專利名稱：用于分析傳輸通道的通道脈沖響應(yīng)的方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及傳輸技術(shù)領(lǐng)域。
背景技術(shù)：
通常，當(dāng)經(jīng)過不同傳輸路徑傳輸任意信號時，必須假定非理想的傳輸通道。在信號到達(dá)接收機(jī)過程中，比如在連接點(diǎn)或干擾處，信號可能會被衰減和反射。對于時間離散系統(tǒng)，在A-D轉(zhuǎn)換器中使用固定時鐘脈沖對該信號進(jìn)行采樣，通過以該采樣率(和/或符號脈沖)的n倍(n-fold)進(jìn)行重新采樣來實(shí)現(xiàn)信號同步，并且將相關(guān)信號電平分配給符號值。如果傳輸通道是非理想的，將導(dǎo)致較小的眼圖張開度(eye-opening)，并且在極端情況下，會導(dǎo)致不正確的符號分配。為了補(bǔ)償傳輸通道的線性誤差，接收機(jī)必須包含均衡器。這提供了系統(tǒng)特性，該系統(tǒng)特性在線性誤差的準(zhǔn)確補(bǔ)償情況下，以完全相反的方式操作傳輸通道的傳輸特性。
為了改善傳輸信息的接收質(zhì)量，除了用集成在接收機(jī)中的均衡器來連續(xù)補(bǔ)償線性誤差之外，還必須執(zhí)行用于去除和抑制傳輸干擾的一般測量。
現(xiàn)在技術(shù)建議的方案在K.DKammeyer的課本“Nachrichtenübertragung”[信息傳輸]，ISBN 3-519-16142-7，斯圖加特，1996，第196-第205頁中被提到。使用這些建議的方法，基于傳輸數(shù)據(jù)的偽隨機(jī)數(shù)序列和傳輸通道末端接收到的相關(guān)數(shù)據(jù)序列，通過迭代優(yōu)化算法對最佳均衡所需的串聯(lián)連接的均衡器的系數(shù)進(jìn)行計算。一種兩級的方法是在第一級確定通道脈沖響應(yīng)，在第二級從通道脈沖響應(yīng)計算通道傳輸函數(shù)的系數(shù)，這些系數(shù)在傳輸通道的準(zhǔn)確均衡情況下，與該均衡器的系數(shù)成鏡像。但是這種兩級方法是不存在的。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是提出一種方法，使用接收機(jī)的均衡器中可利用的信息確定通道脈沖響應(yīng)，以便提供對傳輸通道中故障檢測的實(shí)時測量。
上述目的是由權(quán)利要求1中的特征實(shí)現(xiàn)的。
根據(jù)本發(fā)明，將均衡器的濾波器系數(shù)是可利用的作為本方法的起點(diǎn)。這些系數(shù)可以使用自適應(yīng)方法確定，比如參考如上Kammeyer的方法。由于由均衡器對穿過傳輸通道而發(fā)生線性失真的傳輸信號的完全均衡是先決條件，因此通道傳輸函數(shù)是均衡器傳輸函數(shù)的倒數(shù)。因此，在交換均衡器傳輸函數(shù)的分母和分子項(xiàng)之后，通道傳輸函數(shù)的系數(shù)正好對應(yīng)于均衡器傳輸函數(shù)的系數(shù)。使用逆z變換，根據(jù)如下公式從傳輸通道的z變換計算通道脈沖響應(yīng)的內(nèi)插點(diǎn) 現(xiàn)有的用于解決工業(yè)實(shí)踐中環(huán)形積分的數(shù)值方法，一方面是高價的，另一方面對于本應(yīng)用也不能提供足夠的準(zhǔn)確度。本發(fā)明通過對傳輸路徑的離散傅立葉頻譜使用傅立葉逆變換計算該通道脈沖響應(yīng)的離散采樣值，來克服這個困難，而不是對該傳輸通道的z變換進(jìn)行逆z變換。
使用傅立葉逆變換代替逆z變換的一個必要先決條件是有限個數(shù)的要變換的離散時間函數(shù)的內(nèi)插點(diǎn)。代替普通的離散時間函數(shù)，本發(fā)明使用均衡器的系數(shù)作為實(shí)現(xiàn)離散傅立葉變換的輸入?yún)?shù)。實(shí)際上，如果離散的均衡器傳輸函數(shù)(z變換)HE(z)=Σn=0K_FIRbn·z-n1+Σn=1K_IIRan·z-n---(2)]]>通過使用允許的代換z＝e(σ+jω)T(其中σ＝0，ω＝2πf，T＝符號周期)轉(zhuǎn)變成如下公式
HE(f)=Σn=0K_FIRbn·e-j·2π·n·f·T1+Σn=1K_IIRan·e-j·2π·n·f·T---(3)]]>將該式與如下用于從對應(yīng)的離散時間函數(shù)計算離散傅立葉頻譜X(k)的公式進(jìn)行比較X(k)=1NF·Σn=0NF-1x(n)·e-j·2πk·n/NF---(4)]]>如果滿足如下條件，則可以在均衡器的離散傳輸函數(shù)HE(f)的分子和分母項(xiàng)中看到從離散時間函數(shù)x(n)計算離散傅立葉頻譜X(k)的數(shù)據(jù)類擬1、HE(f)的分母中代數(shù)和的運(yùn)行索引n從0開始，而不是從前面的1開始，并且系數(shù)a0為1，以使HE(f)的分母項(xiàng)中原來的初始值1被歸并到該求和函數(shù)中。
