專利名稱：復雜度減小的無線通信系統(tǒng)的信道估計的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明一般涉及數(shù)據(jù)通信，尤為具體地涉及用于執(zhí)行具有減小的復雜度的信道估計的技術(shù)。
背景技術(shù)：
無線通信系統(tǒng)被廣泛地應(yīng)用來提供各種類型的通信，比如語音、分組數(shù)據(jù)等。這些系統(tǒng)可以是通過共用可用系統(tǒng)資源能夠支持與多個用戶進行通信的多接入系統(tǒng)。此種多接入系統(tǒng)的實例包括碼分多址(CDMA)系統(tǒng)，時分多址(TDMA)系統(tǒng)以及正交頻分多址(OFDMA)系統(tǒng)。
正交頻分復用(OFDM)將整個系統(tǒng)帶寬有效地分割成多(N)個正交子帶。這些子帶也被稱為音調(diào)、頻段(frequency bin)以及頻率子信道。利用OFDM，每個子帶與在其上可以調(diào)制數(shù)據(jù)的各個子載波相關(guān)聯(lián)。因此，每個子帶可以被視作用于傳輸數(shù)據(jù)的獨立傳輸信道。
在無線通信系統(tǒng)中，從發(fā)射機發(fā)射的RF調(diào)制信號可以經(jīng)由多個傳播途徑到達接收機。對于OFDM系統(tǒng)，由于不同的衰減和多徑效應(yīng)，該N個子帶可能經(jīng)歷不同的有效信道，并且因此與不同的復數(shù)信道增益相關(guān)聯(lián)。
為了在可用子帶上有效地傳輸數(shù)據(jù)，通常需要對發(fā)射機和接收機之間的無線信道的響應(yīng)進行準確的估計。典型地通過從發(fā)射機發(fā)送導頻且在接收機測量該導頻，來進行信道估計。由于該導頻由被接收機識為先驗(priori)的符號組成，對于每個用于導頻傳輸?shù)淖訋В撔诺理憫?yīng)可以被估計為所接收的導頻符號與所傳輸?shù)膶ьl符號之間的比值。
導頻傳輸表示無線通信系統(tǒng)中的開銷。因此，期望的是，將導頻傳輸盡可能地最小化。然而，由于無線信道中的噪聲和其他人為影響，為了使接收機獲得信道響應(yīng)的相當準確的估計，需要足夠數(shù)量的導頻。而且，該導頻傳輸需要重復，以解決由于衰減造成的隨時間流逝的信道中的變化和多徑組成中的改變。因此，信道估計通常消耗系統(tǒng)資源的很大一部分。
在OFDM系統(tǒng)中，為了減少用于導頻的開銷量，可以在一組指定的子帶上發(fā)送導頻傳輸，該組指定的子帶可以僅僅是可用子帶的一個子集?？梢曰谒鰧ьl傳輸來獲得所述指定的子帶的信道響應(yīng)的初始估計。然后執(zhí)行信號處理，以獲取一組期望子帶的增強信道響應(yīng)，該組期望子帶通常包括用于數(shù)據(jù)傳輸?shù)淖訋?。信號處理還可以執(zhí)行噪聲平均，以獲取更準確的信道響應(yīng)的估計。如下詳細描述，根據(jù)用于導頻傳輸?shù)闹付ㄗ訋У臄?shù)目和信道的脈沖響應(yīng)，信號處理可能是計算密集且要求大量的復數(shù)乘法運算。
因此，在本領(lǐng)域中需要一種技術(shù)，該技術(shù)能在比如OFDM系統(tǒng)的無線通信系統(tǒng)中更有效地得到信道響應(yīng)的估計。

發(fā)明內(nèi)容
這里提供了多種技術(shù)，與得到信道估計的強力攻擊(brute-force)方法相比，所述技術(shù)能夠使用實際上更少數(shù)量的復數(shù)乘法運算來得到相同的信道估計。這種信道估計可以是無線信道的脈沖響應(yīng)的最小平方估計，該最小平方估計可以基于無線信道的初始頻率響應(yīng)估計 得到。如下詳細描述，可以通過矢量 和矩陣 間的矩陣乘法來得到最小平方信道脈沖響應(yīng)估計，矩陣 是基于離散傅立葉變換(DFT)矩陣 得到的?？梢允褂镁仃?的結(jié)構(gòu)來將矩陣乘法 分解成 的更小子矩陣和 的更小子矢量之間的矩陣乘法之和?？梢允褂?的子矩陣的特性來簡化計算。得到的結(jié)果是獲得最小平方信道脈沖響應(yīng)估計所需的復數(shù)乘法運算的數(shù)目更少。
在一個實施例中，提供一種方法，用于得到無線通信系統(tǒng)(例如，OFDM系統(tǒng))中的無線信道的估計。根據(jù)所述方法，首先得到中間矢量B，該中間矢量B是基于用于第一信道估計(即信道頻率響應(yīng)估計)的矢量 的K個子矢量和DFT矩陣 的至少兩個DFT子矩陣得到的，其中K是大于1的整數(shù)。也可以得到DFT矩陣 的中間矩陣A。然后，基于中間矢量B和中間矩陣A得到第二信道估計(即，最小平方信道脈沖響應(yīng)估計)。
在一種實現(xiàn)中，通過首先計算基于矢量 形成的第一矩陣 的DFT來提供第二矩陣GL×L，從而獲得中間矢量B。然后，計算基本DFT子矩陣W1的列和第二矩陣GL×L的行之間的內(nèi)積來獲得中間矢量B的各項。詳細地實現(xiàn)如下所述。
本發(fā)明的各個方面和實施例將在下面進一步詳細描述。


