專利名稱：信號傳輸系統(tǒng)和信號傳輸線路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及經(jīng)信號傳輸線路在電路塊之間傳輸數(shù)字信號的信號傳輸系統(tǒng)，以及涉及信號傳輸線路。
背景技術(shù)：
對于經(jīng)由信號線路從CMOS差分驅(qū)動器到接收器的高速數(shù)字信號傳輸來說，在本發(fā)明之前，本發(fā)明的發(fā)明者建議將電源/地線對當作傳輸線路，通過形成電源線和接地線，它的電磁場對于提供給驅(qū)動器的互補信號能量幾乎是閉合的，該電源線和接地線在布線電路板上形成平行的長度彼此相等的對線結(jié)構(gòu)，并且它的耦合系數(shù)是大的(日本公開的未審查專利申請No.284126，1999(將稱作專利文獻1))，以及通過提供電路來對晶體管的狀態(tài)轉(zhuǎn)換強制地泵入和泵出所需的電荷，使得能夠高速切換晶體管。(日本公開的未審查專利申請No.2002-124635(將稱作專利文獻2))。
在此注意電能量的傳輸，基本應(yīng)該使用兩根電源線路，比如家用電源線路。電源線路與水管具有類似的傳導(dǎo)性，后者的傳輸性與后者的粗細成比例。其傳導(dǎo)系數(shù)的倒數(shù)被稱作“特性阻抗Zo”。
水管粗細的物理特性對應(yīng)于在每單位長度電源線的電感Lo和電容Co中存儲的能量。由于隨著頻率升高會有更頻繁的能量輸入和輸出，將出現(xiàn)交流(AC)電阻，也就是阻抗Z。阻抗Z具有時滯放電而不損失能量的特性，不同于把電能變換成熱能的元件，比如直流電阻和對線之間的漏電導(dǎo)。因此，阻抗Z作為虛數(shù)處理。通過下式(1)和(2)給出阻抗ZZ＝j(luò)ωLo (1)Z＝(1/jωCo) (2)如上所示的公式(1)和(2)，由于兩種元件在線的每單位長度中共存，它們的均方根是線路的特性阻抗Zo，通過公式(3)被給出Z0=jωL0/jωC0=L0/C0---(3)]]>如公式(3)所示，包括虛數(shù)j、角頻率ω和單位長度的三項被消除，因此特性阻抗Zo將不是以長度定義的實數(shù)，并不取決于任何頻率。出現(xiàn)一個特殊的物理概念，短線和無限長的線在特性阻抗Zo上是彼此相等的。簡言之，特性阻抗Zo只確定線的前端直徑。
作為集總元件電路領(lǐng)域中的普遍誤解，迄今已經(jīng)認為，由于傳輸線是電感-電容(LC)網(wǎng)絡(luò)，RC(電阻-電容)延遲問題不能被充分地避免，除非從分布元件電路的觀點去考慮LC網(wǎng)絡(luò)。然而，傳輸線屬于電磁現(xiàn)象物理學(xué)的領(lǐng)域，它與包括RC延遲的領(lǐng)域有很大不同。下面將討論能解決傳輸線路RC延遲問題。
分布元件電路(具有以長度定義的長距離布線)不同于下式(4)給出的集總元件電路(具有處于可忽略范圍的布線長度)(”Silicon Technology”-Feature of the Problems and Outlook of the Ultra High-Speed Multilayer WiringTechniques-Journal of Applied Physics，Japan Society of Applied Physics，Japan，No.15，F(xiàn)eb.18，2000(Yamagami Clubhouse，Higashiyama(將稱作非專利文獻1))Lcritical=λ/40=coμrϵr/40fclock---(4)]]>其中co是真空中光的速度，μr是特定的導(dǎo)磁率，εr是特定的介電常數(shù)和fclock是流過布線的時鐘脈沖的最高頻率。
上述公式(4)定義了正弦波的波長λ和布線長度Lcritical之間的關(guān)系。
下面將參照圖1解釋公式(4)中的因數(shù)(1/40)。
如圖1所示，數(shù)字信號(脈沖)是復(fù)合波fcombine，包括基波f1和它的諧波f2，f3，...，加入具有高于基波f1三倍的頻率的諧波f3和具有高于基波f1五倍頻率的諧波f5近似的脈沖，并且分別加入高于基本波f1的七倍，九倍和十一倍頻率的諧波f7，f9和f11提供接近完全的脈沖。換句話說，脈沖可以被說成是混合波，包括直到高于它的脈沖頻率一個數(shù)量級的正弦波的諧波。因此，對于1GHz的脈沖，需要考慮高至10GHz的諧波。如同調(diào)諧音叉，諧振導(dǎo)致的最小諧振頻率等于四分之一波長(就是(1/4)λ)。
因此，對于1GHz頻率的脈沖的傳輸，集總元件電路能通常被設(shè)計為具有高至10GHz的脈沖的四分之一波長的長度，就是說，長度小于1/40波長加安全長度。在此長度使分布元件電路和集總元件電路彼此不同的電路長度被定義為布線長度Lcritical。即，具有大于(1/40)λ長度的電路應(yīng)該是分布元件電路，即傳輸電路。
作為常規(guī)的具有長度不能被忽略的全局布線的驅(qū)動器-接收器的一個例子，單端(single-ended)數(shù)字信號傳輸電路300被示例在圖2中。
盡管出于簡化圖2僅僅示出了單一的信號線，根據(jù)物理學(xué)原理數(shù)字信號傳輸電路300實際上需要兩個這樣的線來用于傳輸電能。非有意形成的作為基準的接地線，或電源線用作第二信號線路。
在單端數(shù)字信號傳輸電路300中，從驅(qū)動器310引出的信號線路311與接地線312配對以形成信號傳輸線路315，經(jīng)過它從驅(qū)動器310到接收器320發(fā)送互補信號(“Measurement Evidence of Mirror Potential Traveling onTransmission Line”by Otsuka，et al.，Technical Digest of 5th VLSI PackingWorkshop of Japan，pp27-28，Dec.，2000(將稱作非專利文獻2)和“Stacked PairWire”by Kanji Otsuka and Tadakazu Suga，Journal of Japan Society of ElectronicsPackaging，Vol.4，No.7，pp556-561，Nov.，2001(將稱作非專利文獻3))。
此外，作為常規(guī)的差分數(shù)字信號傳輸電路，圖3示例了CML(電流型邏輯)差分傳輸電路400的結(jié)構(gòu)和圖4示例了LVDS(低壓差分信令)差分傳輸電路500的結(jié)構(gòu)。
在圖3(4)所示結(jié)構(gòu)的差分數(shù)字信號傳輸電路400(500)中，經(jīng)與接地線配對的信號傳輸線路415(515)從驅(qū)動器410(510)到接收器420(520)發(fā)送互補信號。
據(jù)稱，差分數(shù)字信號傳輸電路適用于高速數(shù)據(jù)傳輸，而且近年來頻繁地用于差分信號的高速傳輸。
注意這里，使用具有處于GHz頻帶中的頻率的脈沖時鐘的信號傳輸電路的布線長度受到限制，因為由于RC延遲和損失以及介電損失，所以布線不能太長。另一方面，單獨的布線對于信號傳輸電路的功能塊之間的通信是越來越重要。例如，由金屬導(dǎo)體形成的LAN電纜需要在高達10Gbps和100Gbps的速率上確保信號傳輸。用金屬LAN電纜不能完成在小于100米的距離上的高于10Gbps速率的信號傳輸，但采用2003年市用的光纜可以完成。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是提供一種信號傳輸系統(tǒng)，包括成組的長度大于前述公式(4)定義的布線長度Lcritical的布線、和由該布線形成的驅(qū)動器/接收器，該系統(tǒng)使用高至幾十GHz的GHz頻段的時鐘頻率。
本發(fā)明的另一個目的是提供一種主要改進用于10和100Gbps傳輸速率的中長布線的措施，以及提供對信號傳輸系統(tǒng)的電路結(jié)構(gòu)的改進。
本發(fā)明另一個目的是建立傳輸線/晶體管系統(tǒng)，其中將在芯片中具有長布線或線路的整個電路用作傳輸線以確保無故障的能量傳輸，這可以打比方是供水系統(tǒng)部門的包括從河流中吸取水的通道的管道/閥門系統(tǒng)，而進行方便的解釋?！伴L布線或線路”將被定義在表1中，它根據(jù)電磁波速度v=coμrϵr]]>定義“長布線或線路”，其中co是真空中的光速，μr是線路空間周圍絕緣材料的特定導(dǎo)磁率，εr是線路空間周圍絕緣材料的介電常數(shù)。
