專利名稱：Ofdm傳輸系統中的接收裝置的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種正交頻分復用(OFDM)傳輸系統中的接收裝置，用來接收通過IFFT(快速傅立葉反變換)處理獲得的信號中加入保護間隔的結果的傳輸信號，之后傳送該信號；特別是涉及一種OFDM傳輸系統中的接收裝置，即使在該OFDM傳輸系統中產生了超過保護間隔的延遲波，也能通過減少載波間干擾和符號間串擾進行良好的接收。
背景技術：
可歸于多路環(huán)境的頻率選擇性衰落發(fā)生在寬帶無線通訊中。一個有效的處理方法是多載波調制，它將傳輸帶寬分割為不經歷頻率選擇性衰減的窄頻帶(副載波)并且并行傳輸該副載波。目前，正在將基于OFDM傳輸的數字TV、音頻廣播(在日本和歐洲)和無線局域網(IEEE 802.22a)的規(guī)范進行標準化，OFDM傳輸是一種多載波調制。此外還為下一代移動通訊系統提出了基于OFDM的調制方案。
圖48A為已知技術的多載波傳輸圖。串/并轉換器1將串行數據轉換成并行數據并將并行數據通過低通濾波器2a至2d分別輸入到正交調制器3a至3d。在圖48A中，串行數據轉換成包括四個符號S1至S4的并行數據。每個符號包括同相部分和正交部分。正交調制器3a至3d通過具有如圖48B所示的f1至f4頻率的副載波對每個符號進行正交調制，合并器4將正交調制的信號合并，傳送器(未在圖中顯示)將合并的信號轉換(up-converts)成無線頻率信號然后傳輸該無線頻率信號。采用多載波傳輸方案，頻率可以設置成如圖48B所示的方式，這樣頻譜不會重疊以符合副載波的正交性。
在圖48A中，串/并轉換器1將串行數據轉換成包括四個符號的并行數據。但是，事實上，串/并轉換器1將串行數據轉換成N(例如，512或1024)項并行數據并且用N個副載波進行多載波傳輸。
采用OFDM傳輸方案，設置頻率間隔來使多載波傳輸中的第n個副載波傳輸的調制頻帶信號和第n+1個副載波傳輸的調制頻帶信號之間的相關無效。圖49A為已知技術的基于OFDM方案的傳輸裝置的方塊圖。該裝置包括一個串/并轉換器5，用于將串行數據轉換成包括M個符號(I+jQ，其為復數)的并行數據。一個IFFT(快速傅立葉反變換)6，其用于傳輸作為具有圖49B所示的頻率間隔的副載波的M個符號，對頻率數據進行快速傅立葉反變換來轉換成時間數據。一個保護間隔插入單元7，其將保護間隔GI插入并通過低通濾波器8a、8b將實部和虛部輸入到正交調制器9。正交調制器9對輸入數據進行正交調制，而且傳送器(未在圖中顯示)將調制信號轉換(up-converts)成無線頻率信號。根據OFDM傳輸，如圖49B所示的頻率設置成為可能，這樣能夠提高使用頻率的有效性。
圖50為已知技術的串行至并行轉換圖。導頻標志位(pilot)P為時分復用的，位于傳輸數據的每一幀的前面。請注意導頻標志位P可以按照如圖51所示的方式分布在一個幀內。如果假定每一幀的普通導頻標志位由4×M個符號構成，傳輸數據由28×M個符號構成，那么，串/并轉換器5會在前4次輸出導頻標志位的M個符號作為并行數據，然后28次輸出傳輸數據的M符號作為并行數據。結果，在一個幀的周期內，導頻標志位可以被時分復用的傳輸4次到所有的副載波。通過在接收端執(zhí)行該導頻標志位和已知導頻標志位的相關操作，可以基于每個副載波進行信道估測并可以執(zhí)行信道補償。
圖52為已知技術的保護間隔的插入圖。如果采用與M個副載波采樣(＝一個OFDM符號)一致的IFFT輸出信號作為一個單元，保護間隔的插入表示為將信號的尾段復制到其首段。通過插入保護間隔GI，可以消除由于多路徑引起的符號間串擾(ISI)的影響。
圖53A和圖53B用于描述已知技術的由于延遲波而造成的碼問干擾，其中參考字符A和B分別代表直接和延遲(反射)波。如圖53A所示，如果延遲波B的延遲時間τ小于保護間隔的長度NGD，那么在一個窗體定時W內，直接波A的數據符號D0不會覆蓋延遲波B的另一個數據符號，因此就不會發(fā)生碼間干擾。
然而，如圖53B所示，如果延遲波B的延遲時間τ大于保護間隔的長度NGD，那么在一個窗體定時W內，直接波A的數據符號D0就會覆蓋延遲波B的另一個數據符號D1，而產生碼間干擾。因此，在確定保護間隔NGD的長度時，要考慮到延遲波的最大延遲時間τmax，這樣就不會發(fā)生ISI。
圖54為已知技術的OFDM傳輸系統中的接收裝置的方塊圖。無線接收機11對接收的OFDM載波信號應用頻率轉換處理，正交解調器12對接收到的信號進行正交解調處理。在達到接收信號同步之后，保護間隔去除單元13去除在接收信號中的保護間隔GI，之后將接收信號輸入到FFT(快速傅立葉變換)單元14。FFT單元進行FFT處理，將在時域中的信號轉換為在一個FFT窗體定時中的M個副載波信號(副載波采樣)值S1至SM。
信道估測單元15通過在傳輸端使用時分復用的導頻符號對副載波逐個進行信道估測，并且信道補償單元16用每個副載波各自的信道估測值h1至hM乘以FFT的輸出S1至SM。更具體地，通過使用導頻信號，信道估測單元15估測由于每一個副載波的衰落而造成的相位影響exp(jφ)和振幅影響A，信道補償單元16通過用exp(-jφ)和1/A乘以傳輸信號的副載波信號成分來補償衰落。并/串轉換器17將從信道補償單元16輸出的并行數據轉換成串行數據，并且，數據解調器18解調該傳輸數據。
這樣，通過OFDM，將保護間隔GI添加到OFDM符號數據(以下簡稱“符號數據”)的一項上，即使在GI符號的長度范圍之內存在多路延遲波也不會發(fā)生ISI。這是有利的因為可以不使用均衡器(即這種系統不會有多路衰落)進行解調。
另一方面，添加GI符號(冗余符號)會引起傳輸效率的降低。為了抑止傳輸效率的降低，OFDM符號的長度需要加大，這會增加固定傳輸帶寬的副載波的數量M。因而會增多多載波傳輸遇到的某些問題，即會增加峰值功率與平均功率的比率(由于在放大器中的非線性變形而使性能降低)和由于增大符號長度而降低衰落跟蹤性能，權衡上述這些因素來設計副載波。
然而，在實際傳輸路徑上的延遲波的延遲時間變化很大，并且延遲分布很廣，特別在室外，例如在市區(qū)為0.2至2.0μs，山區(qū)為10至20μs。可能的GI長度通常不能為所有服務地區(qū)提供100％的補償。
對此問題的一個解決方法就是由Suyama等人(電子協會信息通訊工程師)所著的《用于多路環(huán)境的超出保護間隔的延遲參數的OFDM接收系統》(An OFDM Receiving System for Multipath Environments of a Delay ProfileExceeding a Guard Interval)，，技術報告RCS 2001-175(2001-11)，pp.45-50(以下引作“現有技術”)。
根據OFDM的移動無線的信號傳輸，在超出了保護間隔的多路延遲傳播中，傳輸性能會顯著降低。其原因是在OFDM符號間的ISI和在同一個符號中的載波間干擾(ICI)。為了抑制ISI和ICI并提高傳輸性能，上面引用的現有技術包括①為去除ISI影響的判決反饋均衡器；②為去除從該處理的結果中的ICI影響和用于估測傳輸信號序列的最大化似然序列估計(MLSE)；③使用能夠在最大化似然序列估計中降低狀態(tài)的數量的窗函數，進行傅立葉變換處理；和④通過遞歸最小二乘法進行信道估測處理。
圖55為根據現有技術的OFDM接收器的方塊圖。
通過該接收器，首先，FFT窗體單元50對接收信號在導頻間隔的矩形窗體內進行傅立葉變換用于信道估測，并將其輸出應用于信道估測單元51。該信道估測單元51使用導頻進行信道估測。FFT窗體單元50使用導頻標志位改變數據間隔的窗函數。更具體地，(1)當多路延遲時間之間的差別落在保護間隔內時，使用通常的矩形窗函數；但是(2)如果觀測到延遲時間之間的差別超出了保護間隔時，在數據間隔中使用例如漢寧窗等平滑窗函數。
接下來，FFT窗體單元50使用窗函數在數據間隔中進行傅立葉變換。減法器55從經過傅立葉變換的接收信號中減去由ISI摹本生成器52產生的ISI摹本。對所有的副載波進行上述處理。該處理部分總體上稱為判決反饋均衡器。
上述消除了ISI的接收信號輸入到MLSE(最大化似然序列估計)單元53，其提取每個載波中的傳輸信號序列。該均衡器在一定的時間沿著符號的頻率軸產生傳輸符號候選，ICI摹本生成器54從產生的多個候選中產生接收信號的摹本。用于最小化接收信號和ICI摹本之間誤差的絕對值的平方的序列作為傳輸信號序列被輸出。圖55中的接收器還包括并/串轉換器56、串/并轉換器57、運算單元59和平方單元60。
