專利名稱：用于高速無線lan的基于雙向特播isi消除器的dsss接收機的制作方法
技術領域：
本發(fā)明一般地涉及無線通信，更具體地說，本發(fā)明涉及通過采用雙向特播(turbo)ISI消除器，迭代去除無線多徑信道上的先行(precursor)符號間干擾(precursor inter-symbol interference)(ISI)和后繼(postcursor)ISI的直接序列擴頻通信(DSSS)分組接收機。
背景技術：
DSSS技術廣泛應用于諸如IS-95、CDMA 2000、W-CDMA、IEEE 802.11無線局域網(wǎng)(WLAN)以及其它網(wǎng)絡的主要無線通信標準。這些DSSS系統(tǒng)通常以寬帶碼片(chip)序列方式發(fā)送信息位，但是對于嵌入式數(shù)據(jù)調(diào)制方法，即，從最普通的BPSK和QPSK到高次QAM和碼字選擇調(diào)制，它們顯著不同。
當前，基于補碼鍵控(CCK)的DSSS系統(tǒng)已經(jīng)被采用作為5.5Mbps/11Mbps速率的802.11b標準，用于原始1Mbps/2Mbps速率的802.11WLAN的高速擴展。802.11b DSSS/CCK是基于碼字選擇調(diào)制的擴頻方法，利用大小為256的8-長四進制補碼字組，該方法可以每個符號(symbol)發(fā)送4個或者8個信息位。
因為CCK碼字具有良好的自相關和互相關特性，所以通常的最高速率組合(MRC)RAKE接收機和碼字相關器組與高斯或者適中多徑信道一起可以實現(xiàn)滿意的解碼性能。然而，在多徑延遲擴展大于100ns時，僅基于RAKE的相關器組不再能支持這種性能，因此，需要對該接收機補充復合信號處理，例如，ISI或者碼片間干擾(ICI)均衡。
為了實現(xiàn)MRC處理和均衡，該接收機需要知道準確的多徑信道系數(shù)(coefficient)。在多徑信道的變化非常慢而且其輪廓被相近分離的典型無線LAN環(huán)境下，通常事先利用寬帶前置(preamble)序列部分估計信道系數(shù)，然后，利用該估計值解碼同一個分組的數(shù)據(jù)符號部分。在這種情況下，可以以其抽頭(tap)是時間反轉(zhuǎn)(time-inversed)信道估計值的共軛的信道匹配濾波器(CMF)的形式，實現(xiàn)MRC RAKE接收機，而且，它通常位于相關器組之前，以通過在碼字相關之前完成多徑組合，將接收機實現(xiàn)復雜性降低到最低。在檢測數(shù)據(jù)符號期間，CMF不僅具有多徑分集優(yōu)點，而且可以保證魯棒時間跟蹤(time-tracking)，因為在通過CMF后，該信號相對于實值中心峰值具有對稱波形。
相反，如果為了改善檢測性能，在CMF與碼字相關器組之間采用判定反饋均衡器(DFE)，則還應該利用前置部分估計關聯(lián)DFE系數(shù)，在僅采用用于刪除先行ISI的反饋濾波器的情況下，可以利用CMF系數(shù)的簡單自相關，直接計算DFE系數(shù)。然而，如果為了通過抑制先行ISI進一步提高性能而插入前饋濾波器，則接收機的復雜性顯著提高，因為必須應用復雜的矩陣變換、譜因式分解(factorization)或者自適應均衡器訓練之一或者之多個。
在數(shù)據(jù)檢測處理中，前饋濾波器需要復雜的乘法運算，而反饋濾波器僅需要加法運算。因此，在實際的高速WLAN分組傳輸中，DFE通常僅由反饋濾波器構(gòu)成，而不能抑制先行ISI。當多徑延遲擴展變長時，剩余的先行ISI對分組檢測性能具有決定性的影響。
鑒于上述原因，需要一種實際上可行的先行ISI消除系統(tǒng)和方法，更具體地說，需要一種可以在包括但是并不局限于DSSS分組接收機的各種通信系統(tǒng)中使用的先行ISI消除系統(tǒng)。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的一個目的是提供一種切實可行的先行ISI消除系統(tǒng)和方法，它們可以用于包括但是并不局限于DSSS分組接收機的各種通信系統(tǒng)。
本發(fā)明的另一個目的是提供一種可以在DSSS/CCK通信系統(tǒng)上實現(xiàn)的改進的先行ISI消除系統(tǒng)和方法。
本發(fā)明的另一個目的是提供一種在多徑信道中魯棒的改進的DSSS/CCK RAKE接收機，其魯棒性是通過引入一種新穎的迭代ISI消除方法和裝置實現(xiàn)的，該方法和裝置用于消除先行ISI，適合用于進行DSSS/CCK通信的系統(tǒng)。
本發(fā)明的另一個目的是提供一種DSSS/CCK接收機，在降低計算復雜性和延遲時間的情況下，該DSSS/CCK接收機至少進行先行ISI消除，而且最好既進行先行ISI消除又進行后繼ISI消除。