表1對于頻率的用于傳輸線路的芯片內(nèi)布線的最小合適的長度

注意，這里通過對串行傳輸信號的分組傳輸和通過對并行傳輸信號的總線傳輸來進行電路塊之間的傳輸，實質(zhì)上兩者都是基于高頻脈沖信號能量的傳輸?shù)母拍睢Ｒ虼?，本發(fā)明堅持高速信號傳輸?shù)母拍?，而不是任何基于協(xié)議的信號傳輸。本發(fā)明提供可應(yīng)用于所有信號傳輸方法的裝置。
在驅(qū)動器中，通常包括作為基本電路的CMOS變換器(inverter)。根據(jù)本發(fā)明，由最簡單的變換器和緩沖器形成信號傳輸系統(tǒng)而不使用任何新的電路和制造工藝。因此信號傳輸系統(tǒng)是可用的而不需要任何修改甚至任何技術(shù)革新。
根據(jù)本發(fā)明，按分布元件電路使用的傳輸線被用于電路塊之間的布線。因此，能夠設(shè)計一種信號傳輸系統(tǒng)，其中延遲時間單獨取決于傳輸線的長度，并且具有比特寬度(例如64比特)的信號的時鐘幾乎沒有偏斜，而且通過以H-樹傳輸線路的形式形成時鐘導(dǎo)線，共享具有少于幾個ps偏斜的時鐘布線。
理想的傳輸線路是這樣的，由于電磁能量被約束在其中，作為RC延遲出現(xiàn)的在集成電路中出現(xiàn)的遲滯(slowdown)將為零。由于傳輸線路的DC電阻和介電損失，信號能量被損失，以至于根據(jù)歐姆定律最大幅值將會減低。然而，由于DC電阻造成的信號能量損失不會損壞信號波形，RC延遲小到可以忽略不計。當具有比特寬度的各個線路在結(jié)構(gòu)和尺寸上彼此相同時，偏斜實質(zhì)上是零。
然而，由于介電損失對頻率響應(yīng)具有影響，波形將被干擾。但如果具有比特寬度的線路在結(jié)構(gòu)上是彼此相同的，并且波形干擾是恒定的，則可以適當?shù)目刂菩盘柌ㄐ巍?br> 在許多情況下電源是一個問題。如果對于各個變換器(inverter)來講，其電源供電能力和地的吸引力(ground attraction)彼此不同，它們只能相應(yīng)于電源供電能力進行切換，以便信號波形從一個到另一個變化。這樣，將發(fā)生偏斜，以及額外的諧波被重疊在信號上，導(dǎo)致只有諧振才有的現(xiàn)象。這與由器件結(jié)構(gòu)位置所引起的GHz頻段中的特性變化相比是一個更關(guān)鍵的問題。
根據(jù)本發(fā)明，電路塊之間的傳輸線路可用作傳輸布線，以及用一對電源和接地線形成傳輸線路，其具有的特性阻抗相應(yīng)于驅(qū)動器晶體管導(dǎo)通的增加的電阻。
已經(jīng)建議了其中電磁能量被約束的各種傳輸線路結(jié)構(gòu)。然而，如果有鄰近的布線的話，還沒有獲得許多有效的手段來防止傳輸線路和鄰近于該傳輸線路布設(shè)的布線之間可能的串擾。
本發(fā)明的另一個目的是提供一種布線結(jié)構(gòu)、連接器結(jié)構(gòu)和用于提供與常規(guī)電路連接的裝置，其中在線路和相鄰于線路的結(jié)構(gòu)之間的串擾最小。
在此注意，傳輸線路可被說成是具有固定粗細的水管，因此在線路上不連續(xù)處出現(xiàn)能量反射。在不連續(xù)處反射的能量將可能在反射的能量返回的一側(cè)再次在不連續(xù)處反射，并且能量反射的分量將進一步被重復(fù)反射(多次反射)，并因此彼此諧振，這將導(dǎo)致完全不期望的波形。
在這點上，在假設(shè)從開始到結(jié)尾輸線路是均勻粗細的假設(shè)下，即，整條線路的特性阻抗是均勻的假設(shè)下，本發(fā)明被設(shè)計為在切斷DC電流的同時防止能量反射。
通過已知的四種方法可以防止上述的反射。一種方法是在驅(qū)動器的末端上插入許多印刷電路板中使用的阻尼電阻器。第二種方法是設(shè)計驅(qū)動器上的電阻(driver-on resistance)與傳輸線路的特性阻抗相同。第三種方法是設(shè)計在雙向總線結(jié)構(gòu)(也就是，具有順便插在任一側(cè)處的阻尼電阻器)的任一側(cè)處的驅(qū)動器上的電阻與傳輸線路的特性阻抗相同。第四種方法是理想的方法。該方法在傳輸線路的接收結(jié)尾端提供匹配的端接電阻器。第四種方法的缺點在于導(dǎo)通電流總是流過傳輸線路，因此它并不受到太好的認同。
本發(fā)明建議了第五種方法，其中端接電阻器被提供在傳輸線路的結(jié)尾端，并且在所述電阻器與結(jié)尾端之間布設(shè)了定向耦合器或電容器。
此外，根據(jù)本發(fā)明，其中從變換器或緩沖器到布線延伸的結(jié)構(gòu)的平面器件結(jié)構(gòu)和布線層結(jié)構(gòu)形成傳輸線開始和結(jié)尾端之間的完整的傳輸線路，并且如果加有DC能量的話，DC能量被切斷在傳輸線路任一側(cè)。應(yīng)該注意，該結(jié)構(gòu)還包括通常使用的用于差分信號的接地結(jié)構(gòu)。
通常，在雙導(dǎo)線上流過差分信號。傳統(tǒng)上，差分數(shù)字信號傳輸電路是考慮到接地而形成的傳輸線路，以便達到各設(shè)備之間參照電壓電平的一致，并因此具有三相AC布線。因此，必須提供端接電阻器來用于傳輸線的耦合系數(shù)，然而在許多情況下它還未被仔細考慮。
此外，由于電路操作引起電源/地變化很大，這將不利地影響相鄰的電路。為了防止這種影響，絕對需要在GHz頻段信號處理中對每個電路塊分別提供電源/地。本發(fā)明針對該問題進行解決。
差分傳輸電路具有另一個缺點在于差分信號本身引發(fā)偏斜(skew)，這是因為從一個晶體管到另一個的性能的變化和偏斜在差分信號轉(zhuǎn)換過程中將引起大的尖峰電流而引起EMI問題。差分傳輸電路的缺點還在于需要雙倍數(shù)量的晶體管。
根據(jù)本發(fā)明的用于平面(flat)器件結(jié)構(gòu)和布線層結(jié)構(gòu)的設(shè)計指導(dǎo)思想開始于能夠以電磁波速度傳輸?shù)膫鬏旊娐?。因此，晶體管位置不是任何主要的目的，而是設(shè)計指導(dǎo)思想的輔助目的。
就是說，金屬以電磁波速度傳輸信號。但半導(dǎo)體以載流子(carrier)速度發(fā)射信號，而不是以電磁波速度。這點上，與晶體管接觸的所有線路由金屬形成，而不是任何多晶硅或金屬化合物(例如硅化物)形成。晶體管的柵極也是金屬，由此傳輸電路可以是從開始到結(jié)尾端延伸的完整的傳輸線路。
上述所構(gòu)成的中等距離的布線能建立塊內(nèi)傳輸系統(tǒng)，其能夠在50米的距離上傳輸幾GHz的頻率，并令人滿意地滿足變換器和緩沖器的未來的轉(zhuǎn)換能力。
此外，在經(jīng)信號傳輸線路在電路塊之間傳輸數(shù)字信號的信號傳輸系統(tǒng)中，通常在每個輸入和輸出端提供保護二極管或晶體管以確保針對靜電放電(ESD)的保護。保護二極管或晶體管的寄生電容將妨礙對信號轉(zhuǎn)換的快速響應(yīng)以至于該信號傳輸系統(tǒng)不能應(yīng)對高頻率信號。
因此，本發(fā)明提出一種可變電抗器電路以減少ESD(靜電放電)保護電路的現(xiàn)在的電容。
下面將簡要描述在本申請中公開的本發(fā)明的幾個典型實施例。
根據(jù)本發(fā)明的一個方面，提供一種經(jīng)信號傳輸線在電路塊之間發(fā)送數(shù)字信號的信號傳輸系統(tǒng)，每個電路塊基本包括功能電路、與功能電路分離形成的接收/發(fā)送電路、以及在接收/發(fā)送電路的接收端和發(fā)送端之間形成的阻抗匹配的傳輸線路；該系統(tǒng)包括參照地的差分線路，其從差分輸出驅(qū)動器引出，并相對于電路塊中的地形成對稱布置的差分信號線路，在信號傳輸線路中，只有不參照地的差分對線路直接從相對于地對稱布置的差分信號線路延伸。
根據(jù)本發(fā)明的另一個方面，提供一種經(jīng)信號傳輸線路在電路塊之間傳輸數(shù)字信號的信號傳輸系統(tǒng)，每個電路塊基本包括功能電路、與功能電路分離形成的接收/發(fā)送電路、以及在接收/發(fā)送電路的接收端和發(fā)送端之間形成的阻抗匹配的傳輸線路；和每個接收/發(fā)送電路包括驅(qū)動器和/或接收器，在與其相同的導(dǎo)電區(qū)中形成ESD保護電路，和以互補的方式啟動ESD保護晶體管，ESD保護電路對每條差分信號線分別具有上拉保護電路和下拉保護電路。
