專利名稱：一種碼分多址移動(dòng)通信系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及改善碼分多址移動(dòng)通信系統(tǒng)性能的方法，尤其涉及碼分多址移動(dòng)通信系統(tǒng)的抗多址干擾能力、時(shí)域碼片波形衰減速度、接收機(jī)眼圖開(kāi)啟度、信號(hào)包絡(luò)均勻性等性能的提高。
背景技術(shù)：
眾所周知，適當(dāng)選擇碼片波形能改善DS-CDMA系統(tǒng)的頻譜效率和性能。文獻(xiàn)J.H.Choand J.S.Lehnert，“An optimal signal design for band-limited asynchronousDS-CDMA communications”IEEE Trans.Information Theory，vol.48，pp.1172-1185，May 2002.公開(kāi)了一種最優(yōu)碼片脈沖波形，文獻(xiàn)H.H.Nguyen，“A study of band-limitedchip waveforms for asynchronous DS-CDMA systems”in Proc.IEEE Canadian Conf.on Electrical &Computer Engineering，2002，pp.1271-1275.公開(kāi)了橢圓脈沖波形和余弦脈沖波形；文獻(xiàn)N.C.Beaulieu，C.C.Tan，and M.O.Damen，“A“betterthan”Nyquist pulse”IEEE Commun.Letters，vol.5，pp.367-368，Sept.2001.公開(kāi)了一種“Better than”Nyquist脈沖波形；在WCDMA中使用的是如文獻(xiàn)T.Ojanperaand R.Prasad，“An overview of air interface multiple access for IMT-2000/UMTS”IEEE Commun.Magazine，vol.36，pp.82-95，Sept.1998.介紹的頻域升余弦Nyquist脈沖波形。研究了在加性高斯白噪聲(additive white Gaussian noise，簡(jiǎn)稱AWGN)條件下，采用時(shí)限全響應(yīng)碼片波形(即脈沖持續(xù)時(shí)間局限于一個(gè)碼片周期)的DS-CDMA系統(tǒng)性能，利用99％功率占有帶寬定義，文獻(xiàn)M.A.Landolsi and W.E.Stark，“DS-CDMAchip waveform design for minimal interference under bandwidth，phase，andenvelope constraints”IEEE Trans.Commun.，vol.47，pp.1737-1746，Nov.1999證明了在給定系統(tǒng)帶寬、數(shù)據(jù)速率和恒包絡(luò)條件下，MSK(相當(dāng)于碼片波形為半余弦的OQPSK)是準(zhǔn)最優(yōu)的。但是，與帶限碼片波形相比，MSK占據(jù)較大帶寬，使得系統(tǒng)帶寬一定時(shí)，只能采用較小的擴(kuò)頻增益。對(duì)帶限二進(jìn)制DS-CDMA系統(tǒng)進(jìn)行了性能分析，在相同系統(tǒng)帶寬和數(shù)據(jù)速率條件下，獲得了采用隨機(jī)擴(kuò)頻序列和匹配濾波器時(shí)，異步DS-CDMA系統(tǒng)中抗多址干擾能力最優(yōu)的帶限碼片波形。不幸的是，最優(yōu)碼片脈沖時(shí)域波形衰減緩慢，其數(shù)字實(shí)現(xiàn)成本高。此外，對(duì)于大部分滾降系數(shù)，最佳波形的接收機(jī)眼圖和包絡(luò)均勻性不如廣泛使用的頻域升余弦奈奎斯特(Nyquist)脈沖，從而在存在碼片定時(shí)抖動(dòng)和采用功率有效的非線性放大器時(shí)，系統(tǒng)將遭受性能損失。