提供雙向特播ISI消除器(BTIC)，可以實現(xiàn)這些以及其它目的和優(yōu)點，該雙向特播ISI消除器(BTIC)消除先行ISI和后繼ISI，而不插入乘法(multiplicative)前饋均衡濾波器。迭代先行ISI和后繼ISI消除方法已經(jīng)應用于簡單BPSK調(diào)制情況和M元脈沖幅度調(diào)制情況。然而，本發(fā)明的BTIC采用時間反轉(zhuǎn)信號處理、基于試驗性判定(tentative-decision)的先行消除以及在為了進行DSSS/CCK碼字判定對它們進行修改之后，迭代(特播)信號處理的集成方法。
為了系統(tǒng)地提高檢測性能，本發(fā)明的至少一個實施例采用三步接收機設計方法。第一步包括設計，在假定在先符號或者尾部(trailing)符號不產(chǎn)生ISI的情況下，設計最佳單符號RAKE接收機，該接收機包括CMF、碼字相關器組以及能量偏置(EB)。對于更現(xiàn)實的多徑信道情況，第二步插入用于抑制在先符號產(chǎn)生的后繼ISI的DFE。最后，利用獨特先行ISI消除器消除尾部符號產(chǎn)生的其余ISI。所有這三個部件均可以被集成到采用特播迭代處理的基于BTIC的接收機。
在檢測每個CCK符號時，每次迭代使用兩次DFE和碼字相關器組，以消除后繼ISI和先行ISI。因為用于進行先行ISI消除的DFE系數(shù)與用于進行后繼ISI消除的系數(shù)相同，所以為了實現(xiàn)BTIC，不需要附加硬件或者進行新系數(shù)計算。因為隨著多徑延遲擴展的增大，通過進行先行ISI消除對性能的提高越來越顯著，所以對于在重拖尾信道中保持DSSS/CCK系統(tǒng)的性能，BTIC非常有效。
盡管優(yōu)選實施例考慮的是應用于高速802.11b無線LAN系統(tǒng)的接收機設計，以改善接收機在多徑信道環(huán)境下的解碼性能，但是經(jīng)過稍許修改，其它實施例可以應用于各種DSSS通信系統(tǒng)，以改善靜態(tài)或者緩慢衰落多徑信道上的解碼性能。


圖1(a)和1(b)是分別示出根據(jù)本發(fā)明的發(fā)射機和接收機的優(yōu)選實施例的示意圖，例如，該實施例可以用于IEEE 802.11b無線LAN應用中的DSSS/CCK通信。
圖2是示出包括前置、首標以及凈荷載、用于無線LAN應用的DSSS/CCK數(shù)據(jù)分組結(jié)構(gòu)的示意圖。
圖3是示出根據(jù)本發(fā)明的一個實施例可以用于進行濾波系數(shù)估計各步驟的流程圖。
圖4是示出根據(jù)本發(fā)明的一個實施例可以用于進行CCK相關判定塊操作的各步驟的流程圖。
圖5是示出根據(jù)本發(fā)明可以用于消除在DSSS/CCK接收機的多徑信道內(nèi)產(chǎn)生的后繼ISI的一種判定反饋均衡器(DFE)的內(nèi)部結(jié)構(gòu)和有關運算的示意圖。
圖6是示出為了消除后繼ISI而且為了執(zhí)行當前CCK碼字估計，由圖5所示的DFE執(zhí)行的各步驟的流程圖。
圖7是示出根據(jù)本發(fā)明用于消除在多徑信道內(nèi)產(chǎn)生的先行ISI的DSSS/CCK接收機的一種碼片時間反轉(zhuǎn)判定反饋均衡器的結(jié)構(gòu)和有關運算，該均衡器可以是根據(jù)優(yōu)選實施例的圖5所示的相同DFE。
圖8是示出為了消除先行ISI和為了執(zhí)行先前CCK碼字估計，圖7所示DFE執(zhí)行的各步驟的流程圖。
圖9是根據(jù)本發(fā)明的一個實施例用于消除后繼ISI和先行ISI的基于雙向特播ISI消除器的DSSS/CCK接收機的示意圖，其中通過迭代(或者，特播)處理，估計并消除后繼ISI和先行ISI。
圖10是示出根據(jù)當前和先前CCK碼字，圖9所示雙向特播ISI消除器執(zhí)行的各步驟的流程圖。
具體實施例方式
圖1(a)和1(b)是例如可以用于IEEE 802.11b無線LAN的DSSS/CCK通信系統(tǒng)的塊圖。如圖1(a)所示，首先，加擾器1對數(shù)據(jù)分組內(nèi)的源位(source bit)加擾，然后，在時間k(k＝0，1，...，k-1)，將它們編組為第k個8位塊2(b(k)＝{b0(k)，b1(k)，...b7(k)})。然后，根據(jù)DQPSK編碼器31，第一位對(b0(k)，b1(k))映射到不同的編碼相角φ1(k)，而根據(jù)編碼器32、33和34內(nèi)的自然QPSK編碼，其它位對(b2(k)，b3(k))、(b4(k)，b5(k))、(b6(k)，b7(k))分別映射到φ2(k)、φ3(k)和φ4。