2、離散的均衡器傳輸函數(shù)HE(f)的系數(shù)序列an和bn是有限的(n(分母項(xiàng))＜＝k_IIR，n(分子項(xiàng))＜＝k_FIR)。
3、離散傅立葉變換X(k)的內(nèi)插點(diǎn)個數(shù)NF大于分子項(xiàng)中被加數(shù)的個數(shù)k_FIR或分母項(xiàng)中被加數(shù)的個數(shù)k_IIR的最大值。
4、根據(jù)條件2和條件3的合并，剩余的運(yùn)行索引在k_IIR和NF之間的系數(shù)an和運(yùn)行索引在k_FIR和NF之間的系數(shù)bn均為0。
現(xiàn)在，本發(fā)明的思想在于利用這種數(shù)據(jù)類似。因?yàn)榫馄鱾鬏敽瘮?shù)HE(f)的系數(shù)序列an和bn是有限的(條件2)，并且所有上面所列的其它條件均滿足，所以均衡器傳輸函數(shù)HE(f)的系數(shù)序列an和bn可以用來計算該傳輸通道Hk(f)的離散傅立葉頻譜，而不是計算合適的離散時間函數(shù)x(n)。為此，根據(jù)分母系數(shù)an的分子系數(shù)bn，分別計算均衡器傳輸函數(shù)HE(f)的分子和分母的離散傅立葉頻譜。然后考慮到該傳輸通道和均衡器之間相反的傳輸特性，通過用均衡器傳輸函數(shù)的分子傅立葉頻譜除以得到的分母傅立葉頻譜，得到該傳輸通道Hk(f)的期望的離散傅立葉頻譜。
比較替代方法z變換，使用離散傅立葉變換的方法意味著只需要計算有限個數(shù)的離散傅立葉頻譜。但是，根據(jù)本發(fā)明方法的最顯著的優(yōu)點(diǎn)是對離散傅立葉變換和離散傅立葉逆變換使用快速傅立葉變換。通過使用快速傅立葉變換可以顯著地增加計算效率，因?yàn)樵撍惴ㄒ笞畹偷挠嬎悴僮鳌?br> 權(quán)利要求2至14提供本發(fā)明較佳的進(jìn)一步擴(kuò)展。
為了提供一種離散通道脈沖響應(yīng)的視覺清晰顯示，必須對通道脈沖響應(yīng)的采樣值進(jìn)行附加的信號處理。該附加信號處理包括形成通道脈沖響應(yīng)的復(fù)數(shù)內(nèi)插點(diǎn)的絕對數(shù)。在對應(yīng)于圖1所選顯示的單對數(shù)坐標(biāo)軸中，所找到的電平數(shù)值的便利表示要求第二處理階段中通道脈沖響應(yīng)的采樣值的對數(shù)。最后，通過相對于最大采樣值標(biāo)度單個采樣值，來對比該通道脈沖響應(yīng)的各個內(nèi)插點(diǎn)的電平。對于服務(wù)人員，已標(biāo)度的脈沖分類顯示代表信息的有效減少。
通道脈沖響應(yīng)的單個脈沖代表傳輸通道中單個干擾點(diǎn)處反射的傳輸脈沖的回聲信號。因此，將脈沖時間形式(微秒)的位置轉(zhuǎn)換為對應(yīng)的距離數(shù)據(jù)-通過將算得的時間與傳輸速度(對于無線傳輸是光速)相乘，可以顯著地簡化故障相對于移動測量設(shè)備位置的地理標(biāo)識。
權(quán)利要求15至18涉及用于實(shí)現(xiàn)根據(jù)本發(fā)明方法的數(shù)字存儲介質(zhì)、計算機(jī)程序和/或計算機(jī)軟件產(chǎn)品。


下面參照附圖更詳細(xì)的描述本發(fā)明的示范性實(shí)施例。附圖如下圖1示出了通道脈沖響應(yīng)的圖形表示的實(shí)例；圖2示出了傳輸路徑上的信號流圖；圖3示出了具有遞歸和非遞歸濾波器部分的均衡器的信號流圖；圖4a和4b示出了說明根據(jù)本發(fā)明用于確定時間離散系統(tǒng)中通道脈沖響應(yīng)的方法流程圖；圖5示出了說明根據(jù)本發(fā)明用于確定通道脈沖響應(yīng)的內(nèi)插點(diǎn)的局部最大值的方法流程圖。
具體實(shí)施例方式
下面參照圖1-5說明根據(jù)本發(fā)明用于確定時間離散系統(tǒng)中通道脈沖響應(yīng)的方法。
下面描述的本發(fā)明假定如圖2所示的傳輸路徑。具有由傳輸函數(shù)HS(f)描述的系統(tǒng)特性的發(fā)送機(jī)1傳輸假定為理想的信號。該傳輸信號經(jīng)過傳輸通道2(無線、電纜、空氣、水等)傳送。傳輸通道2的傳輸特性由傳輸函數(shù)HK(f)描述。在傳輸通道的末端，傳輸?shù)男盘栍山邮諜C(jī)3接收，接收機(jī)3具有傳輸函數(shù)HE(f)。接收機(jī)3除了包含其它元件，還包含均衡器21，該均衡器21均衡由于傳輸通道2導(dǎo)致線性失真的傳輸信號。
均衡器21由圖3所示的設(shè)備確定。該設(shè)備具有直接結(jié)構(gòu)，并包括非遞歸(有限脈沖響應(yīng)，即FIR)濾波器元件22、遞歸(無限脈沖響應(yīng)，即IIR)濾波器元件23和求和單元4。非遞歸濾波器元件22的輸入信號是在采樣時間索引(time index)n處接收到的信號x(n)，該輸入信號被提供到第一延遲單元51。該延遲單元51延遲信號x(n)一個采樣周期T，從而產(chǎn)生信號x(n-1)。該信號x(n-1)由鏈中其它每一個延遲單元延遲一個采樣周期(和/或符號持續(xù)時間)T，這些延遲單元具有與第一延遲單元51相同的延遲特性。鏈中連接的FIR元件的延遲單元個數(shù)對應(yīng)于FIR濾波器元件的階數(shù)k_FIR。因此，F(xiàn)IR濾波器元件22中的延遲單元鏈從延遲單元51連接到延遲單元52，在延遲單元5K_FIR結(jié)束。因此，最后的延遲元件的輸入信號是在索引為n-k_FIR+1的采樣時間處接收到的信號x(n-k_FIR+1)，而相關(guān)的輸出信號是在索引為n-k_FIR的采樣時間處接收到的信號x(n-k_FIR)。