根據(jù)本發(fā)明的另一個方面，提供一種經(jīng)信號傳輸線路在電路塊之間傳輸數(shù)字信號的信號傳輸系統(tǒng)，每個電路塊基本包括功能電路、與功能電路分離形成的接收/發(fā)送電路、以及在接收/發(fā)送電路的接收端和發(fā)送端之間形成的阻抗匹配的傳輸線路；和信號傳輸線路具有多芯電纜結(jié)構(gòu)，其中布設(shè)了相鄰差分或單端對線，以便它們產(chǎn)生的電場矢量將是并排的或直線的。
根據(jù)本發(fā)明的另一個方面，提供一種用于提供電路塊之間連接的信號傳輸線路，每個電路塊包括功能電路，與功能電路分離形成的接收/發(fā)送電路、以及在接收/發(fā)送電路的接收端和發(fā)送端之間布設(shè)的阻抗匹配的傳輸線路，以便在電路塊之間傳輸數(shù)字信號，所述信號傳輸線路具有多芯電纜結(jié)構(gòu)，其中布設(shè)了相鄰差分或單端對線路，以便它們產(chǎn)生的電場矢量將是并排的或直線的。
在根據(jù)本發(fā)明的上述信號傳輸系統(tǒng)中，包括在每個接收/發(fā)送電路中的所述驅(qū)動器和/或接收器在其相同的導(dǎo)電區(qū)中形成ESD保護電路，和以互補的方式啟動ESD保護晶體管，該ESD保護電路對每個差分信號線路分別具有上拉保護電路和下拉保護電路。
此外，在根據(jù)本發(fā)明的信號傳輸系統(tǒng)中，所述信號傳輸線路具有多芯電纜結(jié)構(gòu)，其中布設(shè)了相鄰的差分或單端對線，以便它們產(chǎn)生的電場矢量是并排的或直線的。
此外，在根據(jù)本發(fā)明的信號傳輸系統(tǒng)中，包括電源/地對傳輸線路的所述接收/發(fā)送電路至少具有接收電路或發(fā)送電路中的一個，兩者都包括在接收/發(fā)送電路中，嵌入在連接器中以從基底提供電源。
此外，在根據(jù)本發(fā)明的信號傳輸系統(tǒng)中，所述接收/發(fā)送電路包括具有輸出數(shù)字信號的差分變換器結(jié)構(gòu)的驅(qū)動器。所述接收/發(fā)送電路被延伸到主電源電路或接近旁路電容器，并具有DC絕緣結(jié)構(gòu)，其中驅(qū)動器經(jīng)具有低特性阻抗的電源/地對線路提供電源，并且能夠驅(qū)動驅(qū)動器的電阻器和信號傳輸線路的上的特性阻抗的和，以及定向耦合器或者電容器至少正好插入驅(qū)動器之后或在接收端。和在通過傳輸線路進一步擴展所述接收/發(fā)送電路的情況下，如果有的話，正好在定向耦合器或電容器之后或之前，由差分接收器接收經(jīng)由端接在定向耦合器或電容器的傳播方向上的信號傳輸線路傳輸?shù)臄?shù)字信號，該差分接收器具有相應(yīng)于到達信號的電平的Vth。
此外，在根據(jù)本發(fā)明的信號傳輸系統(tǒng)中，在相同阱中提供與所述差分驅(qū)動器或接收器成對的晶體管，并且它具有浮置結(jié)構(gòu)而不連接到基底地，以及前述所有的傳輸線路都由金屬形成。
此外，在根據(jù)本發(fā)明的信號傳輸系統(tǒng)中，雙向提供一組電源/地對線路、驅(qū)動器、信號傳輸線路和接收器。
此外，在根據(jù)本發(fā)明的信號傳輸系統(tǒng)中，對線的兩端是浮置開路端，所述對線路的兩端是浮置開路端，并且甚至正好在驅(qū)動器芯片之后和正好在接收器芯片之前或之后的定向耦合器或電容器的接地線不直接與地相連。
此外，在根據(jù)本發(fā)明的信號傳輸系統(tǒng)中，定向耦合器或電容器的能量傳遞側(cè)線路具有插在其傳輸結(jié)尾端的多反射保護端接電阻器。
此外，在根據(jù)本發(fā)明的信號傳輸系統(tǒng)中，其中在經(jīng)由信號傳輸線路接收數(shù)字信號的接收器的末端的差分線對之間插入電極，并把電極上的電勢當作參照電壓。
此外，在根據(jù)本發(fā)明的信號傳輸系統(tǒng)中，在經(jīng)由信號傳輸線路發(fā)送數(shù)字信號的電路塊中的一個的接收/發(fā)送電路不具有電源的情況下，電源/地對傳輸線路并排排列；和電源/地對傳輸線路的特性阻抗等于或小于要驅(qū)動的多個信號傳輸線路的并聯(lián)阻抗。
經(jīng)信號傳輸線路在電路塊之間傳輸數(shù)字信號的上述信號傳輸系統(tǒng)中，每個電路塊基本包括功能電路、與功能電路分離形成的接收/發(fā)送電路、以及在接收/發(fā)送電路的接收端和發(fā)送端之間形成的阻抗匹配的傳輸線路，該系統(tǒng)包括參照地的差分線路，其從差分輸出驅(qū)動器引出，并相對于電路塊中的地形成對稱布置的差分信號線路，并且只有不參照地的差分對線路直接從相對于信號傳輸線路中的地對稱布置的差分信號線路延伸。借此參照地的差分線路可以連接到不參照地的差分線路以允許經(jīng)差分線路進行幾十GHz的高速數(shù)字信號的傳輸。
此外，經(jīng)信號傳輸線路在電路塊之間發(fā)送數(shù)字信號的上述信號傳輸系統(tǒng)中，每個電路塊基本包括功能電路、與功能電路分離形成的接收/發(fā)送電路、以及在接收/發(fā)送電路的接收端和發(fā)送端之間形成的阻抗匹配的傳輸線路，和每個接收/發(fā)送電路包括驅(qū)動器和/或接收器，在與其相同的導(dǎo)電區(qū)中形成ESD保護電路，和以互補的方式啟動ESD保護晶體管，ESD保護電路對于每條差分信號線分別具有上拉保護電路和下拉保護電路。借此能夠經(jīng)差分線路傳輸幾十GHz的高速數(shù)字信號，通過減少ESD電路的現(xiàn)在的電容來提高對信號傳輸?shù)捻憫?yīng)。
此外，在上述經(jīng)信號傳輸線路在電路塊之間傳輸數(shù)字信號的信號傳輸系統(tǒng)中，每個電路塊基本包括功能電路、與功能電路分離形成的接收/發(fā)送電路、以及在接收/發(fā)送電路的接收端和發(fā)送端之間形成的阻抗匹配的傳輸線路；和信號傳輸線路具有多芯電纜結(jié)構(gòu)，其中布設(shè)了相鄰差分或單端對線，以便它們產(chǎn)生的電場矢量將是并排的或直線的，借此能夠經(jīng)差分線路傳輸幾十GHz的高速數(shù)字信號，具有相鄰于其他結(jié)構(gòu)的線路之間最小的串擾。
此外，上述的信號傳輸線路包括功能塊電路、與功能電路分離形成的接收/發(fā)送電路、以及在接收/發(fā)送電路的接收端和發(fā)送端之間形成的阻抗匹配的傳輸線路，信號傳輸線路具有多芯電纜結(jié)構(gòu)，其中布設(shè)了相鄰差分或單端對線，以便它們產(chǎn)生的電場矢量將是并排的或直線的，借此能夠提供一種信號傳輸線路，其能夠經(jīng)差分線路發(fā)送幾十GHz的高速數(shù)字信號，并使具有相鄰于其它結(jié)構(gòu)的線路之間的串擾最小。
根據(jù)下述的結(jié)合附圖對本發(fā)明優(yōu)選實施例的詳細描述，本發(fā)明的這些目的和其他的目的、特點以及優(yōu)點將變得更加顯而易見。


圖1解釋脈沖波形(傅里葉序列)的分解；圖2示出了傳統(tǒng)的單端數(shù)字信號傳輸電路的結(jié)構(gòu)示例；圖3示出了傳統(tǒng)的CML-類型的差分電路的結(jié)構(gòu)示例；圖4示出了傳統(tǒng)的LVDS-類型差分電路的結(jié)構(gòu)示例；圖5是根據(jù)本發(fā)明的內(nèi)部電路塊傳輸系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)方框圖；圖6是當作包括驅(qū)動器和接收器的交換電路的電路塊的方框圖；圖7以電路圖的形式示出了具有在傳輸端的單耦合器的信號傳輸系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)示例；圖8以電路圖的形式示出了具有在傳輸端上的容性耦合的信號傳輸系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)示例；圖9以電路圖的形式示出了具有端接電阻類型雙耦合器的信號傳輸系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)示例；圖10以電路圖的形式示出了圖9所示的信號傳輸系統(tǒng)的例子，其使用高質(zhì)量的高速傳輸線路；圖11以電路圖的形式示出了LVDS類型差分電路的結(jié)構(gòu)示例；圖12解釋信號傳輸線路的能量傳送機制；圖13顯示定向耦合器的結(jié)構(gòu)，其中圖13A是類型1的定向耦合器的透視圖，圖13B是類型2的定向耦合器的透視圖和圖13C是結(jié)合類型1和2的定向耦合器的特性的定向耦合器的平面圖；圖14示例了特性曲線，示出了用類型1的定向耦合器作出的模擬結(jié)果，其中圖14A示出了表示傳輸系數(shù)的參數(shù)S21的頻率響應(yīng)的模擬結(jié)果和圖14B示出了表示反射系數(shù)的參數(shù)S11的頻率響應(yīng)的模擬結(jié)果；