總的來(lái)說(shuō)，碼片波形影響系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)、系統(tǒng)帶寬、包絡(luò)均勻性、眼圖以及多址干擾(multiuser access interference，簡(jiǎn)稱MAI)，給定接收機(jī)結(jié)構(gòu)，選擇適當(dāng)?shù)拇a片波形將獲得最佳的系統(tǒng)性能。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明提出了一種碼分多址移動(dòng)通信系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)方法，克服了最優(yōu)帶限碼片脈沖時(shí)域波形衰減緩慢，數(shù)字實(shí)現(xiàn)成本高，眼圖開(kāi)啟度和包絡(luò)均勻性均不如Nyquist脈沖的缺點(diǎn)，使用改善的脈沖波形，根據(jù)這類脈沖，總能找到眼圖開(kāi)啟度、包絡(luò)均勻性和抗多址干擾能力等性能均優(yōu)于頻域升余弦Nyquist脈沖的波形。而且，與Nyquist脈沖一樣，其頻譜中沒(méi)有突變或者波動(dòng)，從而易于工程實(shí)現(xiàn)。
本發(fā)明所述的碼分多址移動(dòng)通信系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)方法，在系統(tǒng)使用的發(fā)送碼片是ψ(t)，其傅里葉變化為Ψ(f)，接收碼片波形ρ(t)的傅里葉變換P(f)，其中P(f)＝|Ψ(f)|2，P(f)的滾降部分用一個(gè)二階多項(xiàng)式a0+a1f+a2f2表示，其中a0＝0.5，a2＝-0.5-a1，對(duì)P(f)進(jìn)行傅里葉反變換得到接收碼片波形ρ(t)為Tcsinc(tTc)[2(1+a1)sinc(αtTc)-(1+2a1)sinc2(αt2Tc)],]]>其中滾降系數(shù)α∈
，Tc為碼片周期，sinc(t)＝sin(πt)/πt。
優(yōu)選地，為避免頻譜劇烈波動(dòng)，使a1∈[-1，0]。
優(yōu)選地，當(dāng)a1＝0.75時(shí)所述接收碼片波形ρ(t)具有最小的NBPSF乘積。
優(yōu)選地，當(dāng)a1＝-0.9時(shí)，所述接收碼片波形ρ(t)接近于升余弦Nyquist脈沖波形。
優(yōu)選地，當(dāng)a1＝-0.5時(shí)，所述接收碼片波形ρ(t)接近于橢圓脈沖波形。
優(yōu)選地，當(dāng)a1＝-0.3時(shí)，所述接收碼片波形ρ(t)接近于Better than Nyquist脈沖波形。
優(yōu)選地，當(dāng)a1＝-0.1時(shí)，所述接收碼片波形ρ(t)接近于余弦脈沖波形。
對(duì)于AWGN異步信道，接收信號(hào)可表示成r(t)=Σk=1K2Pkbk(t-τk)ak(t-τk)cos(2πfct+θk)+n(t)]]>其中n(t)是帶通高斯噪聲，其每個(gè)基帶分量的功率譜密度為N0/2，fc是載頻，Pk是第k用戶的功率，θk∈
]>多址干擾的條件方差為Var[IMAI]=Σk=2KVar[Ik|τk,θk]]]>其中Var[Ik|τk,θk]=PkP1cos2θkNρ2(0)Σi=-∞∞|ρ(iTc-τk)|2]]>方差σ2MAI為條件方差的平均值，由下式給出σMAI2=E{Var[IMAI]}=Σk=2KPkP11Nρ2(0)E{cos2θk}E{Σi=-∞∞|ρ(iTc-τk)|2}]]>其中E{cos2θk}＝1/2，E{Σi=-∞∞|ρ(iTc-τk)|2}=1Tc∫-∞∞|ρ(t)|2dt=1Tc∫-∞∞|P(f)|2df.]]>因此，方差σ2MAI表示成σMAI2=Mψ2NΣk=2KPkP1]]>其中Mψ稱為脈沖形狀因子，其頻域表示為Mψ=1Tcρ2(0)∫-∞∞|P(f)|2df]]>當(dāng)使用匹配濾波器，歸一化判決變量中vAGN的方差為σAGN2=Var[vAGN]=N02Eb]]>其中Eb＝P1NTc＝P1Tb是比特能量.