從下述結(jié)合附圖的詳細描述中，本發(fā)明的特征、特性和優(yōu)點將變得更加明顯，在整個附圖中，相同的附圖標記相應(yīng)一致，其中圖1示出了OFDM子帶結(jié)構(gòu)；圖2A示出了無線信道的頻率響應(yīng)和脈沖響應(yīng)之間的關(guān)系；圖2B以圖形的方式示出了DFT矩陣W；圖3A以圖形的方式示出了DFT矩陣 和W之間的關(guān)系；圖3B以圖形的方式示出了將矢量 分成K個子矢量以及將DFT矩陣 分成K個子矩陣；圖3C以圖形的方式示出了矩陣WL×T和 之間的關(guān)系；圖4和圖5示出了用于使用低復雜度最小平方方法得到最小平方信道脈沖響應(yīng)估計的兩種處理；和圖6示出了無線通信系統(tǒng)中的接入點和終端的框圖。
發(fā)明詳述這里描述的信道估計技術(shù)可以用于任何具有多個子帶的通信系統(tǒng)。為了簡單起見，專門針對OFDM系統(tǒng)來描述這些技術(shù)。
圖1示出了可用于OFDM系統(tǒng)的子帶結(jié)構(gòu)100。OFDM系統(tǒng)的整個系統(tǒng)帶寬為W MHz，使用OFDM將該帶寬分成N個正交子帶。每個子帶的帶寬為W/N MHz。在典型的OFDM系統(tǒng)中，總共N個子帶中只有M個用于數(shù)據(jù)傳輸，其中M＜N。這些M個可用子帶也被稱為數(shù)據(jù)子帶。剩下的N-M個子帶不用于數(shù)據(jù)傳輸，且被用作保護子帶，以允許OFDM系統(tǒng)滿足頻譜屏蔽要求。所述M個可用子帶包括子帶F到F+M-1。
對于OFDM，在每個子帶上要傳輸?shù)臄?shù)據(jù)首先使用被選擇來用于該子帶的特定調(diào)制方法來進行調(diào)制(即，符號映射)。為N-M個不用的子帶提供為零的信號值。對于每個符號周期，采用反向快速傅立葉變換(IFFT)來將用于全部N個子帶的M個調(diào)制符號和N-M個零變換到時域，以獲得包括N個時域采樣的“變換后”的符號。每個變換后的符號的周期(duration)與每個子帶的帶寬成倒數(shù)關(guān)系。例如，如果系統(tǒng)帶寬為W＝20MHz且N＝256，那么每個子帶的帶寬為78.125KHz(或W/N MHz)且每個變換后的符號的周期為12.8μsec(或N/Wμsec)。
OFDM系統(tǒng)的N個子帶可能經(jīng)歷不同的信道條件(例如，由于衰落和多徑造成的不同效應(yīng))，并且可以與不同的復數(shù)信道增益相關(guān)聯(lián)。為了在接收機上正確地處理(例如，解碼和解調(diào))數(shù)據(jù)，通常需要對信道響應(yīng)進行準確估計。
為了清楚起見，在下面的描述中，小寫字母用于指數(shù)，大寫字母用于常數(shù)，粗體和加下劃線的小寫和大寫字母用于矢量和矩陣。
OFDM系統(tǒng)中的無線信道的特征在于時域信道脈沖響應(yīng)h或相應(yīng)的頻域信道頻率響應(yīng)H。信道頻率響應(yīng)H是信道脈沖響應(yīng)h的離散傅立葉變換(DFT)。這種關(guān)系可以表示成如下的矩陣形式H＝Wh等式(1)其中h是OFDM系統(tǒng)中的發(fā)射機和接收機之間的無線信道的脈沖響應(yīng)的(N×1)矢量；H是無線信道的頻率響應(yīng)的(N×1)矢量；和W是用于對矢量h執(zhí)行DFT以獲得矢量H的(N×N)DFT矩陣。定義DFT矩陣W，使得如下給出第(n，m)項wn，mNwn,mN=e-j2π(n-1)(m-1)N,]]>n＝{1...N}且m＝{1...N}，等式(2)其中N是行號，m是列號。
對于信道脈沖響應(yīng)的每個抽頭，矢量h包括一個非零項。這樣，如果信道脈沖響應(yīng)包括L個抽頭，其中L＜N，那么矢量h的開始L項為L個非零值，隨后的(N-L)項為零。
圖2A以圖形的方式示出了信道頻率響應(yīng)H和信道脈沖響應(yīng)h之間的關(guān)系。矢量h包括從發(fā)射機到接收機的無線信道的脈沖響應(yīng)的N個時域值，其中h中的一些項可能為零。能夠通過將矢量h與矩陣W預(yù)先相乘來將該矢量h變換到頻域。矢量H包括N個子帶的復數(shù)信道增益的N個頻域值。
圖2B以圖形的方式示出了矩陣W，矩陣W是(N×N)矩陣，其由等式(2)定義的元素wn，mN，n＝{1…N}且m＝{1…N}組成。為清楚起見，上標“N”在圖2B中未示出。矩陣W的每一行對應(yīng)于所有N個子帶中的一個。
無線信道的脈沖響應(yīng)的特征在于L個抽頭，其中L通常遠小于總子帶數(shù)(即，L＜N)。也就是說，如果通過發(fā)射機向無線信道施加脈沖，那么L個時域采樣(采樣速率為W)將足夠體現(xiàn)基于該脈沖激勵的無線信道的響應(yīng)的特征。用于信道脈沖響應(yīng)的抽頭數(shù)L依賴于系統(tǒng)的延遲擴展，延遲擴展越長，對應(yīng)的L值越大。
由于信道脈沖響應(yīng)只需要L個抽頭，所以信道頻率響應(yīng)H存在于L維子空間中(而不是N維)。更為具體地，可以基于如L個一樣少的適當選擇的子帶(而不是所有N個子帶)的信道增益來完全體現(xiàn)無線信道的頻率響應(yīng)的特征。即使可以得到多于L個的信道增益，通過抑制在該子空間之外的噪聲分量，可以獲得無線信道的頻率響應(yīng)的增強估計。
