專利名稱：一種正交振幅調(diào)制方式下的信噪比估計方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種數(shù)字通信系統(tǒng)中的信號處理方法，更具體地說，涉及一種正交振幅調(diào)制(Quadrature Amplitude Modulation)方式下的信噪比(Signal to Noise Ratio)估計方法，應(yīng)用本發(fā)明中的方法，能夠在當通信鏈路中使用正交振幅調(diào)制時，簡單而準確的估計出通信鏈路當前狀態(tài)下的信噪比。
背景技術(shù)：
隨著現(xiàn)代通信技術(shù)的發(fā)展，高速、穩(wěn)定、隨時隨地進行通信的需求日益增強，第三代移動通信技術(shù)作為繼第一代與第二代移動通信技術(shù)之后的演進技術(shù)，旨在提供高速、穩(wěn)定、大容量的移動通信系統(tǒng)解決方案，從而在滿足隨時隨地語音通信需求的同時，還能提供數(shù)據(jù)、視頻和圖像等多媒體業(yè)務(wù)的高質(zhì)量通信服務(wù)。
由此在第三代移動通信系統(tǒng)中，提出了自適應(yīng)調(diào)制編碼(Adaptive Modulation and Coding)、混合自動重復(fù)(Hybrid Automatic Repeat on Request)、多天線發(fā)射和多天線接收(Multiple Input MultipleOutput)等一系列的技術(shù)以支持高速率的數(shù)據(jù)傳輸，其中，自適應(yīng)編碼調(diào)制技術(shù)指無線發(fā)射機根據(jù)當前無線信道的狀態(tài)參量信息，自適應(yīng)的選取不同的調(diào)制方式與信道編碼當無線信道處于衰落狀態(tài)，即信道傳輸質(zhì)量較差時，發(fā)射機將選取更堅韌(Robust)的調(diào)制方式與信道編碼，即較低階的調(diào)制方式與糾錯能力較強、編碼效率較低的信道編碼，以抵抗信道衰落對于通信過程所產(chǎn)生的不良影響；當無線信道處于增強狀態(tài)，即信道傳輸質(zhì)量較好時，發(fā)射機將選取更高效的調(diào)制方式與信道編碼，即更高階的調(diào)制方式與糾錯能力較弱、編碼效率較高的信道編碼，以提高通信系統(tǒng)的頻譜資源利用率。通過無線發(fā)射機自適應(yīng)的調(diào)整調(diào)制方式與信道編碼，充分利用了當前無線信道的狀態(tài)參量特征，以適應(yīng)無線信道的漲落狀態(tài)變化，可使通信系統(tǒng)的數(shù)據(jù)吞吐率(Throughput)達到最大。
基于自適應(yīng)調(diào)制編碼技術(shù)的上述特點，能否準確的獲得當前無線信道的狀態(tài)參量信息，從而選擇與之相適應(yīng)的調(diào)制方式與信道編碼是決定自適應(yīng)調(diào)制編碼性能的一個關(guān)鍵因素。通信鏈路當前狀態(tài)下的信噪比是一個常用的信道狀態(tài)參量，可以反映當前信道的傳輸質(zhì)量。當無線信道處于衰落狀態(tài)時，通信鏈路當前狀態(tài)下的信噪比較低，相應(yīng)的在當前這段時間內(nèi)信道的傳輸質(zhì)量較差；當無線信道處于增強狀態(tài)時，通信鏈路當前狀態(tài)下的信噪比較高，相應(yīng)的在當前這段時間內(nèi)信道的傳輸質(zhì)量較高。因此在使用自適應(yīng)調(diào)制編碼技術(shù)時，無線發(fā)射機可以根據(jù)通信鏈路當前狀態(tài)下的信噪比來得知無線信道的漲落狀態(tài)，從而自適應(yīng)的調(diào)整調(diào)制方式與信道編碼。
