專(zhuān)利名稱(chēng)：時(shí)域同步正交頻分復(fù)用接收機(jī)的載波恢復(fù)方法及其系統(tǒng)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明屬于數(shù)字信息傳輸技術(shù)領(lǐng)域，特別涉及一種時(shí)域同步正交頻分復(fù)用(Time DomainSynchronous OFDM，TDS-OFDM)數(shù)字電視接收機(jī)的載波恢復(fù)方法。
背景技術(shù)：
在同步傳輸?shù)臄?shù)字通信或廣播系統(tǒng)中，由于多普勒頻移和本地載波誤差的影響，接收信號(hào)會(huì)產(chǎn)生緩慢的頻率漂移，從而使接收信號(hào)出現(xiàn)相位漂移，對(duì)采用相干解調(diào)的通信系統(tǒng)會(huì)產(chǎn)生惡劣影響，使系統(tǒng)性能下降。尤其對(duì)由許多正交的子載波組成的OFDM信號(hào)來(lái)說(shuō)，子信道帶寬比整個(gè)帶寬小得多，載波頻偏引入載波間干擾(ICI)將破壞OFDM信號(hào)不同子載波間的正交性，一個(gè)小的頻偏都會(huì)導(dǎo)致很大的信噪比降低，從而要求我們必須精確地估計(jì)并校正頻偏。
由于地面電視廣播是連續(xù)的數(shù)據(jù)流，所以載波恢復(fù)算法通常采用反饋結(jié)構(gòu)，以獲得較好的跟蹤性能。要保證在惡劣的環(huán)境下能可靠的恢復(fù)載波，美國(guó)8-VSB系統(tǒng)在距下邊帶邊界處加入了一個(gè)小的導(dǎo)頻信號(hào)。載波恢復(fù)方法目前多采用對(duì)該導(dǎo)頻信號(hào)先自動(dòng)頻率跟蹤，再窄帶鎖相進(jìn)行相位跟蹤，與傳統(tǒng)的模擬鎖相環(huán)方法類(lèi)似。要使得頻率恢復(fù)接近于理想，付出的代價(jià)是增加0.3dB的信號(hào)功率。其在6MHz帶寬內(nèi)的歸一化的傳送頻譜如圖1。
歐洲COFDM傳輸系統(tǒng)在時(shí)域加入特殊的結(jié)構(gòu)-循環(huán)前綴，并在頻域插入連續(xù)導(dǎo)頻和分散導(dǎo)頻信號(hào)，連續(xù)導(dǎo)頻在每個(gè)COFDM符號(hào)中的位置都是固定的，在8k模式中插入了177個(gè)連續(xù)導(dǎo)頻，在2k模式中插入了45個(gè)連續(xù)導(dǎo)頻。分散導(dǎo)頻的位置在不同的COFDM符號(hào)中有所不同，但以四個(gè)COFDM符號(hào)為周期循環(huán)，如圖2所示，其中白色圓圈代表數(shù)據(jù)子載波，灰色圓圈代表分散導(dǎo)頻子載波，黑色圓圈代表TPS導(dǎo)頻子載波，斜線(xiàn)圓圈代表連續(xù)導(dǎo)頻子載波。歐洲COFDM采用典型OFDM頻率估計(jì)方法，為了保證較大的捕獲范圍和優(yōu)化跟蹤性能，分為粗同步和細(xì)同步估計(jì)。一般以子載波間隔為單位，將載波頻偏分成整數(shù)部分和小數(shù)部分。先進(jìn)行粗同步，即整數(shù)倍頻率同步，將最初的幾倍的子載波間隔頻偏降低至不到子載波間隔的一半，然后進(jìn)行細(xì)同步估計(jì)，即小數(shù)倍細(xì)頻率同步，來(lái)校正剩余的小數(shù)倍頻偏。頻偏校正通常采用一個(gè)帶有頻率檢測(cè)器的跟蹤環(huán)來(lái)實(shí)現(xiàn)，頻偏估計(jì)主要通過(guò)下面兩種方式
1.基于COFDM信號(hào)中的循環(huán)前綴在時(shí)域進(jìn)行2.基于COFDM中的分散導(dǎo)頻和連續(xù)導(dǎo)頻在頻域進(jìn)行第一種算法利用OFDM信號(hào)的固有重復(fù)結(jié)構(gòu)，算法復(fù)雜度較低。但在實(shí)際中，多徑信道引入的ISI已經(jīng)破壞了這種重復(fù)結(jié)構(gòu)，所以估計(jì)性能受到影響。第二種算法可以提供較好的估計(jì)結(jié)果，但由于插入導(dǎo)頻降低了信息速率，因此插入的導(dǎo)頻數(shù)目相對(duì)于數(shù)據(jù)來(lái)說(shuō)一定要少。另外OFDM受頻偏影響會(huì)引起ICI，如果存在ICI的話(huà)，一定會(huì)破壞頻率估計(jì)的性能。而且該這種算法一般在獲得正確的定時(shí)的信息后才能夠使用，因而其同步時(shí)間較長(zhǎng)。
