訓練符號處理單元106來提供。IF下變頻器120所提供的同相(I)信號和正交相位(Q)信號可以由模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)126進行抽樣并轉(zhuǎn)換成數(shù)字比特流。在OFDM分組的情況下，ADC126所產(chǎn)生的數(shù)字比特流110可以是OFDM符號的串行符號流110。
在一個實施方案中，短訓練符號處理單元106和長訓練符號處理單元108可以執(zhí)行分組檢測以及與OFDM符號邊界的同步，并且可以發(fā)起數(shù)據(jù)符號處理單元104的數(shù)據(jù)處理。數(shù)據(jù)符號處理單元104處理OFDM符號的串行符號流110，以生成解碼比特流140。根據(jù)本發(fā)明的實施方案，數(shù)據(jù)符號處理單元104可以包括相位旋轉(zhuǎn)器141，它可以響應(yīng)于由長訓練符號處理單元108提供的細頻偏估計109來旋轉(zhuǎn)符號流110中的符號的相位。細頻偏估計109可以根據(jù)OFDM分組的長訓練符號來確定。對于OFDM分組的數(shù)據(jù)符號的處理而言，由相位旋轉(zhuǎn)器141提供的相移可以保持不變。
數(shù)據(jù)符號處理單元104還可以包括串并轉(zhuǎn)換器142，用于將一個符號轉(zhuǎn)換為并行的多組時域抽樣144。數(shù)據(jù)符號處理單元104還可以包括FFT元件146，它可以對并行的多組時域抽樣144執(zhí)行快速傅立葉變換(FFT)，以生成頻域符號調(diào)制副載波148。在一個實施方案中，F(xiàn)FT元件146可以響應(yīng)于細定時信號，從而可以在數(shù)據(jù)信號處理開始之前完成信道估計。信道均衡器154可以對FFT元件146所提供的頻域符號調(diào)制副載波148執(zhí)行信道均衡。信道均衡器154可以使用信道估計來生成經(jīng)過信道均衡的頻域符號調(diào)制副載波158。均衡后的頻域符號調(diào)制副載波158可以由解調(diào)器150來解調(diào)，以產(chǎn)生多個并行符號。解調(diào)器150可以根據(jù)發(fā)射機調(diào)制副載波的具體調(diào)制階數(shù)來解調(diào)副載波。
調(diào)制階數(shù)例如可以包括每個符號傳送1比特的二進制相移鍵控(BPSK)、每個符號傳送2比特的正交相移鍵控(QPSK)、每個符號傳送3比特的8PSK、每個符號傳送4比特的16正交幅度調(diào)制(16-QAM)、每個符號傳送5比特的32-QAM、以及每個符號傳送6比特的64-QAM。調(diào)制階數(shù)還可以包括差分編碼星狀QAM(DSQAM)。也可以使用具有更低或更高通信速率的調(diào)制階數(shù)。來自解調(diào)器150的并行符號可以從并行形式轉(zhuǎn)換為串行流。還可以對該串行流執(zhí)行解交織操作。解碼器152可以解碼串行流，以生成解碼后的串行比特流140。雖然OFDM接收機系統(tǒng)100被圖示為具有幾個獨立的元件，但是這些元件中的一個或多個可以被合并起來，并可以通過軟件配置元件(例如包括數(shù)字信號處理器(DSP)在內(nèi)的處理器)和/或硬件元件的組合來實現(xiàn)。
圖2是根據(jù)本發(fā)明一個實施方案的兩信道頻偏估計器的簡化框圖。兩信道頻偏估計器200可被OFDM接收機，例如OFDM接收機系統(tǒng)100(圖1)用于使用兩信道頻偏估計方案來估計OFDM分組的細頻偏。細頻偏估計可被用于幫助實現(xiàn)與OFDM分組的頻率同步。根據(jù)該實施方案，可以用具有不同延遲的訓練符號來執(zhí)行并發(fā)的自相關(guān)?？梢栽诓煌某掷m(xù)時間上求各個相關(guān)輸出的積分，以生成相移估計。相移估計可以被加權(quán)并合并，以生成細頻偏估計。在一個實施方案中，細頻偏估計可被用來在對數(shù)據(jù)符號執(zhí)行FFT之前旋轉(zhuǎn)OFDM數(shù)據(jù)符號的相位。在一個實施方案中，兩信道頻偏估計器200可以被包括為用于生成細頻偏估計109(圖1)的長訓練符號處理單元108(圖1)的一部分。在一個實施方案中，兩信道頻偏估計器200可以是無線設(shè)備的PHY層組件。在圖2中圖示的兩信道頻偏估計器200的元件可以用硬件元件、軟件元件及它們的組合來實現(xiàn)，包括用軟件配置的處理元件來實現(xiàn)。此外，這些元件中的任意兩個或更多元件可以被實現(xiàn)在一起。
