專利名稱：時分無線通信系統(tǒng)接收機的自動頻率校正方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明一般涉及無線通信系統(tǒng)，特別涉及一種用于時分(Time Division)無線通信系統(tǒng)接收機的自動頻率校正(Automatic Frequency Correction，簡稱AFC)方法及其裝置。
背景技術(shù)：
在典型的無線通信系統(tǒng)中，由于發(fā)射機與接收機的本地振蕩器(LocalOscillator)之間存在頻率偏差，可導(dǎo)致接收信號質(zhì)量的嚴(yán)重下降，甚至通信傳輸失敗。特別是，對于蜂窩移動通信系統(tǒng)中的用戶終端(User Equipment，UE)，出于經(jīng)濟因素等的考慮，常采用頻率穩(wěn)定度較低的本地振蕩器，其初始頻率偏差(Initial Frequency Offset)可達(dá)10ppm左右，對采用2GHz載波的系統(tǒng)這相當(dāng)于20kHz左右的初始頻率偏差。如果不采取相應(yīng)措施校正本地振蕩器的頻率輸出，使其與發(fā)射機的輸出頻率一致或十分接近(例如，偏差在0.1ppm以內(nèi))，將可能導(dǎo)致信號傳輸?shù)氖?。另一方面，由于本地振蕩器同時用于發(fā)射和接收，所以大頻率偏差同樣會導(dǎo)致發(fā)射信號產(chǎn)生嚴(yán)重的帶外干擾(out-of-band interference)。在接收機中，用于實現(xiàn)頻率同步的裝置常被稱為自動頻率校正(Automatic Frequency Correction，簡稱“AFC”)裝置。
一般的，當(dāng)初始頻率偏差較大時，例如達(dá)到10ppm時的情況，自動頻率校正可分為粗略頻率校正(Coarse AFC)和精細(xì)頻率校正(Fine AFC)兩個階段。這是因為(1)接收機在開機時，往往要經(jīng)過一系列的時間、頻率、碼和幀結(jié)構(gòu)同步等步驟，來完成同步和系統(tǒng)接入功能。而對于不同的同步階段，所要求的接收信號質(zhì)量和所能達(dá)到的目標(biāo)通常也是不一致的。亦即，某些階段只需要粗略的頻率同步即可，而另一些階段則要求更精確的頻率同步；另一方面，某些階段根據(jù)所能利用的信息只能達(dá)到粗略的頻率同步，而另一些階段由于可用信息增加可以實現(xiàn)更精確的頻率同步；(2)對于自動頻率校正(AFC)中的一個關(guān)鍵模塊，即頻率偏差估計(Frequency Offset Estimation，簡稱“FOE”)模塊，衡量其性能主要有兩個指標(biāo)即頻率偏差估計精度和最大頻率偏差估計范圍。如果實際頻率偏差超過該范圍，那么FOE模塊的輸出就有可能發(fā)生嚴(yán)重偏差。而各種FOE方法往往有一個共同的特點即估計的精度越高，其所支持的最大頻率偏差范圍也就越?。环粗?，若要支持更大的頻率偏差范圍，則其估計精度就會降低。對于初始頻率偏差較大的情況(例如10ppm)且最終頻率偏差要求較高時(例如0.1ppm)，一般需要采用兩套不同的頻率偏移估計算法及其相應(yīng)的AFC策略，分別完成粗略頻率校正和精細(xì)頻率校正兩個過程。
當(dāng)然，當(dāng)初始頻率偏移較小時，也可以僅采用精細(xì)頻率校正來實現(xiàn)自動頻率校正功能。
一般的，來自發(fā)射機的發(fā)射信號中，常會連續(xù)的或者周期性的帶有導(dǎo)頻(Pilot)或者同步(SYNC)碼字，它們在接收機處是已知或者通過某種方法檢測到的。于是，AFC模塊可利用這些碼字作為訓(xùn)練數(shù)據(jù)序列(training datasequence)，與相應(yīng)的接收信號經(jīng)過一系列處理后，完成頻率校正的工作。盡管AFC也可以在訓(xùn)練數(shù)據(jù)序列未知的模式下進行，即所謂的“盲”(blind)方式，但其性能特別是在信噪比低于0dB情況下一般較差，在現(xiàn)有無線通信系統(tǒng)中一般較少應(yīng)用。
時分(Time-Division)系統(tǒng)是指將通信頻率資源按時間軸分為多個時隙(Timeslot)，并且每個邏輯信道(Logical Channel)占用其中一個或者多個時隙進行傳輸。時分系統(tǒng)的包括時分多址(Time Division Multiple Access，TDMA)系統(tǒng)和時分雙工(Time Division Duplex)系統(tǒng)等。兩套采用時分技術(shù)的典型的蜂窩移動系統(tǒng)的例子是GSM和TD-SCDMA。在這些系統(tǒng)中，每個時隙的某個部分常常帶有一段同步碼字或訓(xùn)練數(shù)據(jù)序列，用于幫助接收機完成時間同步、頻率同步和信道估計等功能。與之相對的是那些采用頻率或碼字來分隔不同邏輯信道的系統(tǒng)，例如IS-95和WCDMA，在這些系統(tǒng)中，一般帶有連續(xù)發(fā)射的導(dǎo)頻信道(Pilot Channel)，基于該連續(xù)導(dǎo)頻信道可能采用相對更為靈活的方式來完成一系列同步功能，包括頻率同步功能等。
一些針對DS-SS CDMA系統(tǒng)(包括IS-95和WCDMA等)所設(shè)計的AFC方法中，假設(shè)有連續(xù)導(dǎo)頻信號的存在，采用了相位差分檢測(DifferentialDetection)或者離散傅立葉變換(Discrete Fourier Transform)等方法來進行頻率偏移估計，并結(jié)合RAKE接收機結(jié)構(gòu)來實現(xiàn)多徑合并。例如，在國際專利申請公開號WO9931816，發(fā)明名稱為“一種在DS-CDMA接收機中進行頻率捕獲和跟蹤的方法和裝置”(Method and Apparatus for Frequency Acquisitionand Tracing for DS-SS CDMA Receiver)中，公開了一種基于RAKE接收機的AFC結(jié)構(gòu)，并在不同AFC階段可自適應(yīng)地采用可變長度相關(guān)處理來進行頻率偏差估計的方法，可在DS-SS CDMA系統(tǒng)中獲得較好的性能。
然而，對于時分系統(tǒng)，例如TD-SCDMA系統(tǒng)，其導(dǎo)頻信號一般是不連續(xù)的，并且由于其采用多用戶檢測(Multi-User Detection)方法而可能不宜采用RAKE接收機結(jié)構(gòu)。因此，許多針對DS-SS CDMA系統(tǒng)設(shè)計的自動頻率校正方法并不適用于時分多址接入系統(tǒng)。另外，與以往窄帶時分系統(tǒng)(如GSM)不同的是，在寬帶時分系統(tǒng)(例如TD-SCDMA系統(tǒng))中，每個碼片(chip)上的信干噪比(Signal-to-Interference-and-Noise Ratio，簡稱“SINR”)很低，其典型值低于0dB。因此，以往針對窄帶時分系統(tǒng)適用的一些AFC方法在這種低SINR情況下就不再適用。因此，針對寬帶時分系統(tǒng)設(shè)計滿足要求的AFC方法和裝置，是這些系統(tǒng)設(shè)計中的關(guān)鍵問題之一。