圖15示例了特性曲線，示出了用類型2的定向耦合器作出的模擬結(jié)果，其中圖15A示出了表示傳輸系數(shù)的參數(shù)S21的頻率響應(yīng)的模擬結(jié)果和圖15B示出了表示反射系數(shù)的參數(shù)S11的頻率響應(yīng)的模擬結(jié)果；圖16是波形圖，示出了對于配備了2pF元件和1MΩ元件的類型2的定向耦合器的脈沖波形的輸入結(jié)果，上述元件等效于接收器晶體管的負載，并連到端口2，其中，圖16A示出了輸入脈沖的波形，圖16B示出了相應(yīng)于輸入脈沖從端口2輸出電壓的波形，和圖16C示出了相應(yīng)于輸入脈沖從端口2輸出電流的波形；圖17示出了所準備的傳輸信號波形的模型，其根據(jù)信號傳輸線路被加載在本發(fā)明實施例中的假設(shè)；圖18示出了容性耦合線路的模型，作為用于圖8所示的信號傳輸系統(tǒng)中的容性耦合器的例子，其中圖18A示出了輸入脈沖的波形，圖18B是尺寸放大的容性耦合器的端口-1側(cè)結(jié)構(gòu)的透視圖和圖18C也是尺寸放大的容性耦合器的端口-2側(cè)結(jié)構(gòu)的透視圖；圖19示出了特性曲線，表示用圖18中的容性耦合線路模型做出的信號波形模擬的結(jié)果，在模型中使用了具有0.1μF電容的芯片電容器(chipcapacitor)，其中圖19A示出了參數(shù)S和圖19B示出了脈沖波形的傳輸；圖20示出了特性曲線，表示用圖18中的容性耦合線模型作出的信號波形模擬的結(jié)果，其芯片電容具有與圖19模型中使用的芯片電容的不同的電容，其中圖20A示出了當芯片電容具有10pF電容時信號波形模擬的結(jié)果和圖20B示出了當芯片電容器具有100pF電容時信號波形模擬的結(jié)果；圖21示出了特性曲線，表示用具有0.015的tanδ的傳輸線路模擬的結(jié)果，其中圖21A示出了參數(shù)S和圖21B示出了脈沖波形的傳輸；圖22是雙絞線的透視圖；圖23示出了特性曲線，表示用圖22的雙絞線模擬的結(jié)果，其中圖23A示出了具有不同的介電損失角tanδ的參數(shù)S21，圖23B示出了具有不同的損失角tanδ的參數(shù)S41和圖23C示出了具有不同的損失角tanδ的參數(shù)S61；圖24示出了傳輸線路的結(jié)構(gòu)示例的透視圖，其中圖24A示出了一對共面線路，圖24B示出了保護共面線路，圖24C示出了堆疊對(stacked-pair)線路和圖24D示出了保護堆疊對線路；圖25示出了用于圖7所示的信號傳輸系統(tǒng)中的驅(qū)動器的平面圖；
圖26示出了圖25中驅(qū)動器的剖面結(jié)構(gòu)的例子；圖27示意地示出了結(jié)構(gòu)例子，其中布線以格柵的形式排列以觀察相鄰對線之間的串擾，其中圖27A示出了較低級垂直布線的例子和圖27B示出了較低級正交布線的例子；圖28是用于觀察相鄰對線之間串擾的高頻脈沖的波形圖；圖29示出了特性曲線，表示用具有圖28所示的波形的高頻脈沖的輸入測量相鄰對線之間串擾的結(jié)果，其中圖29A示出了根據(jù)圖27A的垂直布線所得的特性曲線和圖29B示出了根據(jù)圖27B的正交布線所得的特性曲線；圖30示出了電場的散布，它的截面形成圓形，以便于解釋為何相鄰對線之間出現(xiàn)串擾，其中圖30A示出了對于相鄰對線的排列的正交的電場(在平行場相鄰對線的排列)和圖30B示出了在相鄰對線的排列的方向上散布的電場；圖31示出了用于較少串擾的對線排列的結(jié)構(gòu)例子，其中圖31A示出了對線的基本排列，圖31B示出了用于正交場的對線排列，圖31C示出了用于平行場的對線排列，圖31D示出了用于正交場的對線排列，圖31E示出了用于多級正交場的對線排列和圖31F示出了用于正方正交場的對線排列；圖32示意地示出了連接器的分解圖；圖33是圖32中連接器的電介質(zhì)基底的透視圖，具有堆疊對線路，其與雙絞線連接；圖34示出了差分傳輸線路和堆疊對線路之間的連接，其中圖34A示出了參照接地線的差分傳輸線路和圖34B示出了具有插入其自身和差分信號線路之間的接地線的線路；圖35示出了不具有接地線的堆疊對線路和參照接地線的差分傳輸線路之間的連接；圖36以透視圖的形式示出了通過平面接地線形成的通孔(viahole)的結(jié)構(gòu)例子，其中圖36A示出了完整的平面接地線和圖36B示出了通孔以及放大尺寸的通孔附近的部分；圖37示出了表示通孔傳輸系數(shù)的參數(shù)S21的頻率響應(yīng)的模擬結(jié)果；圖38示出了其間提供有不參照接地線的堆疊對線路傳輸線路的驅(qū)動器和接收器之間的連接；圖39示出了其間提供有單端傳輸線路的驅(qū)動器和接收器之間的連接；
圖40以電路圖形式示出了ESD保護電路的結(jié)構(gòu)例子；和圖41示出了圖40中形成ESD保護電路的半導(dǎo)體集成電路的部分。
具體實施例方式
將通過結(jié)合有關(guān)實施例的參照附圖詳細描述本發(fā)明。
將在下面描述的在本發(fā)明的實施例中，通過其上通過差分傳輸常規(guī)的單端(single-ended)信號的簡單結(jié)構(gòu)的差分信號傳輸線路來彼此連接兩個電路塊，形成了圖5所示的電路塊間傳輸系統(tǒng)100。
電路塊間傳輸系統(tǒng)100包括通過差分信號傳輸線路30和電源/地對傳輸線路40彼此連接的兩個電路塊10和20。每個電路塊10和20包括從電源電路塊1提供電源的功能電路塊2，與功能塊2分離的輸入/輸出電路塊3，和在輸入/輸出電路塊3的輸入/輸出端處提供的連接器7。與功能電路塊2分離的輸入/輸出電路塊3包括多個驅(qū)動器4和接收器5，以及電源/地對6。輸入/輸出電路塊3可以被提供在連接器7的外殼內(nèi)部。
從電路塊10的連接器7引出差分信號傳輸線路30和電源/地對傳輸線路40并連接到電路塊20。與電路塊10類似構(gòu)成的電路塊20。
注意的是，電路塊通常獨立形成在基底上，其當然可以被應(yīng)用在相同基底中的電路塊間傳輸系統(tǒng)。
此外，在電路塊彼此相距很長距離使得通過傳輸線路的信號能量衰減的情況下，包括驅(qū)動器和接收器的電路塊可以形成為圖6所示的結(jié)合電路50。由于電源/地對傳輸電路40在電路塊間傳輸系統(tǒng)100中沿著信號傳輸線路30延伸，可以如上形成結(jié)合電路50。
下面，將詳細描述包括在電路塊間傳輸系統(tǒng)100的輸入/輸出電路塊3中的驅(qū)動器和接收器。
圖7，8，9，10和11示出了結(jié)合定向耦合器和容性耦合器的單端差分信號傳輸電路的結(jié)構(gòu)示例。應(yīng)該注意，單端差分信號傳輸電路實際上包括靜電放電(ESD)保護電路，但出于簡化示例和解釋，后者沒有示出在這些圖中。在后面的詳述中將示出和解釋ESD保護電路。
首先，下面將結(jié)合參照圖7，8，9和10解釋單端差分信號傳輸電路。
出自具有常規(guī)結(jié)構(gòu)形式的變換器的第一級中的驅(qū)動器的信號線路與接地線成對形成傳輸線路，以及當信號被發(fā)送時，互補信號將沿著信號線和地傳播，如在引證的非專利文獻1和2中所公開的。傳輸線路的阻抗通常是50-100歐姆。在變換器中，LSI基底的地提供參照地。從參照地延伸的接地線在傳輸期間耦合到信號線路，從而導(dǎo)致不同于參照地處的信號的互補信號。新的互補信號將獨立的移動，其物理狀態(tài)是任何集總元件電路所不能給產(chǎn)生的概念。在接收結(jié)尾端上，提供了能通過差分接收器接收的差分信號。
簡言之，與差分接收器成對的MOS晶體管被包括在相同的阱結(jié)構(gòu)中，并不連接到基底地。該結(jié)構(gòu)由本發(fā)明的發(fā)明者已經(jīng)在日本專利申請No.2002-22708中提出。