現有技術處理與本發(fā)明相同的主題，并提供了應用于無線局域網系統中的仿真結果?，F有技術的目的是減少由于超出了保護間隔的延遲波產生的ISI(符號間串擾)和ICI(載波間干擾)，它的特征是在頻域(也就是在接收端FFT之后的電路)進行所有的處理。此外，對接收FFT是進行時域過濾，用來抑制分布于整個頻帶的ICI。而且，MLSE用于ICI去除，而每個載波需要具有M2狀態(tài)(M代表在M進制調制中的狀態(tài)數量)的維特比均衡器。例如在QPSK(M＝4)的情況下有16種狀態(tài)；如果載波的數量N為1024，那么需要1024維特比的均衡器。
此外，因為解調信號經過MLSE的直接解調，當并行使用前向糾錯(FEC)時，如果信號是傳統的解調信號得到的，逐漸解調增益根本不會獲得。也就是說，降低了BER性能。此外，因為MLSE是一種窮舉搜尋演算法，所以在M進制調制下必須準備的狀態(tài)數M等于觀測的載波的乘數(因為在現有技術情況下有兩個載波，狀態(tài)的數為乘方)。因此，當并行使用自適應調制方案時，該方案是當前大多數無線系統(例如第三代移動通訊和無線局域網等)采用的方式，必要的可用狀態(tài)的數量等于M進制調制狀態(tài)數量的最大值，并且MLSE本身必須能夠識別M進制調制狀態(tài)的實際數量而且能夠動態(tài)地改變這些數。此外，多載波自適應調制系統的控制很復雜，因其調制方案隨著一個接一個的副載波而改變。因此傳統的方法依然存在問題，即達到目的的計算成本高(尤其是并行使用自適應調制時)和并行使用FEC時編碼增益下降。

發(fā)明內容
鑒于以上的問題，本發(fā)明的主要目的在于降低超出保護間隔的延遲波引起的ISI(符號間串擾)和ICI(載波間干擾)。
本發(fā)明的另外一個目的就是要在時域內進行處理來抑制ISI/ICI，也就是在接收端的FFT前面的電路，使得可以對副載波的M進制調制狀態(tài)數獨立計算的固定量進行控制和獲得編碼增益。
根據本發(fā)明在OFDM傳輸系統中的第一接收裝置根據本發(fā)明在OFDM傳輸系統中的第一接收裝置適用于添加到已知符號(例如導頻符號)的保護間隔的長度大于添加到數據符號的保護間隔的長度時傳輸信號的情況。
更具體地，根據本發(fā)明的第一接收裝置包括①用于接收信號的接收器，該信號是在添加到已知符號的保護間隔的長度大于添加到數據符號的保護間隔的長度情況下傳輸的；②延遲參數測量單元，通過計算接收信號和已知信號的相關性來測量具有延遲大于數據符號的保護間隔的延遲波的延遲參數。
第一接收裝置還包括③ISI部分檢測器，用于從延遲參數檢測大于數據保護間隔的延遲時間部分作為ISI部分；④ISI摹本生成器，用于生成與ISI部分相符的已知符號的時間波形部分或前一個符號的時間波形部分作為ISI摹本；⑤減法器，用于從接收信號中減去ISI摹本；⑥數據解調器，用于對減法的結果應用FFT處理來解調數據。
根據第一接收裝置，可以降低由于超出數據保護間隔的延遲波產生的ISI，并且即使延遲波的延遲時間超出了數據的保護間隔，也能抑制BER的增加。此外，因為在時域內執(zhí)行抑制ISI的處理，這樣可以對副載波的M進制調制狀態(tài)數獨立計算的固定量進行控制，因此能夠降低硬件的規(guī)模。
第一接收裝置還包括⑦對減法器的輸出應用FFT處理和在信道補償后對解調的結果應用IFFT處理的裝置，由此生成解調信號恢復摹本；和⑧將解調信號恢復摹本插入到通過減法去除ISI摹本的減法器輸出部分的裝置。數據解調器通過對插入結果應用FFT處理來解調數據。
根據第一接收裝置，可以在時域抑制ISI和ICI，即使延遲波的延遲時間超過了數據的保護間隔，也能抑制BER的增加。此外，因為在時域內執(zhí)行抑制ISI和ICI的處理，這樣可以對載波的M進制調制狀態(tài)數獨立計算的固定量進行控制，因此能夠降低硬件的規(guī)模。此外，在產生解調信號的恢復摹本的裝置中，根據信道補償的結果通過直接調節(jié)確定一個信號，或通過指定的量化比特長進行逐漸調節(jié)，以及對調節(jié)的結果進行IFFT處理來產生解調信號恢復摹本。這樣進一步提高了性能。
根據本發(fā)明在OFDM傳輸系統中的第二接收裝置根據本發(fā)明在OFDM傳輸系統中的第二接收裝置適用于添加到已知符號(例如導頻符號)的保護間隔的長度等于添加到數據符號的保護間隔的長度的情況。
更具體地，根據本發(fā)明的第二接收裝置包括①用于計算接收信號與已知信號之間的相關性的運算單元；②通過使用大于閾值的相關值檢測是否出現大于保護間隔長度的延遲波的裝置；③將等于或大于閾值的相關值置“0”，并且如果產生了大于保護間隔長度的延遲波則輸出延遲參數的裝置；④ISI部分檢測器，用于從延遲參數中檢測大于保護間隔長度的延遲時間部分作為ISI部分；⑤ISI摹本生成器，用于生成與ISI部分相符的已知符號的時間波形部分或前一個符號的時間波形部分作為ISI摹本；⑥減法器，用于從接收信號中減去ISI摹本；⑦數據解調器，通過對減法器的輸出應用FFT處理來解調數據。
第二接收裝置還包括⑧對減法器的輸出進行FFT處理和在信道補償后對解調的結果進行IFFT處理的裝置，由此生成解調信號恢復摹本；和⑨將解調信號恢復摹本插入到通過減法去除ISI摹本的減法器的輸出部分的裝置。數據解調器通過對插入結果應用FFT處理來解調數據。
即使已知符號(導頻符號)與數據符號的保護間隔的長度相等，根據第二接收裝置，也能夠達到與第一接收裝置同樣的效果。
根據本發(fā)明在OFDM傳輸系統中的第三接收裝置根據本發(fā)明在OFDM傳輸系統中的第三接收裝置適用于添加到已知符號(例如導頻符號)的保護間隔長度等于添加到數據符號的保護間隔的長度的情況。
更具體地，根據本發(fā)明的第三接收裝置包括①通過計算接收信號與已知信號之間的相關性而輸出延遲參數的裝置；②波形整形器，用于從延遲參數中檢測大于保護間隔長度的延遲時間部分作為ISI部分，整形與ISI部分一致的接收信號部分的波形；③對波形整形器的輸出信號進行FFT處理和信道補償以及在信道補償后對信號進行IFFT處理來產生解調信號恢復摹本的裝置；④將解調信號恢復摹本添加到接收信號的裝置；和⑤通過對添加結果進行FFT處理來解調數據的數據解調器。
即使已知符號(導頻符號)與數據符號的保護間隔的長度相等，根據第三接收裝置，也能夠達到與第一接收裝置同樣的效果。另外，因為不必要創(chuàng)建ISI摹本，所以可以簡化硬件的配置。
有關本發(fā)明的其他特征和優(yōu)點，現結合附圖作詳細說明。


圖1為本發(fā)明中的導頻符號、數據符號和傳輸幀格式圖；圖2為導頻標志位的保護間隔長度NGP、數據符號的保護間隔長度NGD與延遲波的延遲時間Nτmax的關系圖；圖3為根據本發(fā)明第一個實施例的OFDM傳輸系統中的接收裝置的方塊圖；圖4A至圖4E為描述產生ISI摹本的方法圖；圖5為第一延遲波位置(延遲時間)與BER性能的關系圖；圖6為第二延遲波位置(延遲時間)與BER性能的關系圖；圖7為第三延遲波位置(延遲時間)與BER性能的關系圖；圖8為第一實施例的修正圖；圖9為根據本發(fā)明第二個實施例的OFDM傳輸系統中的接收裝置的方塊圖；圖10A至圖10F為抑制產生ICI的原理圖；圖11為根據本發(fā)明第三個實施例的OFDM傳輸系統中的接收裝置的方塊圖；圖12為用于描述A到D部分的理想波與延遲波的信號相位圖；圖13為第三個實施例的效果圖；圖14為第三實施例的修正并顯示了一個ICI抑制單元以級聯方式排列的例子；圖15為圖14修正的效果圖；圖16為根據本發(fā)明第四個實施例的分集排列的方塊圖；圖17為用于描述2分支分集接收效果的第一接收性能圖；圖18為用于描述2分支分集接收效果的第二接收性能圖；圖19為根據分集排列的第五實施例的用于進行基于每個副載波的選擇合并或最大比率合并的接收器的方塊圖；圖20A和圖20B為2分支分集接收的ISI摹本和恢復摹本的產生原理圖；圖21為描述第五個實施例效果的仿真性能圖；圖22為根據本發(fā)明第六個實施例的接收裝置方塊圖；圖23為根據本發(fā)明第六個實施例中必須直接調節(jié)的星座圖；圖24為根據本發(fā)明第七個實施例的接收裝置的方塊圖；圖25為根據本發(fā)明第八個實施例的接收裝置的方塊圖；圖26為限制范圍示意圖；