在現(xiàn)代移動通信系統(tǒng)中，正交振幅調(diào)制因其高效的頻譜資源利用率而獲得了越來越多的關(guān)注和應(yīng)用。正交振幅調(diào)制信號s(t)可以表示為s(t)＝akcos2πfct+bksin2πfct，k＝1，2，…，K，其中ak為正交振幅調(diào)制信號星座點的同相分量，bk為正交振幅調(diào)制信號星座點的正交分量，K為調(diào)制信號星座點的個數(shù)，即正交振幅調(diào)制的階數(shù)，fc為載波頻率。16QAM調(diào)制指調(diào)制信號星座點個數(shù)K為16的正交振幅調(diào)制。在現(xiàn)有的第三代移動通信系統(tǒng)標準中，16QAM調(diào)制是自適應(yīng)調(diào)制編碼技術(shù)中定義的調(diào)制方式的一種。因此在當通信鏈路中采用16QAM調(diào)制方式時，如上所述，如何獲取通信鏈路當前狀態(tài)下的信噪比是一個需要解決的技術(shù)問題。
對于第三代移動通信系統(tǒng)標準中有關(guān)自適應(yīng)調(diào)制編碼技術(shù)更詳細的描述請參見文檔3GPP TS25.213、3GPP TS 25.223、3GPP TR 25.855、3GPP TR 25.858和3GPP TR 25.950(3GPP網(wǎng)站www.3gpp.org中提供文檔的下載)。
(三)

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于為了解決上述在當通信鏈路中采用正交振幅調(diào)制方式時，如何獲取通信鏈路當前狀態(tài)下的信噪比的問題，提供一種正交振幅調(diào)制方式下的信噪比估計方法，能夠在當通信鏈路中使用正交振幅調(diào)制方式時，簡單而準確的估計出通信鏈路當前狀態(tài)下的信噪比。
上述的發(fā)明目的是由本發(fā)明的以下方法實現(xiàn)的一種正交振幅調(diào)制方式下的信噪比估計方法，其中通信鏈路中使用正交振幅調(diào)制，正交振幅調(diào)制信號星座點為Ak，Ak＝ak+jbk，k＝1，2，…，K，ak為調(diào)制信號星座點的同相分量，bk為調(diào)制信號星座點的正交分量，K為調(diào)制信號星座點的個數(shù)，各調(diào)制信號星座點的出現(xiàn)概率相等且獨立；接收機端解調(diào)后的信號為Dm，Dm＝Im+jQm，m＝1，2，L，Im為解調(diào)信號的同相分量，Qm為解調(diào)信號的正交分量，m為解調(diào)信號的序號，其特征在于截取一段解調(diào)信號序列m＝i，i+1，…，i+M-1，M≥1，根據(jù)截取的此段解調(diào)信號序列進行信噪比估計，包括步驟如下a.估計解調(diào)信號功率PS和噪聲功率Pn計算調(diào)制信號星座點的同相分量與正交分量的平方和的平均值，與調(diào)制信號星座點的同相分量與正交分量絕對值之和的平均值的平方，兩個值之間的比例系數(shù)C，C=1KΣk=1K(ak2+bk2)[12KΣk=1K(|ak|+|bk|)]2;]]>計算解調(diào)信號同相分量與正交分量絕對值之和的平均值的平方D2，D2=[12MΣm=ii+M-1(|Im|+|Qm|)]2;]]>估計解調(diào)信號功率PS，PS＝C·D2；利用最大似然準則(Maximum Likelihood Criterion)即最小歐氏距離準則(Minimum Euclidean Distance)對解調(diào)信號進行判決，判決信號星座點為Am′，Am′=am′+jbm′=mink=1,2,···k(|Dm-Ak|2),m=i,i+1,···,i+M-1,am′]]>為判決信號星座點的同相分量，bm′為判決信號星座點的正交分量；估計噪聲功率Pn，Pn=1MΣm=ii+M-1|Dm-Am′|2;]]>b.估計信噪比SNRest∶SNRest=PSPn;]]>
根據(jù)本發(fā)明的一個方面，其特征在于所述方法適用的數(shù)字通信系統(tǒng)為使用正交振幅調(diào)制的數(shù)字通信系統(tǒng)中的任何一種。
根據(jù)本發(fā)明的另一個方面，其特征在于所述通信鏈路中采用16QAM調(diào)制方式。
根據(jù)本發(fā)明的又一個方面，其特征在于所述調(diào)制信號星座點的同相分量與正交分量的平方和的平均值，與調(diào)制信號星座點的同相分量與正交分量絕對值之和的平均值的平方，兩個值之間的比例系數(shù)C等于2.5。
根據(jù)本發(fā)明的再一個方面，其特征在于所述截取的解調(diào)信號序列長度為44個16QAM調(diào)制符號，即M＝44。