清華大學(xué)提出的地面數(shù)字多媒體電視廣播(Digital MultimediaTV Broadcasting-Terrestrial，DMB-T)方案的目的是提供一種數(shù)字信息傳輸方法，采用了時(shí)域同步正交頻分復(fù)用(Time Domain Synchronous OFDM，TDS-OFDM)調(diào)制技術(shù)，關(guān)于DMB-T、TDS-OFDM的相關(guān)情況詳見(jiàn)授權(quán)號(hào)為00123597.4名為“地面數(shù)字多媒體電視廣播系統(tǒng)”、授權(quán)號(hào)為01115520.5名為“時(shí)域同步正交頻分復(fù)用調(diào)制方法”，以及授權(quán)號(hào)為01124144.6名為“正交頻分復(fù)用調(diào)制系統(tǒng)中保護(hù)間隔的填充方法”等清華大學(xué)申請(qǐng)的中國(guó)發(fā)明專(zhuān)利。
TDS-OFDM也是多載波系統(tǒng)，為了克服以上缺點(diǎn)，本發(fā)明采用在TDS-OFDM信號(hào)中由PN序列循環(huán)擴(kuò)展的幀同步在時(shí)域完成載波同步。
DMB-T系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)具有分層的幀結(jié)構(gòu)，其物理信道幀結(jié)構(gòu)如圖3所示。幀群定義為一群信號(hào)幀，其第一幀定義為幀群頭(控制幀)。超幀定義為一組幀群。幀結(jié)構(gòu)的頂層稱(chēng)為日幀(Calendar Day Frame，CDF)。物理信道是周期的，并且和絕對(duì)時(shí)間同步。信號(hào)幀是DMB-T系統(tǒng)幀結(jié)構(gòu)的基本單元。一個(gè)信號(hào)幀由幀同步和幀體兩部分組成(見(jiàn)圖3)。幀同步和幀體的基帶符號(hào)率相同，規(guī)定為7.56MSps。幀同步由PN序列循環(huán)擴(kuò)展生成，PN序列作為同步，可變保護(hù)間隔(填充PN序列、循環(huán)前綴或零值)，長(zhǎng)度不超過(guò)IDFT塊長(zhǎng)度的1/4。PN序列定義為一個(gè)8階m序列，其特征多項(xiàng)式定義為x8+x6+x5+x+1，初始條件模板將確定所生成m序列的相位。對(duì)于一個(gè)特定的信號(hào)幀，它的信號(hào)幀號(hào)決定PN序列的初始條件。經(jīng)“0”到“+1”值及“1”到“-1”值的映射后，PN序列變換為非歸零的二進(jìn)制信號(hào)。
一個(gè)幀體的基帶信號(hào)是一個(gè)正交頻分復(fù)用(OFDM)塊。一個(gè)OFDM塊進(jìn)一步分成一個(gè)保護(hù)間隔和一個(gè)離散復(fù)里葉逆變換(IDFT)塊。對(duì)于TDS-OFDM來(lái)說(shuō)，PN同步序列既作為幀同步，又作為OFDM的保護(hù)間隔，而幀體作為DFT塊，如圖3所示。由于PN序列與DFT塊的正交時(shí)分復(fù)用，而且PN序列對(duì)于接收端來(lái)說(shuō)是已知序列，因此，PN序列和DFT塊在接收端是可以被分開(kāi)的。

發(fā)明內(nèi)容
提出了一種低復(fù)雜度、基于時(shí)域頻率估計(jì)的載波恢復(fù)算法及系統(tǒng)。頻率估計(jì)分為三個(gè)步驟完成a)接收機(jī)在開(kāi)機(jī)初始狀態(tài)時(shí)，與發(fā)射機(jī)很可能存在較大頻率偏差，先進(jìn)行粗頻率估計(jì)(Coarse Frequency Estimation，CFE)，使頻偏校正到一個(gè)較小范圍；b)在未完全獲得定時(shí)信息情況下，進(jìn)行非相干AFC(Auto Frequency Estimation，AFC)；c)在完全獲得定時(shí)信息情況下，即接收機(jī)進(jìn)入鎖定狀態(tài)時(shí)，進(jìn)行相干AFC估計(jì)。得到的頻率估計(jì)使用一個(gè)一階跟蹤環(huán)路完成數(shù)據(jù)的載波頻率校正。