在接收到的信號x(n)與乘法器60中系數(shù)b0相乘之后，被提供到求和單元4。以類似的方式，用乘法合成各個延遲單元51至5k_FIR中產(chǎn)生的延遲的接收信號x(n-1)至x(n-k_FIR)，然后提供到求和單元4。因此，由延遲單元51產(chǎn)生的延遲的接收信號x(n-1)在與乘法器61的系數(shù)b1相乘之后，被提供到求和單元4。由延遲單元5k_FIR產(chǎn)生的延遲的接收信號x(n-k_FIR)在與乘法器6k_FIR的系數(shù)bk_FIR相乘之后，被提供到求和單元4。
遞歸濾波器元件23的輸入信號同時是采樣時間索引n處的均衡器21輸出信號y(n)，并且對應(yīng)于求和單元4的輸出信號。在設(shè)備21的遞歸濾波器元件23中，采樣時間索引n處的均衡器輸出信號y(n)被提供到第一延遲單元71。該延遲單元71具有與非遞歸濾波器22的延遲單元51至5k_FIR相同的延遲特性，它產(chǎn)生輸出信號y(n-1)，y(n-1)相對于輸出信號y(n)延遲一個采樣周期。一次延遲的輸出信號y(n-1)由另外的每個連接在鏈中的延遲單元延遲又一個采樣周期，這些另外的延遲單元具有與延遲單元71相同的延遲特性。連接在鏈中的IIR濾波器元件的延遲單元的個數(shù)對應(yīng)于IIR濾波器元件的階數(shù)k_IIR。因此，IIR濾波器元件中的延遲單元鏈從延遲單元71連接到延遲單元72，在延遲單元7k_IIR結(jié)束。因此，最后的延遲元件的輸入信號是在索引為n-k_IIR+1的采樣時間處接收到的信號x(n-k_FIR+1)，而對應(yīng)的輸出信號是在索引為n-k_IIR的采樣時間處接收到的信號x(n-k_IIR)。
延遲單元71產(chǎn)生的一次延遲的輸出信號y(n-1)與乘法器81中系數(shù)-a1相乘之后，被提供到求和單元4。以類似的方式，用乘法合成剩余延遲單元72至7k_IIR中產(chǎn)生的延遲的輸出信號y(n-2)至y(n-k_IIR)，然后提供到求和單元4。這樣，由遞歸濾波器部分23的延遲單元7k_IIR-1產(chǎn)生的延遲了K_IIR-1次的輸出信號y(n-K_IIR+1)在與乘法器8k_IIR-1的系數(shù)-ak_IIR-1相乘之后，被提供到求和單元4。由遞歸濾波器部分23的延遲單元7k_IIR產(chǎn)生的延遲了k_IIR次的輸出信號y(n-k_IIR)在與乘法器8k_IIR的系數(shù)-ak_IIR相乘之后，被提供到求和單元4。
FIR元件22提供有限長度脈沖響應(yīng)的傳輸特性。該FIR元件22主要用于前回聲的補(bǔ)償。相反地，IIR元件23具有無限長度脈沖響應(yīng)的傳輸特性，因此主要適用于后回聲的補(bǔ)償。乘法器60至6k_FIR的系數(shù)b0至bk_FIR和乘法器81至8k_IIR的系數(shù)-a1至-ak_IIR可以通過自適應(yīng)優(yōu)化方法按照如下方式進(jìn)行調(diào)整理想情況下，均衡器的傳輸特性恰恰與傳輸通道2的特性相反。這樣，傳輸通道2中干擾源造成的傳輸信號的線性失真就可以通過均衡器來均衡。在時間離散系統(tǒng)中，由于傳輸通道2的線性失真，從傳輸有用數(shù)據(jù)的脈沖中產(chǎn)生另外的干擾前回聲和后回聲，這些干擾可以通過均衡器的遞歸和非遞歸濾波器結(jié)構(gòu)去除。
相關(guān)的圖4a和4b提供了根據(jù)本發(fā)明方法的概況。
根據(jù)圖4，在真正進(jìn)入本發(fā)明之前，在該方法確定通道脈沖響應(yīng)的過程中設(shè)置了第一程序步驟S100，代表確定均衡器的濾波器系數(shù)a1至ak_IIR和數(shù)b0至bk_FIR。如上所述，濾波器系數(shù)根據(jù)K.D.Kammeyer的自適應(yīng)優(yōu)化算法來確定。
在下一程序步驟S101中，通過離散傅立葉變換準(zhǔn)備計算傳輸通道的離散傅立葉頻譜，預(yù)先對輸入向量A(n)賦值以計算分子側(cè)的離散傅立葉頻譜A′(n)，并且預(yù)先對輸入向量B(n)賦值以得到分母側(cè)的離散傅立葉頻譜B′(n)。為此，在程序步驟S101的第一部分，提供兩個具有長度NF的輸入向量A(n)和B(n)。NF是時域內(nèi)的采樣值的個數(shù)，并且有意義的是，在傅立葉變換頻域內(nèi)，NF應(yīng)該大于均衡器的FIR元件的階數(shù)k_FIR和IIR元件的階數(shù)k_IIR的最大值。在程序步驟S101的下一部分中，優(yōu)選地，以如下方式賦值輸入向量A(n)和B(n)的元素A(0)＝1，A(n)＝an，對于0＜n＜＝k_IIR，A(0)＝0，對于k_IIR＜n＜NF，B(n)＝bn，對于0＜＝n＜＝k_FIR，B(n)＝0，對于k_FIR＜n＜NF。