兩信道頻偏估計器200可以使用OFDM分組的抽樣訓練符號來生成細頻偏估計，并且在一個實施方案中，估計器200可以使用IEEE802.11a分組的長訓練符號來生成細頻偏。在另一個實施方案中，估計器可以使用IEEE802.11a分組的短訓練符號來生成粗頻偏。
兩信道頻偏估計器200可以包括第一自相關(guān)頻率估計器202，它可以由抽樣訓練符號201生成第一相移估計221。兩信道頻偏估計器200還可以包括第二自相關(guān)頻率估計器204，它可以由抽樣訓練符號201生成第二相移估計231。第一和第二相移估計221和231可以在求和器206中用權(quán)重210來加權(quán)及合并，以生成頻移估計232。相位校正器208可以從第一和第二相移估計221和231之間的相位差中減去2π的倍數(shù)，這可能發(fā)生在初始頻偏較大的情況下。
第一自相關(guān)頻率估計器202包括第一自相關(guān)元件216，用于對輸入的串行符號流和延遲后的所述輸入串行符號流執(zhí)行第一自相關(guān)，以產(chǎn)生第一相關(guān)輸出217。所述輸入串行符號流中的符號可以是抽樣訓練符號201，它可以與串行符號流110(圖1)相對應(yīng)。延遲元件212可以將抽樣訓練符號201延遲大約一個預(yù)定的持續(xù)時間。共軛元件214可以生成延遲后的抽樣訓練符號的復共軛，以供相關(guān)元件216使用。第一移動平均元件218可以在預(yù)定數(shù)量的持續(xù)時間上對第一相關(guān)輸出217執(zhí)行移動平均。角抽取元件220可以從第一移動平均元件218所生成的復數(shù)值中抽取第一相移估計221。
在一個實施方案中，延遲元件212可以將抽樣訓練符號延遲大約一個長訓練符號的持續(xù)時間(T)，并且第一自相關(guān)元件216可以將抽樣訓練符號與延遲后的抽樣訓練符號的復共軛相乘。在該實施方案中，第一移動平均元件218可以在大約1.5個符號持續(xù)時間(1.5T)上執(zhí)行移動平均，或者求相關(guān)輸出217的積分。這可以導致移動平均元件218在大約96個抽樣上執(zhí)行移動平均。
第二自相關(guān)頻率估計器204包括第二自相關(guān)元件226，用于對抽樣訓練符號和延遲后的抽樣訓練符號執(zhí)行第二自相關(guān)，以產(chǎn)生第二相關(guān)輸出227。第二延遲元件222可以將抽樣訓練符號201延遲大約第二預(yù)定持續(xù)時間。第二共軛元件224可以生成延遲后的抽樣訓練符號的復共軛，以供相關(guān)元件226使用。第二移動平均元件228可以在預(yù)定數(shù)量的持續(xù)時間上對第二相關(guān)輸出227執(zhí)行移動平均。角抽取元件230可以從第一移動平均元件228所生成的復數(shù)值中抽取第二相移估計231。
在一個實施方案中，延遲元件222可以將抽樣訓練符號延遲大約兩個長訓練符號的持續(xù)時間(2T)，并且第二自相關(guān)元件226可以將抽樣訓練符號與延遲后的抽樣訓練符號的復共軛相乘。在該實施方案中，第二移動平均元件228可以在大約0.5個長訓練符號持續(xù)時間(0.5T)上執(zhí)行移動平均，或者求相關(guān)輸出227的積分。這可以導致移動平均元件228在大約32個抽樣上執(zhí)行移動平均。