對于無線通信特別是移動通信系統(tǒng)，其傳播信道中普遍存在著多徑衰落即頻率擴散(Frequency Dispersive)現(xiàn)象，可導(dǎo)致接收信號的SINR值在較短時間內(nèi)會出現(xiàn)較大的起伏。另一方面，對于CDMA(碼分多址)等寬帶通信系統(tǒng)，同時又會存在時間擴散(Time Dispersive)現(xiàn)象，即產(chǎn)生嚴(yán)重的符號間干擾(Inter-Symbol Interference，ISI)問題。一個針對移動通信系統(tǒng)的良好的接收機方案，必須解決以上兩方面的問題——這對于接收機中AFC模塊的設(shè)計也不例外。
現(xiàn)有的針對時分通信系統(tǒng)設(shè)計的AFC方法和裝置往往存在以下一個或者幾個不足之處
(1)沒有區(qū)分粗略頻率校正和精細(xì)頻率校正兩個過程，而是采用一套統(tǒng)一的AFC方案由于以上提及的原因，這種方案往往造成了頻率偏差估計范圍與頻率偏差估計精度之間的矛盾，以及/或者未能有效利用接收機處于各階段時所能利用的信息。例如，路徑搜索、跟蹤和信道估計模塊一般在粗略頻率校正完成后就可以獲得較好的性能，并可以為精細(xì)頻率校正時所利用。另一方面，在不同階段，可能有不同的訓(xùn)練數(shù)據(jù)序列可被用于頻率偏差校正。例如，在國際專利WO0303040，發(fā)明名稱為“3G無線通信時分雙工模式下一種自動頻率校正方法”(Automatic Frequency Correction Method andApparatus for Time Division Duplex Modes of 3G Wireless Communications)中，公開了一種在3G系統(tǒng)時分雙工(TDD)模式(HCR-TDD)下進行頻率校正的方法，但其未對粗略頻率校正和精細(xì)頻率校正進行區(qū)分，而是采用一套相同的方法和裝置來實現(xiàn)頻率校正功能，并且未能在頻偏較小時利用信道估計和路徑搜索、跟蹤模塊的信息，從而使其AFC環(huán)路的收斂速度因此有所損失。
(2)忽視了無線通信信道中常見的多徑衰落(頻率擴散)對自動頻率校正方法所造成的影響，或者忽視了寬帶系統(tǒng)中常見的符號間干擾(時間擴散)對自動頻率校正方法所造成的影響。例如，在美國專利2003099206，發(fā)明名稱為“自動頻率校正方法與裝置”(Method and Arrangement for AutomaticFrequency Correction)中，公開了一種UTRA TDD模式下的頻率校正方法，但是只采用了最強傳播路徑來進行頻率偏差估計，同時采用了固定的AFC環(huán)路增益因子，因此在快速衰落和多條強傳播路徑存在的情況下性能會收到一定影響，其校正精度也很有限。
部分自動頻率校正方法雖然也將AFC劃分為幾個階段，并在每個階段采用不同的AFC環(huán)路增益因子來控制不同階段下AFC的收斂和跟蹤性能，但其AFC階段切換往往是通過某種收斂性判斷來進行的。例如，采用近期頻率偏移估計輸出值的平均值來作為當(dāng)前頻率偏移值的估計，并通過與幾個預(yù)先設(shè)置的門限(threshold)值進行比較來作為不同階段的切換判斷準(zhǔn)則。但是，在這些方案中，由于收斂性判斷的不準(zhǔn)確性，或者由于需要較長時間才能得到較為準(zhǔn)確的收斂性判斷，所以在低信噪比條件下往往需要較長的時間來達(dá)到AFC環(huán)路的收斂。另一方面，由于這些方法中的有關(guān)AFC參數(shù)一般是預(yù)先設(shè)好的，并不能根據(jù)實際信道條件動態(tài)調(diào)整，所以在某些通信環(huán)境下的性能可能較差。
發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于提供一種用于時分無線通信系統(tǒng)接收機中的一種自動頻率校正方法，從而可在低SINR條件下、及通信信道存在時間擴散和頻率擴散情況下，快速、準(zhǔn)確地將接收機的本地振蕩器頻率與發(fā)射機中的振蕩器頻率進行同步。
為實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明的技術(shù)方案如下一種時分無線通信系統(tǒng)接收機的自動頻率校正方法，包括如下步驟初始小區(qū)搜索第一步驟，通過將所有可能的主同步碼碼字與接收信號序列進行相關(guān)處理或者類似處理后，得到粗略的幀同步信息，同時檢測出最有可能的主同步碼碼字；粗略頻率校正步驟，利用所述初始小區(qū)搜索第一步驟所檢測到的主同步碼碼字作為該步驟的訓(xùn)練數(shù)據(jù)序列；該步驟可基于若干連續(xù)或者非連續(xù)幀逐幀不斷進行，直到失同步或者一次新的自動頻率校正開始，每一次它包括如下步驟信號數(shù)據(jù)提取步驟，用于提取包含所述訓(xùn)練數(shù)據(jù)序列的對應(yīng)搜索窗內(nèi)的接收數(shù)據(jù)；滑動相關(guān)以及相位偏移估計計算步驟，用于得到所述搜索窗內(nèi)的一個相位偏移估計序列；多幀合并步驟，用于完成將多個幀內(nèi)得到的相位偏移估計序列按某種方式進行合并；時延包絡(luò)生成步驟，根據(jù)所述的多幀合并后的相位偏移估計序列進行取模計算后得到搜索窗內(nèi)的一個時延包絡(luò)；路徑選擇步驟，根據(jù)所述的時延包絡(luò)在所述的搜索窗內(nèi)進行路徑選擇；相位偏移估計合并步驟，用于將所述選擇路徑上的相位偏移估計值進行多徑合并；頻率偏移估計計算步驟，根據(jù)所述的多徑合并后的相位偏移估計來得到頻率偏移估計；以及本地振蕩器頻率粗調(diào)步驟，用于將所得的頻率偏移估計來控制本地振蕩器的輸出頻率，從而完成一次粗略頻率校正過程；初始小區(qū)搜索第二步驟，根據(jù)所述的主同步碼碼字得到該主同步碼所對應(yīng)的碼組；同時根據(jù)所述的粗略的幀同步信息以及系統(tǒng)幀結(jié)構(gòu)，得到次同步碼接收信號的粗略位置；然后通過將所述碼組中所有可能的次同步碼碼字與接收次同步碼信號進行相關(guān)處理或者類似處理后，檢測出系統(tǒng)采用了其中哪個次同步碼碼字；精細(xì)頻率校正步驟，利用所述初始小區(qū)搜索第二步驟所檢測到的次同步碼碼字作為該步驟的訓(xùn)練數(shù)據(jù)序列；包括在每一接收信號幀內(nèi)可連續(xù)或者非連續(xù)幀逐幀不斷進行如下步驟，直到失同步或者一次新的自動頻率校正開始提取對應(yīng)于所述訓(xùn)練數(shù)據(jù)序列部分的接收數(shù)據(jù)；信道估計和路徑搜索，得到一批當(dāng)前幀內(nèi)對應(yīng)各個信道時延抽頭上的幅度和相位信息，并依據(jù)當(dāng)前幀以及以前若干幀的信道估計結(jié)果來選擇若干條有效路徑；根據(jù)所述的信道估計值和路徑選擇結(jié)果，將若干條所述的有效路徑上的對應(yīng)于訓(xùn)練數(shù)據(jù)序列部分的接收數(shù)據(jù)進行最大比例合并，然后與訓(xùn)練數(shù)據(jù)序列進行相關(guān)；根據(jù)所述路徑合并和相關(guān)步驟得到的輸出序列，進行一次頻率偏移估計來得到頻率偏移估計值；信干噪比估計，得到當(dāng)前幀內(nèi)的信干噪比估計結(jié)果；根據(jù)所述的信干噪比估計結(jié)果，計算應(yīng)用于當(dāng)前幀內(nèi)頻率偏移估計的增益因子；根據(jù)所述的頻率偏移估計值和卡爾曼(Kalman)增益因子，進行一階環(huán)路濾波得到累計頻率偏移估計值；將所述的累計頻率偏移估計值來控制本地振蕩器的輸出頻率。