請注意，這四個角可以分別取集{0，π/2，π，3π/2}內(nèi)的值。在選擇器4中，根據(jù)下面的等式，在這四個角中，利用自然編碼角φ2(k)、φ3和φ4產(chǎn)生64個基CCK碼字c(k)＝(c0(k)，c1(k)，...，c7(k))c(k)=(ej(φ2(k)+φ3(k)+φ4(k)),ej(φ3(k)+φ4(k)),ej(φ2(k)+φ4(k)),-ejφ4(k),---(1)]]>ej(φ2(k)+φ3(k)),ejφ3(k),-ejφ2(k),1),]]>調(diào)相器5利用不同的編碼角φ1(k)調(diào)制獲得的基CCK碼字的包絡，最后，確定256個完整CCK碼字之一a(k)=(ej(φ1(k)+φ2(k)+φ3(k)+φ4(k)),ej(φ1(k)+φ3(k)+φ4(k)),ej(φ1(k)+φ2(k)+φ4(k)),-ej(φ1(k)+φ4(k)),ej(φ1(k)+φ2(k)+φ3(k)),ej(φ1(k)+φ3(k)),-ej(φ1(k)+φ3(k)),ejφ1(k)).---(2)]]>利用多徑衰落信道7(h＝(...，0，0，0.h(0)，h(1)，...，h(L-1)，0，0，0，...))，卷積6發(fā)送的碼字，然后，在加法器8內(nèi)，摻雜加性白高斯背景噪聲。
如圖1(b)所示，CCK接收機接收信號，并有效提供如下變形信號采樣r(j)=∑k=0K-1∑i=D7ai(k)h(j-i-8k)+n(j),j=0,1,2,...---(3)]]>在該接收機的前端，其中n(f)是方差N0的零平均(zero-mean)圓對稱復合白高斯噪聲處理。假定根據(jù)IEEE 802.11b信道模型，多徑信道系數(shù)取指數(shù)型衰減復數(shù)高斯隨機變量。此外，假定在本發(fā)明的描述中采用準靜態(tài)衰落信道，其中對于每一分組傳輸，信道系數(shù)是固定的，而對于各分組獨立發(fā)生變化。
首先，信道匹配濾波器(CMF)9對該接收信號進行卷積，該接收信號對應于在每個CCK符號間隔產(chǎn)生8個軟碼片值的時間反轉(zhuǎn)多徑信道沖激響應h＝(h*(L-1)，h*(L-2)，...，h*(0))的共軛。事先，利用每個分組的前置部分估計CMF系數(shù)。如圖2所示，在典型的WLAN分組傳輸中，利用并置的前置部分、首標部分以及凈荷載部分，形成該數(shù)據(jù)分組，其中前置部分是已知的或者容易檢測的序列，發(fā)送該序列幫助接收機進行分組檢測、載波與時間跟蹤、信道估計以及實現(xiàn)其它功能。
回到圖1(b)，CCK碼字相關器10使軟碼片與64個可能基CCK碼字相關，以產(chǎn)生64復數(shù)軟度量(complex soft metric)，在旋轉(zhuǎn)器11中，使該64個復數(shù)軟度量旋轉(zhuǎn)4個可能的相角，以求解φ1(k)的不定度。將獲得的256個判定統(tǒng)計的各實數(shù)部分(Re)進行比較，以確定產(chǎn)生最大輸出值的碼字(k)，該最大輸出值是由選擇器11輸出的。DQPSK解碼器12和QPSK解碼器13將該確定的碼字解碼為8位，然后，對它解擾14，以恢復8源位。DQSK解碼φ1(k)可以避免與載波相位恢復有關的4相模糊問題。為了提高檢測性能，可以在CCK相關中，插入能量偏置(EB，energy-bias)消除15或者判定反饋均衡技術16，在傳播信道的延遲擴展長時，這樣可以顯著提高性能增益。
現(xiàn)在，根據(jù)本發(fā)明的一個實施例，說明采用等式(3)中的接收信號采樣序列r(j)的最佳DSSS/CCK檢測器設計過程。在該描述中，N表示CCK符號中的碼片數(shù)量。為了說明性目的，具體說明其中N＝8的情況，然而，本技術領域內(nèi)的技術人員明白，如果要求，N可以是另一個數(shù)。因為典型無線LAN環(huán)境下的多徑延遲擴展比CCK碼片周期Tc長，而比整個CCK符號周期NTc短，因此，在設計CCK檢測器時，可以假定僅利用3個符號，例如，第(k-1)、第k和第(k+1)個符號的接收采樣，可以有效確定第k個CCK符號。因此，在研究第k個符號檢測時，可以將等式(3)重寫為長度為4N-1的截斷采樣序列
r(k)(j)=∑i=0N-1ai(k-1)h(j-i-(k-1)N)]]>+∑i=0N-1ai(k)h(j-i-kN)]]>+∑i=0N-1ai(k+1)h(j-i-(k+1)N)]]>π(j)，j＝(k-1)N，(k-1)N+1…，(k+3)N-2 (4)請注意，在上述假定情況下，當i＜0或者i≥N時，h(i)≈0。盡管為了便于說明該接收機的設計，在該小節(jié)中限制了對于該CCK符號長度的最長信道長度，等式該設計過程可以以直通方式擴展到更長信道的情況。