對輸入向量A(n)和B(n)賦值是基于上面已述的條件進(jìn)行的，這些條件用于對均衡器的濾波器系數(shù)an和bn使用離散傅立葉變換，而不是對離散時間函數(shù)使用離散傅立葉變換。
在下一程序步驟S102中，使用公式(5)，通過對輸入向量A(n)的離散傅立葉變換，計算對應(yīng)于傳輸通道Hk(f)的傳輸函數(shù)的分子側(cè)離散傅立葉頻譜的輸出向量A′(n)。
A′(n)=1NF·Σk=0NF-1A(k)·e-j·2πk·n/NF]]>對于0＜＝n＜NF(5)以類似的方式，使用公式(6)，通過對輸入向量B(n)的離散傅立葉變換，計算對應(yīng)于傳輸通道Hk(f)的傳輸函數(shù)的分母側(cè)離散傅立葉頻譜的輸出向量B′(n)。
B′(n)=1NF·Σk=0NF-1B(k)·e-j·2πk·n/NF,]]>對于0＜＝n＜NF(6)為了減少分別用公式(5)和公式(6)計算A′(n)和B′(n)所需的乘法和加法運(yùn)算的個數(shù)，建議使用快速離散傅立葉變換(Fast FourierTransform，F(xiàn)FT)，因?yàn)橄啾扔陔x散傅立葉變換，這樣會顯著地減少計算量，而沒有降低計算結(jié)果的準(zhǔn)確性。
根據(jù)公式(7)，通過用分子側(cè)輸出向量A′(n)的元素除以分母側(cè)輸出向量B′(n)的元素來確定傳輸通道Hk(f)的離散傅立葉變換。
Hk(n)＝A′(n)/B′(n)，對于0＜＝n＜NF(7)因?yàn)殡x散傅立葉變換的周期特性，在時域內(nèi)采樣值的時間限制的情況下使用窗函數(shù)，會產(chǎn)生相對通道期望的理想特性的不想要的偏差。業(yè)內(nèi)將這些偏差稱為泄漏效應(yīng)-頻譜的譜擴(kuò)展，和點(diǎn)陣效應(yīng)-頻譜的采樣值絕對數(shù)(absolute number)的錯誤。為了最小化泄漏效應(yīng)和點(diǎn)陣效應(yīng)，優(yōu)選地，使用優(yōu)化的窗函數(shù)F(n)加權(quán)傳輸通道Hk(n)的離散傅立葉頻譜，該形式的窗函數(shù)F(n)適用于所使用的調(diào)制函數(shù)。程序步驟S103的內(nèi)容是確定窗函數(shù)F(n)。為了通過窗函數(shù)F(n)對傳輸通道Hk(n)的離散傅立葉頻譜進(jìn)行加權(quán)或倍增，窗函數(shù)向量F(n)的長度必須對應(yīng)于傳輸通道頻譜Hk(n)的傅立葉變換的長度NF。窗函數(shù)向量F(n)元素的賦值如下F(n)＝0，對于0＜＝n＜n1，F(xiàn)(n)＝0，對于n2＜n＜NF，
F(n)≠0，對于n1＜＝n＜＝n2。
窗函數(shù)F(n)的下閾限n1和上閾限n2根據(jù)要傳輸信號的調(diào)制類型而建立的，因?yàn)檎{(diào)制類型決定頻率空間內(nèi)傳輸信號的離散傅立葉變換的位置和寬度，其中該傳輸信號在尚未在接收機(jī)3中經(jīng)過解調(diào)處理時包括載波和有用信號。對于單邊帶信號(比如8VSB殘留邊帶)，設(shè)定n1＝0和n2＝NF/2-1是合理的，而對于雙邊帶信號(比如QAM正交調(diào)幅)，優(yōu)選地，應(yīng)該設(shè)定n1＝0和n2＝NF-1。
可以使用各種數(shù)學(xué)函數(shù)選擇在下閾限n1和上閾限n2中的窗函數(shù)F(n)。在根據(jù)本發(fā)明用于確定時間離散系統(tǒng)中通道脈沖響應(yīng)的方法框架中，優(yōu)選使用對應(yīng)于公式(8)的窗函數(shù)F(n)F(n)=a-b·cos(2π·n-n1n2-n1)+c·cos(4π·n-n1n2-n1)---(8)]]>使用參數(shù)a，b和c，這種形式的窗函數(shù)F(n)還可以適用于特定應(yīng)用和特定操作。
在下一程序步驟S104中，對程序步驟S102確定的傳輸通道Hk(n)的離散傅立葉頻譜進(jìn)行加權(quán)，以便使用公式(9)使傳輸通道Hk(n)與該窗函數(shù)相乘而最小化泄漏效應(yīng)和點(diǎn)陣效應(yīng)。
H′k(n)＝Hk(n)·F(n) 對于0＜＝n＜NF(9)頻率有限的離散通道傳輸函數(shù)H′k(n)提供適當(dāng)?shù)念l譜函數(shù)，在程序步驟S105可以通過傅立葉逆變換從該頻譜函數(shù)確定離散的通道脈沖響應(yīng)Ik(n)。根據(jù)公式(10)計算離散通道脈沖響應(yīng)Ik(n)Ik(n)=Σk=0NF-1HK′(k)·ej·2πk·n/NF]]>對于0＜＝n＜NF(10)為了實(shí)現(xiàn)計算效率的改善，根據(jù)公式(10)也可以使用快速傅立葉逆變換(Inverse Fast Fourier Transform，IFFT)，以與公式(5)和(6)中離散傅立葉變換相同的方式，進(jìn)行離散傅立葉逆變換，