根據(jù)本發(fā)明的還一個方面，其特征在于所述通信鏈路中的噪聲為加性白高斯噪聲(Additive WhiteGaussian Noise)。


本發(fā)明的目的及特征將通過實施例結(jié)合附圖進行詳細說明，這些實施例是說明性的，不具有限制性。
圖1表示16QAM調(diào)制方式下的調(diào)制信號星座圖，圖中標注的括號中的數(shù)字表示調(diào)制信號星座點的橫、縱坐標值，即調(diào)制信號星座點的同相分量值和正交分量值。
圖2表示使用本發(fā)明的方法，所得的信噪比估計值SNRest與設(shè)定的信噪比參考值的比較圖。
具體實施方式
圖1和圖2表示本發(fā)明的一個實施例。
在數(shù)字通信系統(tǒng)中，當通信鏈路中使用16QAM調(diào)制方式時，16QAM調(diào)制信號星座點為Ak，Ak＝ak+jbk，k＝1，2，…，16，ak為調(diào)制信號星座點的同相分量，bk為調(diào)制信號星座點的正交分量，K為調(diào)制信號星座點的個數(shù)，ak∈{1，-1，3，-3}，bk∈{1，-1，3，-3}，如圖1所示，圖中標注的括號中的數(shù)字表示調(diào)制信號星座點的橫、縱坐標值，即調(diào)制信號星座點的同相分量值和正交分量值，各調(diào)制信號星座點的出現(xiàn)概率相等且獨立；在接收機端，為了獲取通信鏈路當前狀態(tài)下的信噪比，對經(jīng)過信道傳輸后的接收信號進行解調(diào)，解調(diào)后的信號為Dm，Dm＝Im+jQm，m＝1，2，…，Im為解調(diào)信號的同相分量，Qm為解調(diào)信號的正交分量，m為解調(diào)信號的序號；截取一段解調(diào)信號序列m＝i，i+1，…，i+M-1，M＝44，根據(jù)此段解調(diào)信號序列進行信噪比估計，包括步驟如下1.估計解調(diào)信號功率PS和噪聲功率Pn計算調(diào)制信號星座點的同相分量與正交分量的平方和的平均值，與調(diào)制信號星座點的同相分量與正交分量絕對值之和的平均值的平方，兩個值之間的比例系數(shù)C，C=116Σk=116(ak2+bk2)[132Σk=116(|ak|+|bk|)]2=116(16×32+16×12)[132(16×3+16×1)]2=2.5;]]>計算解調(diào)信號同相分量與正交分量絕對值之和的平均值的平方D2，D2=[188Σm=ii+43(|Im|+|Qm|)]2;]]>估計解調(diào)信號功率PS，PS＝2.5·D2；利用最大似然準則對解調(diào)信號進行判決，判決信號星座點為Am′,Am′=am′+jbm′=mink=1,2,···16(|Dm-Ak|2),]]>m＝i，i+1，L，i+43，am′為判決信號星座點的同相分量，bm′為判決信號星座點的正交分量；估計噪聲功率Pn，Pn=144Σm=ii+43|Dm-Am′|2;]]>2.估計信噪比SNRest∶信噪比SNRest=PSPn;]]>
為了檢驗使用本發(fā)明的方法，進行信噪比估計的性能，對上述使用16QAM調(diào)制方式的通信鏈路進行仿真，通過在仿真中設(shè)定不同的加性白高斯噪聲功率或改變發(fā)射信號的功率來改變通信鏈路中的信噪比，然后按照上述實施例中的計算步驟進行信噪比估計；將所得的信噪比估計值SNRest與仿真中設(shè)定的信噪比參考值進行比較，并取點繪制曲線，如圖2所示，圖中橫坐標表示仿真中設(shè)定的信噪比值，圖中縱坐標表示信噪比的估計值SNRest；以仿真中設(shè)定的信噪比值作為參考，即假定信噪比估計值即是仿真中設(shè)定的信噪比值，如圖中的藍色曲線所示，在仿真中設(shè)定的信噪比之下，使用上述實施例中的計算步驟所得的信噪比估計值SNRest如圖中的紅色曲線所示；比較圖中的兩條曲線可以看出，使用上述實施例中的信噪比估計方法所得的信噪比估計值SNRest與仿真中設(shè)定的信噪比值基本吻合。
通過增長進行信噪比估計時截取的解調(diào)信號序列的長度，即增大M值，增加了信噪比估計計算過程中的平均時間，或者通過一些現(xiàn)有的濾波技術(shù)，對所得的信噪比估計值SNRest進行進一步修訂，能夠進一步改進所述信噪比估計方法的性能。