本發(fā)明所述的TDS-OFDM接收機(jī)載波恢復(fù)方法，其特征在于，它是在數(shù)字電路上實(shí)現(xiàn)的，它依次含有以下步驟(1)把經(jīng)過(guò)頻率校正得到的TDS-OFDM即時(shí)域同步正交頻分復(fù)用信號(hào)幀分解為PN碼幀同步和DFT數(shù)據(jù)；(2)根據(jù)接收機(jī)的同步狀態(tài)，依次使用下述方法進(jìn)行頻率估計(jì)a)當(dāng)開(kāi)機(jī)初始狀態(tài)時(shí)，選擇粗頻率估計(jì)，即CFE，它依次含有以下步驟a1)把接收到的PN序列r(k)取平方并將平方結(jié)果延時(shí)后取共軛，延時(shí)長(zhǎng)度為l1，得到下式(r(k-l1)*)2；a2)把共軛輸出與r(k)的平方輸出相乘后進(jìn)行累加，得到R(l1)，累加的長(zhǎng)度為PN序列的長(zhǎng)度KR(l1)=Σk=1K(r(k)·r(k-l1)*)2]]>a3)把R(l1)的模乘上1/2l1即得到當(dāng)前信號(hào)幀的粗頻率估計(jì)，用 表示，其中，T為PN序列周期， 為歸一化頻偏的估計(jì)值，再經(jīng)濾波輸出Ω^CFET=12l1arg(R(l1))]]>其中arg()表示取模操作；b)當(dāng)未完全獲得定時(shí)信息時(shí)，選擇非相干自動(dòng)頻率控制估計(jì)，用NAFC表示，它依次含有以下步驟b1)把接收到的PN序列r(k)取并將平方結(jié)果延時(shí)后取共軛，延時(shí)長(zhǎng)度為l2，得到下述表達(dá)式(r(k-l2)*)2；b2)共軛輸出與r(k)的平方輸出相乘后進(jìn)行累加，得到R(l2)，累加的長(zhǎng)度為PN序列的長(zhǎng)度K
R(l2)=Σk=1K(r(k)·r(k-l2)*)2]]>b3)把R(l2)的模乘上1/2l2即得到當(dāng)前信號(hào)幀的NAFC頻率估計(jì)，用 表示，其中，T為PN序列周期， 為歸一化頻偏的估計(jì)值，再濾波輸出c)當(dāng)完全獲得定時(shí)信息時(shí)，即接收機(jī)進(jìn)入鎖定狀態(tài)，選擇相干自動(dòng)頻率控制估計(jì)，用CAFC表示，它依次含有以下步驟c1)把本地產(chǎn)生的PN序列c(k)取共軛，并與接收到的PN序列r(k)相乘得到z(k)z(k)＝r(k)c(k)*＝|c(k)|2·ej(ΩkT+θ)+n(k)c(k)*r(k)＝c(k)·ej(ΩkT+θ)+n(k) 1≤k≤K其中Ω為歸一化頻偏，θ為載波初始相偏，n(k)為信道高斯白噪聲，K為PN序列的長(zhǎng)度；c2)把z(k)延時(shí)，再取共軛，延時(shí)長(zhǎng)度為l2，得到z(k-l2)*；c3)把步驟c2)中的共軛輸出與z(k)相乘后進(jìn)行累加，得到R(l2)，累加的長(zhǎng)度為PN序列的長(zhǎng)度K，得到R(l2)=Σk=1Kz(k)·z(k-l2)*]]>c4)R(l2)的模乘上1/l2，得到當(dāng)前信號(hào)幀的CAFC頻率估計(jì)，用 表示，再濾波輸出。
本發(fā)明所述的TDS-OFDM接收機(jī)載波恢復(fù)方法，其特征在于，它含有頻率校正器，它是一個(gè)乘法器，它有一個(gè)TDS-OFDM信號(hào)輸入端；分離器，它是一個(gè)門(mén)選擇開(kāi)關(guān)，它的輸入端與頻率校正器的輸出端相連，它有兩個(gè)輸出端幀體數(shù)據(jù)輸出端和PN序列輸出端；CFE估計(jì)器，即粗頻率估計(jì)器，它含有一個(gè)依次串接的平方電路、延時(shí)電路和共軛運(yùn)放電路以及一個(gè)依次串接的乘法電路、累加器和取模電路；其中，乘法電路的兩個(gè)輸入分別與平方電路和共軛運(yùn)放電路的輸出端相連；平方電路有一個(gè)接收PN序列輸入端；延時(shí)電路的延時(shí)長(zhǎng)度是l1；累加器的累加長(zhǎng)度是PN序列的長(zhǎng)度K；取模電路的輸入是累加器輸出的復(fù)數(shù)信號(hào)，取模電路完成取模，并乘上系數(shù)1/2l1，它的輸出信號(hào)是當(dāng)前信號(hào)幀的粗頻率估計(jì)；
非相干估計(jì)器，即非相干自動(dòng)頻率控制的估計(jì)器，用NAFC估計(jì)器表示，它含有一個(gè)依次串接的平方電路、延時(shí)電路和共軛運(yùn)放電路以及一個(gè)依次串接的乘法電路、累加器和取模電路；其中，平方電路有一個(gè)接收PN序列輸入端；延時(shí)電路的延時(shí)長(zhǎng)度是l2；乘法電路的兩個(gè)輸入分別與平方電路和共軛運(yùn)放電路的輸出端相連；累加器的累加長(zhǎng)度是PN序列的長(zhǎng)度K；取模電路的輸入是累加器輸出的復(fù)數(shù)信號(hào)，取模電路完成取模，并乘上系數(shù)1/2l2，它的輸出信號(hào)是當(dāng)前信號(hào)幀的非相干頻率估計(jì)；相干估計(jì)器，即相干自動(dòng)頻率控制的估計(jì)器，用CAFC估計(jì)器表示，它是一個(gè)依次由第一共軛運(yùn)放電路、第一乘法電路、延時(shí)電路、第二共軛運(yùn)放電路、第二乘法電路累加