為了在用戶測量時方便用戶用圖形形式顯示離散通道脈沖響應(yīng)Ik(n)，必須執(zhí)行附加的程序步驟。本文中，在程序步驟S106的第一部分，根據(jù)通道脈沖響應(yīng)Ik(n)的復(fù)數(shù)內(nèi)插點(diǎn)形成絕對數(shù)。由于通道脈沖響應(yīng)Ik(n)的內(nèi)插點(diǎn)的電平可以被散布到幾十，也可以將這些點(diǎn)取對數(shù)，以便有意義地表示為半對數(shù)坐標(biāo)形式?？梢允褂霉?11)形成離散通道脈沖響應(yīng)Ik(n)的絕對數(shù)和對數(shù)。
Ik，log，unscaled(n)＝20*log10(Ik(n))對于0＜＝n＜NF(11)為了以圖形形式比較通道脈沖響應(yīng)Ik(n)的單個內(nèi)插點(diǎn)的電平，建議使用具有參考參數(shù)對所有內(nèi)插點(diǎn)進(jìn)行標(biāo)度。由于通道脈沖響應(yīng)Ik(n)最大的內(nèi)插點(diǎn)代表適當(dāng)?shù)膮⒖紖?shù)，因此在程序步驟S106的下一部分中，使用公式(12)從通道脈沖響應(yīng)Ik，log，unscaled(n)的所有NF個內(nèi)插點(diǎn)中尋找該最大值Ik，log，unscaled，max。
Ik，log，unscaled，max＝max{Ik，log，unscaled(n)} (12)對于0＜＝n＜NF根據(jù)公式(13)，可以看到通道脈沖響應(yīng)Ik，log，unscaled(n)未標(biāo)度的內(nèi)插點(diǎn)相對于最大的內(nèi)插點(diǎn)Ik，log，unscaled，max標(biāo)度。
Ik，log(n)＝Ik，log，unscaled(n)-Ik，log，unscaled，max(13)對于0＜＝n＜NF實(shí)際業(yè)務(wù)測量過程中，通常有多個回聲脈沖包含在通道脈沖響應(yīng)中，這些回聲脈沖可以不再由服務(wù)人員進(jìn)行人工處理。因此，信息減少，比如基于10個最大回聲信號的選擇分類的顯示在本文中是有意義的。相應(yīng)地，下一程序步驟S107包括查找通道脈沖響應(yīng)Ik(n)已標(biāo)度的內(nèi)插點(diǎn)的局部最大值。根據(jù)本發(fā)明用于查找通道脈沖響應(yīng)Ik(n)的局部最大值和根據(jù)最大值的絕對數(shù)的大小對所獲得的最大值進(jìn)行分類的方法如圖5所示，該方法將在后面部分進(jìn)行更詳細(xì)的解釋。
為了檢測傳輸通道中故障的地理位置，對于服務(wù)人員來說，與確定接收到由故障產(chǎn)生的回聲信號的時間相比，根據(jù)移動測量接收機(jī)的時間形式位置(location in time)確定對應(yīng)距離更重要。本程序步驟前一部分所確定的通道脈沖響應(yīng)Ik(n)的最大回聲信號時間形式的位置，在本步驟的下一部分通過將該時間形式位置與傳輸速度相乘而轉(zhuǎn)換為對應(yīng)距離。
在程序步驟S107的最后一部分中，最后產(chǎn)生如圖1所示的離散通道脈沖響應(yīng)Ik(n)的圖形表示。
圖1所示的圖形表示包含在圖形區(qū)域10中，通過實(shí)例方式，表格區(qū)域20中示出了用表格對通道脈沖響應(yīng)Ik(n)的10個數(shù)值最大內(nèi)插點(diǎn)進(jìn)行列表的通道脈沖響應(yīng)Ik(n)的圖形表示。圖形區(qū)域10包含具有縱軸11和橫坐標(biāo)軸12的半對數(shù)圖表，其中縱軸11的對數(shù)標(biāo)度的單位為dB，并且是通道脈沖響應(yīng)Ik(n)的內(nèi)插點(diǎn)電平的參考軸，橫坐標(biāo)軸12的線性標(biāo)度的單位為μs，并且是通道脈沖響應(yīng)Ik(n)的內(nèi)插點(diǎn)時間形式的位置的參考軸。在該半對數(shù)圖表中，單個通道脈沖響應(yīng)Ik(n)的內(nèi)插點(diǎn)由標(biāo)尺13定位，該標(biāo)尺的高度對應(yīng)于橫坐標(biāo)軸12上對應(yīng)于時間形式定位的位置處的內(nèi)插點(diǎn)的電平。在表格區(qū)域的三列的表格中，顯示通道脈沖響應(yīng)Ik(n)的10個數(shù)值最大內(nèi)插點(diǎn)，這些內(nèi)插點(diǎn)根據(jù)它們的絕對數(shù)值按照降序分類。第一列包含序列順序；第二列包含電平的絕對數(shù)；第三列包含通道脈沖響應(yīng)Ik(n)的內(nèi)插點(diǎn)時間形式的位置。
如上所述關(guān)于程序步驟S107，用于查找通道脈沖響應(yīng)Ik(n)的內(nèi)插點(diǎn)的局部最大值的子程序如圖5所示，在程序步驟S110中，使用公式(14)開始計算通道脈沖響應(yīng)的離散內(nèi)插點(diǎn)序列Ik(n)的一階導(dǎo)數(shù)Ik′(n)。
Ik，log＇(n)＝Ik，log(n+1)-Ik，log(n)(14)對于0＜＝n＜NF-1在下一步驟S111中，使用公式(15)計算通道脈沖響應(yīng)的離散內(nèi)插點(diǎn)序列Ik(n)的二階導(dǎo)數(shù)Ik″(n)。