相位校正器208可以將第二相移估計231調(diào)整2π的倍數(shù)。在一個實施方案中，當?shù)谝幌嘁乒烙?21和第二相移估計231之間的差超過π時，如果第一相移估計221的符號是正的，則加上+2π，如果第一相移估計221的符號是負的，則加上-2π，藉此來調(diào)整第二相移估計231。求和器可以在合并以生成偏移估計232之前，將第一和第二相移估計221和231轉(zhuǎn)換為第一和第二加權(quán)頻率估計。在一個實施方案中，求和器206可以將第一相移估計221乘以w2/4πT，以生成第一加權(quán)頻率估計，并且可以將第二相移估計231乘以w2/4πT，以生成第二加權(quán)頻率估計。權(quán)重w1和w2可以由權(quán)重器210來提供，而T可以是訓練符號的持續(xù)時間。
可以使用對自相關(guān)頻率估計器202和自相關(guān)頻率估計器204所執(zhí)行的相移估計的精度的理論表達式，解析地計算出權(quán)重w1和w2。自相關(guān)頻率估計器的性能特性可以取決于信噪比(SNR)、在求平均過程中所使用的抽樣數(shù)量以及延遲時間等諸多因素。雖然自相關(guān)頻率估計器202和自相關(guān)頻率估計器204可以使用基本相同的抽樣序列用于自相關(guān)，但是不同的抽樣對可被用于求平均，以產(chǎn)生第一和第二相移估計221和232。因此，所獲得的相移估計可能是弱相關(guān)的(即，估計之間的相關(guān)系數(shù)在0.4和0.5之間)，由此，求和器206的加權(quán)和求和操作可以提供更準確的偏移估計。在一個對預(yù)定數(shù)量的長訓練符號執(zhí)行自相關(guān)的實施方案中，權(quán)重w1可以是0.6，而權(quán)重w2可以是0.4，但是其他加權(quán)值也可以適用，這取決于在自相關(guān)過程中所使用的求平均和延遲時間等諸多因素。
在一個實施方案中，訓練符號可以是抽樣后的長訓練符號，這些符號由具有已知訓練值的多個調(diào)制副載波組成。長訓練符號可以是周期性的，并且其周期可以等于一個訓練符號的持續(xù)時間(T)。長訓練符號可能位于導頻副載波上，這些導頻副載波例如包括大約52個具有已知值，并且持續(xù)時間大約在3到4微秒之間的BPSK調(diào)制副載波。適合的訓練符號包括根據(jù)IEEE802.11a標準的OFDM分組上的長訓練符號，其持續(xù)時間(T)約為3.2微秒。長訓練符號可以以大約為所述持續(xù)時間一半的保護間隔而周期性地擴展。長訓練符號可以是根據(jù)IEEE802.11a標準的長序列(例如，序列GI2、T1和T2)的一部分。
在一個實施方案中，偏移估計232是細頻偏估計，并且可被應(yīng)用于相位旋轉(zhuǎn)器，例如相位旋轉(zhuǎn)器141(圖1)，以在對OFDM分組的后續(xù)數(shù)據(jù)符號執(zhí)行FFT之前旋轉(zhuǎn)輸入符號的相位。在該實施方案中，在對后續(xù)數(shù)據(jù)符號執(zhí)行FFT期間，相位旋轉(zhuǎn)器的相移可以保持不變。
在另一個實施方案中，兩信道頻偏估計器200也可以被包括為用于生成粗頻偏估計107(圖1)的短訓練符號處理單元106(圖1)的一部分。在該實施方案中，粗頻偏估計107(圖1)可被用來控制或調(diào)整用于將IF信號下變頻到0頻率處的同相(I)信號和正交相位(Q)信號的頻率。粗頻偏估計107可被用于控制頻率可控設(shè)備，例如壓控振蕩器(VCO)(圖1)。在該實施方案中，抽樣訓練符號201可以由在多個副載波的一部分上進行調(diào)制的抽樣短訓練符號組成，并且可以具有已知的訓練值。例如，可以在大約52個可用副載波中的約12個預(yù)定副載波上對短訓練符號進行調(diào)制。短訓練符號可以是周期性的，并且周期可以等于它們的持續(xù)時間。短訓練符號之一的持續(xù)時間可以小于約1微秒，在一個實施方案中，約為800納秒。適合的短訓練符號包括根據(jù)IEEE802.11a標準的OFDM分組上的短訓練符號。
第一自相關(guān)頻率估計器202和第二自相關(guān)頻率估計器204所執(zhí)行的自相關(guān)可以并發(fā)(即，基本上并行地)執(zhí)行，并且可以使用基本相同的抽樣序列，然而不同的抽樣對可被用于執(zhí)行移動平均以及生成第一和第二頻偏估計221和231。