在一種信道估計技術(shù)中，基于三步處理來獲得更為準確的無線信道的頻率響應(yīng)的估計。在第一步中，基于所接收和發(fā)射的用于S個指定子帶中的每一個的導頻符號來獲得信道頻率響應(yīng)的初始估計 其中S是一個整數(shù)，其被選擇為使得L≤S≤M。所述S個指定子帶可能包括M個可用子帶的全部或只是其一個子集。初始信道頻率響應(yīng)估計 可以表示為H‾^=r‾s/x‾s=H‾s+n‾s/x‾s]]>等式(3)其中rs是具有在S個指定子帶上接收的符號的S項的“接收”矢量；xs是具有在S個指定子帶上發(fā)射的符號的S項的“發(fā)射”矢量；Hs是(S×1)矢量，該(S×1)矢量包括相對于S個指定子帶的(N×1)矢量H的僅僅S項；ns是具有在S個指定子帶上接收的加性白高斯噪聲(AWGN)的S項的矢量；以及as/bs＝[a1/b1a2/b2… as/bs]T，其包括所述S個指定子帶的S個比值。
在第二步中，可以基于下述最佳情形來獲得無線信道的脈沖響應(yīng)的最小平方估計 h‾^ls=minh‾j||H‾^-W‾~h‾j||2,]]>等式(4)其中hj是信道的假定脈沖響應(yīng)的(L×1)矢量； 是(N×N)矩陣W的(S×L)子矩陣；以及 是最小平方信道脈沖響應(yīng)估計的(L×1)矢量。
圖3A以圖形的方式示出了矩陣 和W之間的關(guān)系。矩陣 的S行是對應(yīng)于S個指定子帶的矩陣W的S行。矩陣 的L列是矩陣W的開始L列。
產(chǎn)生最小均方誤差(更為具體地，最小歐幾里德范數(shù))的等式(4)的方法可以表示為h‾^ls=(W‾~HW‾~)-1W‾~HH‾^=W‾~lsH‾^,]]>等式(5)其中 是被定義為W‾~ls=(W‾~HW‾~)-1W‾~H]]>的(L×S)矩陣。
在第三步中，可以基于最小平方信道脈沖響應(yīng)估計 獲得無線信道的頻率響應(yīng)的增強估計 如下所示H‾^ls=W‾(h‾^ls,]]>等式(6)其中 是(N×N)矩陣W的(Q×L)子矩陣；和 是Q個期望子帶的增強信道頻率響應(yīng)估計的(Q×1)矢量。
矩陣 的Q行是矩陣W對應(yīng)于期望所述增強信道頻率響應(yīng)的Q個子帶的Q行。通常，矩陣 可以包括矩陣W的任意數(shù)目的行和其行的任意組合。例如，矩陣 可能只包括矩陣 的S行、矩陣 的S行加上一個或多個另外行、用于M個可用子帶的矩陣 的M行等。因此，該組S個指定子帶可能與該組Q個期望的子帶相同或不同。
等式(6)表示基于只包括L項的最小平方信道脈沖響應(yīng)估計 來為Q個期望子帶獲取增強信道頻率響應(yīng)估計 其中L通常小于S和Q，并且可能遠小于S和Q。
所述三步信道估計技術(shù)在2002年10月29日提交的、題目為“Channel Estimation for OFDM Communication Systems”的美國專利申請No.[代理文件號PD020718]中有進一步詳細的描述。這里描述的復雜度減小的信道估計技術(shù)也可以與2002年10月29日提交的、題目為“Uplink Pilot and Signaling Transmission in WirelessCommunication Systems”的美國專利申請No.10/340,507中描述的導頻傳輸方案結(jié)合使用。這兩個專利申請都被受讓給本申請的受讓人，且在這里一并引入，作為參考。
OFDM系統(tǒng)可以被設(shè)計為具有相對大數(shù)目的子帶。例如，OFDM系統(tǒng)可以被設(shè)計為具有總共256個子帶(即N＝256)和224個可用子帶(即M＝224)。在設(shè)計的例子中，對于下行鏈路，S可以選擇等于224(即Sdl＝224)；而對于上行鏈路，S可以選擇為等于32(即Sul＝32)?？梢韵鄬τ贚給出總子帶數(shù)，使得N＝L·T。也可以相對于L給出指定子帶數(shù)，使得S＝K·L。對于上面描述的L＝16和T＝16的設(shè)計例子來說，對于下行鏈路，K將等于14；而對于上行鏈路，K等于2(即Sdl＝14L和Sul＝2L)。
通過使用等式(5)得到估計 的直接傳遞或強力攻擊方法，對于(L×S)矩陣 和(S×1)矢量 之間的矩陣相乘，將需要Cbf＝L·S次復數(shù)乘法運算。這是因為對于矩陣 的一行與矢量 之間的內(nèi)積，矢量 的L個元素中的每一個需要S次復數(shù)乘法運算。對于上述的OFDM系統(tǒng)的例子，得到估計 所需的復數(shù)乘法運算的次數(shù)可以由Cbf＝L·L·K＝16·16·K＝256K給出，其中對于下行鏈路K＝14，而對于上行鏈路K＝2。因此，得到估計 可能需要大量的復數(shù)乘法運算，特別是對于下行鏈路。
這里提供了多種技術(shù)，與強力攻擊方法相比，所述技術(shù)能夠使用實際上更少數(shù)量的復數(shù)乘法運算來得到估計 可以使用矩陣 的結(jié)構(gòu)來將等式(5)中的矩陣乘法 分解成 的更小子矩陣和 的更小子矢量之間的矩陣乘法之和。可以使用 的子矩陣的特性來簡化計算。得到的結(jié)果是獲得估計 所需的復數(shù)乘法運算的數(shù)目更少，如下文詳述。
(S×1)矢量 可以被如下分成K個更小的(L×1)子矢量，其中S＝K·LH‾^=H‾^1H‾^2MH‾^K]]>等式(7)每個子矢量 k＝{1…K}可以表示為H‾^k=H^F+(k-1)LH^F+(k-1)L+1···H^F+kL-1T]]>等式(8)其中 是子帶F+(k-1)L+j的估計信道增益，其可以如等式(3)所示獲得；F是第一可用子帶的指數(shù)，如圖1所示；以及“T”表示轉(zhuǎn)置。