Ik，log″(n)＝Ik，log′(n+1)Ik，log′(n) (15)對于0＜＝n＜NF-2在用于已找到的通道脈沖響應(yīng)Ik(n)的內(nèi)插點(diǎn)的局部最大值的運(yùn)行變量“個數(shù)(number)”和通道脈沖響應(yīng)Ik(n)的內(nèi)插點(diǎn)的運(yùn)行變量n都被初始化零后，基于運(yùn)行變量n是否小于NF-2執(zhí)行查詢，以確定是否所有的內(nèi)插點(diǎn)在查找局部最大值過程中已經(jīng)被檢查過。在查詢結(jié)果為否定的情況下，在程序步驟S116中，根據(jù)絕對數(shù)max_I(n)的大小，對查詢過程所找到的通道脈沖響應(yīng)的具有數(shù)值max_I(n)和時間max_n(n)形式位置的內(nèi)插點(diǎn)Ik(n)的局部最大值進(jìn)行分類。
在查詢結(jié)果為肯定的情況下，下一個問題是關(guān)于在采樣時間n和n+1之間的內(nèi)插點(diǎn)序列的一階導(dǎo)數(shù)I′k，log(n)是否等于零，同時采樣時間n+1處的內(nèi)插點(diǎn)序列的二階導(dǎo)數(shù)I″k，log(n)是否小于零，以判定局部最大值是否出現(xiàn)在兩個采樣時間n和n+1之間。在該查詢結(jié)果是肯定的情況下，在下一程序步驟S112中，使用公式(16)，用剛確定的內(nèi)插點(diǎn)Ik(n)的絕對數(shù)給局部最大值的絕對數(shù)的向量max_I(number)的下一元素賦值。
Max_I(number)＝Ik，log(n) (16)在下一步驟S113中，使用公式(17)對局部最大值時間形式的位置向量max_n(number)的下一元素賦值。
Max_n(number)＝n+0.5 (17)這表明第number個最大值正好出現(xiàn)n和n+1之間。通過增加所找到的局部最大值的運(yùn)行變量“number”來結(jié)束對最后提到的查詢的肯定情況的處理。
該處理序列的結(jié)束和對最后查詢的否定回答，導(dǎo)致下一輪檢查，以確定采樣時間n和n+1這兩個內(nèi)插點(diǎn)之間可能的局部最大值。如果采樣時間n處的內(nèi)插點(diǎn)序列的一階導(dǎo)數(shù)I′k，log(n)和采樣時間n+1處的內(nèi)插點(diǎn)序列的一階導(dǎo)數(shù)I′k，log(n+1)結(jié)果小于零，同時采樣時間n處的內(nèi)插點(diǎn)序列的二階導(dǎo)數(shù)I″k，log(n)的結(jié)果小于零，那么可能的局部最大值實(shí)際上并不位于兩個點(diǎn)n和n+1之間。
在該查詢?yōu)榭隙ɑ卮鸬那闆r下，在程序步驟S114中，使用公式(18)、(19)和(20)，確定所找到的局部最大值的時間形式的位置向量max_n(number)的下一元素。
derivation_left＝10Ik,log(n+1)/20-10Ik，log(n)/20(18)derivation_right＝10Ik，log(n+2)/20-10Ik，log(n+1)/20 (19)max_n(number)=n-derivation_leftderivation_right-derivation_left+0.5---(20)]]>在程序步驟S115，使用公式(21)，用所找到的內(nèi)插點(diǎn)Ik(n)的絕對數(shù)給向量max_I(number)的下一元素賦值。
Max_I(number)＝Ik，log(n) (21)通過增加所找到的局部最大值的運(yùn)行變量“number”來結(jié)束對最后提到的查詢的肯定情況的處理。
如根據(jù)本發(fā)明算法的最后計算那樣，在對最后提到的查詢的肯定回答和否定回答情況下，通道脈沖響應(yīng)Ik(n)的內(nèi)插點(diǎn)的運(yùn)行變量n增加，以檢查下一個內(nèi)插點(diǎn)，并返回到第一查詢的輸入。
如果局部最大值不是恰好位于兩個采樣點(diǎn)n和n+1的中間，通道脈沖響應(yīng)Ik(n)的內(nèi)插點(diǎn)的局部最大值的時間分辨率可以隨著圖5所示的方法的程序步驟S114中執(zhí)行的計算而顯著地增加。本方法提供增加時間分辨率的一種可能方案。使用線性橫截估計一階導(dǎo)數(shù)I′k(n)的采樣值，其中穿過零的線性橫截的通道代表局部最大值的準(zhǔn)確位置?？梢允褂幂^高階的函數(shù)(例如，樣條函數(shù)或者拋物線段)實(shí)現(xiàn)內(nèi)插中更高的時間分辨率。
權(quán)利要求