器和取模電路串連構(gòu)成的電路，其中，第一共軛電路有一個(gè)本地產(chǎn)生的PN序列輸入端；第一乘法電路有一個(gè)接收到的PN序列輸入端；延時(shí)電路的延時(shí)長(zhǎng)度是l2；累加器的兩個(gè)輸入端分別和第二共軛運(yùn)放電路的和第一乘法電路的輸出端相連；第二乘法電路的兩個(gè)輸入分別與第一乘法電路和第二共軛運(yùn)放電路的輸出端相連；累加器的累加長(zhǎng)度是PN序列的長(zhǎng)度K；取模電路的輸入是累加器輸出的復(fù)數(shù)信號(hào)，取模電路完成取模，并乘上系數(shù)1/l2，它的輸出信號(hào)是當(dāng)前信號(hào)幀的相干自動(dòng)頻率控制頻率估計(jì)；三輸出狀態(tài)選擇開(kāi)關(guān)，它的輸入端與接收機(jī)的狀態(tài)信號(hào)輸出端相連，它的三個(gè)狀態(tài)選擇輸出端選擇性地接通CFE估計(jì)器、非相干AFC估計(jì)器、相干AFC估計(jì)器三者中的一個(gè)輸出端和一個(gè)低通濾波器的輸入端；低通濾波器，它有一個(gè)頻率估計(jì)輸入端；數(shù)控振蕩器，它的輸入端與上述的濾波器的驅(qū)動(dòng)信號(hào)輸出端相連，它的輸出端與上述頻率校正器的第二個(gè)輸入端相連。
該載波恢復(fù)算法在保證足夠大捕獲范圍同時(shí)，獲得較高估計(jì)精度。而計(jì)算復(fù)雜度小，頻率捕獲時(shí)間快，適合應(yīng)用于全數(shù)字TDS-OFDM接收機(jī)。
本發(fā)明的特點(diǎn)TDS-OFDM也屬于OFDM系統(tǒng)，本發(fā)明提出的載波恢復(fù)方案利用TDS-OFDM信號(hào)幀中的同步PN序列在時(shí)域得到頻率估計(jì)，估計(jì)的方法根據(jù)接收機(jī)所處的同步狀態(tài)，依次分粗頻率估計(jì)(CFE)、非相干AFC和相干AFC估計(jì)三個(gè)階段完成。計(jì)算機(jī)仿真和實(shí)際系統(tǒng)表明，提出的載波恢復(fù)在保證足夠大捕獲范圍同時(shí)，獲得較高估計(jì)精度，而計(jì)算復(fù)雜度小，頻率捕獲時(shí)間快，解決了地面電視廣播傳輸中，尤其采用OFDM調(diào)制系統(tǒng)的載波恢復(fù)問(wèn)題，實(shí)驗(yàn)室測(cè)試和場(chǎng)地試播都證明其性能明顯優(yōu)子現(xiàn)有的其它系統(tǒng)。


圖1為美國(guó)ATSC中導(dǎo)頻在信道頻譜中的位置。
圖2為歐洲D(zhuǎn)VB-T中導(dǎo)頻的空間位置。
圖3為DMB-T傳輸協(xié)議的分級(jí)幀結(jié)構(gòu)。
圖4為相干頻率估計(jì)(CAFC)方法。
圖5為粗頻率估計(jì)(CFE)方法。
圖6為非相干頻率估計(jì)(NAFC)方法。
圖7為CFE估計(jì)均值和方差曲線(xiàn)。
圖8為非相干AFC估計(jì)均值和方差曲線(xiàn)。
圖9為相干AFC估計(jì)均值和方差曲線(xiàn)。
圖10為CFE、不相干AFC和相干AFC的方差比較。
圖11為頻率校正反饋結(jié)構(gòu)。
圖12為本發(fā)明提出的載波恢復(fù)方法。
具體實(shí)施例方式
地面無(wú)線(xiàn)電視接收機(jī)在在開(kāi)機(jī)初始狀態(tài)時(shí)，與發(fā)射機(jī)很可能存在較大頻率偏差，為了保證頻率估計(jì)有足夠大捕獲范圍同時(shí)，獲得較高估計(jì)精度。本發(fā)明所提出的載波頻率估計(jì)分為三個(gè)階段完成a)接收機(jī)先進(jìn)行粗頻率估計(jì)(Coarse Frequency Estimation，CFE)，使頻偏校正到一個(gè)較小范圍；b)在未完全獲得定時(shí)信息情況下，進(jìn)行非相干AFC(Auto FrequencyEstimation，AFC)；c)在完全獲得定時(shí)信息情況下，即接收機(jī)進(jìn)入鎖定狀態(tài)時(shí)，進(jìn)行相干AFC估計(jì)。得到的頻率估計(jì)使用一個(gè)一階跟蹤環(huán)路完成數(shù)據(jù)的載波頻率校正。下面將結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明的理論分析和具體實(shí)施例進(jìn)行詳細(xì)描述。
我們先假設(shè)定時(shí)恢復(fù)理想，定時(shí)恢復(fù)后的數(shù)據(jù)信號(hào)是以符號(hào)周期T采樣的，在AWGN信道下可以表示為r(k)＝c(k)·ej(ΩkT+θ)+n(k)(1)其中Ω為歸一化頻偏，θ為載波初始相偏。