圖27為根據第八個實施例的第一個BER-延遲時間性能關系圖；圖28為根據第八個實施例的第二個BER-延遲時間性能關系圖；圖29為根據第八個實施例的第三個BER-延遲時間性能關系圖；圖30為插入信道估測值的排列方塊圖；圖31為根據本發(fā)明第九個實施例的接收裝置的方塊圖；圖32為根據本發(fā)明第十個實施例的接收裝置的方塊圖；圖33為符號逐漸調節(jié)的量化比特長度變化情況下的第一個BER-延遲時間性能關系圖；圖34為信號逐漸調節(jié)的量化比特長度變化情況下的第二個BER-延遲時間性能關系圖；圖35為信號逐漸調節(jié)的量化比特長度變化情況下的第三個BER-延遲時間性能關系圖；圖36為根據第十一個實施例的導頻符號和數據符號圖；圖37為根據第十一個實施例的第一個接收裝置方塊圖；圖38為根據第十一個實施例的第一個BER-延遲時間性能關系圖；圖39為根據第十一個實施例的第二個BER-延遲時間性能關系圖；圖40為根據第十一個實施例的第三個BER-延遲時間性能關系圖；圖41為根據第十一個實施例的第二個接收裝置方塊圖；圖42為本發(fā)明第十二個實施例圖；圖43為根據第十二個實施例的接收裝置方塊圖；圖44為波形整形器的第一個實施例；圖45為波形整形器的第二個實施例；圖46為窗函數的第一個例子；圖47為窗函數的第二個例子；圖48A和圖48B為多載波傳輸系統的接收裝置圖；圖49A和圖49B為OFDM傳輸系統中的傳輸裝置圖；圖50為已知技術串-并轉換圖；圖51為已知技術導頻符號分布于一個幀中的情況的幀結構圖；圖52為已知技術插入保護間隔圖；圖53A和圖53B為已知技術由于延遲波而產生的ICI圖；
圖54為已知技術OFDM傳輸系統的接收裝置方塊圖；和圖55為已知技術OFDM接收器的方塊圖。
具體實施例方式
傳輸幀格式圖1描述了本發(fā)明中的導頻符號(P)、數據符號(Di，其中1≤i≤m)和傳輸幀格式的結構。
在數據符號Di中周期性地插入導頻符號P，其保護間隔的長度與數據符號的不同。具體來說，導頻符號P的保護間隔長度為NGP，數據符號Di的保護間隔長度為NGD，并且保持NGP＞NGD。此外，因為其由FFT點的數量即副載波的數量確定，有效符號的長度(NU)相同。如圖2所示，導頻符號P的保護間隔的長度大于可能的最大延遲參數(延遲波的最大延遲時間)Nτmax。所以，即使延遲參數大于數據符號Di的保護間隔的長度NGD并在數據符號中產生了ISI，ISI也不會在導頻符號中發(fā)生。因此，就可以通過使用導頻符號來執(zhí)行精確的信道估測和延遲參數的測量。此外，此處定義的數據符號Di的保護間隔的長度假定為NGD≥0；如果保持NGD＝0，這意味著沒有保護間隔。
如圖55所示的已知技術通過僅使用在無線局域網系統(IEEE802.11a)中采用的傳輸數據的前端(前置信號)進行信道估測，并因此使用RLS(遞歸最小二乘法)算法。相比之下，本發(fā)明在導頻符號P周期性地插入可變GI的長度NGP，這樣不需使用現有技術中使用的收斂算法便可實現無ISI的信道估測。然而，對于在導頻符號中的(NGP-NGD)采樣，對于保持NGP＝NGD下的固定GI長度的系統，其傳輸效率下降了。因此，也可以將NGD變小到使其整體的傳輸效率與已知技術的相同的程度。
第一個實施例圖3為根據本發(fā)明第一個實施例的OFDM傳輸系統中的接收裝置的方塊圖。在該實施例以及隨后的實施例中，在FFT處理之前，信號處理在時域中進行，在FFT處理之后，信號處理在頻域中進行，而在IFFT處理之后，信號處理在時域中進行。第一個實施例說明了在接收端，在FFT處理之前使用接收信號(即時間波形)進行延遲波參數的信道估測/測量的情況。
接收單元(請參見圖54中的無線接收機11和正交解調器12)將接收的信號輸入到保護間隔去除單元100。請注意添加到導頻符號P上的保護間隔的長度NGP大于添加到數據符號Di上的保護間隔的長度NGP(NGP＞NGD)。
保護間隔去除單元100去除接收信號中的保護間隔GI并將接收信號輸入到信道估測單元101和減法器102。因為導頻符號為已知信號，信道估測單元101的IFFT單元101a對已知導頻符號的副載波成分進行IFFT處理從而產生時間波形(摹本)，通過計算在摹本和接收的導頻信號部分之間的交叉相關性，相關器101b測量延遲參數。事實上，相關器101b從接收信號中提取N個采樣，一個時刻一個采樣計算轉換的摹本的相關值，由此計算N個采樣的值。這樣測量了在接收定時時具有直接波和延遲波的峰值的延遲參數。
將由信道估測單元101測量的延遲參數輸入到超出GI延遲波檢測器103，該檢測器進行監(jiān)測以判決是否觀測到超出數據符號Di的保護間隔的長度NGD的延遲波。如圖2所示，如果延遲波的延遲時間Nτmax大于NGD(NGD＜Nτmax)，那么ISI摹本生成器104相應于超出NGD的部分(如圖2中的陰影部分所示)使用導頻符號或前面的數據符號產生一個ISI摹本，也就是相應于(Nτmax-NGD)采樣的ISI摹本。
圖4A至圖4E描述了產生ISI摹本的方法。延遲波B以NGD或大于NGD落后于直接波A，延遲時間Nτmax滿足關系式NGD＜Nτmax。直接波A的數據符號D0與延遲波B的導頻符號P部分重疊，并維持延遲波B的導頻符號P的ISI。因此，必須從接收信號去除導頻信號的該部分。受干擾的時間(采樣的數量)為y＝(Nτmax-NGD)。因此，ISI摹本生成器104從已知導頻信號波形中切去y部分并把它作為ISI摹本(請參見圖4D中的陰影部分)。第一個信道補償器105用信道估測值與ISI摹本相乘來應用信道補償，并將結果輸入到減法器102中。減法器102從接收的信號中減去ISI摹本并將差異輸入到FFT運算單元106中，其為直接波A和延遲波B(數據符號D0)隨后的階段，如圖4E的左面。
FFT運算單元106對輸入的接收信號進行FFT處理來在每一個副載波基礎上產生數據元素。FFT運算單元107對信道估測信號進行FFT處理以便為每個副載波產生信道補償值。信道補償器108將FFT處理的結果與逐個副載波的信道補償值相乘，由此解調組成數據符號D0的副載波的數量的數據元素，并輸出解調的數據。
IFFT運算單元109對從信道補償器108輸出的組成數據符號D0的副載波的數量的解調數據進行IFFT處理，并輸出數據符號D0的時間波形信號。延遲電路110以等于一個符號時間Ts的時間延遲該時間波形信號并將該延遲的信號輸入到ISI摹本生成器104。
與上面所述的類似的方式，直接波A的數據符號D1(請參見圖4D)與延遲波B的前面的數據符號D0部分重疊，并維持延遲波B的數據符號D0的ISI。因此，需要從接收的信號去除數據符號D0的該部分。受干擾的時間(采樣的數量)為y。因此，ISI摹本生成器104從前面的數據符號D0的時間波形信號中切去y部分并把它作為ISI摹本(請參見圖4D中的陰影部分)。
第一個信道補償器105將信道估測值與ISI摹本相乘來應用信道補償，并將結果輸入到減法器102中。減法器102從接收的信號中減去ISI摹本并將差異輸入到FFT運算單元106中，其為直接波A和延遲波B(數據符號D1)隨后的階段，如圖4E的右面。隨后執(zhí)行的處理與前面數據符號D0處理方式的相同。
因此，同樣的方式，產生摹本并從接收的信號中去除，并進行FFT處理，之后進行信道補償，解調每個數據符號并輸出。
圖5至圖7為在包括下面描述的實施例中的延遲波位置(延遲時間)與BER性能(仿真的結果)的關系圖。
仿真參數如下面的表1所示。
仿真參數


表1此處，“固定的”導頻符號長度表示與數據符號長度相同的長度(NGP＝NGD)，“可變的”導頻符號長度表示保持NGP＝2NGD。這闡明了關于等于數據采樣的GI長度的1.5倍的延遲波位置(采樣)與誤碼率(BER)性能之間的關系。延遲波位置為150到200個采樣的情況為在GI之內的延遲波的BER性能。相比之下，本發(fā)明的一個效果就是對超出了GI的延遲波誤碼率性能降低的抑制程度。圖5至圖7說明了在每個D/U(0dB，1dB，3dB)的第一個實施例的性能。A表示沒有應用本發(fā)明的接收方案的性能，B為第一個實施例的性能?？梢钥闯?，除了在D/U＝0dB的情況，BER性能比根據已知技術的OFDM通訊系統的性能提高了。此處D/U是指直接波(理想波)功率D被延遲波(非理想波)功率U相除的結果。
圖8為第一個實施例的修正并且說明了當在FFT之后執(zhí)行信道估測的情況。與在FFT之前執(zhí)行信道估測的第一個實施例(圖2)相同的成分用相同的參考符號表示。
信道估測單元101中的IFFT單元101c對FFT 106的處理結果進行IFFT處理，這樣產生時間波形的接收信號。相關運算單元101d通過計算接收的信號的時間波形與已知導頻信號的時間波形(摹本)的相關來測量延遲波。更具體地，相關運算單元101d從接收信號中選取N個采樣，一次一個采樣的計算變換摹本的相關值，并由此計算N個采樣的值。這樣測量具有直接波和延遲波在接收定時的峰值的延遲參數。之后執(zhí)行與第一個實施例的相同的操作。