通過(guò)以上分析，平均信號(hào)干擾加噪聲比為SINR=ϵ-2=(Mψ2NΣk=2KPkP1+N02Eb)-1=(WTcMψ2WTbΣk=2KPkP1+N02Eb)-1]]>其中系統(tǒng)帶寬W＝(1+α)/2Tc取決于碼片波形和碼片速率，為了公平比較利用不同碼片波形的調(diào)制方式，固定比特速率和系統(tǒng)帶寬，即WTb是一定的。因此，SINR的最大化意味著WTc×Mψ的最小化，把該乘積稱為“歸一化帶寬一脈沖形狀因子”(normalized-bandwidth-pulse-shape-factor，簡(jiǎn)稱NBPSF)乘積。NBPSF乘積反映碼片脈沖波形的抗多址干擾能力。
可以推得，本發(fā)明提出的無(wú)ICI二階多項(xiàng)式碼片脈沖的NBPSF乘積為pso=1+α2[1+2α(a02+13a12+15a22+a0a1+23a0a2+12a1a2-a0-12a1-13a2)]]]>上式給出了SOCP和最優(yōu)脈沖的NBPSF乘積一般公式。具體來(lái)說(shuō)，SOCP和最優(yōu)脈沖的NBPSF乘積分別為pSOCP=1+α60(30-12α-3αa1+2αa12)]]>Popt＝(2+α-α2)/4為了比較具有不同a1的SOCP的NBPSF乘積，下面給出兩個(gè)引理。
引理1設(shè)X1(f)＝0.5+a11f+(-0.5-a11)f2和X2(f)＝0.5+a21f+(-0.5-a21)f2，f∈
，是兩個(gè)歸一化基本譜密度函數(shù)。當(dāng)且僅當(dāng)a11＞a21時(shí)，X1(f)＞X2(f)，f∈(0，1)。
引理2設(shè)pk表示含有ak1的SOCP的NBPSF乘積，對(duì)于a11＞a21(＜)，(1)若a11+a21＜1.5，則p1＜p2(＞)；(2)若a11+a21＞1.5，則p1＞p2(＜)；(3)若a11+a21＝1.5，則p1＝p2。
從引理2，可推斷(1)若a11＜0.75，a21＜0.75，且a11＞a21，則p1＜p2；若a11＞0.75，a21＞0.75，且a11＞a21，則p1＞p2；(2)若a1＝0.75，則SOCP的NBPSF乘積達(dá)到最小值(即最優(yōu)SOCP)PSOCP，min＝(1+α)(30-13.125α)/60由于用一個(gè)簡(jiǎn)單的二階多項(xiàng)式表示基本譜密度函數(shù)(即頻譜的滾降部分)，本發(fā)明可以很容易地調(diào)節(jié)多項(xiàng)式系數(shù)以減少多址干擾、增大眼圖開(kāi)啟度以及降低包絡(luò)非均勻性。因此，根據(jù)這類新脈沖，在給定滾降系數(shù)條件下，可以找到波形衰減速度、眼圖開(kāi)啟度、包絡(luò)均勻性和抗多址干擾能力等性能均優(yōu)于Nyquist脈沖的波形，在多址干擾抑制、降低定時(shí)抖動(dòng)和非線性影響方面達(dá)到較好的折衷。


圖1是最優(yōu)脈沖以及不同a1時(shí)的二階連續(xù)脈沖的歸一化基本譜密度函數(shù)示意圖；圖2是最優(yōu)脈沖以及二階連續(xù)脈沖(a1＝-0.9，-0.7，-0.5，-0.3，-0.1，0.75，1.6，1.8，2.0，2.2，2.4)的NBPSF乘積p相對(duì)于滾降系數(shù)的曲線圖；