已知本地的PN序列為{c(k)}，令z(k)＝r(k)c(k)*則有z(k)＝r(k)c(k)*＝|c(k)|2·ej(ΩkT+θ)+n(k)c(k)*1≤k≤K (2)
因此，z(k)可以看成加入了高斯白噪聲的的復(fù)正弦信號(hào)，頻偏估計(jì)算法就是從一個(gè)連續(xù)序列的樣值{z(k)}中推導(dǎo)出載波頻偏。此時(shí)進(jìn)行最大似然估計(jì)，需要(Ω，θ)的聯(lián)合估計(jì)(Ω^,θ^)=argmaxΩ,θΣk=1Ke-jθe-jkTΩz(k)---(3)]]>為了簡(jiǎn)化計(jì)算，將(Ω，θ)的兩維變化為兩個(gè)一維問(wèn)題argmaxΩ,θRe{Σk=1Ke-jθe-jkTΩz(k)}---(4)]]>=argmaxΩ,θ|Y(Ω)|Re{e-j(θ-arg{Y(Ω)})z(k)}]]>其中Y(Ω)=Σk=1Ke-jkTΩz(k)---(5)]]>這樣對(duì)于頻率估計(jì)只需|Y(Ω)|取得最大值Ω^=argmaxΩ|Y(Ω)|---(6)]]>獲得最大值的充分條件是|Y(Ω)|對(duì)于Ω的導(dǎo)數(shù)等于0。不幸的是，要得到該最大問(wèn)題的準(zhǔn)確解很困難，為了得到可硬件實(shí)現(xiàn)的算法，只能使用近似解。到目前為止，已經(jīng)有很多學(xué)者提出了自己的近似解法，我們?cè)诜治霈F(xiàn)有算法基礎(chǔ)上，提出適合DMB-T系統(tǒng)的自相關(guān)頻率估計(jì)的算法Ω^AFCT=1larg(R(l))---l=l2---(7)]]>R(l)=Σk=1Kz(k)·z(k-l)*---(8)]]>式中R(l)為接收信號(hào)的自相關(guān)函數(shù)，l為相關(guān)需要的延遲，K為相關(guān)長(zhǎng)度，一般取幀頭中PN序列的長(zhǎng)度。這就是我們提出的相干AFC算法，如圖4所示。可以證明該相干AFC算法為無(wú)偏估計(jì)，其方差近似為
var[Ω^T]1l2(lK22(2·SNR)+1K2(2·SNR)2)---(9)]]>式中SNR表示信道信噪比。在SNR較高的區(qū)域，該相干AFC估計(jì)在l＝2K/3時(shí)逼近頻率估計(jì)方差的Cramer-Rao界(CRB)。并且頻率捕獲范圍為|Ω^T|2π<12l2---(10)]]>在開(kāi)機(jī)初始狀態(tài)時(shí)，接收機(jī)與發(fā)射機(jī)很可能存在較大頻率偏差Δf，這時(shí)接收機(jī)是無(wú)法進(jìn)行準(zhǔn)確的定時(shí)同步的，所以定時(shí)同步算法一般要求Δf不能大于某一個(gè)門(mén)限。如果開(kāi)始定時(shí)同步時(shí)Δf大于該門(mén)限，則必須先進(jìn)行粗頻率估計(jì)(CFE)，將頻偏捕捉到該門(mén)限以?xún)?nèi)后再進(jìn)行定時(shí)同步。由于CFE是在定時(shí)同步之前進(jìn)行的，此時(shí)沒(méi)有定時(shí)信息，所以CFE算法只能是無(wú)數(shù)據(jù)輔助方式的算法，可以使用(r(k)·r(k-l)*)P來(lái)代替式(8)中的z(k)·z(k-l)*，其中P為調(diào)制元數(shù)。由于我們使用BPSK調(diào)制PN序列，P＝2。CFE算法由于采用了無(wú)數(shù)據(jù)輔助方法的缺點(diǎn)是捕捉范圍變?yōu)樵瓉?lái)的1/P，而且由于引入了P次方，估計(jì)方差變大。
在完成CFE階段后，并不直接進(jìn)行相干AFC階段，而是先進(jìn)入非相干AFC。非相干AFC與相干AFC的不同在于相干AFC要使用定時(shí)信息，而非相干AFC不使用定時(shí)信息。先進(jìn)行非相干AFC的原因是這樣完成CFE后，定時(shí)同步環(huán)路和細(xì)頻率估計(jì)環(huán)路同時(shí)開(kāi)啟，此時(shí)定時(shí)環(huán)路還需要幾幀的時(shí)間才能準(zhǔn)確同步，即提供準(zhǔn)確定時(shí)恢復(fù)。在這幾幀內(nèi)的定時(shí)不夠準(zhǔn)確，因此要使用不需時(shí)間信息的非相干AFC進(jìn)行同步。在定時(shí)同步穩(wěn)定后，再進(jìn)入相干AFC環(huán)路。綜上所述，CFE算法和非相干AFC估計(jì)算法可表示為CFEΩ^CFET=12larg(R(l))---l=l1---(11)]]>(l)=Σk=1K(r(k)·r(k-l)*)2---(12)]]>非相干AFC