A.最佳單符號檢測器作為檢測器設計的第一步，將{al(k-1)}和{al(k+1))臨時設置為全零碼片序列，這意味著，在檢測處理中，既沒有后繼ISI，又沒有先行ISI。請注意，該假定保證相鄰符號之間的無ISI條件，但是CCK符號的碼片之間的ICI仍導致性能降低。然后，在時間k，最大似然(ML)單符號檢測器選擇用于最大化對數(shù)似然概率的第m個(m0，1，255)假設(hypothetical)符號a[m]Λ‾(a[m]=-1N0∑j=kN(k+2)N-2|r(k)(j)-∑i=0N-1a1[m]h(j-i-kN)|2,---(5)]]>它等效于a[m]≡(a0[m]，a1[m]，...，aN-1[m])，它最大化 其中 以及A*分別表示實數(shù)部分、虛數(shù)部分以及復數(shù)A的共軛。現(xiàn)在。請注意，在i＜0，i≥N時，h(i)是0，在不存在先行ISI或者后繼ISI時，我們可以確定如何實現(xiàn)最佳正則檢測器。關于相關部分(即，等式(6)中的第一項)，利用CMF 卷積收到的碼片采樣序列{T(k)(kN+j))，然后，連續(xù)N CMF輸出采樣與256個碼字的共軛相關。相反，關于EB消除部分(即，等式(6)中的第二項)，可以使用64個項目的查用表，其中在完成估計CMF系數(shù)時，在前置接收時段，可以分別計算并存儲每個項目。
請注意，φ1(k)的相位不定度不影響等式(6)中的能量偏置項。還請注意，由于如果在傳輸期間未發(fā)生頻率選擇性失真，則所有CCK符號的能量相等，所以在平坦衰落或者AWGN信道中不需要考慮EB消除。然而，在典型的頻率選擇性多徑無線信道上，在接收機前端，ICI分量使每個碼字分別具有不同的信號能量，因此，對于最佳檢測，EB消除(cancellation)非常重要。
通過對等式(6)的第二項進行處理，可以顯著降低EB查用表結(jié)構(gòu)的計算成本。通過擴展并處理該第二項EB(m)，m＝0，1，...，63，可以獲得 其中ρh(i)=Δ∑j=02N-2h(j)h(J-i)*,i=-N+1,···,N-1---(8)]]>以及ρa(m;i)=Δ∑j=0N-1aj[m]aj-1[m]*,i=-N+1,···,N-1---(9)]]>分別表示多徑信道和第m個碼字的非周期性相關系數(shù)。可以忽略等式(7)的第二項，因為對于所有CCK碼字，ρa(m；0)取同樣的值。(通常，利用a[m]、a[m+64]、a[m+128]和a[m+192]表示4個φ1值乘第m個基CCK碼字(m＝0，1，...，63)產(chǎn)生的4個不同碼字)。因此，為了實現(xiàn)EB消除，優(yōu)先事先存儲64(N-1)CCK碼字系數(shù)ρa(m；0)、m＝0，1，...，63、i＝1，2，...，N-1，然后，計算(N-1)信道系數(shù)ρh(i)，i＝1，2，...，N-1，在接收前置期間，在完成CMF估計時，獲得64EB值EB(m)，m＝0，1，...，63。
在圖1(b)中，圖1(b)示出了CMF和插入了EB消除器的CCK相關判定塊的串接結(jié)構(gòu)，根據(jù)等式(6)的最佳信號符號處理，它確定發(fā)送的碼字。如果需要，為了簡化實現(xiàn)，可以省略EB消除器，但是代價是稍許降低解碼性能。
對于圖1(b)所示的接收機的實現(xiàn)，需要估計3組系數(shù)，即，CMF系數(shù)、DFE系數(shù)以及EB系數(shù)。圖3示出估計這些系數(shù)的過程。首先，在接收機利用能量測量或者其它方法檢測到分組前置到達時(塊30)，接收機使已知前置碼與輸入的接收信號相關(塊31)。通過對多個前置符號上的每個碼片時間(或者半個碼片時間)偏移累計相關結(jié)果，可以確定CMF系數(shù){h(i)}，然后，輸出它(塊32和33)。然后，利用CMF系數(shù)的非周期性相關，計算DFE系數(shù){ρh(i)}，如等式(8)所示。對于多個前置符號，通過使輸入的接收信號與估計的CMF系數(shù)相關，對每個碼片時間(半個碼片時間)偏移，也可以測量DFE系數(shù)(塊34)。最后，利用DFE系數(shù){ρh(i)}35與CCK碼字相關系數(shù){ρh(m；i)}之間的內(nèi)積，計算EB系數(shù)，如等式7所示(塊36和37)，其中事先利用等式9中的第m個CCK碼字{al[m]}的非周期性相關，計算{ρh(m；i)}(塊38和39)。
圖4示出嵌入圖1(b)所示接收機的相關判定塊的操作。首先，存儲對應于CCK符號的噪聲碼片的8長輸入采樣序列，作為收到的CCK碼字的軟估計值(塊40)。然后，使輸入采樣序列分別與256個CCK碼字相關(內(nèi)積)(塊41)，然后，相應相關結(jié)果選擇性地減去每個CCK碼字的能量偏置項(塊42)。然后，選擇產(chǎn)生最大輸出值的CCK碼字作為收到的CCK碼字的硬估計值(塊43和44)。