圖3是α＝0.35時(shí)最優(yōu)接收碼片波形和SOCP(a1＝0.75，-0.3，-0.9)的時(shí)間函數(shù)ρ(t)曲線圖；圖4a-4g是α＝0.35時(shí)，SOCP(a1＝0.75，-0.1，-0.3，-0.5，-0.7，-0.9)和最優(yōu)脈沖的眼圖；圖5是對(duì)于滾降系數(shù)α＝0，0.1，0.2，0.3，0.4，0.5，0.6，0.7，0.8，0.9和1，Tmin相對(duì)于a1的曲線圖；圖6是對(duì)于滾降系數(shù)α＝0，0.1，0.2，0.3，0.4，0.5，0.6，0.7，0.8，0.9和1，MD相對(duì)于a1的曲線圖；圖7是對(duì)于最優(yōu)Tmin和最優(yōu)MD，a1相對(duì)于α的曲線圖。
具體實(shí)施例方式
最優(yōu)帶限碼片脈沖的缺點(diǎn)主要是由其頻譜的突變?cè)斐傻?，因此，本發(fā)明試圖使頻譜平滑化，在此基礎(chǔ)上，再作進(jìn)一步的優(yōu)化。采用匹配濾波器作為檢測(cè)前濾波器，接收碼片波形ρ(t)的傅里葉變換P(f)＝|Ψ(f)|2，其中Ψ(f)是發(fā)送碼片波形ψ(t)的傅里葉變換。當(dāng)P(f)滿足Nyquist第一準(zhǔn)則，碼片間干擾(inter-chip interference，簡(jiǎn)稱ICI)將被消除。根據(jù)這一條件，P(f)可一般表示為P(f)=Tc2,0≤|f|≤1-α2TcTc2-Tc2X(-|f|2Tcα+1α),1-α2Tc≤|f|≤12TcTc2X(|f|2Tcα-1α),12Tc≤|f|≤1+α2Tc0,|f|≥1+α2Tc]]>其中頻譜的滾降部分X(f)被稱為歸一化基本譜密度函數(shù)，它定義在區(qū)間
上；滾降系數(shù)α∈
；Tc為碼片周期。
本發(fā)明提出了一類無(wú)ICI的碼片脈沖波形，用一個(gè)二階多項(xiàng)式來(lái)表示X(f)，即令X(f)＝a0+a1f+a2f2，對(duì)相應(yīng)的P(f)進(jìn)行傅里葉反變換，接收碼片波形可表示成ρ(t)=Tcsinc(tTc)[-2(a1+2a2)sinc(αtTc)+2a2sinc2(αt2Tc)+2(a0+a1+a2)cos(απtTc)+1-2a0]]]>其中sinc(t)＝sin(πt)/πt為保證P(f)在f=±1-α2Tc,±23Tc]]>和±1+α2Tc]]>處的連續(xù)性，使X(0)＝0.5以及X(1)＝0，由此可得a0＝0.5，a2＝-0.5-a1。從而碼片波形變成ρ(t)=Tcsinc(tTc)[2(1+a1)sinc(αtTc)-(1+2a1)sinc2(αt2Tc)]]]>稱該碼片波形為二階連續(xù)脈沖(second order continuity pulse，簡(jiǎn)稱SOCP)。
為避免頻譜劇烈波動(dòng)，使X(f)在區(qū)間
上單調(diào)下降，可導(dǎo)出a1∈[-1，0]。稱滿足a1∈[-1，0]的SOCP為光滑SOCP。另外，當(dāng)a1＝-0.9，-0.5，-0.3，-0.1時(shí)，光滑SOCP幾乎與升余弦Nyquist脈沖，橢圓脈沖，“Better than”Nyquist脈沖和余弦脈沖分別相同。關(guān)于這一點(diǎn)，可以這樣來(lái)理解，因?yàn)檫@四個(gè)脈沖的基本譜密度函數(shù)的泰勒級(jí)數(shù)展開(kāi)中的高階項(xiàng)與低階項(xiàng)相比較小，所以它們可由一個(gè)二階多項(xiàng)式來(lái)近似。這一結(jié)果顯示，SOCP是CDMA系統(tǒng)中一般的無(wú)ICI脈沖波形類，常見(jiàn)的碼片波形只是其特例而已。
最優(yōu)碼片脈沖波形是無(wú)ICI二階多項(xiàng)式脈沖類的特殊成員，此時(shí)a0＝0.5，a1＝a2＝0，從而頻譜為階梯形，由于不滿足連續(xù)性條件，它不是SOCP波形。最優(yōu)脈沖的時(shí)間波形為ρ(t)＝Tcsinc(t/Tc)cos(aπt/Tc)。