1.用于分析傳輸通道(2)的通道脈沖響應(yīng)(Ik(n))的方法，使用與該傳輸通道(2)串聯(lián)連接的時間離散自適應(yīng)均衡器(21)，該時間離散自適應(yīng)均衡器用于使均衡，包括以下程序步驟-確定(S100)該時間離散自適應(yīng)均衡器(21)的遞歸濾波器部分(23)的IIR濾波器系數(shù)(an)和非遞歸濾波器部分(22)的FIR濾波器系數(shù)(bn)；-用該IIR濾波器系數(shù)(an)對第一輸入向量(A(n))和用該FIR濾波器系數(shù)(bn)對第二輸入向量(B(n))至少部分賦值(S101)；-使用離散傅立葉變換，根據(jù)第一輸入向量(A(n))確定(S102)第一輸出向量(A′(n))，根據(jù)第二輸入向量(B(n))確定第二輸出向量(B′(n))；-通過將該第一輸出向量(A′(n))除以第二輸出向量(B′(n))形成(S102)離散通道傳輸函數(shù)(Hk(n))；和-使用離散傅立葉逆變換，根據(jù)該離散通道傳輸函數(shù)(Hk(n))確定(S105)離散通道脈沖響應(yīng)(Ik(n))。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于按照如下等式對該離散傅立葉變換的輸入向量A(n)和B(n)賦值A(chǔ)(0)＝1，A(n)＝an，對于0＜n＜＝k_IIR，A(0)＝0，對于k_IIR＜n＜NF，B(n)＝bn，對于0＜＝n＜＝k_FIR，B(n)＝0，對于k_FIR＜n＜NF，其中n為索引，用于確定所述輸入向量的內(nèi)插點(diǎn)；k_IIR為該時間離散自適應(yīng)均衡器(21)的遞歸濾波器部分(23)的階數(shù)；k_FIR為該時間離散自適應(yīng)均衡器(21)的非遞歸濾波器部分(22)的階數(shù)；和NF為該離散傅立葉變換的采樣值的個數(shù)。
3.根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的方法，其特征在于使用如下公式，通過用該IIR濾波器系數(shù)賦值的第一輸入向量A(n)的離散傅立葉變換形成所述第一輸出向量A′(n)A′(n)=1NF·Σk=0NF-1A(k)·e-j·2πk·n/NF,]]>對于0＜＝n＜NF；使用如下公式，通過用該FIR濾波器系數(shù)賦值的第二輸入向量B(n)的離散傅立葉變換形成所述第二輸出向量B′(n)B′(n)=1NF·Σk=0NF-1B(k)·e-j·2πk·n/NF,]]>對于0＜＝n＜NF；并且使用如下公式形成所述通道傳輸函數(shù)HK(n)HK(n)＝A′(n)/B′(n)，對于0＜＝n＜NF；其中NF為該離散傅立葉變換的采樣值的個數(shù)；n為索引，用于確定所述輸出向量的內(nèi)插點(diǎn)；和k為索引，用于確定所述輸入向量的內(nèi)插點(diǎn)。
4.根據(jù)權(quán)利要求1至3中任一項(xiàng)所述的方法，其特征在于使用如下公式形成所述復(fù)數(shù)通道脈沖響應(yīng)Ik(n)Ik(n)=Σk=0NF-1HK(k)·ej·2πk·n/NF]]>其中HK(n)為通道傳輸函數(shù)；NF為該離散傅立葉變換的采樣值的個數(shù)；k為離散頻率值；和n為索引，用于確定所述通道脈沖響應(yīng)的采樣值。
5.根據(jù)權(quán)利要求1至4中任一項(xiàng)所述的方法，其特征在于在所述確定(S105)通道脈沖響應(yīng)(Ik(n))之后，執(zhí)行形成該通道脈沖響應(yīng)(Ik(n))的絕對數(shù)、對數(shù)和標(biāo)度(S106)的程序步驟。
6.根據(jù)權(quán)利要求5所述的方法，其特征在于使用如下公式執(zhí)行所述形成該復(fù)數(shù)通道脈沖響應(yīng)Ik(n)的絕對數(shù)和對數(shù)Ik，log，unscaled(n)＝20*log10(|Ik(n)|)。
7.根據(jù)權(quán)利要求6所述的方法，其特征在于使用如下函數(shù)，通過尋找根據(jù)絕對數(shù)的Ik，log，unscaled，max(n)最大采樣值形成所述離散通道脈沖數(shù)值Ik(n)的標(biāo)度Ik，log，nscaled，max(n)＝max{Ik，log，unscaled(n)}；并且使用如下公式接著計算Ik，log(n)＝Ik，log，unscaled(n)-Ik，log，unscaled，max(n)。
8.根據(jù)權(quán)利要求1至7中任一項(xiàng)所述的方法，其特征在于在所述確定(S105)離散通道脈沖響應(yīng)(Ik(n))之前，為了使用如下公式獲得頻帶有限的通道傳輸函數(shù)Hk′(n)，用窗函數(shù)F(n)對所述通道傳輸函數(shù)Hk(n)進(jìn)行加權(quán)HK′(n)＝Hk(n)·F(n)。
9.根據(jù)權(quán)利要求8所述的方法，其特征在于選擇如下函數(shù)作為該窗函數(shù)F(n)＝0，對于0＜＝n＜n1F(n)＝0，對于n2＜n＜NFF(n)≠0，對于n1＜＝n＜＝n2其中n為離散頻率索引，NF為該離散傅立葉變換的采樣值的個數(shù)；n1為該窗函數(shù)的下閾限頻率，取決于要傳輸信號的調(diào)制類型；和n2為該窗函數(shù)的上閾限頻率，取決于要傳輸信號的調(diào)制類型。