根據(jù)本發(fā)明實現(xiàn)的用于時分無線通信系統(tǒng)接收機的自動頻率校正方法，能夠在很低的SINR條件下，快速并準(zhǔn)確地實現(xiàn)時分系統(tǒng)中的自動頻率校正目的。特別的，精細(xì)頻率校正AFC環(huán)路中的增益因子可以根據(jù)當(dāng)時的SINR條件來自適應(yīng)地調(diào)整環(huán)路增益，使其在各種復(fù)雜多變的無線通信信道條件下均可保持良好的性能。
圖1是TD-SCDMA系統(tǒng)中的幀結(jié)構(gòu)的示意圖；圖2為根據(jù)本發(fā)明在TD-SCDMA系統(tǒng)的初始小區(qū)搜索過程中，進行自動頻率校正的方法的流程圖；圖3a為根據(jù)本發(fā)明在TD-SCDMA系統(tǒng)中進行粗略頻率校正的方法的流程圖；圖3b為根據(jù)本發(fā)明在TD-SCDMA系統(tǒng)中實現(xiàn)粗略頻率校正的一種裝置的結(jié)構(gòu)框圖；圖4為根據(jù)本發(fā)明在TD-SCDMA系統(tǒng)中進行精細(xì)頻率校正的結(jié)構(gòu)框圖；圖5為根據(jù)本發(fā)明在如圖4所示的精細(xì)頻率校正過程中進行卡爾曼(Kalman)增益因子計算的方法的流程圖。
具體實施例方式
下面根據(jù)圖1至圖5，給出本發(fā)明一個較好實施例，并予以詳細(xì)描述，使能更好地理解本發(fā)明的功能、特點。
圖1是TD-SCDMA系統(tǒng)中的幀結(jié)構(gòu)的示意圖。該結(jié)構(gòu)是根據(jù)3GPP規(guī)范TS 25.221(Release 4)中的LCR-TDD模式(1.28 Mcps)，或者CWTS規(guī)范TSM 05.02(Release 3)中給出的。參見圖1，該系統(tǒng)的碼片速率為1.28Mcps，每一個無線幀500、501(Radio Frame)的長度為5ms，即6400個碼片。其中，每個無線幀又可以分為7個時隙TS0～TS6，以及兩個同步時隙下行導(dǎo)頻同步時隙DwPTS和上行導(dǎo)頻時隙UpPTS，以及其它一個保護間隔(Guard)。進一步的，TS0時隙510用來承載系統(tǒng)廣播信道以及其它可能的下行業(yè)務(wù)信道；而TS1～TS6時隙511-516則用來承載上、下行業(yè)務(wù)信道。上行導(dǎo)頻時隙UpPTS時隙53和下行導(dǎo)頻時隙DwPTS時隙52分別用來建立初始的上、下行同步。時隙TS0～6長度均為0.675ms或864個碼片，其中包含兩段長均為352碼片的數(shù)據(jù)段DATAl和DATA2，以及中間的一段長為144碼片的次同步碼碼字——Midamble訓(xùn)練數(shù)據(jù)序列。該訓(xùn)練數(shù)據(jù)序列在TD-SCDMA有重要意義，包括小區(qū)標(biāo)識、信道估計和同步(包括頻率同步)等模塊都要用到它。下行導(dǎo)頻時隙DwPTS包含一個長為64碼片的主同步碼碼字下行同步碼54，SYNC-DL，它的作用是小區(qū)標(biāo)識和建立初始同步。上行導(dǎo)頻時隙UpPTS包含一個長為128碼片的下行同步碼55 SYNC-UL。
本發(fā)明的最優(yōu)實施方式將結(jié)合TD-SCDMA系統(tǒng)中用戶終端(UE)處的自動頻率控制應(yīng)用來具體說明。之所以選取用戶終端而不是基站(BaseStation)，是因為處于經(jīng)濟因素的考慮，用戶終端處采用的本地振蕩器的頻率穩(wěn)定度一般較差(例如，3～13ppm)，因此在用戶終端處的頻率同步問題具有更大的挑戰(zhàn)。
自動頻率控制過程，特別是其初始頻率同步過程(收斂過程)是與用戶終端的初始下行同步過程密切結(jié)合的。用戶終端的初始下行同步過程，又被稱為初始小區(qū)搜索(Initial Cell Search)過程，在該過程中包含了一系列的幀同步、碼同步、復(fù)幀(Multi-frame)同步、以及頻率同步等子過程。因此，在這里TD-SCDMA系統(tǒng)中用戶終端的自動頻率校正過程將結(jié)合其初始小區(qū)搜索過程來描述。
按照3GPP規(guī)范TS 25.224(Release 4)或者CWTS規(guī)范TSM 05.08(Release 3)中的有關(guān)定義，TD-SCDMA系統(tǒng)中的初始小區(qū)搜索過程可分為以下四個步驟第一步驟Step 1(DwPTS搜索)通過將總共32個SYNC-DL碼字與接收信號序列進行相關(guān)處理或者類似處理后，得到DwPTS時隙的同步信息，同時檢測出最有可能的SYNC-DL碼字；第二步驟Step 2(擾碼和Midamble碼檢測)得到DwPTS位置信息后，根據(jù)TD-SCDMA幀結(jié)構(gòu)用戶終端可以接收位于TS0上P-CCPCH信道上的Midamble部分接收信號。由于每個SYNC-DL碼字對應(yīng)一個碼組(CodeGroup)，包含了4個可能的Midamble碼字，因此通過將這4個可能的碼字與TS0上Midamble部分的接收信號進行相關(guān)處理或者類似處理后，可檢測出系統(tǒng)采用了其中哪個Midamble碼字；由于擾碼(Scrambling Code)和Midamble碼存在一一對應(yīng)關(guān)系，所以擾碼也可以同時獲得；第三步驟Step 3(控制復(fù)幀同步)TD-SCDMA系統(tǒng)中通過對SYNC-DL碼進行QPSK四相相位調(diào)制、并根據(jù)連續(xù)四幀內(nèi)SYNC-DL上的調(diào)制相位圖案來確定控制復(fù)幀的開始。用戶終端通過對SYNC-DL上調(diào)制相位圖案的檢測來確定控制復(fù)幀同步；
第四步驟Step 4(讀取BCCH信息)獲得控制復(fù)幀同步后，就可以知道哪些幀上有BCCH系統(tǒng)廣播消息存在；用戶終端對這些幀的P-CCPCH上的接收數(shù)據(jù)進行解調(diào)(Demodulation)和解碼(Decoding)，然后進行循環(huán)冗余校驗(CYCLIC REDUNDANCY CHECK，CRC校驗)；如果校驗通過，則該塊BCCH信息被認(rèn)為有效并被傳遞給高層，初始小區(qū)過程成功結(jié)束。
如以下所要描述的，根據(jù)本發(fā)明，自動頻率校正過程將穿插在整個初始小區(qū)搜索過程進行，并最大程度地降低頻偏對各小區(qū)搜索步驟所造成的影響，從而在完成頻率同步的同時，提高小區(qū)搜索成功概率以及減小總搜索時間。
圖2表示根據(jù)本發(fā)明在TD-SCDMA系統(tǒng)的初始小區(qū)搜索過程中，進行自動頻率校正的方法的流程圖。這里假設(shè)用戶終端本地振蕩器與基站振蕩器的頻率偏差較大，例如高于3ppm(在2GHz載波頻段下，這對應(yīng)了高于±6kHz的初始頻偏)。在該情況下，由于初始大頻偏可能超過了精細(xì)頻率校正過程的最大頻率估計范圍，因此需要先進行粗略頻率校正過程首先進行一次頻率粗調(diào)。