Ω^NAFCT=12larg(R(l))---l=l2---(13)]]>R(l)=Σk=1K(r(k)·r(k-1)*)2---(14)]]>其原理圖分別如圖5、圖6所示?？梢酝茖?dǎo)出它們的捕獲范圍是|Ω^T|2π<14l---(15)]]>對(duì)于CFE，l＝l1，而對(duì)于非相干AFC，l＝l2。
式中l(wèi)1和l2為相關(guān)所需的延遲0＜l1≤l2≤K。CFE和非相干AFC算法不需要定時(shí)信息，由于幀頭中PN序列是BPSK調(diào)制，所以用(r(k)·r(k-l)*)2去除了調(diào)制信息。有了定時(shí)信息后，使用相干AFC，它沒(méi)有對(duì)信號(hào)進(jìn)行平方操作，所以跟蹤性能更好。CFE的l1比較小，從而保障CFE有較大的捕捉范圍；而AFC的l1較大，使得AFC有更好的跟蹤性能。綜合各種因素，l1和l2的典型值為l1＝8，l2＝85，下面仿真中就使用該典型值，相關(guān)長(zhǎng)度K為幀頭中PN序列的長(zhǎng)度，典型值為K＝255。
為了對(duì)提出的頻率估計(jì)算法進(jìn)行評(píng)價(jià)，并驗(yàn)證理論推導(dǎo)，我們進(jìn)行了計(jì)算機(jī)仿真。
首先給出CFE在SNR＝15，20，25dB情況下的估計(jì)均值和方差曲線(xiàn)，如圖7所示。接著給出了非相干AFC在SNR＝15，20，25dB情況下的估計(jì)均值和方差曲線(xiàn)，如圖8所示。最后給出相干AFC在SNR＝15，20，25dB情況下的估計(jì)均值和估計(jì)方差曲線(xiàn)，如圖9所示?？梢钥闯鲈陬l偏小于44KHz時(shí)，相干AFC都能給出準(zhǔn)確的頻偏估計(jì)值，且方差隨著SNR的增大而減小，在SNR＞20dB時(shí)方差均小于10-8，與理論分析吻合。由仿真結(jié)果，非相干AFC的頻率估計(jì)范圍為23KHz，而CFE為250KHz左右，滿(mǎn)足系統(tǒng)設(shè)計(jì)要求。CFE可以在初同步時(shí)首先使用，將載波頻偏降低到8KHz范圍內(nèi)。為了比較在不同SNR情況下，CFE、非相干AFC和相干AFC的性能，給出了頻偏為0時(shí)各頻率估計(jì)方法得到的方差曲線(xiàn)，并畫(huà)出相應(yīng)的CRB界曲線(xiàn)作為參考，如圖10所示。圖10表明，相干AFC頻率的方差要明顯優(yōu)于CFE，比非相干AFC稍微改善一些，但在SNR較大區(qū)域，改善的有限。AFC算法在SNR＞15dB后逼近CRB界。
得到頻率估計(jì)后，為了獲得平穩(wěn)頻率估值，需要使用一個(gè)反饋環(huán)路來(lái)跟蹤信號(hào)頻率。視頻廣播數(shù)據(jù)作為連續(xù)的數(shù)據(jù)流傳送的，誤差反饋結(jié)構(gòu)很適于進(jìn)行頻率跟蹤，并且可以在合理的復(fù)雜度下實(shí)現(xiàn)。提出的反饋環(huán)路模型如圖11所示。
輸入信號(hào)r(k)和一個(gè)估計(jì)得到的相位旋轉(zhuǎn)因子exp 相乘，然后按照上述頻率估計(jì)方法得到頻率偏差估計(jì)，估計(jì)值經(jīng)過(guò)環(huán)路濾波器后在累加器中累加，累加器相當(dāng)于模擬PLL中VCO的積分器的數(shù)字化。最后使用NCO輸出所需的相位旋轉(zhuǎn)因子，完成環(huán)路閉環(huán)。由于該環(huán)路為頻率環(huán)路，所以使用的濾波器只是一個(gè)K1環(huán)路常數(shù)。通過(guò)K1的取值來(lái)控制環(huán)路等效噪聲帶寬。經(jīng)過(guò)理論推導(dǎo)，給出該頻率環(huán)路的閉環(huán)傳遞函數(shù)H(z)=Z(Ω^(k))Z(Ω(k))=K1z+K1-1---(16)]]>由式(10)，可以得到頻率環(huán)路歸一化跟蹤誤差的方差近似為 其中BL是經(jīng)信號(hào)幀頻率歸一化的單邊等效環(huán)路噪聲帶寬。從式(17)很容易得到跟蹤誤差的均方值和等效噪聲帶寬BL成正比，而與相關(guān)長(zhǎng)度K的平方、相關(guān)延遲l和和信噪比SNR的積成反比。所以在實(shí)現(xiàn)頻率環(huán)時(shí)可采用不同的BL參數(shù)初始同步時(shí)使用較大的BL，而在同步穩(wěn)定后使用較小的BL，相應(yīng)引起頻率抖動(dòng)也比較小。