在CDMA系統(tǒng)中，實(shí)現(xiàn)前面提出的碼片波形非常方便，因?yàn)榕c最優(yōu)碼片波形不同，二階連續(xù)脈沖時(shí)域波形衰減速度很快，所以只要截取有限長(zhǎng)度的數(shù)據(jù)制成表格存入存儲(chǔ)器，發(fā)送波形時(shí)讀取存儲(chǔ)器即可。下面結(jié)合附圖對(duì)技術(shù)方案作進(jìn)一步的詳細(xì)描述可以在以下幾方面比較不同的二階連續(xù)脈沖“歸一化帶寬—脈沖形狀因子”(簡(jiǎn)稱NBPSF)乘積(它反映抗多址干擾能力)，時(shí)間波形尾巴衰減速度(它與實(shí)現(xiàn)有關(guān))，接收機(jī)眼圖開(kāi)啟度(它表征了抗定時(shí)抖動(dòng)性能)，以及最大失真(它對(duì)應(yīng)于包絡(luò)均勻性)。
圖1畫(huà)出了最優(yōu)脈沖以及不同a1時(shí)的二階連續(xù)脈沖的歸一化基本譜密度函數(shù)。f∈(0，1)，a1越大，X(f)的值越大。
圖2畫(huà)出了最優(yōu)脈沖以及二階連續(xù)脈沖(a1＝-0.9，-0.7，-0.5，-0.3，-0.1，0.75，1.6，1.8，2.0，2.2，2.4)的NBPSF乘積p相對(duì)于滾降系數(shù)的曲線，p越小，表示抗多址干擾能力越強(qiáng)。根據(jù)理論分析，如果兩個(gè)SOCP對(duì)應(yīng)的a1相加等于1.5，則它們具有相同的NBPSF乘積，因此，在圖中由同一條曲線畫(huà)出。Nyquist脈沖，橢圓脈沖，“Betterthan”Nyquist脈沖和余弦脈沖分別與SOCP(a1＝-0.9，-0.5，-0.3，-0.1)具有幾乎相同的NBPSF乘積?？梢钥吹?，所有的碼片波形在α＝0時(shí)抗多址干擾能力最強(qiáng)，此時(shí)，它們實(shí)際上時(shí)同一波形，但實(shí)現(xiàn)困難。當(dāng)α增加時(shí)，不同碼片波形的p差別變大。要特別指出的是，與其他脈沖相比，廣泛使用的Nyquist脈沖(a1＝-0.9)抗多址干擾能力最差。從該圖還可看出，在SOCP類中，a1＝0.75時(shí)的SOCP具有最小的NBPSF乘積，如a1偏離0.75越大，乘積越大。
圖3畫(huà)出了α＝0.35時(shí)最優(yōu)接收碼片波形和SOCP(a1＝0.75，-0.3，-0.9)的時(shí)間函數(shù)ρ(t)。顯然，最優(yōu)脈沖衰減速度最慢，從而使其難以實(shí)際使用。最優(yōu)SOCP(a1＝0.75)的衰減速度小于SOCP(a1＝-0.3，-0.9)，這是由于最優(yōu)SOCP的基本譜密度函數(shù)非單調(diào)而引起頻譜波動(dòng)造成的。
圖4a-4g畫(huà)出了α＝0.35時(shí)，SOCP(a1＝0.75，-0.1，-0.3，-0.5，-0.7，-0.9)和最優(yōu)脈沖的眼圖，為了比較眼圖的好壞，定義兩個(gè)參數(shù)Tmin(它是眼圖張開(kāi)部分兩個(gè)過(guò)零點(diǎn)的最小時(shí)距的一半，Tmin越小，定時(shí)抖動(dòng)影響越大)和MD(它是最大包絡(luò)或最大失真，MD越大，非線性影響越大)。從圖中可看出，對(duì)于α＝0.35，大約在a1＝-0.3，眼圖張開(kāi)度最大且MD最小。盡管最優(yōu)脈沖抗多址干擾能力最強(qiáng)，但與SOCP相比，其眼圖最差。對(duì)于滾降系數(shù)α＝0，0.1，0.2，0.3，0.4，0.5，0.6，0.7，0.8，0.9和1，Tmin相對(duì)于a1的曲線如圖5所示。MD相對(duì)于a1的曲線如圖6所示。圖7畫(huà)出了a1的兩條曲線一條是獲得最優(yōu)Tmin的a1相對(duì)于α的曲線，另一條是獲得最優(yōu)MD的a1相對(duì)于α的曲線，粗略地講，a1的兩條最優(yōu)曲線隨α的增加而下降。