通過將它們編組為64個具有相同基CCK碼字的4元素的集，可以有效實現(xiàn)256種相關和最大選擇處理首先，執(zhí)行輸入采樣與64個基CCK碼字之間64相關，利用包絡符號的4個可能值分別乘每個相關結(jié)果，然后，取乘法結(jié)果的實數(shù)部分。選擇每組中4個實數(shù)部分中的最大值作為該組的殘存(survivor)，然后，減去相應能量偏置。最后，將64個殘存進行比較，然后，選擇產(chǎn)生最大殘存值的CCK碼字作為收到的CCK碼字的硬估計(hard estimate)。
B.內(nèi)插后繼ISI消除器在實際多符號傳輸應用中，前面的小節(jié)描述的最佳單符號檢測器不再是最佳的，因為在設計該檢測器時未考慮到相鄰符號之間的ISI分量。先前符號產(chǎn)生的后繼ISI和將到來符號產(chǎn)生的先行ISI均使系統(tǒng)性能降低。通過調(diào)整先前無ISI假定，該小節(jié)解決后繼ISI消除問題，以致即將到來的符號{al(k+1)}是全零碼片序列，與在等式(3)中相同。先行ISI的緩和方法更難以解決DSSS/CCK通信中的問題，而且它是本發(fā)明的關鍵建議，在下面的小節(jié)中單獨說明該緩和方法。
為了量化與由等式(6)中的檢測處理獲得的分量有關的非零后繼ISI，通過利用等式(4)代替r(K)(kN+j)，展開等式(6)的第一項，其中對所有全零序列，設置當前符號{al(k)}、即將到來符號{al(k+1)}以及加性噪聲n(j)。然后，對于等式(8)確定的信道相關系數(shù){ρh(n)}，利用下式表示展開結(jié)果 在上面的等式中，可以看到，采用反饋濾波器和先前檢測的CCK碼片序列 在CCK相關器之前，可以完全消除后繼ISI。圖1(b)示出為了將改善的(或者消除了后繼ISI的)碼片度量送到CCK相關器，從每個軟碼片值yi(k)減去相應后繼ISI項的DFEυipast(k)=∑n=i+1N-1a~N+i-nρh(n),i=0,1,...,N-20,i=N-1---(11)]]>zi(k)=yi(k)-υipast(k),i=0,1,···,N---(12)]]>圖5示出DFE的內(nèi)部結(jié)構(gòu)和操作。在第(k-1)符號判定完成時，利用最后N-1碼片(a~N-1(k-1),a~N-2(k-1),...,a~1(k-1))]]>初始化其系數(shù)被設置為(ρh(1)，ρh(2)，...，ρh(N-1))的DFE的N-1存儲器。然后，在每個碼片時鐘，從左到右，使存儲的碼片移位N次(i＝0，1，...，N-1)，輸出要從輸入軟碼片值yi(k)減去的相應后繼ISIυipast(k)。利用由減法zi(k)，i＝0，1，...，N-1獲得的改進軟度量確定第k個符號判定。
圖6概括示出后繼ISI消除過程和當前CCK碼字估計過程。首先，將碼片時間索引l設置為0(塊60)，然后，將先前CCK碼字的硬估計值裝載到圖3所示的DFE上(塊61)。(關于CCK碼字的硬估計值和軟估計值請參考圖4)。然后，對應于第i個噪聲CMF輸出值的第i個輸入采樣減DFE的當前輸出(塊62)，然后，存儲該結(jié)果，作為相關判定塊的第i個輸入采樣(塊63)。接著，利用一個采樣，移位DFE，然后，饋送0，作為DFE的新輸入采樣(塊64)。使碼片時間索引l遞增1(塊65)，而且如果l小于8，則該過程返回62(塊66)。否則，利用圖4描述的相關判定塊操作，確定當前CCK碼字的軟估計值和硬估計值，然后，結(jié)束該操作。塊(67)。
C.時間反轉(zhuǎn)先行ISI消除作為本發(fā)明的最佳檢測器設計的第二步驟，沒有前面小節(jié)中的無先行假定，而且將所有符號{ai(k-1)}、{ai(k)}、{ai(k+1)}設置為非零碼片序列。因為在確定當前符號時，不能可靠估計先行ISI，所以可以將使與所有可能的即將到來符號{ai[m](k+1)m＝0，1，...，256}關聯(lián)的判定統(tǒng)計排隊的假設檢測方法應用于最佳檢測。然而，假設檢測方法請求65,536(或者，256×256)個判定統(tǒng)計，使它們實際上不能進行CCK碼字檢測。
作為一種選擇，在CMF與CCK相關器之間，可以采用用于抑制先行ISI的次最佳先行濾波。然而，引入先行濾波破壞最佳CCK單符號檢測器方案，該方案必需使CMF、CCK相關器以及EB消除器級聯(lián)。此外，如果不采用非常復雜的譜因式分解方法或者系數(shù)適應方法，先行濾波通常導致噪聲增強，而且因為使對稱CMF輸出采樣序列變形，使時間跟蹤(time tracking)性能降低。因此，傳統(tǒng)的先行ISI緩和方法不能應用于基于DSSS/CCK的分組通信系統(tǒng)，而且我們需要一種新方法，該方法可以有效消除先行ISI，而不影響最佳CCK單符號檢測器的結(jié)構(gòu)。