綜合上述，本發(fā)明提出了基于時(shí)域頻率估計(jì)的載波恢復(fù)算法，如圖12所示。其頻率估計(jì)分為三個(gè)步驟完成a)接收機(jī)在開(kāi)機(jī)初始狀態(tài)時(shí)，與發(fā)射機(jī)很可能存在較大頻率偏差，先進(jìn)行粗頻率估計(jì)(CFE)，使頻偏校正到一個(gè)較小范圍；b)在未完全獲得定時(shí)信息情況下，進(jìn)行非相干AFC(AFC)；c)在完全獲得定時(shí)信息情況下，即接收機(jī)進(jìn)入鎖定狀態(tài)時(shí)，進(jìn)行相干AFC估計(jì)。
得到的頻率估計(jì)后使用一個(gè)一階跟蹤環(huán)路完成數(shù)據(jù)的載波頻率校正。在計(jì)算機(jī)仿真的基礎(chǔ)上，本發(fā)明在清華DMB-T系統(tǒng)的FPGA、ASIC版本接收機(jī)中得到實(shí)現(xiàn)，實(shí)際試播和測(cè)試取得了良好的效果。
上面結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明的具體實(shí)施例進(jìn)行了詳細(xì)說(shuō)明，但本發(fā)明并不限制于上述實(shí)施例，在不脫離本申請(qǐng)的權(quán)利要求的精神和范圍情況下，本領(lǐng)域的技術(shù)人員可作出各種修改或改型。
權(quán)利要求
1.時(shí)域同步正交頻分復(fù)用接收機(jī)載波恢復(fù)方法，其特征在于，它是在數(shù)字電路上實(shí)現(xiàn)的，它依次含有以下步驟(1)把經(jīng)過(guò)頻率校正得到的TDS-OFDM即時(shí)域同步正交頻分復(fù)用信號(hào)幀分解為PN碼幀同步和DFT數(shù)據(jù)；(2)根據(jù)接收機(jī)的同步狀態(tài)，依次使用下述方法進(jìn)行頻率估計(jì)a)當(dāng)開(kāi)機(jī)初始狀態(tài)時(shí)，選擇粗頻率估計(jì)，即CFE，它依次含有以下步驟a1)把接收到的PN序列r(k)取平方并將平方結(jié)果延時(shí)后取共軛，延時(shí)長(zhǎng)度為l1，得到下式(r(k-l1)*)2；a2)把共軛輸出與r(k)的平方輸出相乘后進(jìn)行累加，得到R(l1)，累加的長(zhǎng)度為PN序列的長(zhǎng)度KR(l1)=Σk=1K(r(k)·r(k-l1)*)2]]>a3)把R(l1)的模乘上1/2l1即得到當(dāng)前信號(hào)幀的粗頻率估計(jì)，用 表示，其中，T為PN序列周期， 為歸一化頻偏的估計(jì)值，再經(jīng)濾波輸出Ω^CFET=12l1arg(R(l1))]]>其中arg()表示取模操作；b)當(dāng)未完全獲得定時(shí)信息時(shí)，選擇非相干自動(dòng)頻率控制估計(jì)，用NAFC表示，它依次含有以下步驟b1)把接收到的PN序列r(k)取并將平方結(jié)果延時(shí)后取共軛，延時(shí)長(zhǎng)度為l2，得到下述表達(dá)式(r(k-l2)*)2；b2)共軛輸出與r(k)的平方輸出相乘后進(jìn)行累加，得到R(l2)，累加的長(zhǎng)度為PN序列的長(zhǎng)度KR(l2)=Σk=1K(r(k)·r(k-l2)*)2]]>b3)把R(l2)的模乘上1/2l2即得到當(dāng)前信號(hào)幀的NAFC頻率估計(jì)，用 表示，其中，T為PN序列周期， 為歸一化頻偏的估計(jì)值，再濾波輸出c)當(dāng)完全獲得定時(shí)信息時(shí)，即接收機(jī)進(jìn)入鎖定狀態(tài)，選擇相干自動(dòng)頻率控制估計(jì)，用CAFC表示，它依次含有以下步驟c1)把本地產(chǎn)生的PN序列c(k)取共軛，并與接收到的PN序列r(k)相乘得到z(k)z(k)＝r(k)c(k)*＝|c(k)|2·ej(ΩkT+θ)+n(k)c(k)*r(k)＝c(k)·ej(ΩkT+θ)+n(k)1≤k≤K其中Ω為歸一化頻偏，θ為載波初始相偏，n(k)為信道高斯白噪聲，K為PN序列的長(zhǎng)度；c2)把z(k)延時(shí)，再取共軛，延時(shí)長(zhǎng)度為l2，得到z(k-l2)*；c3)把步驟c2)中的共軛輸出與z(k)相乘后進(jìn)行累加，得到R(l2)，累加的長(zhǎng)度為PN序列的長(zhǎng)度K，得到R(l2)=Σk=1Kz(k)·z(k-l2)*]]>c4)R(l2)的模乘上1/l2，得到當(dāng)前信號(hào)幀的CAFC頻率估計(jì)，用 表示，再濾波輸出。