(S×L)矩陣 可以被如下分成K個更小的(L×L)子矩陣，其中S＝K·LW‾~=W‾1W‾2MW‾k]]>等式(9)基于不同組的矩陣 的L行來形成每個子矩陣Wk，k＝{1…K}。K個子矩陣Wk，k＝{1…K}，連在一起組成矩陣 圖3B以圖形的方式示出了將矢量 分成K個子矢量 k＝{1…K}，以及將矩陣 分成K個子矩陣Wk，k＝{1…K}。
可以看出，K個子矩陣Wk可以通過下述關(guān)系彼此相關(guān)Wk＝W1∑k，k＝{2…K} 等式(10)其中∑k是如下給出的(L×L)對角矩陣Σ‾k=diag1e-j2π(k-1)LNe-j2π(k-1)2LN···e-j2π(k-1)(L-1)LN]]>等式(11a)該對角矩陣可以改寫成Σ‾k=diag1e-j2π(k-1)Te-j2π(k-1)·2T···e-j2π(k-1)·(L-1)T]]>等式(11b)如等式(10)中所示，K個子矩陣Wk，k＝{1…K}彼此相關(guān)；矩陣Wk，k＝{2…K}的每個都可以基于“基本”子矩陣W1得到。
可以觀察到，每個矩陣∑k，k＝{1…K}的對角元素組成(T×T)DFT矩陣的“廣義”列，該(T×T)DFT矩陣的元素由等式(2)所示定義，除了由T替代N之外。對于(T×T)DFT矩陣，行號n和列號m的每個都從1到T。然而，對于(T×T)DFT矩陣的廣義列來說，行號可以采取任意整數(shù)值，并且如果且當行號n大于T時，廣義列的元素將簡單地重復。在等式(11b)中，L可能等于或不等于T。如果L＞T，那么(L×T)DFT矩陣的行號n將超過(T×T)DFT矩陣的行維數(shù)，這將產(chǎn)生廣義列。
低復雜度最小平方(LCLS)方法可以用于得到最小平方信道脈沖響應(yīng)估計 對于LCLS方法，首先使用子矢量 和子矩陣Wk，k＝{1…K}，來如下重寫等式(5)h‾^ls=(Σk=1KW‾kHW‾k)-1(∑k=1KW‾kHH‾^k)]]>等式(12)等式(12)可以表示為(L×L)矩陣A和(L×1)矢量B的矩陣乘積。矩陣A可以表示為A‾=(Σk=1KW‾kHW‾k)-1=(W‾~HW‾~)-1]]>等式(13)由于矩陣A不依賴于矢量 因此可以被脫機計算出(即預(yù)先計算出)且被存儲在存儲器單元中。
矢量B可以表示為B‾=Σk=1KW‾kHH‾^k]]>等式(14)使用等式(10)所示的子矩陣Wk，k＝{1…K}的關(guān)系，矢量B可以改寫為B‾=Σk-1KΣ‾kHW‾1HH‾^k=Σk=1K10Λ00αk2ΛMMMO00Λ0αkLW‾1HH‾^kW‾2HH‾^kMW‾LHH‾^k]]>其中wm是子矩陣W1的第m列；
αkm=e-j2π(k-1)(m-1)T,]]>m＝{1…L}；以及“H”表示共扼轉(zhuǎn)置。
等式(15)可以如下簡化B‾=w‾1H(Σk=1KH‾^k)w‾2H(Σk=1Kαk2H‾^k)Mw‾LH(ΣK=1KαkLH‾^k)]]>等式(16)如等式(16)中所示，矢量B包括該矢量的L項的L個內(nèi)積。每個內(nèi)積是在矢量wmH和量(Σk=1KαkmH‾^k)]]>之間進行計算的，以獲得w‾mH(Σk=1KαkmH‾^k).]]>對于每個內(nèi)積，可以使用一個(T×T)DFT來計算量(Σk=1KαkmH‾^k),]]>如下所述。
可以使用基數(shù)為2的快速傅立葉變換(FFT)來計算(T×T)DFT，該快速傅立葉變換(FFT)需要CT_radix2＝(T·log2T)/2次復數(shù)乘法運算。如果基數(shù)為2的FFT用于基于等式(16)來計算矢量B，那么所需的復數(shù)乘法運算的次數(shù)為CB＝L·[(T·log2T)/2+L]，其中所述第二個L(等式右邊的括號內(nèi))是WmH和(Σk=1KαkmH‾^k),]]>之間的內(nèi)積所需的L次復數(shù)乘法運算，而第一個L(等式右邊的括號外)是矢量B的L個內(nèi)積。CB也可以表示為CB＝L2+L·T·log2T/2。矩陣A與矢量B的矩陣相乘所需的復數(shù)乘法運算的次數(shù)為CAB＝L·L＝L2。然后，使用LCLS方法和基數(shù)為2的FFT以及基于等式(16)來計算估計 所需的復數(shù)乘法運算的總次數(shù)可以表示為Ctotal_radix2＝CAB+CA＝2L2+L·T·log2T/2等式(17)對于上面所述的OFDM系統(tǒng)的例子，對于下行鏈路，L＝16，T＝16以及K＝14。使用基于等式(5)的強力攻擊方法來計算估計

所需的復數(shù)乘法運算的總次數(shù)為Cbf＝16·16·14＝3,584。使用LCLS方法和基數(shù)為2的FFT以及基于等式(16)來計算估計

所需的復數(shù)乘法運算的總次數(shù)為Ctotal_radix2＝2·162+16·16·1og216/2＝1024。這表示計算估計

所需的復數(shù)乘法運算的次數(shù)可以減少71.42％。
也可以使用基數(shù)為4的FFT來計算(T×T)DFT，其需要CT_radix4＝((T/4-1)/(T/2)(T·1og2T)次復數(shù)乘法運算。使用LCLS方法和基數(shù)為4的FFT以及基于等式(16)來計算估計

所需的復數(shù)乘法運算的總次數(shù)為Ctotal_radix4＝16·16+16·[(3/8)(16·log216)+16]＝896。這表示計算估計