為了設計先行消除方法，本發(fā)明以最后小節(jié)執(zhí)行的方式相同的方式量化在第k符號檢測期間產(chǎn)生的先行ISI。通過在假定{ai(k-1)}和{ai(k)}均是全零碼片序列而且在信道中不附加AWGN的情況下，展開等式(6)的第一項，我們獲得了與先行ISI有關的分量 現(xiàn)在，通過仔細將等式(13)與等式(10)進行比較，我們發(fā)現(xiàn)，先行ISI與后繼ISI互相之間具有對稱關系，因此，利用進行后繼ISI消除時使用的同樣DFE，也可以消除先行ISI。更具體地說，如果我們裝載具有未來符號的碼片的共軛的后繼ISI DFE，而且采取時間反轉(zhuǎn)序列處理，則根據(jù)本發(fā)明可以實現(xiàn)先行ISI消除，而不是后繼ISI消除。
圖7示出有關DFE結(jié)構(gòu)和詳細處理，其中符號時間和碼片時間分別以順序[K-1，...，k+1，k，k-1，...，0]和[N-1，...，i+1，i，i-1，...，0]的順序進行。在完成第(k+1)符號檢測時，利用確定的符號(a~0(k+1)*,a~1(k+1)*,...,a~N-2(k+1)*)]]>的N-1碼片的共軛初始化其系數(shù)被設置為(ρh(1)，ρh(2)，...，ρh(N-1))的DFE的N-1存儲器。然后，在每個碼片時鐘，從左到右，使存儲的碼片移位N次(i＝N-1，N-2，...，0)，然后，取相應輸出的共軛作為先行ISI項υipre(k)=(∑n=N-1N-1a~n-(N-1)(k+1)ρh(n))*,i=N-1,N-2,...,10,i=0---(17)]]>從輸入軟碼片值yi(k)減去該后繼ISI項。利用由減法wi(k)，i＝N-1，N-2，...，0獲得的改進軟度量被時間反轉(zhuǎn)，并將它饋送到CCK相關器，以確定第k個符號判定。
盡管已經(jīng)在傳統(tǒng)(legacy)WLAN系統(tǒng)中試圖進行EB消除和后繼ISI消除，但是對于DSSS/CCK無線通信上下文，在本發(fā)明中僅插入先行ISI消除。
圖8概括示出先行ISI消除和先前CCK碼字估計的過程。首先，將碼片時間索引i設置為預定值，例如，8(塊80)，然后，將當前CCK碼字的硬估計值的共軛裝載到圖7所示的DFE(塊81)。(關于CCK碼字的硬估計值和軟估計值請參考圖4)。接著，使碼片時間索引i遞減1(塊82)。然后，從第i輸入采樣減DFE的當前輸出，該第i輸入采樣對應于先前CCK碼字的軟估計值的噪聲碼片(塊83)，將存儲該結(jié)果，作為相關判定塊的第i輸入采樣(塊84)。
繼續(xù)DFE移位一個采樣，然后，饋送0，作為DFE的新輸入采樣(塊85)。如果i大于0，則該過程返回塊82(塊86)。否則，利用圖4所示的相關判定塊的操作，確定先前CCK碼字的改進軟估計值和硬估計值，然后，結(jié)束該過程(塊87)。在該過程中，請注意，在相關判定塊操作之前，需要進行8長輸入采樣序列的碼片時間反轉(zhuǎn)。
D.雙向特播ISI消除器到目前為止，我們已經(jīng)對構(gòu)造根據(jù)本發(fā)明的最佳DSSS/CCK檢測器，即，具有EB消除器、后繼ISI消除器以及時間反轉(zhuǎn)先行ISI消除器的最佳單符號檢測器的所有部件模塊進行了研究?，F(xiàn)在說明可以合成整個系統(tǒng)以有效利用所有部件模塊的方式。在合成這些部件時，利用基于試驗性判定的先行ISI消除方法和迭代(或者特播)信號處理，可以發(fā)現(xiàn)集成解決方案。
圖9是基于BTIC的DSSS/CCK檢測器的塊圖。在時間k，利用后繼ISI DFE 90產(chǎn)生等式(11)中的后繼ISI值(υ0past(k)，υ1past(k)，...，υN-1past(k))，然后，在減法器91內(nèi)，利用CMF輸出(y0(k)，y1(k)，...，yN-1(k))減它，以產(chǎn)生軟度量(z0(k)，z1(k)，...，zN-1(k))(參考圖5)。將軟度量送到圖1(b)所示的CCK相關判定塊92，該CCK相關判定塊92試驗性確定第k個CCK碼字(a~0(k),a~1(k),...,a~N-1(k))]]>93。然后，將試驗性碼字碼片的共軛存儲到第(k-1)CCK符號的先行ISI值(υN-1pre(k-1)，υN-2pret(k-1)，...，υ0pre(k-1))(參考圖7)。最后，在減法器95內(nèi)，使在時間k-1存儲的時間反轉(zhuǎn)軟度量(zN-1(k-1)，zN-2(k-1)，...，z0(k-1))減先行ISI值，以產(chǎn)生改進軟度量的時間反轉(zhuǎn)序列ui(k-1)=zi(k-1)-υipre(k-1),i=N-1,N-2,...,0.---(15)]]>接著，在塊96，使度量序列(uN-1(k-1)，uN-2(k-1)，...，u0(k-1))時間反轉(zhuǎn)，然后，將它再次送到CCK相關判定塊，產(chǎn)生第(k-1)個改進(refined)CCK碼字(0(k-1)，1(k-1)，...，N-1(k-1))。請注意，改進軟度量序列沒有先行ISI和后繼ISI，但是代價是一個符號時間延遲，除非試驗性判定是錯誤的。(參考等式(12)和等式(15))。