當傳輸電路是電磁閉合時，能夠防止整個傳輸過程中發(fā)生任何噪聲。如果有共模噪聲的話，即使有在發(fā)送的信號上的共模噪聲，以及信號偏移參照電勢，在相同的阱結(jié)構(gòu)中也能檢測正確的電勢差。因此，能獨立于地正確地接收信號。然而，當需要防止由于大的振動造成的任何閉鎖(latch-up)時，如圖7，8，9和10的虛線所示，在接收器5A形成差分對的每個MOS晶體管Tn21和Tn22在其后柵極(back gate)上被連接到電流控制MOS晶體管Tn23的漏極。但是，當然在沒有閉鎖的結(jié)構(gòu)中，比如SOI等，不需要這樣做。
圖11示出了不具有包括在常規(guī)LVDS差分電路中的參照地的單端差分電路，并且末端接到定向耦合器8或容性耦合器9。如圖11所示，還提供接收器5B，而且該接收器5B當然可以是具有單端結(jié)構(gòu)的接收器。此外，這里將示出和解釋不具有ECL地的單端差分電路，但通過類推容易理解對這種電路能夠進行類似的改進。
圖7示出了具有在傳輸端處提供的單耦合器的信號傳輸系統(tǒng)100A的結(jié)構(gòu)例子。如圖所示，定向耦合器8被插在電路塊10的驅(qū)動器4A和信號傳輸線路30之間，并且電路塊20的接收器5A被直接連接到信號傳輸線路30。
信號傳輸線路30由以下對線形成，該對線具有引起不可忽略的RC延遲的長度，并從其發(fā)送端發(fā)送數(shù)字信號到接收端。
驅(qū)動器4A包括NMOS晶體管Tn11，Tn12和Tn13，以及電阻器R11和R12。形成差分對的NMOS晶體管Tn11和Tn12在它的漏極處分別經(jīng)電阻器R11和R12連接到電源Vdd。此外，電流控制NMOS晶體管Tn13在它的漏極處分別連接到NMOS晶體管Tn11和Tn12的源極，并且NMOS晶體管Tn13在它的源極處連接到LSI芯片的基底地(參照地)。
NMOS晶體管Tn11和Tn12在它的柵極處被提供有驅(qū)動信號傳輸線路30的數(shù)字信號。驅(qū)動器4A的輸出，即，NMOS晶體管Tn11和Tn12的漏極通過定向耦合器8連接到信號傳輸線路30的發(fā)送端。
電源/地對傳輸線路40設(shè)置為以從驅(qū)動器4A到電源Vdd的源極或附近的旁路電容延伸，并因此提供電源Vdd給驅(qū)動器4A。電源/地對線40在其電源一側(cè)的線端中之一處經(jīng)電阻器R11和R12被連接到驅(qū)動器4A的NMOS晶體管Tn11和Tn12的漏極，和在另一導(dǎo)線端處連接到電源Vdd的電源的電源側(cè)端子或旁路電容。此外，電源/地對線40在它的兩個接地一側(cè)的線端處都連接到LSI芯片的基底地(參照地)，其位置分別是驅(qū)動器4A和主電源電路或旁路電容所在的位置。
接收器5A包括NMOS晶體管Tn21，Tn22和Tn23，以及電阻器R21和R22。彼此形成差分對的NMOS晶體管Tn21和Tn22在其漏極處經(jīng)電阻器R21和R22連接到電源Vdd。提供NMOS晶體管S23以控制電流，并且在它的漏極處分別連接到NMOS晶體管Tn21和Tn22的源極。另外，NMOS晶體管Tn23在它的源極處連接到LSI芯片的基底地(參照地)。這樣，在NMOS晶體管Tn21和Tn22的柵極處，直接從信號傳輸線路30給接收器5A提供數(shù)字信號。
定向耦合器8具有小而簡單的結(jié)構(gòu)，其具有能量輸入對線81和能量-通過對線82，每個具有預(yù)定的長度，并且彼此鄰近布設(shè)，而且在材料上彼此的介電常數(shù)不同。定向耦合器8截止輸入數(shù)字信號的DC分量，同時允許數(shù)字信號的寬帶AC分量通過。定向耦合器8的能量輸入對線81在它的前端處連接到驅(qū)動器4A的輸出，即，NMOS晶體管Tn21和Tn22的漏極，以及能量輸入對線81的結(jié)尾端是浮置的開路端。定向耦合器8的能量-通過對線82在它的結(jié)尾端處連接到信號傳輸線路30的發(fā)送端，而且能量-通過對線82的前端也是浮置的開路端。
如圖7所示，在其傳輸端配有單耦合器的信號傳輸系統(tǒng)100A具有最簡單的電路結(jié)構(gòu)。充電電流流過傳輸線路30。然而，在該傳輸線路30的情況下，耦合器的輸入和輸出都是開路。因此，要保持的DC電流將不會流過傳輸線路30。到達耦合器輸出端的電能不能去任何地方，并因此能量將在那里被充電，就象在存儲器中一樣。對于短的定向耦合器8該電路是理想的。如果定向耦合器8是長的，該能量在其到達的一側(cè)上在耦合器8中被反射，并返回到傳輸線路30?；谶@種考慮，定向耦合器8在長度上將被限制到小于波長的1/40。因此，定向耦合器8最好形成在半導(dǎo)體芯片來中以實現(xiàn)具有發(fā)送端處提供的單耦合器的信號傳輸系統(tǒng)100A，如下面將詳細描述的。
圖8示出了具有在接收端的容性耦合的信號傳輸系統(tǒng)100B的結(jié)構(gòu)例子。在信號傳輸系統(tǒng)100B中，附加串聯(lián)連接耦合電容器9(91和92)代替前述的定向耦合器8，如圖8所示。在耦合電容器9(91和92)是長的情況下，它最好在芯片上形成。由于圖8所示的耦合電容器太長，耦合電容器9(91和92)應(yīng)該是短的芯片電容器以實現(xiàn)在基底中的容性耦合。
在信號傳輸系統(tǒng)100B中，耦合電容器9(91和92)插在電路塊10中的驅(qū)動器4B和信號傳輸線路30之間，并且另一電路塊20的接收器5A被直接連接到信號傳輸線路30。
前述的驅(qū)動器4B是CMOS變換器，部件包括，提供在電源側(cè)的PMOS晶體管Tp1和提供在地側(cè)的NMOS晶體管Tn1。在PMOS晶體管Tp1和NMOS晶體管Tn1的柵極處提供驅(qū)動信號傳輸線路30的數(shù)字信號。驅(qū)動器4B的輸出，也就是PMOS晶體管Tp1和NMOS晶體管Tn1的漏極，經(jīng)耦合電容器9(91和92)被連接到信號傳輸線路30的發(fā)送端。此外，NMOS晶體管Tn1在它的源極處連接到LSI芯片的基底地(參照地)。
電源/地對線40設(shè)置為從驅(qū)動器4B延伸到電源Vdd或鄰近的旁路電容，且電源/地對線40為驅(qū)動器4B提供電源Vdd。電源/地對線40在電源側(cè)線端處連接到在驅(qū)動器4B的電源側(cè)的PMOS晶體管Tp1的源極，并連接到電源Vdd的電源側(cè)端子或鄰近的旁路電容器。此外，電源/地對線40也可以在其兩個接地側(cè)線端處連接到LSI芯片的基底地(參照地)，其連接位置分別是驅(qū)動器4B和電源Vdd的源端或旁路電容器所在的位置。
圖9示出了帶有端接-電阻雙耦合器的信號傳輸系統(tǒng)100C的結(jié)構(gòu)示例圖。信號傳輸系統(tǒng)100C包括定向耦合器8和11，分別設(shè)置在傳輸線路30的兩端。每個定向耦合器8和11可以是耦合電容器。
在接收端的定向耦合器11具有一個小而簡單的結(jié)構(gòu)，其具有能量輸入對線111和能量傳遞對線112，其中每個都具有預(yù)定的長度且其被彼此鄰近的布設(shè)，并且采用彼此介電常數(shù)不同的材料。定向耦合器11會切斷輸入數(shù)字信號的DC分量來允許數(shù)字信號的寬帶AC分量通過。定向耦合器11的能量輸入對線111在它的前端處連接到信號傳輸線路30的接收端，且能量輸入對線111的尾端是浮置的開路端。定向耦合器11的能量傳遞對線112在它的前端是浮置并且開路的，并且有連接到尾端的端接電阻器12。
定向耦合器8或耦合電容器只從驅(qū)動器4B的一個方向通過傳輸線路30傳遞遷移電磁能，并不把電荷充滿傳輸線路30。在檢測瞬時遷移能量時，對接收器5A進行操作。然而，由于遷移能量經(jīng)過接收器5A，移動到定向耦合器11或耦合電容器9并由端接電阻器12吸收，不得不在接收器5A的下游另外提供一個鎖存(latch)電路。這里只用遷移信號能量激活接收器5A，并且使接收器利用反射信號進行反向動作(back action)。
接收端側(cè)定向耦合器11具有端接電阻器12，此電阻器被插入在其輸出端，并且電荷會即刻釋放，從而能量將不能反射回來。在耦合電容器被用于代替定向耦合器11的情況下，對于在接收器的差分端之間電阻耦合(主要用于放電)，端接電阻器12應(yīng)該被調(diào)整為具有50Ω到1MΩ的阻值，以便在下一個時鐘到來之前電荷被釋放。