參考圖2，首先用戶終端進行上述初始小區(qū)搜索第一步驟Step 1。由于本地振蕩器初始頻偏可能較大，所以第一步驟Step 1中可能采用部分相關(guān)(Partial Correlation)等技術(shù)來抗大頻偏(例如大于3ppm的頻偏)的影響。在第一步驟Step 1結(jié)束后，用戶終端得到DwPTS位置同步信息和以及SYNC-DL碼字信息。根據(jù)本發(fā)明，AFC的第一階段、即粗略頻率校正過程，將在第一步驟Step 1結(jié)束后立即開始。該粗略頻率校正算法和裝置將利用第一步驟Step 1檢測到的SYNC-DL碼字作為訓(xùn)練數(shù)據(jù)序列，通過接收連續(xù)共NAFC1幀上的SYNC-DL數(shù)據(jù)(及其附近數(shù)據(jù))后，進行頻偏估計和有關(guān)頻率控制。通過本發(fā)明所述的粗略頻率校正方法及裝置，在各種信道傳播條件的工作點附近，采用參數(shù)NAFC1的推薦取值在5到10之間，可使頻率偏差被控制在±2kHz(±1ppm)左右以內(nèi)。該目標(biāo)值的確定是由第二步驟Step 2的有關(guān)操作所決定的如果在Step 2中進行Midamble碼字相關(guān)時采用全相關(guān)(FullCorrelation)的方法，則其要求的最大頻偏在1ppm左右；否則，第二步驟Step 2必須采用部分相關(guān)或類似方法來抵抗大頻偏的影響——有關(guān)仿真表明，在相同條件下與小頻偏情況下采用全相關(guān)方法時相比，采用這些方法的惡化在2dB左右，并將進一步影響整個初始小區(qū)搜索的性能。因此，當(dāng)初始頻偏較大時，例如高于1ppm時，在第一步驟Step 1和第二步驟Step 2之間進行粗略頻率校正是合理而且是必要的。
完成粗略頻率校正過程后，初始小區(qū)搜索Step 2開始進行Midamble碼的檢測。如果第二步驟Step 2檢測成功，則當(dāng)?shù)诙襟EStep 2結(jié)束后，AFC的第二階段、即精確頻率校正過程立即開始。該精細(xì)頻率校正過程利用第二步驟Step 2所檢測到的Midamble碼字作為訓(xùn)練數(shù)據(jù)序列，通過接收TS0上P-CCPCH信道的Midamble部分?jǐn)?shù)據(jù)，逐幀進行頻偏估計和有關(guān)頻率控制過程，使頻偏逐漸收斂至規(guī)范所要求的范圍(例如，±0.1ppm)。雖然此時SYNC-DL碼字也用做訓(xùn)練數(shù)據(jù)序列，但是由于其長度(64碼片長度)還不到Midamble碼字長度(144碼片)的一半，所以基于SYNC-DL得到的頻偏估計精度比基于Midamble所得到的頻偏估計精度低很多；換言之，即使同時采用了SYNC-DL部分進行頻率控制，所得到的額外增益與僅采用Midamble接收部分相比也很小。因此，在這里建議僅采用TS0上的Midamble部分進行精細(xì)頻率校正。
精細(xì)頻率校正總共需要處理NAFC2幀完成基本收斂過程。通過本發(fā)明所述的精細(xì)頻率校正方法及裝置，在各種信道傳播條件的工作點附近，采用參數(shù)NAFC2取值在10到15之間，就可使預(yù)計頻率偏差按較大的概率被控制在±200Hz(±0.1ppm)以內(nèi)。該目標(biāo)值一方面是由TD-SCDMA有關(guān)規(guī)范確定的，另一方面，Step 3算法本身所要求的最大頻偏也在200～300Hz左右，否則從TS0上的Midamble部分到DwPTS上的SYNC-DL部分會由于頻偏的影響產(chǎn)生大的相位旋轉(zhuǎn)，而使SYNC-DL上調(diào)制相位的檢測不可靠。在精細(xì)頻率校正過程進行NAFC2幀之后，初始小區(qū)搜索第三步驟Step 3開始工作，即完成SYNC-DL碼調(diào)制相位圖案的檢測，并實現(xiàn)控制復(fù)幀的同步。在第三步驟Step 3工作期間，精細(xì)頻率校正過程繼續(xù)進行，確保頻偏被控制在目標(biāo)范圍內(nèi)，并跟蹤由于其它環(huán)境因素可能導(dǎo)致的頻率漂移。
需要指出的是，如果用戶終端采用頻率穩(wěn)定度較好的本地振蕩器，例如使初始頻偏小于±1ppm，則所述的粗略頻率校正過程并不是必須的。可以預(yù)見，隨著技術(shù)的不斷發(fā)展，本地振蕩器的頻率穩(wěn)定度也將不斷提高，在這種情況下，僅有所述的精細(xì)頻率校正過程是必須的。在這種情況下，精細(xì)頻率校正步驟前的第一步驟Step 1，可采用訓(xùn)練數(shù)據(jù)序列獲取步驟，即接收機通過進行小區(qū)搜索，或者由系統(tǒng)通知等方法，得知一個訓(xùn)練數(shù)據(jù)序列(trainingdata sequence)模式，該訓(xùn)練數(shù)據(jù)序列模式在接收信號中是按一定方式出現(xiàn)，例如周期性地出現(xiàn)。
但是，現(xiàn)有可用技術(shù)中出于經(jīng)濟性考慮，一般在用戶終端使用的本地振蕩器的頻率穩(wěn)定度還不是很好，其初始頻偏一般在例如2.5ppm左右或者更高。另一方面，如前所述TD-SCDMA系統(tǒng)小區(qū)搜索第二步驟Step 2中為了采用全相關(guān)方法達(dá)到較好性能，也要求最大頻率偏差被控制在例如±1ppm左右。此時，仍然推薦采用所述粗略頻率校正方法進行一次本地振蕩器的頻率粗調(diào)過程，以使最大頻率偏差被控制在例如±1ppm左右，以利于提高整體小區(qū)搜索的性能。
圖3a示出了根據(jù)本發(fā)明在TD-SCDMA系統(tǒng)中進行粗略頻率校正的方法的流程圖。圖3b示出了根據(jù)本發(fā)明在TD-SCDMA系統(tǒng)中實現(xiàn)粗略頻率校正的一種裝置的結(jié)構(gòu)框圖。這里將結(jié)合圖3a和圖3b，說明根據(jù)本發(fā)明在TD-SCDMA系統(tǒng)中一種實現(xiàn)粗略頻率校正的方法及其對應(yīng)裝置。參考圖3a和圖3b。首先，對應(yīng)步驟700，幀計數(shù)器m被置為1。接著，對應(yīng)步驟701，用戶終端通過信號數(shù)據(jù)提取器800接收“搜索窗”內(nèi)的包含訓(xùn)練數(shù)據(jù)序列例如SYNC-DL及其附近數(shù)據(jù)。其中，根據(jù)初始小區(qū)搜索第一步驟Step 1所給出的DwPTS位置，可得到長為例如64碼片內(nèi)的接收SYNC-DL數(shù)據(jù)采樣。但是，由于以下考慮，還需要接收SYNC-DL部分前后的若干碼片內(nèi)的數(shù)據(jù)采樣(1)第一步驟Step 1提供的DwPTS位置同步信息可能不十分準(zhǔn)確，有可能存在幾個碼片范圍內(nèi)的同步偏差；此時需要在SYNC-DL同步點附近建立一個所謂的“搜索窗”，來解決可能存在的同步偏差問題；(2)對于快速多徑衰落信道，每一條徑的強度變化較快，有一種可能性是，先前第一步驟Step 1所檢測到的那條(最強)路徑已經(jīng)減弱，而有其它新的強徑在附近出現(xiàn)；此時，也需要建立一個“搜索窗”，來捕捉SYNC-DL同步點附近可能出現(xiàn)的那些強徑，確保AFC性能。
一般的，搜索窗應(yīng)包含SYNC-DL部分以前的L個碼片、以及SYNC-DL部分之后R個碼片內(nèi)的采樣數(shù)據(jù)，這樣總共包含L+R+64個碼片內(nèi)的數(shù)據(jù)采樣。由于建議采用例如2倍速的過采樣來解決采樣時間偏差問題，所以共要接收2×(L+R+64)個數(shù)據(jù)采樣。其中，參數(shù)L和R均為大于或者等于零的整數(shù)，它們的取值是由系統(tǒng)設(shè)計和實際工作環(huán)境等因素決定的，推薦取值為L＝R＝16。