上面說明了有兩個通道(直接和延遲波)并且ISI通道為其中一個通道的情況。然而，本發(fā)明并不限于產生的ISI通道的數量，它能夠計算數量等于產生ISI通道的數量的摹本。此外，經過消除處理的通道的數量可能受限于其大小(功率)或延遲時間的大小。經過消除處理的通道的數量由性能和復雜度的折衷來確定。此外，圖8的修正還可以適用于以下描述的實施例。
第二個實施例圖9為根據本發(fā)明第二個實施例的接收裝置的方塊圖。第一個實施例僅抑制ISI，第二個實施例除了抑制ISI還同時抑制ICI。
圖10A至圖10F描述抑制產生ICI的原理。在第一個實施例中，如圖10B所示的接收信號在消除如圖10A所示的延遲波B的ISI段y以去除ISI后進行FFT處理。
然而，與ISI段y相應的延遲波B的部分不連續(xù)，而且不是周期波形。結果由FFT處理獲得的每個副載波成分包括由于ICI的變形。為了消除該ICI，插入能使延遲波在ISI段y的跨度平滑而且具有周期性的波形，如圖10C中的虛線所示。
據此，對圖10B的接收信號進行FFT處理，如圖10D所示，之后進行IFFT處理，這樣來提供連續(xù)的信號波形，如圖10E所示。
如果切除圖10E中的連續(xù)信號波形的尾段y并插入到圖10B中接收信號的前端y段，那么延遲波B就成為一個連續(xù)而且具有周期性的波形，如圖10F所示。
如果對圖10F中的信號進行FFT處理，就能抑制ICI。請注意，理想情況下，通過圖10E的波形就能將10F中的延遲波B變成連續(xù)的周期波形。然而，因為圖10B的波形要進行FFT和IFFT處理，圖10E的波形略微偏離了理想的形狀。
圖3的第一個實施例和圖9的第二個實施例中的相同部分采用相同的參考符號表示。FFT處理器201對從減法器102輸入的數據符號Di的接收信號(請參見圖10B)進行FFT處理，由此產生基于每個副載波的數據元素。信道補償器202對副載波逐個用信道補償值乘以FFT處理的結果。IFFT處理器203對從信道補償器202輸出的組成數據符號Di的副載波的數量的解調數據進行IFFT處理，并輸出數據符號Di的時間波形信號(請參見圖10E)。
解調信號恢復摹本生成器204刪去從IFFT處理器203輸入的時間波形信號的尾端的y段的信號部分，這樣產生解調信號恢復摹本(ICI摹本)，并將該摹本輸入合并器205。該合并器將解調信號恢復摹本與從減法器102輸出的接收信號(請參見圖10B)合并，這樣產生連續(xù)信號波形，并將該波形輸入給FFT運算單元106。請注意在產生解調信號恢復摹本的需要時間Td的情況下，要提供由虛線表示的延遲電路206，將從減法器102輸出的信號延遲并將延遲的信號輸入合并器205。
FFT運算單元106對從合并器205輸出的合并信號進行FFT處理，由此在每個副載波基礎上產生數據元素。信道補償器108對副載波逐個用信道補償值乘以FFT處理的結果，并將信道補償的結果作為解調信號輸出。這樣可以同時抑止ISI和ICI。
根據第二個實施例，如圖5至圖7中的性能C所示，可以看出在D/U＝3dB時，獲得了超過延遲落于保護間隔NGD的性能的BER性能。此外，在D/U＝0dB時，證明了根據本發(fā)明其性能得到改善；在當保持D/U＝1dB的苛刻環(huán)境下，性能幾乎沒有降低。這樣可以看出，與根據現有技術的OFDM通訊系統相比，本發(fā)明的性能有很大提高。
第三個實施例第二個實施例同時抑制了ISI和ICI。也就是說，如圖10D所示，對圖10B中的接收信號進行FFT處理，此后如果進行IFFT處理，可獲得連續(xù)信號波形，如圖10E所示。切除圖10E中的連續(xù)信號波形的尾段y并將其插入到圖10B中接收信號的前端y段，這樣將延遲波B形成一個連續(xù)而且具有周期性的波形，如圖10F所示，然后對圖10F中的信號進行FFT處理來抑制ICI。
在第二個實施例中，如上所述，只有延遲波B的前端y段被摹本信號替代；理想波(直接波)A的ISI部分沒有被摹本信號替代。在理想波(直接波)A的前端y段會經過衰落和拾取噪音，結果造成質量下降。另一方面，如圖10E所示產生解調信號恢復摹本，在該摹本中的前端y段具有優(yōu)于接收到的理想波A的質量。因此，第三個實施例補充第二個實施例，通過切除圖10E的連續(xù)信號波形的前端y段，使用它作為摹本來替代圖10B中的接收的理想信號A的前端y段。這樣，可以進一步提高解調的質量。
圖11為根據本發(fā)明第三個實施例的接收裝置的方塊圖，圖12的A至D部分為用于描述理想波與延遲波的信號相位。
圖11中，“0”插入單元211將“0”插入到從減法器102輸出的信號(請參見圖12中的信號A)的理想波成分的ISI部分。FFT 201、信道補償器202和IFFT單元203對減法器102的輸出信號進行FFT處理和信道補償，并在信道補償之后對解調的結果進行IFFT處理。解調信號恢復摹本生成器204將經過IFFT處理的信號(請參見圖12的信號C)的前端y段RC和尾端y段RS作為解調信號恢復摹本(恢復摹本)輸出。加法器212將恢復摹本RC和RS分別加到從“0”插入單元21中輸出的理想波和延遲波(請參見圖12的信號B)的前端y段，并輸出結果。FFT運算單元106和信道補償器108對加法的結果進行FFT處理和信道補償(請參見圖12中的信號D)并輸出解調信號。與前面所述的相同，執(zhí)行第一個實施例所述的產生ISI摹本和從接收信號中去除ISI摹本。
在大量延遲波超出了GI的情況下，“0”插入的ISI采樣的數量由以下幾種情況決定(a)、最大功率通道，(b)、最小延遲通道?；?C)、(a)×(b)最大的通道。
圖13描述了第三個實施例的效果。在D/U＝0dB，Eb/N0＝20dB的延遲時間-BER性能關系圖中A代表第二個實施例的性能，B代表第三個實施例的性能。根據第三個實施例，可以看出即使在苛刻的條件D/U＝0dB的情況下，也能得到改善的效果。此外，可以證明在要求較松(D/U＝1dB，D/U＝3dB等)的情況下，能得到非常大的改善效果。
圖14為第三個實施例的修正。該修正具有多個級聯的ICI抑制單元251。該ICI抑制單元251包括對輸入信號進行IFFT處理的IFFT單元203；用于從IFFT單元203輸出信號產生恢復摹本的摹本生成器204；用于將恢復摹本加到“0”插入單元211的輸出信號的加法器212；用于對加法結果進行FFT處理的FFT運算單元106；以及信道補償器108。如果迭代數為2，則有兩個ICI抑制單元251級聯。通常，如果迭代數為k，則k個ICI抑制單元251級聯。
圖15描述該修正的效果。在D/U＝0dB，Eb/N0＝20dB的延遲時間-BER性能圖中A1、A2代表第二個實施例的性能，B1、B2代表第三個實施例的性能。A1、B1為單個ICI抑制單元251(沒有迭代)時的性能，A2、B2為兩個ICI抑制單元251(一次迭代)時的性能。
在第二個實施例中，迭代使性能改善的效果很小。然而，根據本發(fā)明，可以看出僅通過執(zhí)行一次迭代，就能達到與在保護間隔內(在圖中小于200個采樣)基本相同的性能。
第四個實施例圖16為根據本發(fā)明第四個實施例的分集排列的方塊圖。此處第二個實施例的排列為兩個分支，使用具有較大D/U分支的解調信號恢復摹本消除每個分支的ICI，兩個分支的解調信號都被最大化比率合并和輸出結果，或選擇較大D/U的分支的解調信號并輸出。
在圖16中，在各自分支中的接收器301、302具有與第二個實施例中的接收器相同的功能，與圖9中相同的部分用相同的參考符號表示。本實施例所不同的是對于FFT運算單元106和201，本實施例采用共同的單元106；對于信道補償器108和202，本實施例采用共同的補償器108；對于IFFT單元109和203，本實施例采用共同的單元109；并去除了FFT運算單元201、信道補償器202和IFFT單元203。
解調信號恢復摹本選擇器/產生器303基于從各自分支中的接收器301和302的信道估測單元101中進入的延遲參數，計算每個分支的D/U，選擇從IFFT單元109進入的具有較大D/U的信號，使用選擇的信號創(chuàng)建解調信號恢復摹本(ICI摹本)并將創(chuàng)建的摹本輸入到每個分支的接收器301和302的合并器205。差異性天線選擇器/合并器304使從各自分支的接收器301和302進入的解調信號進行例如最大化比率合并和輸出結果的操作。請注意D/U中的D指的是從信道估測單元101中進入的直接波(理想波)功率，U指的是延遲波(ISI部分，它是非理想波)的功率。如果D/U的值大，ISI部分的功率低；而如果D/U的值小，ISI部分的功率高。