與傳統(tǒng)的頻偏估計技術(shù)相比，兩信道頻偏估計器200可以提供更高的頻偏估計精度，其中頻偏估計的方差下降1.4倍或更多，而復雜性不會顯著提高。估計器200可以使用存儲器通過延遲行來實現(xiàn)優(yōu)化，并且可便于實現(xiàn)并行化以及“過程中(on the fly)”信號處理技術(shù)。在一個實施方案中，估計器200的捕獲帶可約等于傳統(tǒng)自相關(guān)估計器的捕獲帶，延時為1個訓練符號的持續(xù)時間。因為兩信道頻偏估計器200可以依賴OFDM訓練序列的周期，所以頻偏估計可以對頻率選擇信道中的線性失真具有魯棒性。
圖3是根據(jù)本發(fā)明另一個實施方案的兩信道頻偏估計器的簡化框圖。兩信道頻偏估計器300可被OFDM接收機，例如OFDM接收機系統(tǒng)100(圖1)用于使用兩信道頻偏估計方案來估計OFDM分組的細頻偏。估計器300適于用作估計器200(圖2)的替換物。細頻偏估計可被用于幫助實現(xiàn)與OFDM分組的頻率同步。根據(jù)該實施方案，可以用不同延遲的訓練符號來執(zhí)行并發(fā)的自相關(guān)?？梢栽陬A(yù)定的持續(xù)時間上求各個相關(guān)輸出的積分，以生成相移估計。相移估計可以被加權(quán)并合并，以生成細頻偏估計。在一個實施方案中，細頻偏估計可被用來在對數(shù)據(jù)符號執(zhí)行FFT之前旋轉(zhuǎn)OFDM數(shù)據(jù)符號的相位。在一個實施方案中，兩信道頻偏估計器300可以被包括為用于生成細頻偏估計109(圖1)的長訓練符號處理單元108(圖1)的一部分。
在一個實施方案中，兩信道頻偏估計器300可以是無線設(shè)備的PHY層組件。在圖3中圖示的兩信道頻偏估計器300的元件可以用硬件元件、軟件元件及它們的組合來實現(xiàn)，包括用軟件配置的處理元件來實現(xiàn)。此外，這些元件中的任意兩個或更多元件可以被實現(xiàn)在一起。
兩信道頻偏估計器300的元件306、308、316、318、320、326、328和330基本上類似于兩信道頻偏估計器200(圖2)的元件206、208、210、216、218、220、226、228和230運行來生成頻偏估計332。然而，估計器300可以采用順序的延遲元件312和322，其中每一個將抽樣訓練符號延遲預(yù)定的持續(xù)時間。第一自相關(guān)元件316可以接收經(jīng)第一延遲元件312延遲后的訓練符號，第二自相關(guān)元件326可以接收經(jīng)第一和第二延遲元件312和322延遲后的訓練符號。共軛元件314可以在抽樣訓練符號302被延遲元件312和322延遲之前，生成它的復共軛。
在一個實施方案中，偏移估計332是細頻偏估計，并且可被應(yīng)用于相位旋轉(zhuǎn)器，例如相位旋轉(zhuǎn)器141(圖1)，以在對OFDM分組的后續(xù)數(shù)據(jù)符號執(zhí)行FFT之前旋轉(zhuǎn)輸入符號的相位。在另一個實施方案中，兩信道頻偏估計器300也可以被包括為用于生成粗頻偏估計107(圖1)的短訓練符號處理單元106(圖1)的一部分。
圖4是根據(jù)本發(fā)明一個實施方案的兩信道頻偏估計過程的流程圖。兩信道頻偏估計過程400可被OFDM接收機系統(tǒng)，例如OFDM接收機系統(tǒng)100(圖1)用于細頻偏估計。在一個實施方案中，過程400可以由長訓練符號處理單元，例如單元108(圖1)執(zhí)行來生成細頻偏估計109(圖1)。在其他實施方案中，兩信道頻偏估計器200(圖2)或兩信道頻偏估計器300(圖3)可以執(zhí)行過程400中的若干部分。在這些實施方案中，過程400可以使用抽樣的長訓練符號，例如符合IEEE802.11a的分組的長訓練符號來生成細頻偏估計。在該實施方案中，細頻偏估計可被用于相位旋轉(zhuǎn)器，以在對OFDM分組的后續(xù)數(shù)據(jù)符號執(zhí)行快速傅立葉變換(FFT)之前旋轉(zhuǎn)輸入符號的相位。在可替換的實施方案中，過程400可以使用抽樣的短訓練符號，例如符合IEEE802.11a的分組的短訓練符號來生成用于控制所接收OFDM信號的下變頻的粗頻偏估計。雖然過程400的各項操作被圖示并描述為獨立的操作，但是這些操作中的一項或多項可以并發(fā)執(zhí)行，無需按照圖示的順序來執(zhí)行操作。