接著，對應(yīng)步驟702，所述的2×(L+R+64)個數(shù)據(jù)采樣被依次送入滑動相關(guān)器801，其中相關(guān)長度為SYNC-DL碼字的長度，即64。這樣共得到共2×(L+R+1)批滑動相關(guān)輸出，其中每批輸出包含了64個相乘結(jié)果。這2×(L+R+1)批滑動相關(guān)輸出被依次送入頻率偏移估計器802，并得到對應(yīng)的相位偏移估計序列。
按輸出順序，所有2×(L+R+1)個相位偏移估計值構(gòu)成了一個含2×(L+R+1)的相位偏移估計序列。為了便于描述，記這個相位偏移估計序列為cm{c1m,c2m,···,c2×(L+R+1)m},]]>{c1m，c2m，…，c2×(L+R+1)m}，其中上標(biāo)表示了該序列是由基于第m幀中的接收數(shù)據(jù)所得到的。
接著，對應(yīng)步驟703，將所述的在第m幀中計算得到的相位偏移估計序列被存入一個存儲器803。然后，步驟704進行幀計數(shù)器m的遞增，并由步驟705判斷是否已經(jīng)處理了M幀內(nèi)的數(shù)據(jù)如果條件m＞M為假，則返回步驟701繼續(xù)處理下一幀內(nèi)的有關(guān)數(shù)據(jù)；反之，若條件m＞M為真，表明已經(jīng)處理完了幀內(nèi)的數(shù)據(jù)，此時存儲器803中已經(jīng)存儲了M批相位偏移估計序列cm{c1m，c2m，…，c2×(L+R+1)m}，其中m＝1，2，…，M。在圖3b所示的對應(yīng)裝置中，該判列cm:{c1m,c2m,···,c2×(L+R+1)m},]]>斷用于控制一個開關(guān)804開始時該開關(guān)斷開，直到處理完M幀數(shù)據(jù)后該開關(guān)閉合，從而使多幀合并器805可從存儲器803中讀取相位偏移估計序列。
當(dāng)處理完幀內(nèi)數(shù)據(jù)后，對應(yīng)步驟706，多幀合并器805將從存儲器803中讀取的M幀內(nèi)的相位偏移估計序列按某種方式進行合并，得到一個多幀合并后的長為2×(L+R+64)的相位偏移估計序列q{q1，q2，…，q2×(L+R+1)}。其中，所述的合并方式可以有多種方式，包括(1)直接相加。亦即將所有M個相位偏移估計序列中，依次將對應(yīng)于同一位置的值進行相加，用公式可表示如下qk=Σm=1Mckm,]]>對于k＝1，2，…，2×(L+R+1)(2)按“多數(shù)符號準(zhǔn)則”進行合并。亦即對應(yīng)于每個位置k(k＝1，2，…，2×(L+R+1))上共M個相位偏移估計值ckm(m＝1，2，…，M)，丟棄其中那些相位值符號與M個值的大多數(shù)符號不一致的相位偏移估計值，而把余下那些相位偏移估計值進行相加。為達(dá)到該目的，首先，對應(yīng)每個位置k(k＝1，2，…，2×(L+R+1))，得到占多數(shù)的相位值符號sksk=sgn(Σm=1Msgn{arg(ckm)})]]>其中，函數(shù)arg表示對復(fù)數(shù)值取其相位值的操作，其值域為[-π，π)；而函數(shù)sgn則代表對實數(shù)操作數(shù)取符號的操作，亦即 然后，對應(yīng)每個位置k得到以下幀序號集合SkSk={m|sgn{arg(ckm)}=sk}]]>最后，按以下公式進行多幀合并得到序列qqk=Σm∈Skckm,]]>對于k＝1，2，…，2×(L+R+1)(3)按加權(quán)方法合并。亦即將每個相位偏移估計值ckm進行加權(quán)后再進行累加，例如，可選擇相應(yīng)加權(quán)值wkm為ckm的模值，即wkm=|ckm|]]>然后，按以下公式進行合并得到序列qqk=Σm=1Mckm×wkm,]]>對于k＝1，2，…，2×(L+R+1)其中，符號“|·|表示取模操作。
(4)按與某一個門限的比較結(jié)果進行合并。首先，計算得到M幀中所有位置上相位偏移估計值的模值的平均值cavgcavg=Σm=1MΣk=12×(L+R+1)|ckm|]]>然后，在cavg基礎(chǔ)上乘一個預(yù)先設(shè)定的參數(shù)Tc得到門限值cavg·Tc，并對應(yīng)每個位置k得到以下幀序號集合RkRk={m||ckm|>cavg·Tc}]]>最后，按以下公式進行多幀合并得到序列qqk=Σm∈Rkckm,]]>對于k＝1，2，…，2×(L+R+1)這里的參數(shù)Tc為一個正實數(shù)，例如可取Tc＝2。
上述合并方法(2)～(4)中，所采用的各種特殊方法均是為了加強多幀合并后的準(zhǔn)確性，避免某幀中某些錯誤的相位偏移估計對多幀合并后估計結(jié)果精度所可能產(chǎn)生的不利影響。所述錯誤的相位偏移估計可能是由于當(dāng)時SINR過低或者處于深衰落情況下時導(dǎo)致的。當(dāng)然，即使采用最簡單的合并方法(1)，即直接相加的方法，一般也能獲得較好的估計性能。
接下去，對應(yīng)步驟707，根據(jù)所述的多幀合并所得相位偏移估計序列，計算搜索窗內(nèi)的時延包絡(luò)。該時延包絡(luò)是由另一個求模值器806通過將輸入序列q的各元素依次取模得到的，用另一個長為2×(L+R+1)的序列d{d1，d2，…，d2×(L+R+1)}表示所述時延包絡(luò)，則有dk＝|qk|，對于k＝1，2，…，2×(L+R+1)然后，對應(yīng)步驟708，基于所述的時延包絡(luò)將進行路徑選擇的過程。首先，時延包絡(luò)中的最大值Pmax和平均值Pmean由最大值和均值計算器807計算得到，其中Pmax=max1≤k≤2×(L+R+1){dk}]]>Pmean=12×(L+R+1)Σk=12×(L+R+1)dk]]>然后，基于Pmax和Pmean、以及另兩個參數(shù)T1和T2，路徑選擇步驟708及其對應(yīng)路徑選擇器808將求得一個閾值TPs，它可表示為TPS＝max{Pmax-T1，Pmean+T2}其中兩個參數(shù)T1和T2用于結(jié)合Pmax和Pmean來確定閾值TPS，它們均大于0，注意這里它們的單位均為dB。T1和T2的優(yōu)選值應(yīng)根據(jù)設(shè)計要求和其它相關(guān)參數(shù)值的設(shè)定來確定。例如，對于L＝R＝16參數(shù)設(shè)置，并采用所述的多數(shù)符號準(zhǔn)則進行合并時，推薦的參數(shù)T1和T2的設(shè)置為T1＝6dB和T2＝6dB。
圖4是根據(jù)本發(fā)明在TD-SCDMA系統(tǒng)中進行精細(xì)頻率校正的結(jié)構(gòu)框圖。所述的精細(xì)頻率校正過程是基于卡爾曼濾波器(Kalman filter)理論通過一個一階環(huán)路來實現(xiàn)的。首先，接收射頻信號經(jīng)過下變頻解調(diào)器1010并經(jīng)過ADC、AGC和RRC濾波器后轉(zhuǎn)換成為數(shù)字基帶信號，接著信號數(shù)據(jù)提取器1011根據(jù)幀同步信息提取TS0上P-CCPCH信道中長為144個碼片的Midamble接收部分內(nèi)的采樣數(shù)據(jù)，對應(yīng)于2倍過采樣情況，共提取了144×2＝288個Midamble數(shù)據(jù)采樣。該段數(shù)據(jù)采樣對于系統(tǒng)同步有重要作用，將被用于信道估計、路徑搜索、SINR估計和頻率偏移估計模塊中。對應(yīng)的長為144的Midamble訓(xùn)練數(shù)據(jù)序列是由Midamble碼字生成器1012產(chǎn)生的，其碼字索引是由先前的初始小區(qū)搜索第二步驟Step 2所檢測到的。