在第四個實施例中，通過分集接收使具有較大D/U分支的ICI摹本信號用作具有較小D/U分支的ICI摹本信號，這樣提高每個分支的解調信號的質量。在每個分支的解調信號的質量提高之后，執(zhí)行與現有技術相似的差異性天線選擇/合并，從而確保在苛刻條件下穩(wěn)定的接收性能。在L(L＞2)分支，使用具有最大D/U分支的ICI摹本就足夠了。第四個實施例可看作是實施分集增益的性能提高方案。
圖17、18為描述2分支分集接收效果的接收性能圖。將低D/U分支和高D/U分支的D/U差(ΔD/U)作為一個參數，在每個圖中說明了低D/U分支的接收性能A，為作比較，在每個圖中也說明了在延遲時間小于數據保護間隔長度NGD(＝200個采樣)的情況下的接收性能B。Eb/No與BER性能的關系在延遲時間保持在固定的300個采樣(NGD＝200個采樣)情況下進行仿真。此外，獲得了在ΔD/U＝1dB和5dB的數據，以及表示了Eb/No與BER性能的關系。
因為每一個分支經歷都經過獨立衰落，所以分支相關性很小。利用這一點，使用可能獲得分集增益程度的高D/U信號。
由于上述原因，從圖17和18中可以看出，即使在ΔD/U＝1dB的沒有分集增益的情況下，也能大大地抑制性能的降低。通過同時使用錯誤校正，可以保持高的線條質量。此外，在ΔD/U＝5dB時，獲得的性能基本上等于延遲時間小于數據保護間隔長度NGD(＝200個采樣)的情況下的接收性能B。這樣能夠證實第四個實施例中差異性天線的效果。請注意分集排列也適用于下面介紹的實施例。
如上所述，在k(＝2)分支的情況下執(zhí)行第二個實施例。然而也可以在k個分支的情況下，執(zhí)行第三個實施例。
第五個實施例圖19為用于執(zhí)行基于每個副載波的選擇合并或最大化比率合并的分集排列的第五個實施例的接收器的方塊圖。此處仍以第二個實施例的排列提供兩個分支。請注意，通?？梢圆捎胟個分支。
各自分支的接收器311、312的功能與在第二個實施例中的一樣，與圖9相同的部分用相同的參考符號表示。該實施例的不同之處在于①第二個實施例的IFFT單元109和延遲電路110由接收器311和312分擔；②IFFT單元203由接收器311和312分擔；③解調信號恢復摹本生成器313由接收器311和312分擔并在IFFT單元203之前提供，而且對分支的輸入信號進行基于每一個副載波的選擇合并或最大化比率合并；和④設有差異性天線選擇器/合并器314，對分支的解調信號進行選擇合并或最大化比率合并并輸出結果，該輸出信號(解調信號)通過IFFT單元109和延遲單元110輸入到ISI摹本生成器104。
圖20A和20B為2分支分集接收的ISI摹本和恢復摹本的產生原理圖。
選擇接收在選擇接收(SEL接收)中，差異性天線選擇器/合并器314和解調信號恢復摹本生成器313分別產生ISI摹本和恢復摹本，此時選擇具有較大傳輸通道估測值的分支信號并逐個載波輸出。這樣，如果我們令X(i，j，k)代表OFDM解調之后的第k個分支的第i個符號，令Y(i，j，k)代表傳輸通道響應值(信道估測值)，令Z(i，j)代表選擇后的摹本符號，那么，將通過下面的等式表示ISI摹本Z(i，j)和恢復摹本Z(i，j)，其中i代表符號數，j代表載波數，k代表分支數，K分支表示最大通道響應值。
也就是說，如圖20A所示，使用第(i-1)符號X(i-1，j，k)，從下面的等式中得到ISI摹本Z(i，j)Z(i，j)＝X(i-1，j，K)，Y(i，j，K)＝max{Y(i，j，k)} (1)此外，如圖20B所示，使用第i符號X(i，j，k)從下面的等式中得到恢復摹本Z(i，j)Z(i，j)＝X(i，j，K)，Y(i，j，K)＝max{Y(i，j，k)}(2)這樣，在分集選擇接收情況時，根據公式(1)解調信號恢復摹本生成器313逐個載波地選擇具有較大傳輸通道估測值的分支的信號，IFFT單元203對IFFT副載波的每一個選擇的信號進行IFFT處理來輸出恢復摹本。
此外，差異性天線選擇器/合并器314根據公式(2)選擇具有較大傳輸通道估測值的分支的信號，將該信號輸入至解調器(未在圖中顯示)并通過IFFT單元109和延遲單元110輸入到ISI摹本生成器104。
最大化比率合并接收在最大化比率合并接收(MRC接收)中，差異性天線選擇器/合并器314和解調信號恢復摹本生成器313分別產生ISI摹本和恢復摹本，此時在分支中的信號被最大化比率合并并使用傳輸通道估測值輸出。也就是說，當產生ISI摹本和恢復摹本時，多個天線分支的接收信號的每一個都與傳輸通道響應值相乘，并通過傳輸通道響應值規(guī)格化乘積的總數，采用規(guī)格化的值作為摹本信號。通過下面的等式表達基于最大化比率合并的摹本信號，其中使用與選擇接收中的相同的標記符號表示，i代表符號數，j代表載波數，k代表分支數。
也就是說，如圖20A所示，使用第(i-1)符號X(i-1，j，k)，從下面的等式中得到ISI摹本Z(i，j)Z(i,j)=Σk=1LX(i-1,jk)·Y*(i,j,k)Σk=1LY(i,j,k)·Y*(i,j,)---(3)]]>此外，如圖20B所示，使用第i符號X(i，j，k)，從下面的等式中得到恢復摹本Z(i，j)Z(i,j)=Σk=1LX(i,j,k)·Y*(i,j,k)Σk=1LY(i,j,k)·Y*(i,j,k)---(4)]]>這樣，在分集最大化比率合并情況下，解調信號恢復摹本生成器313根據公式(4)輸出對每個載波的最大化比率合并獲得的信號，IFFT單元203對每個副載波的輸出信號進行IFFT處理來輸出恢復摹本。
此外，差異性天線選擇器/合并器314根據公式(3)計算規(guī)格化的傳輸通道響應值，將該值輸入到解碼器(未在圖中顯示)并通過IFFT單元109和延遲單元110輸入到ISI摹本生成器104。
圖21為描述第五個實施例效果的仿真性能圖。此處，橫軸表示Eb/N0，縱軸表示BER。此外，A(＝傳統的)代表在每一個分支單獨產生摹本而沒有在摹本產生時實施分集的情況下(圖9的第二個實施例)的性能；B(＝在時域進行SEL Div.)代表圖16C中的第四個實施例的性能；C(＝在頻域進行SEL Div.)代表在選擇接收情況下的第五個實施例的性能；D(＝在頻域進行MRC Div.)代表在最大化比率合并情況下的第五個實施例的性能。根據第五個實施例，能夠獲得比第四個實施例更好的效果。圖21說明了在高速移動環(huán)境(V＝207Km/h，載頻為fc＝5GHz)當保持衰減頻率為fd＝960Hz的情況下的性能。即使在非?？量痰沫h(huán)境下也能達到良好的效果。
第六個實施例在第四個和第五個實施例中，即使在高ISI功率的低D/U的苛刻條件下也能由于分集增益而提高性能。然而，逐個分支的性能的提高會帶來性能更大的提高。
圖22為根據本發(fā)明第六個實施例的接收裝置方塊圖。與圖9的第二個實施例相同的部分用相同的參考符號表示。本實施例的不同之處在于在信道補償器202和IFFT單元203之間設有符號直接調節(jié)單元310。
第六個實施例的目的是抑制產生ICI摹本時由于ICI的變形，經過FFT處理后的副載波的信號進行信道補償后，要在符號直接調節(jié)單元310經過符號直接調節(jié)，并對直接調節(jié)的結果進行IFFT處理來產生ICI摹本。如果采取了該方法，可以校正維持ICI變形的解調信號的變形。圖23為根據本發(fā)明第六個實施例中必須直接調節(jié)的星座圖。假定每個副載波的數據經過了QPSK調制。如果沒有發(fā)生變形，信號點將根據(00)、(01)、(10)、(11)存在于圖23的每個象限x標志上。然而，如果發(fā)生了變形，信號點的位置將會改變。例如，信號點從第一象限的點A的位置改變到點B的位置。如果ICI摹本是在這些條件下產生的，將不能獲得連續(xù)周期波形(請參見圖10F)并且解調信號中會包含變形。因此，對信號點A、B進行直接調節(jié)并認為其在第一象限的x位置。當隨后進行IFFT處理來產生ICI摹本時，將獲得連續(xù)周期波形(請參見圖10F)并能夠提高性能。
根據第六個實施例，能夠在D/U＝0dB和D/U＝1dB的苛刻環(huán)境下提高性能，如圖5至圖7所示的性能D，與傳統OFDM通訊系統相比能夠極大的提高性能。
第七個實施例圖24為根據本發(fā)明第七個實施例的接收裝置的方塊圖。與圖22所示的第六個實施例不同，本實施例設有一個開關401和閾值鑒別單元402，并且根據D/U的值自適應地控制以便①使用符號直接調節(jié)的結果創(chuàng)建ICI摹本②使用不帶直接調節(jié)的信道補償創(chuàng)建ICI摹本。