操作402可以使用短訓練符號403為OFDM分組執(zhí)行粗頻偏估計。在一個實施方案中，操作402可以使用兩信道頻偏估計器，例如估計器200(圖2)或估計器300(圖3)，但是其他估計器也是適用的。操作404可以在RF接收單元，例如在系統(tǒng)100(圖1)的RF接收單元102中使用粗頻偏估計來控制或調(diào)整用于將IF信號下變頻到0頻率處的同相(I)信號和正交相位(Q)信號的頻率。
一旦已完成了粗頻偏校正，就可以執(zhí)行操作406到420。操作406使用長訓練符號107和延遲后的長訓練符號來執(zhí)行自相關(guān)，以產(chǎn)生第一相關(guān)輸出。在一個實施方案中，操作406可以執(zhí)行與延遲一個持續(xù)時間的長訓練符號之間的自相關(guān)。操作408使用長訓練符號107和延遲后的長訓練符號來執(zhí)行自相關(guān)，以產(chǎn)生第二相關(guān)輸出。在一個實施方案中，操作408可以執(zhí)行與延遲兩個持續(xù)時間的長訓練符號之間的自相關(guān)。操作406和408可以使用基本相同的長訓練符號或符號流而并行執(zhí)行。在一個實施方案中，操作406可以由自相關(guān)元件216(圖2)來執(zhí)行，而操作408可以由自相關(guān)元件226(圖2)來執(zhí)行。
操作410可以對操作406所生成的相關(guān)輸出執(zhí)行移動平均，并且在一個實施方案中，可以在1.5個長訓練符號持續(xù)時間上執(zhí)行積分運算。操作412可以對操作408所生成的相關(guān)輸出執(zhí)行移動平均，并且在一個實施方案中，可以在0.5個長訓練符號持續(xù)時間上執(zhí)行積分運算。操作414從操作410和412所生成的復輸出中抽取相位角，以產(chǎn)生第一和第二相移估計。當?shù)谝缓偷诙嘁乒烙嬛g的差超過時，操作416可以將第二相移估計調(diào)整2的倍數(shù)。在一個實施方案中，操作410可以由移動平均元件218(圖2)來執(zhí)行，操作412可以由移動平均元件228(圖2)來執(zhí)行，操作414可以由角抽取器220(圖2)和230(圖2)來執(zhí)行，而操作416可以由相位校正器208(圖2)來執(zhí)行。
操作418可以合并第一和第二相移估計，以生成頻偏估計。在一個實施方案中，操作418可以將第一和第二相移估計轉(zhuǎn)換為第一和第二頻率估計，并且可以加權(quán)所述頻率估計，然后將加權(quán)后的頻率估計加在一起，以生成頻偏估計。在一個實施方案中，操作418可以由求和器206(圖2)使用權(quán)重210(圖2)來執(zhí)行。
在操作420中，在操作418中所生成的頻偏估計可被用來在對數(shù)據(jù)符號執(zhí)行FFT之前旋轉(zhuǎn)OFDM分組的后續(xù)數(shù)據(jù)符號的相位。在一個實施方案中，操作420可以由相位旋轉(zhuǎn)器141(圖1)來執(zhí)行。
這樣就描述了可以實現(xiàn)頻率同步改進的正交頻分復用(OFDM)接收機和方法。所述系統(tǒng)和方法可以使用兩信道頻偏估計，該估計過程通過對延遲不同持續(xù)時間的訓練符號執(zhí)行并發(fā)的自相關(guān)，而生成細頻偏。細頻偏估計可被用于在對數(shù)據(jù)符號執(zhí)行FFT之前旋轉(zhuǎn)OFDM數(shù)據(jù)符號的相位。