為了提高檢測性能，通過重新裝載具有改進CCK碼字碼片的后繼ISI DFE，通過重新開始后繼ISI消除，然后，重新開始先行ISI消除，在每個符號檢測時間，迭代整個處理。當在時間k完成預定次數(shù)的迭代后，將軟度量的最終序列(z0(k)，z1(k)，...，zN-1(k))和試驗性判定碼字碼片(a~0(k),a~1(k),...,a~N-1(k))]]>存儲到存儲器中，供在時間k+1時使用。繼續(xù)進行整個特播處理，直到對所有凈荷載CCK符號進行了解碼。
圖10概括示出估計當前CCK碼字與先前CCK碼字之間的BTIC的操作。首先，通過接收的凈荷載信號與CMF之間的相關性，獲得對應于當前CCK碼字的8噪聲碼片(塊100)。利用先前CCK碼字的硬估計值的DFE輸出，通過圖6所示的過程，從噪聲碼片序列中消除后繼ISI(塊110)。存儲該結(jié)果，作為當前CCK碼字的硬估計值和軟估計值，最理想的是，該當前CCK碼字沒有后繼ISI(塊120)。
利用在120獲得的當前CCK碼字的碼片時間反轉(zhuǎn)硬估計值的DFE輸出，通過圖8所示過程，從先前CCK碼字的軟估計值中消除先行ISI(塊130、140、150)。存儲該結(jié)果，作為先前CCK碼字的改進硬估計值和軟估計值，最理想的是，該先前CCK碼字既沒有后繼ISI，又沒有先行ISI(塊160)。
如果迭代的次數(shù)等于預定值(塊170)，則通過取在塊120-160獲得的先前CCK碼字的硬估計值，對先前CCK碼字進行最終判定(塊180)。然后，將先前碼字的硬估計值和軟估計值設置為當前CCK碼字(塊185)。否則，利用改進的硬估計值更新先前CCK碼字的硬估計值，然后，該過程繼續(xù)到塊200。
最后，使CCK符號時間索引k遞增1，然后，將先前CCK碼字的硬估計值和軟估計值設置為當前CCK碼字的硬估計值和軟估計值，這是下一個CCK碼字判定的預備步驟。
根據(jù)上面的描述，本發(fā)明的其它修改和變化對于本技術領域內(nèi)的技術人員明白是顯而易見的。因此，盡管在此僅具體說明了本發(fā)明的特定實施例，但是，顯然，在不脫離本發(fā)明實質(zhì)范圍的情況下，可以對其進行各種修改。
權利要求
1.一種用于在接收機中減少信號失真的方法，包括從接收的信號獲得碼片序列；從碼片序列中消除后繼ISI，以產(chǎn)生碼片度量；根據(jù)所述碼片度量，確定當前CCK碼字；計算當前CCK碼字的碼片時間反轉(zhuǎn)估計；以及根據(jù)當前CCK碼字的碼片時間反轉(zhuǎn)估計，從先前CCK碼字中消除先行ISI。
2.根據(jù)權利要求1所述的方法，其中獲得碼片序列包括利用信道匹配濾波器的系數(shù)卷積接收的信號。
3.根據(jù)權利要求1所述的方法，該方法進一步包括產(chǎn)生用于從先前符號中檢測的碼片序列中消除后繼ISI的項。
4.根據(jù)權利要求1所述的方法，其中消除后繼ISI包括根據(jù)用于形成先前CCK碼字的先前檢測CCK碼片序列，產(chǎn)生后繼ISI消除項；以及碼片序列減后繼ISI消除項，以產(chǎn)生所述碼片度量。
5.根據(jù)權利要求1所述的方法，其中消除后繼ISI包括根據(jù)先前檢測的CCK碼片序列，設置DFE系數(shù)；通過在每個碼片時鐘，將DFE系數(shù)移位預定次數(shù)，產(chǎn)生后繼ISI項；碼片序列減后繼ISI項，以產(chǎn)生所述碼片度量。
6.根據(jù)權利要求1所述的方法，其中通過將所述碼片度量輸入到CCK相關器，產(chǎn)生當前CCK碼字。
7.根據(jù)權利要求1所述的方法，其中消除先行ISI包括計算未來符號的碼片值的共軛；根據(jù)該共軛設置DFE系數(shù)；通過在每個碼片時鐘，將DFE系數(shù)移位預定次數(shù)，產(chǎn)生先行ISI項；以及從對應于先前CCK碼字的碼片度量中減去先行ISI項。
8.根據(jù)權利要求1所述的方法，其中接收信號是在DSSS/CCK無線通信系統(tǒng)內(nèi)產(chǎn)生的信號。