圖10示出了在圖9中作為信號傳輸系統(tǒng)100C的一個版本的信號傳輸系統(tǒng)100D，其中傳輸線路30是高速而高質(zhì)量的。在信號傳輸系統(tǒng)100D中，沒有提供在接收端的定向耦合器11而是把端接電阻器12直接連接到傳輸線路30的接收端。只有遷移能量分量通過傳輸線路30傳播，接收器給能量一個響應(yīng)，并且被端接電阻器12所吸收。在這種情況下，端接電阻器12與傳輸線路30的特性阻抗相匹配。
前述操作的理論將在后面被詳細地描述。定向耦合器8和11中的每一個都是平滑的高通濾波器，其允許100MHz到幾十GHz的高頻通過。用定向耦合器8和11中的每一個代替的耦合電容器可以是10到1000pF的電容量。
圖11示出了作為傳統(tǒng)LVDS差分電路的改進版本的信號傳輸系統(tǒng)100E，其中在電路塊10中的驅(qū)動器4C可以在它的輸出端經(jīng)由定向耦合器8或是耦合電容器連接到傳輸線路30，來經(jīng)由傳輸線路30以不參照地的方式將數(shù)字信號傳輸?shù)诫娐穳K20，并且接收器5B接收數(shù)字信號。為了只傳輸遷移能量，不得不在接收器5B的下游提供鎖存電路。當然，信號傳輸系統(tǒng)100E可以是參照圖7至10中所描述的任一其它傳輸線路結(jié)構(gòu)并且接收器5B也可以被代替。
如圖7至11所示的電源/地對線40，用于提供電源Vdd的線路與地是成對的。假定作為驅(qū)動器的變換器的晶體管導(dǎo)通電阻是500至1000Ω并且信號傳輸線路30的特性阻抗ZOs是50Ω，信號將具有下列幅值v
v＝Vdd(50/550)至Vdd(50/1050)因此，接收器是用來檢測幅值水平的檢測放大器，并應(yīng)是如圖7至11所示的差分電路。給定脈沖是10GHz，電壓上升時間tf和衰減時間的最大值是35ps，其通常它們都比35ps要短。如果脈沖改變的如此快的話，那么利用DC截止濾波器功能，傳輸線路耦合器(定向耦合器8)能被用于傳輸數(shù)字信號，該數(shù)字信號包括寬帶諧波。即使有包含很多使能或確認DC分量的控制信號，例如CAS，RAS，CS等，在通過定向耦合器8或耦合電容器之后的用于檢測放大器的柵極(gate)充電的電荷量是充足的，因而數(shù)字信號能被跟著檢測放大器的鎖存電路接收和保存。應(yīng)注意，如果端接電阻器12是串聯(lián)的，具有很多DC分量的控制信號將一直消耗能量，從而這種安排不能很好的被芯片設(shè)備設(shè)計者們所接受，在這個技術(shù)領(lǐng)域中這些設(shè)計者主要是基于集總元件電路。由于在諧波的波長比表1中的線路的長度短的情況下防止反射是必要的，那么端接電阻器12是必要的，但是任何多余的DC分量會轉(zhuǎn)化成熱能。這就是要插入定向耦合器或耦合電容器9的原因。
由于以電磁波速率傳送數(shù)字信號是必要的，尾端定向耦合器11和端接電阻器12都是由金屬制成。不可以使用任何由多晶體半導(dǎo)體制成的電阻器和線路，因為當施加飽和場時，這種半導(dǎo)體具有大約5×104m/s的電荷遷移速度，這要少于電磁波速率三位數(shù)。當驅(qū)動器和尾端阻值的和在550到1050Ω之間時，電源/地對線40的特性阻抗Zop不可以為電阻載荷RL(與電源相關(guān))而減少太多。即，為了通過電源/地對線提供電能到n信號驅(qū)動器，電阻載荷RL應(yīng)該滿足下面的不等式RL/n＞Zop(5)此不等式(5)在前述引用的專利文檔1和2中已經(jīng)被定義。
參照圖10所描述的信號傳輸系統(tǒng)100D，在信號傳輸線路30中的能量充電概念將通過參照圖12在下面進行描述。
在圖12中，作為驅(qū)動器4B的組件包含的PMOS晶體管Tp1和NMOS晶體管Tn1被示為的互補開關(guān)SWp和SWN及導(dǎo)通電阻器RonP和電阻器RonN的串聯(lián)電路。此刻連接到驅(qū)動器的電源Vdd的PMOS晶體管Tp1導(dǎo)通，負載將發(fā)展為PMOS晶體管Tp1的電阻器RonP的阻值和信號傳輸線路30的特性阻抗ZOs之和。
i＝Vdd/RonP+ZOs(6)
其中i為電流。
由等式(6)給出的電流i將通過傳輸線路在時間ton或在傳輸延遲的時間tpd上流動，其中晶體管在時間ton導(dǎo)通。電流i在時間ton或tpd中較短的一個上流動。
在時間tpd的流逝過后當信號能量到達端接電阻器12時，負載ZOs將從信號傳輸線路30中消失好就像水管里完全充滿了水一樣，并且端接電阻器12的電阻RL將取而代之。在這種情況下，由于ZOs＝RL，電流將保持不變，最終取決一個導(dǎo)通脈沖時間ton提供電荷量Q，并如下所示Q＝i×ton(7)這里，假設(shè)考慮根據(jù)電磁波矢量的電流通過信號傳輸線路30流向端接電阻器12，即，連接地的晶體管在當電源被關(guān)時導(dǎo)通，即將輸入信號轉(zhuǎn)換到高狀態(tài)。由于信號電平轉(zhuǎn)換成地電平，i＝0。在水管中充滿的水具有朝水管末端的動能。同樣地，在信號傳輸線路30中的電荷將被全部原樣傳輸并在端接電阻器12中轉(zhuǎn)變成熱能。之后，當沒有電荷流動時，與地相連接的NMOS晶體管Tn1將被導(dǎo)通，其顯然導(dǎo)致不能工作。
如上所述，在圖12中所示的電路中，脈沖消失(pulse-off)信號不需要能量，從而在圖12中的電路可以保存能量來與圖4所示的傳統(tǒng)的LVDS差分電路500相比較?？墒牵瑘D12所示的電路在能量放面比如圖3所示的傳統(tǒng)的電路400要差，在這里只有負載承載電容CL是要求的電荷(能量)量Q＝CLVdd。
根據(jù)這個實施例，上述問題通過插入定向耦合器8或耦合電容器9來解決。
下面將對電源/地對線40的上述功能進行描述。
在圖3中所示的傳統(tǒng)差分電路400提供了電流開關(guān)。如果電流總是通過差分電路流動并由此傳輸線路可以在電源和接地之間切換而在切換中不作任何改進，則差分電路將被稱為是用于傳輸需要很快傳輸?shù)男盘柕睦硐腚娐?。然而，對于切換來講，電位的變化使晶體管的漏極和源極之間的所有電容以及漏極和基底地之間的電容反相，導(dǎo)致放電和充電，這將產(chǎn)生非常陡的尖峰電流。具有電感的旁路電容器將不能防止如此的尖峰電流。
對于為20GHz的脈沖，要求上升時間tr＝衰減時間tf＝17.5ps必須滿足。例如，當源電壓Vdd＝1V和Ron+RL＝950+50Ω，i＝1mA(幅值為0.1V)。即使旁路電容器的電感和LC＝100PH一樣小，那么源電壓Vdd的電壓降Vdrop將是5.7mV，如下所示Vdrop＝LCdi/dt＝100pH×1mA/17.5ps＝5.7mV (8)這就意味著一電源線路不能供給10個驅(qū)動器，因為電源的電壓降Vdrop是5.7mV。結(jié)合這個事件，電流開關(guān)的偏斜和如同在LVDS差分電路中的NMOS和PMOS晶體管之間的差別，如果有的話，將使事情變得更壞，從而在電源和接地間的任何不穩(wěn)定的切換將是不可排除的。
信號傳輸系統(tǒng)被用于減少噪聲和不必要的輻射，以減少傳輸線路的數(shù)量，并作為到液晶顯示器、以及可折疊的網(wǎng)絡(luò)集線器(stackable hub)等等的數(shù)字接口，其中并行信號被轉(zhuǎn)換為低壓差分串行信號以用于傳輸。
相反，根據(jù)本實施例的信號傳輸系統(tǒng)100利用沒有太大的浮置電容和電感的傳輸線路來提供具有特性阻抗ZOp的電源/地對線40，如圖12所示。
最大允許電流Imax由具有特性阻抗ZOp的電源/地對線40提供如下Imax＝Vdd/ZOp(9)因此，假設(shè)電源Vdd＝1V且特性阻抗ZOp＝25Ω，電流Imax＝40mA在沒有任何頻率響應(yīng)的情況下可以被立即提供。
不同于完全充滿水管的水不能以一個速率立刻移走的現(xiàn)象，電磁波則以光速傳輸(1.5到3×108m/s)。當放電時，晶體管將以低于光速3位數(shù)的載流子速度(5×104m/s)進行充電。因此，上述的“瞬時電流供應(yīng)”是可能的。
可是，瞬時電流供應(yīng)將導(dǎo)致慣量。為了使此慣量達到可以忽略的程度，應(yīng)該采取一種措施，其可以通過對水管/閥系統(tǒng)的類比方便地解釋。即，供水系統(tǒng)由具有大的內(nèi)徑的用于長距離供水的主管道和基本不干擾通過主管道的水壓的內(nèi)徑很小的家用取水管道組成。