對具體實施方案的以上描述充分公開了本發(fā)明的一般特性，他人通過應(yīng)用現(xiàn)有的知識，可以容易地修改和/或調(diào)適本發(fā)明，以用于多種不同應(yīng)用，而不會偏離一般性概念。因此，這些調(diào)適和修改都在所公開實施方案的等同物的含義和范圍之內(nèi)。這里所使用的短語和術(shù)語是出于描述而非限制的目的。因此，本發(fā)明涵蓋落入所附權(quán)利要求書的精神和范圍內(nèi)的所有這樣的替換、修改、等同物和變體。
權(quán)利要求
1.一種生成頻偏估計的兩信道頻偏估計器，包括第一自相關(guān)元件，該元件對已延遲第一持續(xù)時間的訓練符號的串行符號流執(zhí)行第一自相關(guān)，以產(chǎn)生第一相關(guān)輸出；第二自相關(guān)元件，該元件對已延遲第二持續(xù)時間的所述串行符號流執(zhí)行第二自相關(guān)，以產(chǎn)生第二相關(guān)輸出；第一移動平均元件，該元件對所述第一相關(guān)輸出執(zhí)行第一移動平均，以用于生成第一相移估計；以及第二移動平均元件，該元件對所述第二相關(guān)輸出執(zhí)行第二移動平均，以用于生成第二相移估計。
2.如權(quán)利要求1所述的頻偏估計器，其中所述頻偏估計是細頻偏估計，并被應(yīng)用于相位旋轉(zhuǎn)器，以在執(zhí)行快速傅立葉變換(FFT)之前旋轉(zhuǎn)正交頻分復用(OFDM)分組的數(shù)據(jù)符號的相位。
3.如權(quán)利要求1所述的頻偏估計器，其中所述第一持續(xù)時間是所述訓練符號之一的持續(xù)時間，所述第二持續(xù)時間是所述第一持續(xù)時間的兩倍，并且其中，所述第一移動平均元件在大約1.5個持續(xù)時間上執(zhí)行所述第一移動平均，而所述第二移動平均元件在大約0.5個持續(xù)時間上對所述第二相關(guān)輸出執(zhí)行所述第二移動平均。
4.如權(quán)利要求1所述的頻偏估計器，還包括相位校正元件，該元件在所述第一和第二相移估計之間的差超過π時，將所述第二相移估計調(diào)整2π的倍數(shù)。
5.如權(quán)利要求1所述的頻偏估計器，還包括求和器，其合并所述第一和第二相移估計，以生成頻偏估計，其中所述求和器將所述第一相移估計乘以w1/2πT，以生成第一加權(quán)頻率估計，并且將所述第二相移估計乘以w2/4πT，以生成第二加權(quán)頻率估計，并且合并所述第一和第二加權(quán)頻率估計，以生成所述頻偏估計，其中w1和w2是權(quán)重，T是所述持續(xù)時間。
6.如權(quán)利要求4所述的頻偏估計器，其中所述頻偏估計被應(yīng)用于相位旋轉(zhuǎn)器，以在執(zhí)行快速傅立葉變換(FFT)之前移動正交頻分復用(OFDM)分組的符號的相位，所述相移在對所述OFDM分組的后續(xù)數(shù)據(jù)符號執(zhí)行FFT時保持不變。
7.如權(quán)利要求1所述的頻偏估計器，其中所述訓練符號是抽樣的長訓練符號，其由多個具有已知訓練值的調(diào)制副載波組成。
8.如權(quán)利要求7所述的頻偏估計器，其中所述長訓練符號是周期性的，其周期等于所述持續(xù)時間。
9.如權(quán)利要求1所述的頻偏估計器，其中還包括共軛元件，該元件生成所述訓練符號的復共軛；以及將所述訓練符號至少延遲所述持續(xù)時間的第一和第二延遲元件。
10.如權(quán)利要求1所述的頻偏估計器，其中所述第一自相關(guān)元件將所述訓練符號與延遲大約一個持續(xù)時間的所述訓練符號的復共軛相乘，并且其中，所述第二自相關(guān)元件將所述符號流的訓練符號與延遲大約兩個持續(xù)時間的所述訓練符號的符號流的復共軛相乘。
11.如權(quán)利要求1所述的頻偏估計器，其中所述第一持續(xù)時間是所述訓練符號之一的持續(xù)時間，所述第二持續(xù)時間是所述第一持續(xù)時間的兩倍，并且其中所述第一移動平均元件在1.5個符號持續(xù)時間上執(zhí)行第一積分，并產(chǎn)生第一復數(shù)值，其中所述第二移動平均元件在0.5個符號持續(xù)時間上執(zhí)行第二積分，并產(chǎn)生第二復數(shù)值，并且其中所述頻偏估計器還包括第一角抽取元件，該元件從所述第一復數(shù)值中抽取所述第一相移估計；以及第二角抽取元件，該元件從所述第二復數(shù)值中抽取所述第二相移估計。