如圖5至圖7所示，當延遲波功率增加而D/U下降至1dB以下時，在提供了直接調節(jié)的第六個實施例(圖22)中的性能D優(yōu)于未提供直接調節(jié)的第二個實施例(圖9)的性能C。然而，與此相反，當D/U為1dB或大于1dB時，在提供了直接調節(jié)的第六個實施例(圖22)中的性能D就比未提供直接調節(jié)的第二個實施例(圖9)的性能C差。因此，閾值鑒別單元402從信道估測單元101進入的延遲參數，計算分別來自直接波和延遲波的功率D和U的D/U，并確定閾值是否是等于或小于還是大于1dB。如果閾值等于或小于1dB，通過開關401選擇符號直接調節(jié)單元310提供直接調節(jié)的結果，并輸入到IFFT單元203，這樣產生ICI摹本。另一方面，如果D/U大于1dB，通過開關401選擇信道補償202的補償結果，并輸入到IFFT單元203，這樣產生ICI摹本。
第八個實施例圖25為根據本發(fā)明第八個實施例的接收裝置的方塊圖。與圖9的第二個實施例相同的部分用相同的參考符號表示。本實施例的不同之處在于，在信道補償器202和IFFT單元203之間設有限制器410，界限LM設置于如圖26中的虛線表示的位置，在陰影部分的區(qū)域的信號點受限于虛線的信號點。如果采用這種排列，不執(zhí)行圖24中的閾值鑒別也能達到相同的性能。
圖27至圖29為分別在D/U為0、3、5dB的情況下的BER-延遲時間性能關系圖。此處A為沒有限制器的第二個實施例的BER性能，B為第八個實施例的BER性能。當保持D/U＝0dB時，第八個實施例的性能以一個數量級優(yōu)于第二個實施例。當D/U大于3dB時，獲得與第二個實施例的BER性能相同的性能。
信道估測單元的修正第一個至第八個實施例中，信道估測單元101在導頻符號期間進行信道估測并使用找到的信道估測值和延遲參數直至更新信道估測。然而，信道估測值和延遲參數依據衰減量變化。因此在該實施例，使用通過實施相鄰的導頻符號獲得的兩個信道估測值，來進行它們之間的插補。為了達到此目的，在保護間隔去除單元100后面設有緩沖器111，并在信道估測單元101中設有插入器101e，如圖30所示。信道估測單元101的相關器101b計算在相鄰的導頻符號位置的第一個和第二個信道估測值，并將該值輸入到插入器101e。該插入器在相鄰符號之間線性插入信道補償值(其包括延遲參數的延遲時間)，并在符號周期內輸出插入值。雖然如果采用這種排列需要緩沖器111，但是可以提高有關高速衰減的跟蹤性。
第九個實施例圖31為根據本發(fā)明第九個實施例的接收裝置的方塊圖，其中與圖9的第二個實施例相同的部分用相同的參考符號表示。本實施例的不同之處在于它設有用于去除導頻符號的時間波形中的ISI摹本部分的ISI摹本去除單元501、FFT運算單元502、ICI波動值計算單元503和補償ICI波動的乘法器504。
在第二個實施例中，對從中去除ISI的段y的圖10B所示的數據符號的波形信號進行FFT處理。這樣，即使產生了ICI摹本并插入到圖10B中的波形的ISI的段y，也不能獲得圖10F那樣的連續(xù)周期性波形，并會出現變形。
因此，在第九個實施例，計算圖10B的數據符號波形進行FFT處理的影響并進行控制來消除該影響。更具體地，ISI摹本去除單元501從已知導頻符號的時間波形信號中去除ISI段y，FFT運算單元502對ISI摹本去除單元501輸出的信號進行FFT處理，ICI波動值計算單元503逐個副載波地計算FFT的輸出和已知導頻符號之間的差異，并計算ICI波動值Aexp(jφ)。乘法器504逐個副載波地用ICI波動值的性能倒數exp(-jφ)/A乘以信道補償器202的輸出信號，并將乘積輸入到進行下一步的IFFT單元203。通過性能倒數的乘法結果，就可以補償通過減法器102去除ISI段y的影響，可以通過解調信號恢復摹本生成器204產生精確的ICI摹本，并可以獲得圖10F所示的連續(xù)的周期波形。如果在導頻信號之間線性地插入ICI波動值，就可以提高高速衰減的跟蹤性能。
第十個實施例圖32為根據本發(fā)明第十個實施例的接收裝置的方塊圖，其中與圖22的第六個實施例相同的部分用相同的參考符號表示。本實施例的不同之處在于將信道補償器202和IFFT單元203之間的直接調節(jié)單元310替代成符號逐漸調節(jié)單元601。
在符號直接調節(jié)的情況下，如圖24所示，為了獲得好的BER-延遲時間性能，需要依據D/U值在提供和不提供符號直接解調之間切換。第十個實施例的適應性很強，使得可以不需要這種切換。在圖5至圖7中，C代表了基于其中量化比特為無限的符號逐漸調節(jié)的性能(第二個實施例的性能)，D代表了基于符號直接調節(jié)的性能(第六個實施例的性能)?；谶@些性能，如果符號逐漸調節(jié)的量化比特的長度為有限的，就可以獲得C和D的中間性能。圖33至圖35為在符號逐漸調節(jié)的量化比特長度分別為二、三和五位的情況下的BER-延遲時間性能關系圖。此處，A代表帶有限制器的量化比特的長度為無限的第八個實施例(請參見圖25)的性能，B、C和D為符號逐漸調節(jié)的量化比特長度分別為二、三和五位情況下的第十個實施例的性能，E為直接調節(jié)性能。
基于圖33至圖35，可以看出從復雜度和性能的角度來說，當量化比特數＝3(即逐漸調節(jié)的比特數＝2)時較理想。雖然在高速操作等時會引起問題，也可以通過例如DSP(數字信號處理器)的浮點數算法實現量化比特＝∞的情況。
第十一個實施例如上所述的第一個至第十個實施例適應性很強，以至于導頻符號的保護間隔的長度NGP可以大于數據符號的保護間隔的長度NGD，這樣即使產生了超過了數據符號的保護間隔的長度NGD的延遲波，也能減少ISI和ICI并獲得極好的性能。
如圖36所示，第十一個實施例說明當導頻符號的保護間隔的長度NGP與數據符號Di的保護間隔的長度NGD相等的情況，即使出現了具有延遲時間Nτmax大于保護間隔的長度的延遲波，也能從接收信號中排除ISI摹本來降低ISI并插入ICI摹本至排除的部分來降低ICI。
圖37為根據第十一個實施例的第一個接收裝置方塊圖，其中與圖3的第一個實施例相同的部分用相同的參考符號表示。在結構上，第十一個實施例與第一個實施例不同之處在于①將第一個實施例中的信道估測單元101替換成信道估測單元601；②刪除第一個實施例中的超出GI延遲波檢測器103；和③信道估測單元601與ISI摹本生成器104直接相連。
信道估測單元601包括延遲參數測量單元601a，它通過計算已知導頻符號和接收信號的時間波形信號之間的相關性來創(chuàng)建延遲參數；閾值鑒別器601b，用于檢測峰值點大于將噪音考慮進去的固定峰值點的時間位置(直接波位置TD和延遲波位置TU)；超出GI延遲波檢測器601c，用于確定峰間距TINT是否大于保護間隔的長度NGD，并且，如果峰間距TINT較大，則確定是否出現了超出了保護間隔的延遲波；“0”插入單元601d，當產生了超出保護間隔的長度NGD延遲波時，將小于閾值的相關值置“0”，并輸出延遲參數。
ISI摹本生成器104從延遲參數中檢測大于保護間隔的延遲時間部分作為ISI部分，并產生與ISI部分一致的已知符號的時間波形部分或之前符號的時間波形部分作為ISI摹本。之后，執(zhí)行與第一個實施例相同的控制。
圖38至圖40為根據第十一個實施例的當保持NGD＝200個采樣和D/U分別為0、1和3dB的情況下的BER-延遲時間性能關系圖。為了比較，也示出了第一個實施例的性能。此處，A為第十一個實施例的性能，B為第一個實施例的性能。與第一個實施例相比，即使在例如D/U＝0dB的苛刻的條件下，也幾乎觀測不到性能下降。
圖41為根據第十一個實施例的第二個接收裝置方塊圖。此處，第十一個實施例設有ICI摹本生成器，且添加該ICI摹本到ISI間隔。
雖然沒有說明，但是可以通過將第十一個實施例擴展至具有第三個至第十個實施例相同的結構來獲得相等的效果。例如，可以通過采用2分支分集排列進一步提高性能。此外，考慮到ICI變形和符號鑒別錯誤的折衷，可以根據ISI強度(也就是D/U)適應地轉換控制。
第十二個實施例如上所述的第一個實施例至第十一個實施例產生ISI摹本并從接收信號中減去ISI摹本來降低ISI。必須用硬件來產生ISI摹本。
在第十二個實施例中，如圖42所示，當出現大于保護間隔NGI的延遲波時，在最延遲的通道用“0”來代替接收信號，如圖42中的(a)所示。也就是說，因為從ISI產生大于保護間隔NGI的延遲(＝Nτmax-NGI)，此時間區(qū)的接收信號(理想波和延遲波)由“0”代替來產生恢復摹本，并將恢復摹本添加到接收信號來產生解調信號。如果采用了這種方式，則不再需要產生ISI摹本，但是延遲時間越長，性能越下降。然而，很少出現延遲波大于保護間隔NGI的情況。