因而，使用本發(fā)明的方法，能夠在當通信鏈路中使用正交振幅調(diào)制方式時，簡單而準確的估計出通信鏈路當前狀態(tài)下的信噪比，從而得知在當前這段時間內(nèi)信道的傳輸質(zhì)量，由此在使用自適應(yīng)調(diào)制編碼技術(shù)時，無線發(fā)射機可以根據(jù)所得到的通信鏈路當前狀態(tài)下的信噪比來自適應(yīng)的調(diào)整調(diào)制方式與信道編碼，以使通信系統(tǒng)的數(shù)據(jù)吞吐率達到最大。
權(quán)利要求
1.一種正交振幅調(diào)制方式下的信噪比估計方法，其中通信鏈路中使用正交振幅調(diào)制，正交振幅調(diào)制信號星座點為Ak，Ak＝ak+jbk，k＝1，2，…，K，ak為調(diào)制信號星座點的同相分量，bk為調(diào)制信號星座點的正交分量，K為調(diào)制信號星座點的個數(shù)，各調(diào)制信號星座點的出現(xiàn)概率相等且獨立；接收機端解調(diào)后的信號為Dm，Dm＝Im+jQm，m＝1，2，…，Im為解調(diào)信號的同相分量，Qm為解調(diào)信號的正交分量，m為解調(diào)信號的序號，其特征在于截取一段解調(diào)信號序列m＝i，i+1，…，i+M-1，M≥1，根據(jù)截取的此段解調(diào)信號序列進行信噪比估計，包括步驟如下a.估計解調(diào)信號功率PS和噪聲功率Pn計算調(diào)制信號星座點的同相分量與正交分量的平方和的平均值，與調(diào)制信號星座點的同相分量與正交分量絕對值之和的平均值的平方，兩個值之間的比例系數(shù)C，C=1KΣk=1K(ak2+bk2)[12KΣk=1K(|ak|+|bk|)]2;]]>計算解調(diào)信號同相分量與正交分量絕對值之和的平均值的平方D2，D2=[12MΣm=ii+M-1(|Im|+|Qm|)]2;]]>估計解調(diào)信號功率PS，PS＝C·D2；利用最大似然準則對解調(diào)信號進行判決，判決信號星座點為Am′，Am′=am′+jbm′=mink=1,2,···K(|Dm-Ak|2),]]>m＝i，i+1，…，i+M-1，am′為判決信號星座點的同相分量，bm′為判決信號星座點的正交分量；估計噪聲功率Pn，Pn=1MΣm=ii+M-1|Dm-Am′|2;]]>b.估計信噪比SNRestSNRest=PSPn;]]>
2.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于所述方法適用的數(shù)字通信系統(tǒng)為使用正交振幅調(diào)制的數(shù)字通信系統(tǒng)中的任何一種。
3.如權(quán)利要求2所述的方法，其特征在于所述通信鏈路中采用16QAM調(diào)制方式。
4.如權(quán)利要求3所述的方法，其特征在于所述調(diào)制信號星座點的同相分量與正交分量的平方和的平均值，與調(diào)制信號星座點的同相分量與正交分量絕對值之和的平均值的平方，兩個值之間的比例系數(shù)C等于2.5。
5.如權(quán)利要求4所述的方法，其特征在于所述截取的解調(diào)信號序列長度為44個16QAM調(diào)制符號，即M＝44。
6.如權(quán)利要求1至5之一所述的方法，其特征在于所述通信鏈路中的噪聲為加性白高斯噪聲。
全文摘要
本發(fā)明提出了一種正交振幅調(diào)制方式下的信噪比估計方法，通信鏈路中使用正交振幅調(diào)制，選取一段解調(diào)信號序列進行信噪比估計計算調(diào)制信號星座點的同相分量與正交分量的平方和的平均值，與調(diào)制信號星座點的同相分量與正交分量絕對值之和的平均值的平方，兩個值之間的比例系數(shù)C；計算解調(diào)信號同相分量與正交分量絕對值之和的平均值的平方D
文檔編號H04L27/34GK1661996SQ200410006350
公開日2005年8月31日 申請日期2004年2月27日 優(yōu)先權(quán)日2004年2月27日
發(fā)明者宋健霞, 陽建軍, 白倫博, 許榮濤, 宋愛慧 申請人:西門子(中國)有限公司