12.如權(quán)利要求1所述的頻偏估計器，其中所述頻偏估計是粗頻偏估計，用于調(diào)整將IF輸入信號下變頻到所述串行符號流的頻率。
13.如權(quán)利要求12所述的頻偏估計器，其中所述串行符號流是由在多個副載波的一部分上進行調(diào)制的抽樣短訓練符號組成的，所述短訓練符號具有已知的訓練值。
14.一種用于正交頻分復用(OFDM)信號的頻率同步的方法，包括使用第一和第二相移估計來生成頻偏估計，所述第一相移估計是在訓練符號的串行符號流延遲了大約第一持續(xù)時間之后，由該符號流生成的，所述第二相移估計是在所述符號流延遲了第二持續(xù)時間之后，由所述串行符號流生成的。
15.如權(quán)利要求14所述的方法，其中的生成步驟包括在所述訓練符號的串行符號流與延遲了大約所述第一持續(xù)時間的所述符號流之間求自相關(guān)，以產(chǎn)生第一相關(guān)輸出；在所述串行符號流與延遲了所述第二持續(xù)時間的所述符號流之間求自相關(guān)，以產(chǎn)生第二相關(guān)輸出；對所述第一相關(guān)輸出求積分，以生成所述第一相移估計；對所述第二相關(guān)輸出求積分，以生成所述第二相移估計；以及合并所述第一和第二相移估計，以生成所述頻偏估計。
16.如權(quán)利要求15所述的方法，還包括通過將所述頻偏估計應(yīng)用于相位旋轉(zhuǎn)器，以在對OFDM分組的數(shù)據(jù)符號執(zhí)行FFT之前，基于所述頻偏估計將輸入符號的相位旋轉(zhuǎn)某個相移量，從而旋轉(zhuǎn)所述OFDM分組的數(shù)據(jù)符號的相位；以及將所述相移量保持不變，用于對所述數(shù)據(jù)符號執(zhí)行FFT。
17.如權(quán)利要求15所述的方法，其中所述第一持續(xù)時間是所述訓練符號之一的持續(xù)時間，所述第二持續(xù)時間是所述第一持續(xù)時間的兩倍，并且其中對所述第一相關(guān)輸出求積分的步驟包括在大約1.5個持續(xù)時間上對所述第一相關(guān)輸出求積分，并且其中對所述第二相關(guān)輸出求積分的步驟包括在大約0.5個持續(xù)時間上對所述第二相關(guān)輸出求積分。
18.如權(quán)利要求14所述的方法，還包括當所述第一和第二相移估計之間的差超過π時，將所述第二相移估計調(diào)整2π的倍數(shù)。
19.如權(quán)利要求15所述的方法，其中的合并步驟包括將所述第一相移估計乘以w1/2πT，以生成第一加權(quán)頻率估計；將所述第二相移估計乘以w2/4πT，以生成第二加權(quán)頻率估計；并且求和所述第一和第二加權(quán)頻率估計，以生成所述頻偏估計，其中w1和w2是權(quán)重，而T是所述持續(xù)時間。
20.如權(quán)利要求14所述的方法，其中所述訓練符號是抽樣的長訓練符號，其由多個具有已知訓練值的調(diào)制副載波組成。
21.如權(quán)利要求14所述的方法，還包括生成所述訓練符號的復共軛；以及將所述訓練符號至少延遲所述持續(xù)時間。
22.一種正交頻分復用(OFDM)接收機系統(tǒng)，包括接收包括OFDM分組的信號的偶極天線；將所述OFDM分組轉(zhuǎn)換為符號流的RF接收單元；對所述符號流執(zhí)行快速傅立葉變換(FFT)，以生成解碼比特流的數(shù)據(jù)符號處理單元；以及兩信道頻偏估計器，該估計器使用所述符號流中的訓練符號來生成頻偏估計，以在執(zhí)行FFT之前旋轉(zhuǎn)所述OFDM分組的數(shù)據(jù)符號的相位。