雖然如圖42中(a)所示的用“0”替代的方式很簡單，但是會產生不連續(xù)的波形和產生變形。因此產生如圖42中(b)所示的窗函數并用該窗函數乘以ISI部分來保持其連續(xù)性及抑制變形的發(fā)生。
圖43為根據本發(fā)明的第十二個實施例的接收裝置方塊圖，其中與圖22的第六個實施例相同的部分用相同的參考符號表示。與第六個實施例不同，本實施例刪去用于產生ISI摹本并將其從接收信號中減去的組成部分102至105及109，并由波形整形器701代替。
圖44為波形整形器701的第一個實施例，其設有選擇信號產生器711和選擇器712。選擇信號產生器711進行監(jiān)測來確定是否存在大于保護間隔NGI的延遲波。如果存在該延遲波且最大延遲波的延遲時間為Nτmax，選擇信號產生器711輸出在FFT窗體的前端期間(Nτmax-NGI)獲得高電平的選擇信號。在(Nτmax-NGI)時間段選擇信號SSL為高電平時，在選擇器712選擇并輸出“0”，而在其它時間段選擇器712輸出接收信號。
其中通過波形整形器701將ISI段變成零(即從中切除ISI的信號)的接收信號通過FFT201、信道補償器202、符號直接調節(jié)單元310和IFFT單元203進行處理，并且通過解調信號恢復摹本生成器204產生恢復摹本。加法器205將恢復摹本插入接收信號的ISI部分(雖然也可以插入到從中切去了ISI部分的信號的“0”部分)。FFT106和信道補償器108對其進行FFT處理和信道補償并輸出解調信號。
圖45為波形整形器701的第二個實施例，其設有定時信號產生器721、窗函數產生器722和乘法器723。定時信號產生器721進行監(jiān)視來確定是否存在大于保護間隔NGI的延遲波。如果存在此延遲波且最大延遲波的延遲時間為Nτmax，定時信號產生器721輸出在FFT窗體的前端期間(Nτmax-NGI)獲得高電平的定時信號。窗函數產生器722在定時信號為高電平的時段產生窗函數WF。窗函數的可能的例子為在(Nτmax-NGI)期間直線增加至1.0的函數，如圖46所示；具有時間常數(Nτmax-NGI)的指數函數，如圖47所示；或三角函數等。乘法器723用窗函數乘以接收信號并輸出乘法結果。
在波形整形器701中與窗函數相乘的接收信號通過FFT201、信道補償器202、符號直接調節(jié)單元310和IFFT單元203進行處理，并且通過解調信號恢復摹本生成器204產生恢復摹本。加法器205將恢復摹本插入從波形整形器701輸出的信號的ISI部分，之后，FFT運算單元106和信道補償器108對其進行FFT處理和信道補償并輸出解調信號。如圖43中的虛線所示，設有零插入單元702，其將零插入到從變形整形器701輸出的信號的ISI部分，這樣可以將恢復摹本添加到已插入零的信號中。
請注意圖43中的符號直接調節(jié)單元310不是必須設置的。另外，符號直接調節(jié)單元310可以由限制器(圖25中)或符號逐漸調節(jié)單元(圖32中)代替。此外，通過預先設置固定的間隔而不是自適應地控制變形整形器進行處理的間隔(Nτmax-NGI)，可以確保減少處理量。
在上述的實施例中，本發(fā)明應用于單個延遲波的情況。然而本發(fā)明也自然適用于兩個或更多的延遲波的情況。在這種情況下，根據下面的①至③來決定要經過消除ISI和ICI的延遲波。
①通過以功率降低的順序限制延遲波的數量至K來降低計算量；②通過以延遲時間降低的順序限制延遲波的數量至K來降低計算量；③通過考慮上述的①和②兩個參數(功率和延遲時間)也就是以乘積結果的降低的順序，限制延遲波的數量來降低計算量。
這樣，根據本發(fā)明，通過使已知信號的保護間隔大于導頻的保護間隔，可以降低由于超出數據保護間隔的延遲波的ISI。即使延遲波的延遲時間超出了數據的保護間隔，也能抑制BER的增加。此外，在時域抑制ISI，就可能對副載波的M進制調制狀態(tài)數獨立計算的固定量進行控制，并可以降低硬件的規(guī)模。
根據本發(fā)明，可以在時域抑制ISI和ICI，即使延遲波的延遲時間超過了數據的保護間隔，也能有效地抑制BER的增加。此外，因為在時域內抑制ISI和ICI，就可能對副載波的M進制調制狀態(tài)數獨立計算的固定量進行控制，這樣能夠降低硬件的規(guī)模。
根據本發(fā)明，根據信道補償的結果提供符號直接調節(jié)，或以指定的量化比特長提供符號逐漸調節(jié)，并對調節(jié)的結果進行IFFT處理來產生解調信號恢復摹本。這樣能進一步提高性能。
根據本發(fā)明，采用分集排列，并使用具有較高D/U的分支產生數據解調信號。這就可能提高數據調節(jié)的精確性。
根據本發(fā)明，采用分集排列，對多個分支中的接收信號進行選擇和合并或進行最大比率合并，使用合并的信號產生恢復摹本和ISI摹本并抑制ISI和ICI。這就可能提高數據調節(jié)的精確性。
根據本發(fā)明，計算接收信號與已知信號之間的相關性，通過使用大于閾值的相關值來判斷是否出現了大于保護間隔長度的延遲波，當出現了大于保護間隔長度的延遲波時產生恢復摹本和ISI摹本，抑制ISI和ICI。即使已知符號(導頻符號)與數據符號的保護間隔的長度相等，也可能達到與已知信號的保護間隔長度大于導頻的保護間隔長度的情況同樣的效果。
根據本發(fā)明，計算接收信號與已知信號之間的相關性，并檢測是否出現了大于保護間隔的長度的延遲波。當出現了大于保護間隔的長度的延遲波時，接收信號的ISI部分通過用零或窗函數相乘來整形，使用整形的接收信號產生恢復摹本并抑制ICI。這樣通過簡單的方式，可以進一步提高數據調節(jié)的精確性。
因為在不脫離本發(fā)明的本質和范圍的前提下，可以有許多很明顯的不同的實施例，因此除了在權利要求書中限定的外，本發(fā)明不僅僅只限于這些特定的實施例。
權利要求
1.一種正交頻分復用傳輸系統中的接收裝置，用來接收通過IFFT處理獲得的信號中加入保護間隔的結果的傳輸信號，之后傳送該信號，該裝置包括用于接收信號的接收器，該信號是在添加到已知符號的保護間隔的長度大于添加到數據符號的保護間隔的長度情況下傳輸的；和延遲參數測量單元，通過計算接收信號和已知信號之間的相關性來測量具有延遲大于數據符號的保護間隔的延遲波的延遲參數。
2.一種正交頻分復用傳輸系統中的接收裝置，用來接收通過IFFT處理獲得的信號中加入保護間隔的結果的傳輸信號，之后傳送該信號，該裝置包括延遲參數測量單元，用于測量具有延遲大于數據符號的保護間隔的延遲波的延遲參數；符號間串擾ISI摹本生成器，用于從延遲參數檢測大于保護間隔的延遲時間部分作為ISI部分，并將與該ISI部分相符的部分作為ISI摹本；減法器，用于從接收信號中減去ISI摹本；和數據解調器，通過對減法器的結果進行FFT處理來解調數據。
3.如權利要求2所述的裝置，其中所述的ISI摹本生成器生成與ISI部分相符的已知符號的時間波形部分或前一個符號的時間波形部分作為ISI摹本。
4.一種正交頻分復用傳輸系統中的接收裝置，用來接收通過IFFT處理獲得的信號中加入保護間隔的結果的傳輸信號，之后傳送該信號，該裝置包括延遲參數測量單元，測量具有延遲大于數據符號的保護間隔的延遲波的延遲參數；符號間串擾ISI摹本生成器，用于從延遲參數檢測大于保護間隔的延遲時間部分作為ISI部分，并將與該ISI部分相符的部分作為ISI摹本；減法器，用于從接收信號中減去ISI摹本；對該減法器的輸出進行FFT處理和在信道補償后對解調的結果進行IFFT處理的裝置，用以產生解調信號恢復摹本；將解調信號恢復摹本插入到通過減法將ISI摹本去除的所述減法器輸出部分的裝置；和數據解調器，通過對插入恢復摹本的結果進行FFT處理來解調數據。
5.如權利要求4所述的裝置，其中所述的ISI摹本生成器生成與ISI部分相符的已知符號的時間波形部分或前一個符號的時間波形部分作為ISI摹本。
6.如權利要求2或4所述的裝置，還包括第一和第二信道補償器；其中所述延遲參數測量單元在接收信號的時間波形和已知符號的時間波形之間執(zhí)行自相關操作，測量延遲參數并輸出信道估測值；所述的第一信道補償器使用該信道估測值對ISI摹本進行信道補償，并將結果輸入到所述減法器；和所述的第二信道補償器將該信道估測值轉換成逐個載波估測值并使用該信道估測值對FFT的結果進行信道補償。
7.如權利要求2或4所述的裝置，其中該延遲參數測量單元通過對FFT處理的結果進行IFFT處理產生接收信號的時間波形信號，在該時間波形和已知符號的時間波形之間執(zhí)行自相關操作，測量延遲參數并輸出信道估測值。