接著，該段Midamble數(shù)據(jù)采樣被送入信道估計和路徑搜索模塊1013。該模塊通過將Midamble數(shù)據(jù)采樣與對應(yīng)的Midamble訓(xùn)練數(shù)據(jù)序列進行(循環(huán))相關(guān)，得到一組信道估計值。注意由于根據(jù)本發(fā)明實現(xiàn)的粗略頻率校正過程已經(jīng)把頻率偏移控制的較小，可保證信道估計中的相關(guān)操作按全相關(guān)方式(與部分相關(guān)方式對應(yīng))，這就提高了信道估計模塊的估計精度。當(dāng)前幀內(nèi)計算得到的信道估計值的功率值，構(gòu)成了當(dāng)前幀的時延包絡(luò)(DelayProfile)，而路徑搜索是根據(jù)當(dāng)前幀的時延包絡(luò)并結(jié)合以前若干幀的時延包絡(luò)，并依據(jù)某些預(yù)設(shè)的閾值，結(jié)合當(dāng)前最大路徑功率以及平均噪聲功率，來判斷哪幾條路徑為有效路徑。注意由于采用了2倍采樣，因此路徑的分辨精度是1/2個碼片寬度。由于信道估計和路徑搜索在各中無線通信系統(tǒng)特別是移動通信系統(tǒng)廣泛應(yīng)用，所以本領(lǐng)域內(nèi)有關(guān)技術(shù)人員對其相關(guān)算法和實現(xiàn)方法很熟悉，所以這里不再贅述。這里信道估計將輸出所謂“信道估計窗”內(nèi)的所有路徑的幅度和相位值，例如，信道估計窗寬度可定為16個碼片，對應(yīng)于2倍過采樣，該估計窗內(nèi)共產(chǎn)生16×2＝32條路徑的幅度和相位值。其中，所述每條路徑代表一個時延抽頭(Delay Tap)。同時，信道估計還會輸出相關(guān)長度內(nèi)信道估計窗外的所有信道估計值，提供給測量等模塊估計SINR等參數(shù)時使用。另一方面，路徑搜索模塊則輸出信道估計窗內(nèi)有效路徑的位置信息。這里假設(shè)路徑搜索模塊最多產(chǎn)生L條有效路徑位置信息。接收機中其它模塊，包括解調(diào)(Demodulation)模塊、同步(Synchronization)模塊和測量(Measurement)模塊等，將利用這些有效路徑位置信息以及信道估計值進行有關(guān)工作。
接著，參考圖4，這批經(jīng)過多徑合并后的Midamble接收數(shù)據(jù)并與本地產(chǎn)生的Midamble碼字被送入頻率偏移估計器1015，并輸出頻率偏移估計 這里可根據(jù)具體實現(xiàn)約束和設(shè)計要求，選擇頻率偏移估計器。其中，提取相位器34或者46可按如下方式進行簡化。對于輸入相位偏移估計值c＝creal+j*cimag，傳統(tǒng)的方法是按如下公式θ=arctan(crealcimag)]]>并按照查表等方法得到相位值。但是，當(dāng)creal/cimag值較小時，可只取上式Taylor級數(shù)展開式中的第一項作為近似，即θ≈(crealcimag),]]>如果crealcimag≤λ]]>其中，Creal為相位估計值的實部；cimag為相位估計值的虛部。
需要特別指出的是，這里多徑合并是在頻率偏移估計之前進行的。而在其它許多AFC方法和裝置中，上述兩者的次序往往是相反的。例如歐洲專利EP1300962，發(fā)明名稱為“自動頻率校正裝置和自動頻率校正方法”(AutomaticFrequency Control Device and Automatic Frequency Control Method)中，頻率偏移估計首先在每條路徑上分別進行，然后再按最大比例合并方式進行合并。在本發(fā)明中，由于多徑合并是在頻率偏移估計之前進行的，所以本發(fā)明只需要進行一次頻率偏移估計即可；而根據(jù)上述所引用的發(fā)明則需要進行多次頻率偏移估計，其次數(shù)與路徑數(shù)相等，因此其復(fù)雜度比本發(fā)明中的對應(yīng)結(jié)構(gòu)的復(fù)雜度要高出很多。另一方面，有關(guān)仿真表明，這兩種結(jié)構(gòu)所達(dá)到的性能是十分接近的。
參考圖4，信道估計和路徑搜索模塊1013輸出的路徑信息及信道估計結(jié)果被送入SINR估計器模塊1016中，產(chǎn)生當(dāng)前幀SINR估計值。該SINR估計器也是基于TS0上P-CCPCH信道中的Midamble碼來得到當(dāng)前幀的SINR估計值的。
接著，參考圖4，卡爾曼增益因子計算器1017利用當(dāng)前幀的SINR估計，進行所述一階環(huán)路增益因子的更新。所更新的參數(shù)包括測量噪聲方差Rk、估計方差Pk和卡爾曼增益因子Kk，其中下標(biāo)k代表當(dāng)前幀的序號。圖5所示為根據(jù)本發(fā)明在如圖4所示的精細(xì)頻率校正過程中進行卡爾曼增益因子計算的方法的流程圖。初始狀態(tài)下(即進入精細(xì)頻率校正過程之前)，在步驟1501中，P0被賦予一個初始值，一般的，P0應(yīng)根據(jù)進入精細(xì)頻率校正之前的頻偏的方差來設(shè)置。根據(jù)本發(fā)明，P0應(yīng)根據(jù)粗略頻率校正的輸出頻偏的方差來確定，推薦值為P0＝(2000)2；此外，P0也可以根據(jù)當(dāng)時所測的SINR值來確定。
接下來，精細(xì)頻率校正裝置開始工作，在步驟1502中，幀計數(shù)器k的初始值設(shè)為1。然后在步驟1503中，當(dāng)前幀的頻偏估計方差Rk將基于當(dāng)前幀的SINR估計值SINRk來計算，具體計算公式為
Rk=KR×1SINRk]]>該公式是按照改進的克萊默-拉奧(Cramer-Rao)界來針對TD-SCDMA系統(tǒng)得到的。其中，根據(jù)克萊默-拉奧界，常數(shù)KR的取值應(yīng)根據(jù)有關(guān)系統(tǒng)參數(shù)來確定KR=32π2Tc2·1N(N2-1)]]>其中，Tc代表了系統(tǒng)碼片寬度，而N代表了所用訓(xùn)練數(shù)據(jù)序列的長度。對于TD-SCDMA系統(tǒng)，1/Tc＝1.28 Mcps，并且所用Midamble碼字的長度N＝144，據(jù)此可得KR＝(288.8)2。有關(guān)改進的克萊默-拉奧界的具體信息，可參考安杰(A.N.D’Andrea)等人在1994年IEEE Transaction on Communication雜志上發(fā)表的，名稱為“The Modified Cramer-Rao Bound and Its Applications toSynchronization Parameters”的論文，對本領(lǐng)域的一般技術(shù)人員是很容易掌握的。
接著在步驟1504中，卡爾曼增益因子Kk由當(dāng)前幀計算的Rk和前一幀計算的Pk-1求得，根據(jù)卡爾曼濾波理論，計算Kk的公式為Kk＝Pk-1(Pk-1+Rk)-1接著在步驟1505中，判斷所計算的Kk值是否小于一個預(yù)設(shè)值KLOW，如果Kk＜KLOW，則進入步驟1507，改變Kk使其等于KLOW，同時令Pk＝Pk-1；反之，如果Kk＞＝KLOW，則進入步驟1506，根據(jù)卡爾曼濾波理論，由當(dāng)前幀計算所得的Kk值、以及前一幀計算得到Pk-1值，來計算Pk值Pk＝(1-Kk)Pk-1這里，對Kk進行下限幅的目的是當(dāng)環(huán)路增益過小時，難以跟蹤較快頻率漂移；因此，需要對環(huán)路增益Kk進行下限幅以保證能夠跟蹤上頻率偏移。推薦的下限幅值KLOW為1/64或者1/128--KLOW的優(yōu)選取值應(yīng)由具體實現(xiàn)和工作環(huán)境來確定。