10.根據(jù)權(quán)利要求9所述的方法，其特征在于使用如下公式形成該窗函數(shù)F(n)F(n)=a-b·cos(2π·n-n1n2-n1)+c·cos(4π·n-n1n2-n1),]]>對于n1＜＝n＜＝n2，其中n為離散頻率索引；a，b和c是用于確定該窗函數(shù)形式的可自由選擇的參數(shù)；n1為該窗函數(shù)的下閾限頻率，取決于要傳輸信號的調(diào)制類型；和n2為該窗函數(shù)的上閾限頻率，取決于要傳輸信號的調(diào)制類型。
11.根據(jù)權(quán)利要求5至7中任一項(xiàng)所述的方法，其特征在于在所述形成離散通道脈沖響應(yīng)(Ik(n))的絕對數(shù)、對數(shù)和標(biāo)度(S106)之后，根據(jù)絕對數(shù)和時間形式位置，確定(S107)所標(biāo)度的離散通道脈沖響應(yīng)(Ik(n))的采樣值的局部最大值。
12.根據(jù)權(quán)利要求11所述的方法，其特征在于所述確定(S107)所標(biāo)度的離散通道脈沖響應(yīng)(Ik(n))的采樣值的局部最大值包括以下程序步驟-形成(S110)通道脈沖響應(yīng)(Ik(n))的離散值的一階導(dǎo)數(shù)Ik，log′(n)；-形成(S111)通道脈沖響應(yīng)(Ik(n))的離散值的二階導(dǎo)數(shù)Ik，log″(n)；-如果該一階導(dǎo)數(shù)為零，并且該二階導(dǎo)數(shù)為負(fù)數(shù)，則確定該局部最大值的絕對數(shù)(max_I(number))(S112)和時間形式位置(max_n(number))(S113)；-如果兩個相鄰內(nèi)插點(diǎn)(n，n+1)處的一階導(dǎo)數(shù)和所述二階導(dǎo)數(shù)的結(jié)果均為負(fù)數(shù)，則使用三個離散值(Ik，log(n)，Ik，log(n+1)，Ik，log(n+2))，通過對該一階導(dǎo)數(shù)的線性插值，確定該局部最大值的準(zhǔn)確時間形式位置(max_n(number))(S114)，和確定該局部最大值的相應(yīng)的絕對數(shù)(max_I(number))(S115)；-當(dāng)查找過程結(jié)束時，對所找到的局部最大值的絕對數(shù)和時間形式位置進(jìn)行分類(S116)。
13.根據(jù)權(quán)利要求11或12所述的方法，其特征在于所述確定(S107)離散通道脈沖響應(yīng)(Ik(n))的采樣值的局部最大值還包括將時間形式位置轉(zhuǎn)換為對應(yīng)的距離。
14.根據(jù)權(quán)利要求13所述的方法，其特征在于在所述確定離散通道脈沖響應(yīng)(Ik(n))的局部最大值和將該時間形式位置轉(zhuǎn)換為對應(yīng)的距離之后，用圖形和/或表格形式顯示通道脈沖響應(yīng)(Ik(n))的單個離散的內(nèi)插點(diǎn)數(shù)值和通道脈沖響應(yīng)(Ik(n))的局部最大值。
15.具有電可讀控制信號的數(shù)字存儲介質(zhì)，該數(shù)字存儲介質(zhì)可以以實(shí)現(xiàn)根據(jù)權(quán)利要求1至14中任一項(xiàng)的方法的方式與可編程計算機(jī)或數(shù)字信號處理器結(jié)合。
16.具有存儲在機(jī)器可讀介質(zhì)上的程序代碼媒介的計算機(jī)軟件產(chǎn)品，當(dāng)該軟件運(yùn)行在計算機(jī)或數(shù)字信號處理器上時，用于實(shí)現(xiàn)根據(jù)權(quán)利要求1至14中任一項(xiàng)的所有步驟。
17.具有程序代碼媒介的計算機(jī)軟件，當(dāng)該軟件運(yùn)行在計算機(jī)或數(shù)字信號處理器上時，用于實(shí)現(xiàn)根據(jù)權(quán)利要求1至14中任一項(xiàng)的所有步驟。
18.具有程序代碼媒介的計算機(jī)軟件，當(dāng)該軟件存儲在機(jī)器可讀介質(zhì)上時，用于實(shí)現(xiàn)根據(jù)權(quán)利要求1至14中任一項(xiàng)的所有步驟。
全文摘要
本發(fā)明提供用于分析傳輸通道的通道脈沖響應(yīng)的方法，該方法使用與該傳輸通道串聯(lián)連接的時間離散自適應(yīng)均衡器(21)，該均衡器用于使均衡，該方法包括以下程序步驟確定時間離散自適應(yīng)均衡器(21)的遞歸濾波器部分(23)的IIR濾波器系數(shù)(an)和非遞歸濾波器部分(22)的FIR濾波器系數(shù)(bn)；用IIR濾波器系數(shù)(an)和用FIR濾波器系數(shù)(bn)對離散傅立葉變換的輸入向量至少部分賦值；根據(jù)輸入向量確定離散傅立葉變換的輸出向量；通過將輸出向量相除，形成離散的傳輸函數(shù)數(shù)值；使用離散傅立葉逆變換，根據(jù)該通道傳輸函數(shù)確定通道脈沖響應(yīng)。
文檔編號H04L25/03GK1720700SQ200380105067
公開日2006年1月11日 申請日期2003年11月12日 優(yōu)先權(quán)日2002年12月3日
發(fā)明者馬丁·霍夫梅斯特 申請人:羅德施瓦茲兩合股份有限公司