9.根據(jù)權利要求1所述的方法，該方法進一步包括均衡用于產(chǎn)生當前CCK碼字和先前CCK碼字的碼字相關器組內(nèi)的信號能量。
10.根據(jù)權利要求1所述的方法，該方法進一步包括(a)獲得消除先行ISI后產(chǎn)生的先前CCK碼字的碼片；以及(b)根據(jù)在(a)獲得的先前CCK碼字碼片，進行后繼ISI和先行ISI。
11.根據(jù)權利要求10所述的方法，該方法進一步包括重復步驟(a)和(b)預定次數(shù)。
12.一種用于在接收機上減少信號失真的系統(tǒng)，包括信道匹配濾波器，用于根據(jù)接收的信號產(chǎn)生碼片序列；判定反饋均衡器(DFE)，用于從碼片序列中消除后繼ISI，以產(chǎn)生碼片度量；以及CCK相關判定塊，用于根據(jù)所述碼片度量，產(chǎn)生當前CCK碼字，其中根據(jù)當前CCK碼字的碼片時間反轉(zhuǎn)估計，DFE從先前CCK碼字中消除先行ISI。
13.根據(jù)權利要求12所述的系統(tǒng)，其中通過根據(jù)用于形成先前CCK碼字的先前檢測CCK碼片序列產(chǎn)生后繼ISI消除項，并通過碼片序列減后繼ISI校正項產(chǎn)生所述碼片度量，DFE消除后繼ISI。
14.根據(jù)權利要求12所述的系統(tǒng)，其中通過根據(jù)先前檢測CCK碼片序列，設置DFE系數(shù)；在每個碼片時鐘使DFE系數(shù)移位預定次數(shù)，產(chǎn)生后繼ISI項；以及通過碼片序列減該后繼ISI項，產(chǎn)生所述碼片度量，DFE消除后繼ISI。
15.根據(jù)權利要求12所述的系統(tǒng)，其中通過計算未來符號的碼片值的共軛；根據(jù)該共軛設置DFE系數(shù)；通過在每個碼片時鐘，將DFE系數(shù)移位預定次數(shù)，產(chǎn)生先行ISI項；以及對應于先前CCK碼字的碼片度量減先行ISI項，DFE消除先行ISI。
16.根據(jù)權利要求12所述的系統(tǒng)，其中接收機是DSSS/CCK無線通信接收機。
17.根據(jù)權利要求12所述的系統(tǒng)，該系統(tǒng)進一步包括能量偏置消除器，用于均衡碼字相關器組內(nèi)的信號能量。
18.一種雙向特播ISI消除器(BTIC)，包括單符號檢測器，用于根據(jù)接收信號產(chǎn)生碼片序列；后繼ISI消除器，用于從碼片序列上消除后繼ISI，以產(chǎn)生碼片度量；以及先行ISI消除器，用于根據(jù)利用所述碼片度量產(chǎn)生的當前CCK碼字的碼片時間反轉(zhuǎn)估計，消除先行ISI。
19.根據(jù)權利要求18所述的雙向特播ISI消除器，其中單符號檢測器包括RAKE接收機。
20.根據(jù)權利要求18所述的雙向特播ISI消除器，其中單符號檢測器包括信道匹配濾波器，用于根據(jù)接收信號產(chǎn)生碼片序列；以及碼字相關器組，用于根據(jù)所述碼片度量，產(chǎn)生當前CCK碼字。
21.根據(jù)權利要求20所述的雙向特播ISI消除器，其中單符號檢測器進一步包括能量偏置消除器，以均衡碼字相關器組內(nèi)的信號能量。
22.一種用于降低接收機內(nèi)的失真的方法，包括計算DFE系數(shù)集；利用該DFE系數(shù)集，消除由在先符號產(chǎn)生的后繼ISI；以及利用同一個DFE系數(shù)集，消除由尾部符號產(chǎn)生的先行ISI。
23.一種接收機，包括第一消除器，用于消除在先符號產(chǎn)生的后繼ISI；第二消除器，用于消除尾部符號產(chǎn)生的先行ISI，其中第一消除器和第二消除器使用同一個DFE系數(shù)集消除后繼ISI和先行ISI。
24.根據(jù)權利要求23所述的接收機，其中第一消除器和第二消除器包括在同一個DFE中。
全文摘要
雙向特播ISI消除器消除接收信號中的先行ISI(94)和后繼ISI(90)，而無需插入乘法前饋均衡濾波器。這是通過采用三步接收機設計方法實現(xiàn)的。在第一步，在假定在先符號或者尾部符號不產(chǎn)生ISI的情況下，l設計最佳單符號RAKE接收機，以包括CMF(9)、碼字相關器組以及能量偏置EB，在第二步，包括DFE(16)，以抑制在先符號產(chǎn)生的后繼ISI(90)。最后，利用先行ISI(94)消除器消除尾部符號產(chǎn)生的其余ISI。所有這三個部件均可以10被集成到采用特播迭代處理的基于BTIC的接收機。
文檔編號H04B1/69GK1708917SQ200380102038
公開日2005年12月14日 申請日期2003年10月24日 優(yōu)先權日2002年10月25日
發(fā)明者金炳勛, 江順, 曹峰尤, 李京浩 申請人:Gct半導體公司