然后，在步驟1508中，輸出當(dāng)前幀所計算的卡爾曼增益因子Kk到環(huán)路濾波器。接著在步驟1509中，幀計數(shù)器k進行加1，準(zhǔn)備進行下一幀中有關(guān)參數(shù)的更新。
接著，參考圖4，一階環(huán)路濾波器1018將根據(jù)輸入 (當(dāng)前幀計算的頻率偏移估計)以及Kk(當(dāng)前幀計算的卡爾曼增益因子)，進行一階濾波，并輸出當(dāng)前幀的累加頻率偏移估計值
另外，根據(jù)估計方差Pk的取值，可判斷當(dāng)前AFC調(diào)整過程是否收斂?；蛘撸部梢酝ㄟ^對近幾幀內(nèi)頻率偏移估計進行平均后，再依據(jù)該平均值來判斷是否達(dá)到收斂。由于本發(fā)明中采用了卡爾曼濾波理論來自適應(yīng)地調(diào)整環(huán)路濾波器的增益，而不像有些AFC方法采用收斂性判斷結(jié)果來調(diào)整環(huán)路濾波器的增益，所以該收斂性判斷步驟在本發(fā)明中并不是必須的。但是，作為一個可用備選項，可利用所述的收斂性判斷方法，來進行輔助判斷AFC環(huán)路是否收斂——如果在一定時間內(nèi)發(fā)現(xiàn)AFC環(huán)路仍未達(dá)到收斂，則可以將所述精細(xì)頻率校正方法重新執(zhí)行，或者將之前的有關(guān)同步步驟重新執(zhí)行(因為AFC環(huán)路不收斂也有可能是因為接收機中其它模塊輸入的同步信息或者訓(xùn)練數(shù)據(jù)序列有錯誤)。
最后，參考圖4，一階環(huán)路濾波器1018的輸出按照本地振蕩器1019的壓控特性，被轉(zhuǎn)換成控制電壓，并經(jīng)過DAC來控制本地壓控振蕩器1019，從而完成了當(dāng)前幀內(nèi)的精細(xì)頻率校正過程。在下一幀中，上述精細(xì)頻率校正過程將重復(fù)進行。這樣，隨著處理幀數(shù)的增加，環(huán)路濾波器的輸出控制不斷得到更新，并使本地振蕩器的1019的輸出載波頻率 不斷逼近輸入信號的實際載波頻率fk，并使它們之間的差值，即殘留的頻率偏移值，達(dá)到保證接收機中其它模塊正常工作的目標(biāo)值(例如，規(guī)范所規(guī)定的0.1ppm或者更低)。
由于本發(fā)明采用了一種最優(yōu)的估計器——卡爾曼濾波器來實現(xiàn)精細(xì)頻率校正的一階環(huán)路結(jié)構(gòu)，所以可在不同的信道條件下保持優(yōu)良的性能。本領(lǐng)域的技術(shù)人員應(yīng)能了解，卡爾曼Kalman濾波理論是R.E.Kalman早在1960的“美國機械工程師學(xué)會學(xué)報”(“Transaction of the ASME”)第82期上發(fā)表的一種最優(yōu)估計理論，在控制、通信等領(lǐng)域中得到了廣泛的應(yīng)用。采用卡爾曼濾波理論設(shè)計的方法和裝置，將可以獲得十分優(yōu)良的性能。然而，可能是出于以下原因，該理論卻很少被利用于實際AFC應(yīng)用中(1)如何在AFC環(huán)路中得到卡爾曼濾波器中所需要的有關(guān)估計參數(shù)，例如估計方差值Rk等；(2)與其它方法相比，應(yīng)用卡爾曼濾波結(jié)構(gòu)設(shè)計的AFC環(huán)路可能顯得較為復(fù)雜。
但是，本發(fā)明通過在AFC環(huán)路中加入SINR估計器，并通過MCRB性能界將SINR估計輸出轉(zhuǎn)化測量噪聲方差值Rk值，并且估計方差Pk的初始值P0根據(jù)輸入頻率偏差的均方值預(yù)期來確定，從而簡單地將卡爾曼濾波器在AFC應(yīng)用中得以實現(xiàn)。另外，根據(jù)本發(fā)明，根據(jù)卡爾曼濾波理論設(shè)計的精細(xì)頻率校正過程的復(fù)雜度也較低，所需的信號處理工作一般可以在軟件中簡單實現(xiàn)。這是因為(1)首先，根據(jù)本發(fā)明卡爾曼濾波器中有關(guān)參數(shù)的更新，包括測量噪聲方差Rk、估計方差Pk和卡爾曼增益因子Kk等，均是每幀僅更新一次，而且其計算也限于若干乘除運算和加減運算。一般的，無線通信系統(tǒng)中一個幀的長度相對較大，例如TD-SCDMA中一個幀的長度為5ms。因此，所述的卡爾曼濾波器中有關(guān)參數(shù)的更新頻率和每次更新過程中計算復(fù)雜度都是很低的；(2)其次，根據(jù)本發(fā)明為了計算測量噪聲方差Rk所用的SINR估計器，其實現(xiàn)也很簡單。另一方面，其它接收機模塊，例如測量(measurement)模塊可能也要計算該值，此時就無須為AFC模塊單獨進行一次額外的SINR估計計算了。
特別的，根據(jù)本發(fā)明，環(huán)路增益因子將根據(jù)當(dāng)前幀所估計的SINR值來動態(tài)調(diào)整對當(dāng)前幀頻率偏移估計值的增益——一般的，SINR值越高，表明當(dāng)前的頻率偏移估計值越可信，其增益也就越高；反之，SINR值越低，表明當(dāng)前的頻率偏移估計值越不可信，其增益也就越低。因此，與其它一些固定環(huán)路濾波器增益因子的AFC環(huán)路結(jié)構(gòu)相比，本發(fā)明提出的精細(xì)頻率調(diào)整方法和裝置，能夠根據(jù)當(dāng)時的信道條件自適應(yīng)地調(diào)整環(huán)路增益，以達(dá)到最佳的環(huán)路收斂性能，使頻率同步工作快速得以完成。這對于縮短TD-SCDMA系統(tǒng)的初始小區(qū)搜索時間有著重要意義。
至此，已經(jīng)結(jié)合附圖詳細(xì)地描述了本發(fā)明的一種最佳實施方式。本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員應(yīng)該可以認(rèn)識到，這里用于描述本發(fā)明的各種邏輯單元、模塊、電路以及算法步驟等，可以采用電子硬件(electronic hardware)、計算機軟件(computer software)或者它們的組合來付諸實現(xiàn)。這里對各種元件、單元、模塊、電路和步驟通常都是按照他們的功能來描述的，實現(xiàn)時究竟采用硬件還是軟件，是由整個系統(tǒng)的具體應(yīng)用和設(shè)計約束來決定的。本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員應(yīng)該可以認(rèn)識到在特定情況下硬件和軟件的可互換性，并能針對具體應(yīng)用采用最佳方式來實現(xiàn)本發(fā)明所描述的一類自動頻率校正方法。
本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員顯然清楚并且理解，本發(fā)明所舉的最佳實施例僅用以說明本發(fā)明，而并不用于限制本發(fā)明，本發(fā)明所舉各實施例中的技術(shù)特征，可以任意組合，而并不脫離本發(fā)明的思想。根據(jù)本發(fā)明公開的一種應(yīng)用于時分無線通信系統(tǒng)中的自動頻率校正方法和設(shè)備，可以有許多方式修改所公開的發(fā)明，并且除了上述的具體給出的優(yōu)選方式外，本發(fā)明還可以有其它許多實施例。因此，凡屬依據(jù)本發(fā)明構(gòu)思所能得到的方法或改進，均應(yīng)包含在本發(fā)明的權(quán)利范圍之內(nèi)。本發(fā)明的權(quán)利范圍由所附權(quán)利要求限定。