8.如權利要求6所述的裝置，其進一步包括插入器，用于在已知符號之間插入延遲參數和信道估測值；使用插入的延遲參數和信道估測值來進行ISI摹本的產生和信道補償的控制。
9.如權利要求4所述的裝置，當該裝置適用于差異性天線時還包括在多分支的每一個分支檢測ISI部分影響程度及判定一個ISI部分影響程度小的分支的裝置；用于選擇ISI部分影響程度小的分支的解調信號恢復摹本的裝置；和使用選定的解調信號恢復摹本的每個分支。
10.如權利要求4所述的裝置，其中所述的用于產生解調信號恢復摹本的裝置具有直接調節(jié)單元，其用于根據基于每個載頻的信道補償結果提供符號直接調節(jié)；所述的用于產生解調信號恢復摹本的裝置對該減法器的輸出進行FFT處理，對FFT處理的結果進行信道補償，根據基于每個載頻的信道補償結果提供符號直接調節(jié)，對基于每個載頻的直接調節(jié)的結果進行IFFT處理，用以產生解調信號恢復摹本。
11.如權利要求4所述的裝置，其中所述的用于產生解調信號恢復摹本的裝置具有用于監(jiān)視判別要去除的延遲波功率的大小是否滿足閾值的裝置；如果滿足了閾值，其中所述的用于產生解調信號恢復摹本的裝置選擇信道補償的結果，如果不滿足閾值，則選擇直接調節(jié)處理的結果，并對選擇的結果進行IFFT處理，用以產生解調信號恢復摹本。
12.如權利要求4所述的裝置，其中所述的用于產生解調信號恢復摹本的裝置具有限制器，用于限制逐個副載波的信道補償的結果不超過限定值；其中所述的用于產生解調信號恢復摹本的裝置對該減法器的輸出進行FFT處理，對FFT處理的結果進行信道補償，限制逐個副載波的信道補償的結果不超過限定值，對限制的結果進行IFFT處理，用以產生解調信號恢復摹本。
13.如權利要求4所述的裝置，還包括用于從已知信號中去除ISI部分的去除單元；用于對該去除單元的輸出信號進行FFT處理的裝置，以便計算基于每個載波的ICI波動值，并找出基于每個載波的該ICI波動值的性能的倒數；和所述的用于產生解調信號恢復摹本的裝置對該減法器的輸出進行FFT處理，對FFT處理的結果進行信道補償，用每個載波的性能的倒數乘以信道補償的結果并對每個載頻的乘法結果進行IFFT處理，用以產生解調信號恢復摹本。
14.如權利要求4所述的裝置，其中所述的用于產生解調信號恢復摹本的裝置具有根據基于每個載頻的信道補償結果提供符號逐漸調節(jié)的逐漸調節(jié)單元；所述的用于產生解調信號恢復摹本的裝置對該減法器的輸出進行FFT處理，對FFT處理的結果進行信道補償，根據基于每個載頻的信道補償結果提供符號逐漸調節(jié)，對基于每個載頻的逐漸調節(jié)的結果進行IFFT處理，以便產生解調信號恢復摹本。
15.一種正交頻分復用傳輸系統中的分集接收裝置，用來接收通過IFFT獲得的信號中加入保護間隔的結果的傳輸信號，之后傳送該信號，該裝置在多分支的每一個分支中包括延遲參數測量單元，測量具有延遲大于數據信號的保護間隔的延遲波的延遲參數；和符號間串擾ISI摹本生成器，用于從延遲參數檢測大于保護間隔的延遲時間部分作為ISI部分，并將與該ISI部分相符的前一個符號的時間波形部分作為ISI摹本；減法器，用于從接收信號中減去ISI摹本；FFT/信道補償裝置，用于對該減法器的輸出進行FFT處理并執(zhí)行信道補償；用于插入從恢復摹本產生裝置中輸出的解調信號恢復摹本到通過減法將ISI摹本去除的該減法器輸出部分的裝置；和數據解調器，通過對插入恢復摹本的結果的信號進行FFT處理來解調數據；該裝置還包括恢復摹本產生裝置，用于逐個載波地進行最大化比率合并或選擇合并從每個分支的該FFT/信道補償裝置輸出的信號，及對每個分支的合并信號進行IFFT處理來產生恢復摹本；和選擇器/合并器，用于逐個載波地用最大化比率合并或選擇合并從該數據解調器中的每個分支解調的信號，并輸出該合并的信號。
16.一種正交頻分復用傳輸系統中的接收裝置，用來接收通過IFFT獲得的信號中加入保護間隔的結果的傳輸信號，之后傳送該信號，該裝置包括延遲參數測量單元，測量具有延遲大于數據符號的保護間隔的延遲波的延遲參數；符號間串擾ISI摹本生成器，用于從延遲參數檢測大于保護間隔的延遲時間部分作為ISI部分，并將與該ISI部分相符的部分作為ISI摹本；減法器，用于從接收信號中減去ISI摹本；零插入裝置，用于將零插入到該減法器的輸出的ISI部分；對該減法器的輸出進行FFT處理和在信道補償后對解調的結果進行IFFT處理的裝置，用以產生解調信號恢復摹本；將恢復摹本添加到信號的ISI部分的裝置，該信號是從其中插入零的該零插入裝置中輸出的；和數據解調器，通過對恢復摹本的加法結果的信號進行FFT處理來解調數據。
17.如權利要求16所述的裝置，其中所述的ISI摹本生成器生成與ISI部分相符的已知符號的時間波形部分或前一個符號的時間波形部分作為ISI摹本。
18.如權利要求16所述的裝置，在復用階段還包括通過進行IFFT處理產生恢復摹本的裝置；將該恢復摹本添加到通過該零插入裝置從中插入零的ISI部分的裝置；和對恢復摹本的添加結果的信號進行FFT處理的方法。
19.如權利要求2、4、16所述的裝置，其中如上所述的處理適用于添加到已知符號的保護間隔的長度大于添加到數據符號的保護間隔的長度的情況傳輸的信號。
20.一種正交頻分復用傳輸系統中的接收裝置，用來接收和解調通過IFFT處理獲得的信號中加入預定長度的保護間隔的結果的傳輸信號，之后傳送該信號，該裝置包括用于計算接收信號和已知信號之間的相關性的運算單元；使用相關值大于閾值來檢測是否出現大于保護間隔長度的延遲波的裝置；如果出現了大于保護間隔長度的延遲波，將等于或小于閾值的相關值置0并輸出延遲參數的裝置；ISI摹本生成器，用于從延遲參數檢測大于保護間隔的延遲時間部分作為ISI部分，并將與該ISI部分相符的部分作為ISI摹本；減法器，用于從接收信號中減去ISI摹本；和數據解調器，通過對減法的結果進行FFT處理來解調數據。
21.一種正交頻分復用傳輸系統中的接收裝置，用來接收和解調通過IFFT處理獲得的信號中加入預定長度的保護間隔的結果的傳輸信號，之后傳送該信號，該裝置包括用于計算接收信號和已知信號之間的相關性的運算單元；使用相關值大于閾值來檢測是否出現大于保護間隔長度的延遲波的裝置；如果出現了大于保護間隔長度的延遲波，將等于或小于閾值的相關值置0并輸出延遲參數的方法；ISI摹本生成器，用于從延遲參數中檢測大于保護間隔的延遲時間部分作為ISI部分，并將與該ISI部分相符的部分作為ISI摹本；減法器，用于從接收信號中減去ISI摹本；對該減法器的輸出進行FFT處理和在信道補償后對解調的結果進行IFFT處理的裝置，用以產生解調信號恢復摹本；將解調信號恢復摹本插入到通過減法將ISI摹本去除的該減法器輸出部分的裝置；和數據解調器，通過對插入恢復摹本的結果進行FFT處理來解調數據。
22.一種正交頻分復用傳輸系統中的接收裝置，用來接收和解調通過IFFT處理獲得的信號中加入預定長度的保護間隔的結果的傳輸信號，之后傳送該信號，該裝置包括用于計算接收信號和已知信號之間的相關性并輸出延遲參數的方法；波形整形器，用于從延遲參數檢測大于保護間隔的延遲時間部分作為ISI部分，并整形與該ISI部分相符的接收信號部分的波形；對該波形整形器的輸出進行FFT處理和信道補償，并對信道補償后的信號進行IFFT處理的裝置，用以產生解調信號恢復摹本；將解調信號恢復摹本添加到接收信號的裝置；和數據解調器，通過對添加恢復摹本的結果的信號進行FFT處理來解調數據。
23.如權利要求22所述的裝置，其中該波形整形器將與ISI部分相符的接收信號的部分置零。
24.如權利要求22所述的裝置，其中該波形整形器用預定的窗函數乘以與ISI部分相符的接收信號的部分。
全文摘要
OFDM傳輸系統中的接收裝置包括一個信道補償單元(101)，其用于測量具有延遲大于數據保護間隔的延遲波的延遲參數；超出保護間隔延遲波檢測器(103)，用于從延遲參數檢測大于數據保護間隔部分的延遲時間部分，將其作為符號間串擾(ISI)部分；用于產生ISI摹本的ISI摹本生成器(104)，將與ISI部分相符的已知符號的時間波形部分，或前一個符號的時間波形部分作為ISI摹本；從接收信號中減去ISI摹本的減法器(102)；及通過對減法結果進行FFT處理來解調數據的FFT運算單元(106)。
文檔編號H04L27/26GK1499753SQ20031011419
公開日2004年5月26日 申請日期2003年11月5日 優(yōu)先權日2002年11月8日
發(fā)明者吉田誠 申請人:富士通株式會社