23.如權(quán)利要求22所述的OFDM接收機系統(tǒng)，其中所述數(shù)據(jù)符號處理單元包括響應(yīng)于所述頻偏估計的相位旋轉(zhuǎn)器，并且其中所述兩信道頻偏估計器包括第一自相關(guān)元件，該元件對已延遲第一持續(xù)時間的訓練符號的符號流執(zhí)行第一自相關(guān)，以產(chǎn)生第一相關(guān)輸出；第二自相關(guān)元件，該元件對已延遲第二持續(xù)時間的所述訓練符號的符號流執(zhí)行第二自相關(guān)，以產(chǎn)生第二相關(guān)輸出；第一移動平均元件，該元件對所述第一相關(guān)輸出執(zhí)行第一移動平均，以用于生成第一相移估計；第二移動平均元件，該元件對所述第二相關(guān)輸出執(zhí)行第二移動平均，以用于生成第二相移估計；以及求和器，該求和器合并所述第一和第二相移估計，以生成所述頻偏估計。
24.如權(quán)利要求23所述的OFDM接收機系統(tǒng)，其中所述第一持續(xù)時間是所述訓練符號之一的持續(xù)時間，所述第二持續(xù)時間是所述第一持續(xù)時間的兩倍，并且其中，所述第一移動平均元件在大約1.5個持續(xù)時間上執(zhí)行所述第一移動平均，而所述第二移動平均元件在大約0.5個持續(xù)時間上對所述第二相關(guān)輸出執(zhí)行所述第二移動平均。
25.如權(quán)利要求23所述的OFDM接收機系統(tǒng)，其中所述數(shù)據(jù)符號處理單元還包括相位校正元件，該元件在所述第一和第二相移估計之間的差超過π時，將所述第二相移估計調(diào)整2π的倍數(shù)。
26.如權(quán)利要求23所述的OFDM接收機系統(tǒng)，其中所述求和器將所述第一相移估計乘以w1/2πT，以生成第一加權(quán)頻率估計，并且將所述第二相移估計乘以w2/4πT，以生成第二加權(quán)頻率估計，并且合并所述第一和第二加權(quán)頻率估計，以生成所述頻偏估計，其中w1和w2是權(quán)重，T是所述持續(xù)時間。
27.一種包括其上存儲有指令的存儲介質(zhì)的制品，所述指令在由計算平臺執(zhí)行時導致在訓練符號的串行符號流和已延遲大約第一持續(xù)時間的所述符號流之間求自相關(guān)，以產(chǎn)生第一相關(guān)輸出；在所述串行符號流和已延遲第二持續(xù)時間的所述符號流之間求自相關(guān)，以產(chǎn)生第二相關(guān)輸出；對所述第一相關(guān)輸出求積分，以生成所述第一相移估計；對所述第二相關(guān)輸出求積分，以生成所述第二相移估計；以及合并所述第一和第二相移估計，以生成所述頻偏估計。
28.如權(quán)利要求27所述的制品，其中所述指令還導致通過將所述頻偏估計應(yīng)用于相位旋轉(zhuǎn)器，以在對正交頻分復用(OFDM)分組的數(shù)據(jù)符號執(zhí)行FFT之前，基于所述頻偏估計將輸入符號的相位旋轉(zhuǎn)某個相移量，從而旋轉(zhuǎn)所述OFDM分組的數(shù)據(jù)符號的相位。
29.如權(quán)利要求28所述的制品，其中所述指令還導致將所述相移量保持不變，用于對所述數(shù)據(jù)符號執(zhí)行FFT，并且導致包括所述正交頻分復用(OFDM)分組的OFDM信號的頻率同步。
全文摘要
正交頻分復用(OFDM)接收機利用兩信道頻偏估計方案，通過生成OFDM分組的細頻偏而實現(xiàn)頻率同步的改進。與延遲了一個及兩個訓練符號的持續(xù)時間的訓練符號之間執(zhí)行并發(fā)的自相關(guān)。分別在1.5個持續(xù)時間和0.5個持續(xù)時間上對各個相關(guān)輸出求積分，以生成相移估計。所述相移估計被加權(quán)并合并，以生成細頻偏估計，其被用于在對OFDM數(shù)據(jù)符號執(zhí)行快速傅立葉變換(FFT)之前旋轉(zhuǎn)所述數(shù)據(jù)符號的相位。
文檔編號H04L27/26GK1846415SQ03826434
公開日2006年10月11日 申請日期2003年3月28日 優(yōu)先權(quán)日2003年3月28日
發(fā)明者亞歷山大·A·馬爾特塞夫, 安德雷·V·普德耶夫, 亞歷克塞·M·索皮科夫, 德米特里·V·阿克赫米托夫 申請人:英特爾公司, 亞歷山大·A·馬爾特塞夫, 安德雷·V·普德耶夫, 亞歷克塞·M·索皮科夫, 德米特里·V·阿克赫米托夫