所需的復數(shù)乘法運算的次數(shù)可以減少75％。表1列出了使用(1)強力攻擊方法和(2)利用基數(shù)為2和基數(shù)為4的FFT的LCLS方法來計算估計

所需的復數(shù)乘法運算的次數(shù)。還示出了LCLS方法與強力攻擊方法相比獲取的節(jié)省百分比。
表1

圖4是使用上述低復雜度最小平方方法來得到最小平方信道脈沖響應(yīng)估計的處理400的實施例的流程圖。在下面描述中，處理的輸入如下·信道脈沖響應(yīng)的抽頭數(shù)L；·總子帶數(shù)N＝L·T；·指定的子帶數(shù)S＝L·K；以及·具有S個指定子帶的信道增益的初始信道頻率響應(yīng)估計 H‾^=H^FH^F+1···H^F+LK-1T.]]>處理的輸出是最小平方信道脈沖響應(yīng)估計，h‾^ls=h^1h^2···h^LT.]]>首先，如下將(S×1)矢量 的S項排列進(T×L)矩陣 (步驟412)H‾^T×L=HFHF+1ΛHF+L-1HF+LHF+L+1ΛHF+2L-1MMOMHF+(L-1)KHF+(L-1)K+1ΛHF+LK-100Λ000Λ0]]>等式(18)如等式(18)所示，矢量 的S項被以行為主寫入矩陣 從第一行開始且從左至右進行。矩陣 的每行包括矢量 的L個連續(xù)項。由此矩陣 將矢量 有效地分成K個(L×l)子矢量 k＝{1…K}，其中每個子矢量 對應(yīng)于矩陣 的一行。矩陣 包括所有N個子帶的N項。由于S典型地小于N，所以只有矩陣 的開始K行包括來自矢量 的非零值，而最后的(N-S)項被零填充，如等式(18)所示。
接下來形成(L×T)DFT矩陣WL×T(步驟414)。矩陣WL×T的第(n，m)項wn，mT被定義為wn,Tm=e-j2π(n-1)(m-1)T,]]>n＝{1...L}且m＝{1...T}等式(19)矩陣WL×T的每列對應(yīng)于(T×T)DFT矩陣的一個廣義列。矩陣WL×T的第m列由此包括與等式(11b)中示出的矩陣∑k的對角元素對應(yīng)的L項，其中K＝m，m從1到K。由于矩陣∑k的指數(shù)k從1到K而矩陣WL×T的列的列號m從1到T，并且由于K≤T，所以不是矩陣WL×T的所有列都可以使用，如下所述。
圖3C以圖形的方式示出了矩陣WL×T和 之間的關(guān)系。矩陣 的開始K行對應(yīng)于K個子矢量H‾^k,k={1···K}.]]>矩陣WL×T的T列是(T×T)DFT矩陣的廣義列。矩陣WL×T的每一行是(T×T)DFT矩陣的“正?！毙?。
然后使用矩陣WL×T計算矩陣 的列的T點DFT(步驟416)。所述DFT可以表示為G‾L×L=W‾L×TH‾T×L=g‾1g‾2Mg‾L]]>等式(20)其中g(shù)m，m＝{1…L}是矩陣GL×L的第m行的(L×1)行矢量。
每個行矢量gm包括L項，其中每項是基于矩陣WL×T的一行的T點DFT和矩陣 的一列得到的，如圖3C中所示。等式(20)基本上執(zhí)行等式(16)中所示的L次求和的計算，使得g‾m=Σk=1KαkmH‾^k,m={1...L}]]>等式(21)
矩陣WL×T包括相對于(T×T)DFT矩陣的T個廣義行的T列。然而，只有矩陣WL×T的開始K列用于K個矩陣∑k,k＝{1…K}。由于這些列與矩陣 中的最后(T-K)行零值相乘，WL×T的最后(T-K)列不使用。
然后，通過計算矢量wm的共軛轉(zhuǎn)置和相應(yīng)的行矢量gm之間的內(nèi)積來得到矢量B的L項中的每個(步驟418)。該內(nèi)積可以表示為bm=w‾mHg‾mT=g‾mw‾m*,]]>m＝{1…L}等式(22)其中wm是(L×L)子矩陣W1的第m列，“*”表示共軛。定義子矩陣W1，使得第(n，m)項wn，m1如下給出wn,m1=e-j2π(n-1)(m+F-1)N,]]>n＝{1…L}且m＝{1…L}等式(23)。
步驟418的結(jié)果是矢量B＝[b1b2… bL]T。
可以如等式(13)所示來預(yù)先計算(L×L)矩陣A且將矩陣A存儲在存儲器單元中(步驟420)。然后可以通過執(zhí)行矩陣A和矢量B的矩陣相乘來計算最小平方信道脈沖響應(yīng)估計 (步驟422)。該矩陣乘法運算可以表示為h‾^ls=AB‾]]>等式(24)圖5是使用低復雜度最小平方方法來得到最小平方信道脈沖響應(yīng)估計的處理500的另一實施例的流程圖。
首先，基于(1)用于第一信道估計的矢量的K個子矢量和(2)DFT矩陣的至少兩個DFT子矩陣來得到中間矢量(步驟512)。中間矢量可以是B，K個子矢量可以是 k＝{1…K}，用于第一信道估計的矢量可以是 所述第一信道估計可以是初始信道頻率響應(yīng)估計，所述至少兩個DFT子矩陣可以是Wk，k＝{1…K}，DFT矩陣可以是 然后可以通過(1)執(zhí)行K個子矢量中的每一個與相應(yīng)的K個DFT子矩陣中的一個的矩陣相乘來獲得相應(yīng)的中間子矢量 以及(2)累加K個中間子矢量 (k＝{1…K})來獲得中間矢量B，如等式(14)所示。
可選擇地，所述至少兩個DFT子矩陣可以是WL×T和W1。然后通過(1)計算基于用于第一信道估計的矢量 形成的第一矩陣 的DFT來提供第二矩陣WL×L，以及(2)計算基本DFT子矩陣W1的列和第二矩陣GL×L的行之間的內(nèi)積來獲得中間矢量B，如等式(21)和(22)所示。