盡管頻域升余弦Nyquist脈沖(相應(yīng)于a1＝-0.9的SOCP)廣泛應(yīng)用于CDMA系統(tǒng)(例如WCDMA)，對(duì)于給定的滾降系數(shù)，總能在區(qū)間[-1，0]上找到一個(gè)適當(dāng)?shù)腶1，使對(duì)應(yīng)的光滑SOCP的眼圖開(kāi)啟度、MD和抗多址干擾能力均優(yōu)于Nyquist脈沖，圖2、圖5、圖6和圖7為根據(jù)抗多址干擾能力、眼圖開(kāi)啟度和最大失真選擇碼片脈沖提供了基本信息。
權(quán)利要求
1.一種碼分多址移動(dòng)通信系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)方法，其特征在于，所述系統(tǒng)使用的發(fā)送碼片是ψ(t)，其傅里葉變化為ψ(f)，接收碼片波形ρ(t)的傅里葉變換P(f)，其中P(f)＝|ψ(f)|2，P(f)的滾降部分用一個(gè)二階多項(xiàng)式a0+a1f+a2f2表示，其中a0＝0.5，a2＝-0.5-a1，對(duì)P(f)進(jìn)行傅里葉反變換得到接收碼片波形ρ(t)為Tcsinc(tTc)[2(1+a1)sinc(αtTc)-(1+2a1)sinc2(αt2Tc)],]]>其中滾降系數(shù)α∈
，Tc為碼片周期，sinc(t)＝sin(πt)/πt。
2.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，為避免頻譜劇烈波動(dòng)，使a1∈[-1，0]。
3.如權(quán)利要求1或2所述的方法，其特征在于，當(dāng)a1＝-0.9時(shí)，所述接收碼片波形ρ(t)接近于升余弦Nyquist脈沖波形。
4.如權(quán)利要求1或2所述的方法，其特征在于，當(dāng)a1＝-0.5時(shí)，所述接收碼片波形ρ(t)接近于橢圓脈沖波形。
5.如權(quán)利要求1或2所述的方法，其特征在于，當(dāng)a1＝-0.3時(shí)，所述接收碼片波形ρ(t)接近于Better than Nyquist脈沖波形。
6.如權(quán)利要求1或2所述的方法，其特征在于，當(dāng)α1＝-0.1時(shí)，所述接收碼片波形ρ(t)接近于余弦脈沖波形。
7.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，當(dāng)a1＝0.75時(shí)所述接收碼片波形ρ(t)具有最小的NBPSF乘積。
全文摘要
本發(fā)明公開(kāi)了一種碼分多址移動(dòng)通信系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)方法，系統(tǒng)使用的發(fā)送碼片是ψ(t)，其傅里葉變化為ψ(f)，接收碼片波形ρ(t)的傅里葉變換P(f)，其中P(f)＝|ψ(f)|
文檔編號(hào)H04J13/02GK1773894SQ200410088870
公開(kāi)日2006年5月17日 申請(qǐng)日期2004年11月8日 優(yōu)先權(quán)日2004年11月8日
發(fā)明者宋榮方 申請(qǐng)人:中興通訊股份有限公司