假設(shè)如圖12所示的信號傳輸系統(tǒng)中的作為驅(qū)動器的變換器的晶體管導(dǎo)通電阻是Ron和信號傳輸系統(tǒng)中的信號傳輸線路的特性阻抗是Ros。與電源相關(guān)的電阻負載RD被如下給出RD＝Ron+Ros(10)因此，當電源電壓Vdd＝1V和Ron+RL＝950+50Ω，電流i＝1mA(幅值為0.1V)。這樣，10驅(qū)動器的驅(qū)動導(dǎo)致最大允許電流Imax的25％的消耗，此干擾是不能忽略的。然而，在這種情況下，沒有任何問題產(chǎn)生，原因是以低于光速3位數(shù)的晶體管的載流子速度吸收干擾。下面將對其進行解釋。在通過單個電源/地對線提供給n個信號驅(qū)動器電能的情況下，電源/地對線的特性阻抗?jié)M足上述不等式(5)就足夠了。
下面參照圖13對如上功能構(gòu)成的定向耦合器8進行描述。
圖13A是類型1的定向耦合器8A的透視圖，圖13B是類型2的定向耦合器8B的透視圖，圖13C是類型1和類型2結(jié)合的類型3的定向耦合器8C的透視圖。
如圖13所示，在信號能量的深處方向上的差分信號傳輸線路由在信號能量傳輸?shù)姆较蛏仙舷虏荚O(shè)線對形成(其后將稱作“堆疊對線路”)。由堆疊對線81A和81B形成的能量輸入對線81和由堆疊對線82A和82B形成的能量傳輸對線82之間有個非常窄的間隙83，以便能量可以容易的從能量輸入對線81傳遞到能量傳輸對線82。
另一個特性是由于絕緣體84A和84B彼此不同，該絕緣體84A和84B環(huán)繞一起形成能量輸入對線81的上部布線81A和82B和一起形成能量傳輸對線82的下部布線81B和82B，在圖13A中的類型1的定向耦合器8A中的上部布線81A和82A被空氣空間所圍繞，且下部布線81B和82B被二氧化硅SiO2所包圍。同樣，在圖13B中所示的類型2的定向耦合器8B中，上部布線81A和82A被氧化鋁所圍繞，而下部布線81B和82B被二氧化硅SiO2所包圍。
從圖13C的平面圖可以看到，提供“端口1”作為由驅(qū)動器延伸的輸入端，也就是能量輸入對線81的輸入端，提供“端口2”作為接收端，在該接收端取出傳傳輸?shù)蕉丝?旁的能量，即，能量傳輸對線82的輸出端處的能量。其它端開路。
電磁空間可以類似地減少，由此三維示例如表格2所示。
表格2

在表格2中，“L”表示如圖13所示的在定向耦合器8A和8B中的堆疊對布線81A和81B和堆疊對線82A和82B中每一個的信號傳輸方向的長度，“W”表示堆疊對線81A和81B和堆疊對線82A和82B中每一個的寬度，以及“GAP”表示導(dǎo)線之間的距離。同樣，“t”表示上部布線81A和82A中的每一個的厚度，以及“D”表示上部布線81A和82A和下部布線81B和82B之間的絕緣體的厚度。同樣，在圖13中，“h1”表示在上部布線81A和82A上面的絕緣體的高度(例如，h1＝0.4mm)，和“h2”表示在下部布線81B和82B下面的絕緣體的高度(例如，h2＝0.68mm)。
此外，下面將對定向耦合器8和11的物理現(xiàn)象進行描述。
垂直于傳播方向在空間上擴展的電力線或磁力線被稱為“TEM(橫向的部分電磁場)波”，以波導(dǎo)模式存在于傳輸線路中。在暴露在空氣中的電磁波的部分中，波以如下所示的電磁波的速率Co傳輸?？墒?，在絕緣材料和絕緣體中，此波以特定的導(dǎo)磁率μr和特定的介電常數(shù)εr進行傳輸。
Co=1μoϵo=3×108m/s---(11)]]>其中μo是真空中確定的導(dǎo)磁率和εo是真空中確定的介電常數(shù)。假設(shè)電磁波速率為v，此速率v=Coμrϵr.]]>同樣，假設(shè)εr＝4和μr＝1，v＝1.5×108m/s。在空氣中，波在開始傳輸時為TEM波，且以絕緣體中兩倍的電磁波速率傳輸，并且將會失去TEM模式。對于以下TEM波，耦合相應(yīng)會減弱，該TEM波的電磁狀態(tài)是在一個范圍內(nèi)，其中在堆疊對線路中的強耦合引起的線之間的串擾可以忽略，并且因此擴展更多有效的電磁空間，從而電磁能量能夠傳遞到相鄰的堆疊對線路。
圖14和15示出了由三維電磁分析軟件得到的類型1和2的定向耦合器8A和8B的參數(shù)S的模擬結(jié)果。
圖14A示出了代表類型1的定向耦合器8A的導(dǎo)磁率系數(shù)的參數(shù)S21的頻率響應(yīng)模擬結(jié)果。如圖所示，當間隙(GAP)改變成0.002、0.006、和0.01時，來自端口1和端口2傳遞的能量的頻率響應(yīng)是0至70GHz的正弦波。圖14B示出了代表類型1的定向耦合器8A的反射系數(shù)的參數(shù)S11的頻率響應(yīng)的模擬結(jié)果。也就是在圖14B中的曲線示出了反射回端口1的能量。從模擬的結(jié)果可以看出，能量應(yīng)該在頻率方面盡可能平滑地傳遞且有較少的反射，并且當間隙(GAP)為0.002時，能量可以得到最好的傳輸。
圖15A示出了代表類型2的定向耦合器8B的導(dǎo)磁率系數(shù)的參數(shù)S21的頻率響應(yīng)模擬結(jié)果。如圖所示，當間隙(GAP)改變成0.00、，0.006、和0.01時，來自端口1和端口2傳遞的能量的頻率響應(yīng)是0至70GHz的正弦波。圖15B示出了代表類型2的定向耦合器8B的反射系數(shù)的參數(shù)S11的頻率響應(yīng)的模擬結(jié)果。也就是，在圖14B中的曲線示出了反射回端口1的能量。從模擬的結(jié)果可以看出，能量應(yīng)該在頻率放面盡可能平滑地傳遞且有較少的反射，，并且當間隙(GAP)為0.002時可以得到能量被最好的傳輸。
注意圖14A和14B及圖15A和15B，當間隙(GAP)為0.006時頻率響應(yīng)由破折線來描繪，當間隙(GAP)為0.002時頻率響應(yīng)由實線來描繪，當間隙(GAP)為0.01時頻率響應(yīng)由虛線來描繪。
因此，類型2的定向耦合器8B被認為優(yōu)于類型1的定向耦合器8B，由于它可以允許更低的頻率通過并免除搜索(hunting)。由于基于參數(shù)S難于想象信號波的實際傳輸，所以分別利用2pF和1MΩ的元件，等效于對與類型2的定向耦合器8B端口2并聯(lián)的接收器晶體管的負載，進行實驗來測量信號波的傳輸。圖16示出了提供的脈沖波的測量結(jié)果。
圖16A示出了輸入脈沖的波形，圖16B示出了當提供輸入脈沖時，在端口2上的輸出電壓波形，和圖16C示出了當提供輸入脈沖時在端口2上的輸出電壓波形。
從圖16可以看到，當輸入脈沖被提供時，類型2的定向耦合器8B能提供明確的輸出波形。輸入脈沖的上升時間和衰減時間是25ps，并且有效的脈沖頻率有14GHz或相當?shù)牟ㄐ?，而輸出波形有小?0ps的上升時間。因此可以知道定向耦合器8B可以允許7GHz的頻率通過。如圖所示，由于沒有DC能量被供應(yīng)，所以輸出波形在保持時間出現(xiàn)了微弱的衰減。該微弱的衰減對應(yīng)于1MΩ的漏電流。
信號傳輸線路的尾端是定向耦合器的開路端，以便當所有的AC分量的能量經(jīng)由定向耦合器耗散到相鄰線路時DC電流不會被消耗，在定向耦合器中能量將被保存，并且所有的被傳送能量將通過漏電阻被消耗。從而，定向耦合器的適當調(diào)整將導(dǎo)致沒有能量的復(fù)反射且允許終止能量傳輸。并且，由于DC電流的功率消耗能被有利地抑制。另外，控制信號能以和源電壓Vdd相同的電平被傳輸，此控制信號的幅值在長周期內(nèi)被開啟和關(guān)閉。
圖17示出了假定信號傳輸線路被加載所得傳輸信號波形模式。
在圖17中，輸入信號Vin由細實線表示，并且作為對應(yīng)于輸入信號Vin的輸出信號Vout的接收信號的變化由粗實線表示，后者分別在圖9和圖10的信號傳輸系統(tǒng)100C和100D中提供，其中提供了端接電阻器12。同樣，分別由圖7，8和11所示的信號傳輸系統(tǒng)100A，100B和100E提供的接收信號的變化由虛線表示，其中沒有提供端接電阻器12。
當源電壓Vdd被應(yīng)用時，信號的幅值取決于晶體管導(dǎo)通電阻取一個小值。例如時鐘信號的信號將原樣保持它的波形，但是具有保持時間長的波形的信號將無法通過定向耦合器，并且已通過定向耦合器的諧波將使其能量通過電阻器來耗散。因為這兩個方面，接收信號波形在按照定向耦合器的RC積分衰減曲線的衰減曲線中將為零。由于接收信號波形逐漸地衰減，因此它將不會下沖，從而接收器的差分放大器不被反轉(zhuǎn)。當信號被切斷時，其在負向偏轉(zhuǎn)。在這種情況下，因為它不需要參考電位，所以接收器的差分檢測放大器將被反相。在差分檢測放大器下游提供的鎖存電路，如果有的話，可以不依賴于信號的保持時間而檢測到正確的信號。