然后獲得中間矩陣，得到該矩陣以用于與用于初始頻率響應(yīng)估計的矢量對應(yīng)的DFT矩陣(步驟514)。中間矩陣可以是矩陣A，該矩陣A可以如等式(13)所示得到。同樣，矩陣A可以被預(yù)先計算且被存儲在存儲單元中，在需要時可以取出。
然后基于中間矢量和中間矩陣來得到第二響應(yīng)估計(步驟516)。所述第二響應(yīng)估計可以是最小平方信道脈沖響應(yīng)估計。
在上述描述中，可以使用矩陣 的結(jié)構(gòu)來顯著減小得到最小平方信道脈沖響應(yīng)估計的復雜度。這里描述的復雜度減小的信道估計技術(shù)也可以用于得到其他的信道估計。例如，這些技術(shù)可能被用于得到等式(6)中所示的增強信道頻率響應(yīng)估計。通常，這些技術(shù)可用于涉及利用DFT矩陣的子矩陣的乘法的任何問題。然而，通過這些技術(shù)得到的增益可能依賴于問題的設(shè)置(set-up)。
如上所述，這里描述的信道估計技術(shù)可用于任何具有多個子帶的通信系統(tǒng)，比如OFDM系統(tǒng)。而且，這些技術(shù)可用于多輸入多輸出(MIMO)系統(tǒng)，該MIMO系統(tǒng)使用多個(NT)發(fā)射天線和多個(NR)個接收天線以用于數(shù)據(jù)傳輸。對于使用OFDM的MIMO系統(tǒng)，無線MIMO信道的響應(yīng)可以如H(k)，k＝{1…N}給出。每個矩陣H(k)是具有項Hi，j，i＝{1…NR}且j＝{1…NT}的(NR×NT)矩陣，其中Hi，j是第j個發(fā)射天線和第i個接收天線之間的信道增益。這里描述的技術(shù)可用于得到每對發(fā)射/接收天線的信道增益。
圖6是接入點600和終端650的實施例的框圖，接入點600和終端650能夠使用這里描述的技術(shù)得到信道增益。
在下行鏈路上，在接入點600端，業(yè)務(wù)數(shù)據(jù)被提供給TX數(shù)據(jù)處理器610，該處理器610對業(yè)務(wù)數(shù)據(jù)進行格式化、編碼和交織，以提供編碼后的數(shù)據(jù)。然后OFDM調(diào)制器620接收并處理該編碼后的數(shù)據(jù)和導頻符號，以提供OFDM符號流。由OFDM調(diào)制器620執(zhí)行的處理包括(1)對編碼后的數(shù)據(jù)進行符號映射以形成調(diào)制符號，(2)將調(diào)制符號與導頻符號復用，(3)對調(diào)制符號和導頻符號進行變換以得到變換后的符號，以及(4)給每個變換后的符號附加一個循環(huán)前綴以形成相應(yīng)的OFDM符號。對于下行鏈路，可以使用例如時分復用(TDM)來將導頻符號與調(diào)制符號復用。對于TDM，在不同的時隙上發(fā)射導頻符號和調(diào)制符號。可以在Sdn個指定子帶上發(fā)射導頻符號，其中Sdn可以包括M個可用子帶的全部或者該M個可用子帶的一個子集。
然后，發(fā)射機單元(TMTR)622接收OFDM符號流且將該OFDM符號流轉(zhuǎn)換成一個或多個模擬信號，并對該模擬信號進一步進行調(diào)整(例如放大、濾波和頻率上變頻)，以產(chǎn)生適合在無線信道上傳輸?shù)南滦墟溌氛{(diào)制信號。然后經(jīng)由天線624將該下行鏈路調(diào)制信號發(fā)射給終端。
在終端650端，通過天線652接收所述下行鏈路調(diào)制信號并將其提供給接收機單元(RCVR)654。接收機單元654對所接收的信號進行調(diào)整(例如濾波、放大和頻率下變頻)并對調(diào)整后的信號數(shù)字化以提供采樣。然后OFDM解調(diào)器移除附加到每個OFDM符號上的循環(huán)前綴，使用FFT對每個恢復的變換后的信號進行變換，并且解調(diào)恢復后的調(diào)制信號以提供解調(diào)數(shù)據(jù)。然后RX數(shù)據(jù)處理器658對解調(diào)數(shù)據(jù)進行解碼，從而恢復所傳輸?shù)臉I(yè)務(wù)數(shù)據(jù)。由OFDM解調(diào)器656和RX數(shù)據(jù)處理器658執(zhí)行的處理是與在接入點600端由OFDM調(diào)制器620和TX數(shù)據(jù)處理器610執(zhí)行的處理分別互補。
OFDM解調(diào)器656還可以確定下行鏈路信道的初始頻率響應(yīng)估計 或提供可用于得到 的所接收的導頻符號。處理器670接收 (或等價信息)，且可以基于 以及使用上述的低復雜度最小平方方法來得到最小平方脈沖響應(yīng)估計 處理器670還可以基于 來得到下行鏈路信道的增強頻率響應(yīng)估計 之后，該增強估計 可用于上行數(shù)據(jù)傳輸和/或被送回給接入點以用于下行數(shù)據(jù)傳輸。
在上行鏈路上，業(yè)務(wù)數(shù)據(jù)由TX數(shù)據(jù)處理器682處理且被提供給OFDM調(diào)制器684，該OFDM調(diào)制器684也接收導頻符號。然后，OFDM調(diào)制器684類似于上述OFDM調(diào)制器620來對編碼后的數(shù)據(jù)和導頻符號進行處理。對于上行鏈路，也可以使用TDM將導頻符號與調(diào)制符號復用。而且導頻符號可以在已經(jīng)分配給終端650用于導頻傳輸?shù)膬H僅Sup，i個子帶上傳輸。