權(quán)利要求
1.一種時分無線通信系統(tǒng)接收機的自動頻率校正方法，包括如下步驟初始小區(qū)搜索第一步驟，通過將所有可能的主同步碼碼字與接收信號序列進行相關(guān)處理或者類似處理后，得到粗略的幀同步信息，同時檢測出最有可能的主同步碼碼字；粗略頻率校正步驟，利用所述初始小區(qū)搜索第一步驟所檢測到的主同步碼碼字作為該步驟的訓(xùn)練數(shù)據(jù)序列；該步驟可基于若干連續(xù)或者非連續(xù)幀逐幀不斷進行，直到失同步或者一次新的自動頻率校正開始，每一次它包括如下步驟信號數(shù)據(jù)提取步驟，用于提取包含所述訓(xùn)練數(shù)據(jù)序列的對應(yīng)搜索窗內(nèi)的接收數(shù)據(jù)；滑動相關(guān)以及相位偏移估計計算步驟，用于得到所述搜索窗內(nèi)的一個相位偏移估計序列；多幀合并步驟，用于完成將多個幀內(nèi)得到的相位偏移估計序列按某種方式進行合并；時延包絡(luò)生成步驟，根據(jù)所述的多幀合并后的相位偏移估計序列進行取模計算后得到搜索窗內(nèi)的一個時延包絡(luò)；路徑選擇步驟，根據(jù)所述的時延包絡(luò)在所述的搜索窗內(nèi)進行路徑選擇；相位偏移估計合并步驟，用于將所述選擇路徑上的相位偏移估計值進行多徑合并；頻率偏移估計計算步驟，根據(jù)所述的多徑合并后的相位偏移估計來得到頻率偏移估計；以及本地振蕩器頻率粗調(diào)步驟，用于將所得的頻率偏移估計來控制本地振蕩器的輸出頻率，從而完成一次粗略頻率校正過程；初始小區(qū)搜索第二步驟，根據(jù)所述的主同步碼碼字得到該主同步碼所對應(yīng)的碼組；同時根據(jù)所述的粗略的幀同步信息以及系統(tǒng)幀結(jié)構(gòu)，得到次同步碼接收信號的粗略位置；然后通過將所述碼組中所有可能的次同步碼碼字與接收次同步碼信號進行相關(guān)處理或者類似處理后，檢測出系統(tǒng)采用了其中哪個次同步碼碼字；精細(xì)頻率校正步驟，利用所述初始小區(qū)搜索第二步驟所檢測到的次同步碼碼字作為該步驟的訓(xùn)練數(shù)據(jù)序列；包括在每一接收信號幀內(nèi)可連續(xù)或者非連續(xù)幀逐幀不斷進行如下步驟，直到失同步或者一次新的自動頻率校正開始提取對應(yīng)于所述訓(xùn)練數(shù)據(jù)序列部分的接收數(shù)據(jù)；信道估計和路徑搜索，得到一批當(dāng)前幀內(nèi)對應(yīng)各個信道時延抽頭上的幅度和相位信息，并依據(jù)當(dāng)前幀以及以前若干幀的信道估計結(jié)果來選擇若干條有效路徑；根據(jù)所述的信道估計值和路徑選擇結(jié)果，將若干條所述的有效路徑上的對應(yīng)于訓(xùn)練數(shù)據(jù)序列部分的接收數(shù)據(jù)進行最大比例合并，然后與訓(xùn)練數(shù)據(jù)序列進行相關(guān)；根據(jù)所述路徑合并和相關(guān)步驟得到的輸出序列，進行一次頻率偏移估計來得到頻率偏移估計值；信干噪比估計，得到當(dāng)前幀內(nèi)的信干噪比估計結(jié)果；根據(jù)所述的信干噪比估計結(jié)果，計算應(yīng)用于當(dāng)前幀內(nèi)頻率偏移估計的增益因子；根據(jù)所述的頻率偏移估計值和卡爾曼增益因子，進行一階環(huán)路濾波得到累計頻率偏移估計值；將所述的累計頻率偏移估計值來控制本地振蕩器的輸出頻率。
2.如權(quán)利要求1所述的時分無線通信系統(tǒng)接收機的自動頻率校正方法，其特征在于，所述計算應(yīng)用于當(dāng)前幀內(nèi)頻率偏移估計的增益因子步驟采用卡爾曼增益因子計算方法。
3.如權(quán)利要求2所述的時分無線通信系統(tǒng)接收機的自動頻率校正方法，其特征在于，所述卡爾曼增益因子計算方法包括如下步驟a)根據(jù)當(dāng)時所測的信干噪比值來確定設(shè)定初始值P0；b)將幀計數(shù)器k的初始值設(shè)為1；c)計算當(dāng)前幀的頻偏估計方差Rkd)根據(jù)下列公式由當(dāng)前幀計算的Rk和前一幀計算的Pk-1求得卡爾曼增益因子KkKk＝Pk-1(Pk-1+Rk)-1e)判斷所計算的Kk值是否小于一個預(yù)設(shè)值KLOW，如果Kk＜KLOW，則改變Kk使其等于KLOW，同時令Pk＝Pk-1；反之，如果Kk＞＝KLOW，則根據(jù)卡爾曼濾波理論，由當(dāng)前幀計算所得的Kk值、以及前一幀計算得到Pk-1值，來計算Pk值Pk＝(1-Kk)Pk-1f)輸出當(dāng)前幀所計算的卡爾曼增益因子Kk到環(huán)路濾波器；g)幀計數(shù)器k進行加1，準(zhǔn)備進行下一幀中有關(guān)參數(shù)的更新。
4.如權(quán)利要求3所述的時分無線通信系統(tǒng)接收機的自動頻率校正方法，其特征在于，所述頻偏估計方差Rk按如下方式計算Rk=KR×1SINRk]]>其中，KR為一個與系統(tǒng)參數(shù)有關(guān)的常數(shù)。
5.如權(quán)利要求4所述的時分無線通信系統(tǒng)接收機的自動頻率校正方法，其特征在于，在TD-SCDMA系統(tǒng)中，KR選取為(288.8)2。
6.如權(quán)利要求1至5中任一權(quán)利要求所述的時分無線通信系統(tǒng)接收機的自動頻率校正方法，其特征在于，在所述頻率偏移估計中，相位偏移估計值的相位采用如下公式計算θ≈(crealcimag),]]>如果crealcimag≤λ,]]>其中，creal為相位偏移估計值的實部；cimag為相位偏移估計值的虛部，且如果計算所得的creal/cimag值大于λ時，則直接將輸出相位估計θ的值置為λ。
7.如權(quán)利要求6所述的時分無線通信系統(tǒng)接收機的自動頻率校正方法，其特征在于，所述λ為1或0.5。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種時分無線通信系統(tǒng)接收機的自動頻率校正方法，包括如下步驟初始小區(qū)搜索第一步驟、粗略頻率校正、初始小區(qū)搜索第二步驟和精細(xì)頻率校正步驟。粗略頻率校正包括信號提取、滑動相關(guān)和相位偏移估計、多幀合并、時延包絡(luò)生成、路徑選擇、多徑合并和頻率控制等步驟；精細(xì)頻率校正包括信號提取、信道估計和路徑搜索、路徑合并、頻率偏移估計、信干噪比(SINR)估計、卡爾曼(Kalman)增益因子計算、一階環(huán)路濾波和頻率控制等步驟。采用本發(fā)明公開的自動頻率校正方法和裝置，接收機能夠在低SINR條件下，以及存在頻率擴散和時間擴散的惡劣的移動通信環(huán)境中，快速并準(zhǔn)確地實現(xiàn)時分系統(tǒng)中的頻率同步，而且便于實現(xiàn)。
文檔編號H04L27/00GK1607788SQ200410092880
公開日2005年4月20日 申請日期2003年7月28日 優(yōu)先權(quán)日2003年7月28日
發(fā)明者謝一寧, 劉棟 申請人:凱明信息科技股份有限公司