2.時(shí)域同步正交頻分復(fù)用接收機(jī)載波恢復(fù)方法，其特征在于，它含有頻率校正器，它是一個(gè)乘法器，它有一個(gè)TDS-OFDM信號(hào)輸入端；分離器，它是一個(gè)門(mén)選擇開(kāi)關(guān)，它的輸入端與頻率校正器的輸出端相連，它有兩個(gè)輸出端幀體數(shù)據(jù)輸出端和PN序列輸出端；CFE估計(jì)器，即粗頻率估計(jì)器，它含有一個(gè)依次串接的平方電路、延時(shí)電路和共軛運(yùn)放電路以及一個(gè)依次串接的乘法電路、累加器和取模電路；其中，乘法電路的兩個(gè)輸入分別與平方電路和共軛運(yùn)放電路的輸出端相連；平方電路有一個(gè)接收PN序列輸入端；延時(shí)電路的延時(shí)長(zhǎng)度是l1；累加器的累加長(zhǎng)度是PN序列的長(zhǎng)度K；取模電路的輸入是累加器輸出的復(fù)數(shù)信號(hào)，取模電路完成取模，并乘上系數(shù)1/2l1，它的輸出信號(hào)是當(dāng)前信號(hào)幀的粗頻率估計(jì)；非相干估計(jì)器，即非相干自動(dòng)頻率控制的估計(jì)器，用NAFC估計(jì)器表示，它含有一個(gè)依次串接的平方電路、延時(shí)電路和共軛運(yùn)放電路以及一個(gè)依次串接的乘法電路、累加器和取模電路；其中，平方電路有一個(gè)接收PN序列輸入端；延時(shí)電路的延時(shí)長(zhǎng)度是l2；乘法電路的兩個(gè)輸入分別與平方電路和共軛運(yùn)放電路的輸出端相連；累加器的累加長(zhǎng)度是PN序列的長(zhǎng)度K；取模電路的輸入是累加器輸出的復(fù)數(shù)信號(hào)，取模電路完成取模，并乘上系數(shù)1/2l2，它的輸出信號(hào)是當(dāng)前信號(hào)幀的非相干頻率估計(jì)；相干估計(jì)器，即相干自動(dòng)頻率控制的估計(jì)器，用CAFC估計(jì)器表示，它是一個(gè)依次由第一共軛運(yùn)放電路、第一乘法電路、延時(shí)電路、第二共軛運(yùn)放電路、第二乘法電路累加器和取模電路串連構(gòu)成的電路，其中，第一共軛電路有一個(gè)本地產(chǎn)生的PN序列輸入端；第一乘法電路有一個(gè)接收到的PN序列輸入端；延時(shí)電路的延時(shí)長(zhǎng)度是l2；累加器的兩個(gè)輸入端分別和第二共軛運(yùn)放電路的和第一乘法電路的輸出端相連；第二乘法電路的兩個(gè)輸入分別與第一乘法電路和第二共軛運(yùn)放電路的輸出端相連；累加器的累加長(zhǎng)度是PN序列的長(zhǎng)度K；取模電路的輸入是累加器輸出的復(fù)數(shù)信號(hào)，取模電路完成取模，并乘上系數(shù)1/l2，它的輸出信號(hào)是當(dāng)前信號(hào)幀的相干自動(dòng)頻率控制頻率估計(jì)；三輸出狀態(tài)選擇開(kāi)關(guān)，它的輸入端與接收機(jī)的狀態(tài)信號(hào)輸出端相連，它的三個(gè)狀態(tài)選擇輸出端選擇性地接通CFE估計(jì)器、非相干AFC估計(jì)器、相干AFC估計(jì)器三者中的一個(gè)輸出端和一個(gè)低通濾波器的輸入端；低通濾波器，它有一個(gè)頻率估計(jì)輸入端；數(shù)控振蕩器，它的輸入端與上述的濾波器的驅(qū)動(dòng)信號(hào)輸出端相連，它的輸出端與上述頻率校正器的第二個(gè)輸入端相連。
全文摘要
TDS－OFDM數(shù)字電視接收機(jī)載波恢復(fù)方法，屬于數(shù)字信息傳輸技術(shù)領(lǐng)域。該載波頻率估計(jì)分為三個(gè)階段完成a)接收機(jī)先進(jìn)行粗頻率估計(jì)(Coarse Frequency Estimation，CFE)，使頻偏校正到一個(gè)較小范圍；b)在未完全獲得定時(shí)信息情況下，進(jìn)行非相干AFC(Auto Frequency Estimation，AFC)；c)在完全獲得定時(shí)信息情況下，即接收機(jī)進(jìn)入鎖定狀態(tài)時(shí)，進(jìn)行相干AFC估計(jì)。得到的頻率估計(jì)，使用一個(gè)一階跟蹤環(huán)路完成數(shù)據(jù)的載波頻率校正。本發(fā)明已在清華DMB－T系統(tǒng)的FPGA、ASIC版本接收機(jī)中得到實(shí)現(xiàn)，實(shí)際試播和測(cè)試證明其性能明顯優(yōu)于現(xiàn)有的其它系統(tǒng)。
文檔編號(hào)H04N7/015GK1677911SQ20041000348
公開(kāi)日2005年10月5日 申請(qǐng)日期2004年3月31日 優(yōu)先權(quán)日2004年3月31日
發(fā)明者楊知行, 楊林 申請(qǐng)人:清華大學(xué)