然后，發(fā)射機單元686接收并處理OFDM符號流以產(chǎn)生適合在無線信道上傳輸?shù)纳闲墟溌氛{(diào)制信號。然后經(jīng)由天線624將該調(diào)制信號發(fā)射給接入點。
在接入點600端，由接收機單元642對上行鏈路調(diào)制信號進行處理以提供采樣。然后由OFDM解調(diào)器644對這些采樣進行處理以提供解調(diào)后的數(shù)據(jù)，該解調(diào)后的數(shù)據(jù)還進一步由RX數(shù)據(jù)處理器646進行處理來恢復所傳輸?shù)臉I(yè)務(wù)數(shù)據(jù)。OFDM解調(diào)器644可以確定每個有效終端的上行鏈路信道的初始頻率響應(yīng)估計 或提供用于得到 的所接收的導頻符號。處理器630接收每個有效終端的 (或等價信息)，基于 以及使用低復雜度最小平方方法來確定有效終端的最小平方信道脈沖響應(yīng)估計 并且還進一步基于 來得到增強信道頻率響應(yīng)估計 之后，該增強估計 可用于下行數(shù)據(jù)傳輸?shù)浇K端和/或被送回給終端以用于上行數(shù)據(jù)傳輸。
處理器630和670分別在接入點和終端指導操作。存儲器單元632和672分別存儲控制器630和670所用的程序代碼和數(shù)據(jù)。處理器630和670可以被設(shè)計來分別執(zhí)行上述的計算來獲得上行鏈路信道和下行鏈路信道的估計。
這里描述的復雜度減小的信道估計技術(shù)可以由多種方式實現(xiàn)。例如，這些技術(shù)可以以在硬件、軟件或其組合中實現(xiàn)。對于硬件實現(xiàn)方式，用來實現(xiàn)所述技術(shù)的任何一種或組合的元件可以在一個或多個特定用途集成電路(ASIC)、數(shù)字信號處理器(DSP)、數(shù)字信號處理器件(DSPD)、可編程邏輯器件(PLD)、現(xiàn)場可編程門陣列(FPGA)、處理器、控制器、微控制器、微處理器、設(shè)計來執(zhí)行這里描述的功能的其他電子裝置、或上述裝置的組合內(nèi)實現(xiàn)。
對于軟件實現(xiàn)方式，可以利用執(zhí)行這里描述的功能的模塊(例如過程、函數(shù)等)來實現(xiàn)信道估計技術(shù)。軟件代碼可以存儲在存儲單元(例如圖6中的存儲器單元632或672)中并由處理器(例如處理器630和670)執(zhí)行?？梢栽谔幚砥鲀?nèi)或處理器外實現(xiàn)存儲器單元，在處理器外實現(xiàn)的情形下，能夠通過本領(lǐng)域熟知的各種裝置將存儲器單元可通信地耦合到處理器。
所公開的實施例的上述描述被提供來使本領(lǐng)域的技術(shù)人員能夠制造或使用本發(fā)明。對于本領(lǐng)域的技術(shù)人員來說，對這些實施例的各種修改是顯而易見的，并且這里定義的總體原理也可以在不背離本發(fā)明的精神或范圍的基礎(chǔ)上應(yīng)用于其他實施例。因此，本發(fā)明并不想要限于這里示出的實施例，而是與符合這里公開的原理和新穎特征的最廣范圍相一致。
權(quán)利要求
1.一種用于得到無線通信系統(tǒng)中的無線信道的估計的方法，包括基于用于第一信道估計的矢量的K個子矢量和離散傅立葉變換(DFT)矩陣的至少兩個DFT子矩陣來獲得中間矢量，其中所述DFT矩陣與用于所述第一信道估計的所述矢量對應(yīng)，K是大于1的整數(shù)；獲得所述DFT矩陣的中間矩陣；以及基于所述中間矢量和所述中間矩陣來得到第二信道估計。
2.如權(quán)利要求1所述的方法，其中所述第一信道估計是所述無線信道的信道頻率響應(yīng)估計，所述第二信道估計是所述無線信道的信道脈沖響應(yīng)估計。
3.如權(quán)利要求1所述的方法，其中所述中間矢量基于B‾=Σk=1KW‾kHH‾^k,]]>其中B是所述中間矢量，Wk是所述DFT矩陣的K個DFT子矩陣中的第k個DFT子矩陣， 是用于所述第一信道估計的所述K個子矢量中的第k個子矢量，以及“H”是共軛轉(zhuǎn)置。
4.如權(quán)利要求1所述的方法，其中所述至少兩個DFT子矩陣包括與所述K個子矢量對應(yīng)的K個DFT子矩陣，并且其中所述獲得所述中間矢量包括對所述K個子矢量中的每個與所述K個DFT子矩陣中的相應(yīng)的一個執(zhí)行矩陣相乘來獲得相應(yīng)的中間子矢量，并且累加根據(jù)所述K個子矢量與所述K個DFT子矩陣的矩陣相乘而獲得的K個中間子矢量，以獲得所述中間矢量。
5.如權(quán)利要求1所述的方法，其中所述獲得所述中間矢量包括計算基于用于所述第一信道估計的所述矢量形成的第一矩陣的離散傅立葉變換，以提供第二矩陣，以及計算基本DFT子矩陣的列與所述第二矩陣的行之間的內(nèi)積，以獲得所述中間矢量。
6.如權(quán)利要求5所述的方法，其中所述第一矩陣的DFT是使用基數(shù)為2的快速傅立葉變換來計算的。
7.如權(quán)利要求5所述的方法，其中所述第一矩陣的DFT是使用基數(shù)為4的快速傅立葉變換來計算的。
8.如權(quán)利要求1所述的方法，其中所述中間矩陣基于A‾=(Σk=1KW‾kHW‾k)-1,]]>其中A是所述中間矩陣，Wk是所述DFT矩陣的K個DFT子矩陣中的第k個DFT子矩陣，以及“H”是共軛轉(zhuǎn)置。
9.如權(quán)利要求1所述的方法，其中所述中間矩陣是預(yù)先計算的。
10.如權(quán)利要求1所述的方法，其中所述第二信道估計是基于所述第一信道估計的最小平方估計，并且其中所述中間矢量和所述中間矩陣是所述最小平方估計的兩個部分。
11.如權(quán)利要求2所述的方法，還包括基于所述信道脈沖響應(yīng)估計得到增強信道頻率響應(yīng)估計。
12.如權(quán)利要求11所述的方法，其中所述信道頻率響應(yīng)估計適用于第一組子帶，所述增強信道頻率響應(yīng)估計適用于第二組子帶。
13.如權(quán)利要求12所述的方法，其中所述第一組包括所述第二組中的子帶的一個子集。
14.如權(quán)利要求1所述的方法，其中所述無線通信系統(tǒng)是正交頻分復用(OFDM)通信系統(tǒng)。
15.一種用于得到無線通信系統(tǒng)中的信道估計的方法，包括基于用于第一信道估計的矢量的K個子矢量和離散傅立葉變換(DFT)矩陣的K個DFT子矩陣來獲得中間矢量，其中K是大于1的整數(shù)；基于所述K個DFT子矩陣獲得中間矩陣；以及基于所述中間矢量和所述中間矩陣得到第二信道估計。
16.一種用于得到正交頻分復用(OFDM)通信系統(tǒng)中的無線信道的估計的方法，包括形成用于所述無線信道的初始頻率響應(yīng)估計的第一矩陣；計算所述第一矩陣的離散傅立葉變換(DFT)以獲得第二矩陣；計算基本DFT子矩陣和所述第二矩陣的內(nèi)積，以獲得中間矢量；獲得為用于所述初始頻率響應(yīng)估計的DFT矩陣而得到的中間矩陣；以及基于所述中間矢量和所述中間矩陣得到信道脈沖響應(yīng)估計。
17.如權(quán)利要求16所述的方法，還包括基于所述信道脈沖響應(yīng)估計得到所述無線信道的增強頻率響應(yīng)估計。
18.一種與數(shù)字信號處理器件(DSPD)可通信地耦合的存儲器，該數(shù)字信號處理器件(DSPD)能夠解釋數(shù)字信息，以基于用于第一信道估計的矢量的K個子矢量和離散傅立葉變換(DFT)矩陣的至少兩個DFT子矩陣來獲得中間矢量，其中所述DFT矩陣與用于所述第一信道估計的所述矢量對應(yīng)，K是大于1的整數(shù)；獲得所述DFT矩陣的中間矩陣；以及基于所述中間矢量和所述中間矩陣來得到第二信道估計。
19.一種用于得到無線信道的估計的裝置，包括用于基于用于第一信道估計的矢量的K個子矢量和離散傅立葉變換(DFT)矩陣的至少兩個DFT子矩陣來獲得中間矢量的裝置，其中所述DFT矩陣與用于所述第一信道估計的所述矢量對應(yīng)，K是大于1的整數(shù)；用于獲得所述DFT矩陣的中間矩陣的裝置；以及用于基于所述中間矢量和所述中間矩陣來得到第二信道估計的裝置。
20.如權(quán)利要求19所述的裝置，其中所述用于獲得所述中間矢量的裝置包括用于計算基于用于所述第一信道估計的所述矢量形成的第一矩陣的離散傅立葉變換以提供第二矩陣的裝置，以及用于計算基本DFT子矩陣的列與所述第二矩陣的行之間的內(nèi)積，以獲得所述中間矢量的裝置。
21.如權(quán)利要求19所述的裝置，其中所述第一信道估計是所述無線信道的信道頻率響應(yīng)估計，所述第二信道估計是所述無線信道的最小平方信道脈沖響應(yīng)估計。
22.一種無線通信系統(tǒng)中的設(shè)備，包括解調(diào)器，用于接收一組指定子帶上的導頻傳輸；以及處理器，用于基于所述接收的導頻傳輸來獲得該組指定子帶的第一信道估計，基于用于第一信道估計的矢量的K個子矢量和離散傅立葉變換(DFT)矩陣的至少兩個DFT子矩陣來獲得中間矢量，其中所述DFT矩陣與用于所述第一信道估計的所述矢量對應(yīng)，K是大于1的整數(shù)，獲得所述DFT矩陣的中間矩陣，以及基于所述中間矢量和所述中間矩陣得到第二信道估計。
23.如權(quán)利22所述的設(shè)備，其中所述處理器還用于計算基于用于所述第一信道估計的所述矢量形成的第一矩陣的離散傅立葉變換以提供第二矩陣，以及計算基本DFT子矩陣的列與所述第二矩陣的行之間的內(nèi)積，以獲得所述中間矢量。
24.如權(quán)利要求22所述的設(shè)備，其中所述第一信道估計是信道頻率響應(yīng)估計，所述第二信道估計是信道脈沖響應(yīng)估計，并且其中所述處理器還用于基于所述信道脈沖響應(yīng)估計得到增強信道頻率響應(yīng)估計。
全文摘要
提供了多種技術(shù)，與得到信道估計的強力攻擊方法相比，所述技術(shù)能夠使用實際上更少數(shù)量的復數(shù)乘法運算來得到相同的信道估計。在一種方法中，首先基于用于信道頻率響應(yīng)估計的矢量H的K個子矢量和DFT矩陣W的至少兩個DFT子矩陣來得到中間矢量B (418)，其中K＞1。也獲得了DFT矩陣的中間矩陣A (420)。然后基于中間矢量B和中間矩陣A得到最小平方信道脈沖響應(yīng)估計(422)。在一種實現(xiàn)中，首先計算基于矢量H形成的矩陣H
文檔編號H04L27/22GK1714552SQ200380103649
公開日2005年12月28日 申請日期2003年11月12日 優(yōu)先權(quán)日2002年11月19日
發(fā)明者阿南德·蘇布拉馬尼亞姆, 塔梅爾·卡多斯 申請人:高通股份有限公司