如果傳輸線長，那么在上述的傳輸延遲時間tpd，DC電流流動。在如圖9和圖10所示的信號傳輸系統(tǒng)100C和100D中，電荷會被端接電阻器12吸收。在圖7，8和11所示的信號傳輸系統(tǒng)100A，100B和100E中，在信號傳輸線30被充電后，電荷量相應(yīng)于負載的DC電導(dǎo)系數(shù)而減少。在定向耦合器11布設(shè)在緊接接收器之前的情況下，電荷就停留在傳輸線30中并直到驅(qū)動器被反轉(zhuǎn)才釋放，由此在驅(qū)動器端上提供定向耦合器8以有利于抵制能量消耗。
在圖8到10所示的信號傳輸系統(tǒng)100B到100D中，當在驅(qū)動器4B中的NMOS晶體管Tn1導(dǎo)通并與地相連時，電荷將流回并被釋放到地。與圖2的傳統(tǒng)電路300中對負載電容放電不同，電荷的回流和釋放將會發(fā)生，如同在傳輸延遲時間tpd的脈沖流。如果傳輸延遲時間tpd比時鐘周期的一半還長，那么在放電完成之前就會開始充電，因此信號將被干擾就如同由多反射引起。因此，由下面的不等式(12)給定的條件下，在圖7中的信號傳輸系統(tǒng)100A是可應(yīng)用的。在傳輸線30是長的情況下，應(yīng)在驅(qū)動器端提供定向耦合器8就是很重要的。
時鐘周期的1/2＞tpd(12)作為在圖8中所示的信號傳輸系統(tǒng)100B中的容性耦合器9的示例，所以在圖18中示意了由一對長度為50毫米的線形成的容性耦合線路，并且其特性阻抗為50歐姆的模型，其在由玻璃環(huán)氧樹脂制造的電介質(zhì)基底(FR-4)上形成，其介電常數(shù)εr是4.8。
圖18A是電容耦合線路模型的頂視圖，圖18B是放大比例的容性耦合線路端口1-側(cè)的結(jié)構(gòu)的透視圖，和圖18C是放大比例的容性耦合線端口2-側(cè)的結(jié)構(gòu)的透視圖。
在容性耦合線路模型中，芯片電容器91和92布設(shè)在離特性阻抗為50歐姆的對線90的末端(端口1)3mm的地方。在端口1上提供差分信號，并且分別對由傳送到設(shè)于通孔93和95內(nèi)壁的內(nèi)層導(dǎo)線94的末端(端口2)的信號進行模擬。
用0.1μF容量的芯片電容器91和92所得的參數(shù)S和信號波形的模擬結(jié)果分別如圖19A和19B所示。
用具有電容量100pF和10pF的芯片電容器得到的信號波形模擬結(jié)果分別在圖20A和20B中示出。
輸入信號波的上升時間和衰減時間是25ps，并且有效頻率是14GHz。電容器的寄生電導(dǎo)是0。圖19A示出了在介電損失角中的tanδ＝0的線，在通孔的影響下其參數(shù)S與如圖14和15所示的通過特性相比不是很好。可是，脈沖波形在50ps的時間里上升和衰減，示出了在多于100pF的電容中充足的轉(zhuǎn)移特性。10pF的電容太小而不能準許充足的能量。因此，使用電容有些增加的芯片電容器是必要的。
圖21A和21B示出了當在介電損失角tanδ＝0.015中的傳輸線路時參數(shù)S和脈沖波傳輸。脈沖波示出了由于下面的原因具有接近于等通過的特性。即，通過下面等式(13)所給的，頻率f越高，損失的能量就越多。介電損失角tanδ僅在上升時影響高頻分量。當上升變成緩和時，頻率分量將變低，從而介電損失角tanδ將更少的影響高頻分量和信號的幅值將差不多相同。
P=wldwϵ′′Vdd22=wldwϵ′Vdd22tanδ=wldπfϵ′Vdd2tanδ=2πfCVdd2tanδ---(13)]]>這里P表示功率損失，w表示線的寬度，d表示線的間隔，l表示線的長度，Vdd表示源電壓，和C表示全部線的電容。
當介電損失角tanδ為零時，具有15GHz頻率的正弦波表示了-2dB的衰減。當tanδ＝0.015時，衰減將是-3dB。衰減是2dB/100mm，其就是一個大衰減。
在圖23A，23B和23C中示出了對圖22所示的雙絞線130進行的對每個介電損失角tanδ的傳輸特性的模擬的結(jié)果，說明了更壞的結(jié)果。
對于長距離線路來說，減少介電損失角tanδ是非常重要的事情。對于tanδ＝0.0001，幾個GHz的信號(15GHz的正弦波)可以傳輸超過1米的距離，允許有衰減-3dB。
幾個GHz的脈沖波信號(15GHz的正弦波)在介電損失角tanδ＝0.0001時傳輸超過10米的距離將會衰減-20dB并且保留初始的的1/10的能量。為了減少介電損失角tanδ，可以通過作為利用在US專利號為6,476,330等技術(shù)公開得到的例子來解決。然而，沒有串擾和電磁輻射的高質(zhì)量傳輸線路準許接收器以較少變形的信號波形檢測信號電頻。用于傳輸?shù)男盘栯娖綄⑷Q于通過可變電抗器和容性耦合器9的載流子數(shù)量和接收器的負載電容之間的關(guān)系。在2GHz的脈沖的情況下，假設(shè)只有在轉(zhuǎn)移區(qū)域中的能量容許通過可變電抗器或容性耦合器9的情況下，上升時間tr＝衰減時間tf＝小于175ps的必要條件必須被滿足。在上述計算的條件下，即，當源電壓Vdd＝1V和Ron+RL＝950+50Ω，電流i＝1mA(幅值為0.1V)和電荷量Q＝175ps×1mA＝0.175pC?？梢钥紤]衰減量為-20dB并且只有17.5fC被傳輸?shù)浇邮掌鞫?。即使假設(shè)接收器的柵極電容被估計為15fF，該柵極電容比精確值要大一些，并且寄生電容量是100fF(能通過剛剛延伸到柵極之前的傳輸線路獲得)，Q＝115fF×0.1V＝11.5fC，并且接收器具有其中增加到正常值的電壓，以便有足夠能量的載流子(carrier)能到達接收器，其準許傳輸線路在電源和地之間切換。
在傳輸線路中反射的能量并且串擾噪音之和應(yīng)該低于反射能量的級別(17.5cfC)-20dB是很重要的。此之和不會引起任何問題。為了減少反射的能量到幾乎為零，從驅(qū)動器延伸到接收器的互聯(lián)導(dǎo)線的特性阻抗應(yīng)該完全通過連接器和基底通孔被匹配。
首先，除了如圖22所示的雙絞線130，如圖24A所示構(gòu)造的一對共面線路130A、如圖24B所示的其對端作為公共端使用的保護共面線130B、如圖24C所示構(gòu)造的堆疊對線路130C或如圖24D所示的其上和底部作為公共端使用的保護堆疊對線路130D可以被用作傳輸線路。在圖24所示的例子中，線路130A、130B、130C或130D每個以兩對子布設(shè)在具有和線路相同的介電常數(shù)的同性質(zhì)的絕緣體135中。每個這樣的線路結(jié)構(gòu)在芯片和基底上形成。
對于傳輸線路的結(jié)構(gòu)，最重要的是此結(jié)構(gòu)應(yīng)被明確地限定為對線，并且線路被設(shè)置在與線路具有相同介電常數(shù)的絕緣體中，以便傳播沒有擊穿(breakdown)TEM結(jié)構(gòu)的信號是第二重要的。
這里假定如圖24所示，滿足由下面不等式(14)給定的要求的線路結(jié)構(gòu)以作為具有上面明確定義的結(jié)構(gòu)的對線路3.3wd＜ts(14)這里d是對線路相對面之間的間隔，w是相對面導(dǎo)體的寬度，t是相鄰相對面導(dǎo)體的厚度，并且s是在相鄰線路之間的間隔。
所述對線路的耦合力度是(1/wd)2，并且相鄰線路的耦合力度是(1/ts)2。不等式(14)意味著所述對線路的耦合比相鄰線路的耦合強10倍。信號能量的10％是串擾，它的出現(xiàn)是不能忽略的。然而，串擾不具有如同圓柱的各向同性，而是具有相當大的各向異性，其被相對面耦合決定，因此這是小于能量的5％的串擾。
下面，解釋說明與晶體管的連接。
在圖7中所示的信號傳輸系統(tǒng)100A中的驅(qū)動器4A的平面結(jié)構(gòu)以圖25的平面圖的形式示出。
首先，電源線40A和地線40B是彼此共面的，并且一起形成了電源/地對傳輸線路40。這個電源/地對傳輸線40被布設(shè)為延伸到驅(qū)動器4A的NMOS晶體管Tn11和Tn12的正上方。柵極線gw11和gw12共同形成堆疊對線路以作為輸入信號線路，它延伸到正好使柵極g11和g12。
驅(qū)動器4A具有由源極線sw11和sw12形成的形成的輸出線路和地線。該輸出線是差分堆疊對線路并且直接和定向耦合器8的能量輸入對線路81相連。與定向耦合器8的能量傳遞對線路82連接的堆疊對信號傳輸線30延伸到接收器5。
注意到電源線40A、接地線40B、漏極觸點dc11和dc12、源極觸點sc11和sc12、漏極導(dǎo)線dw11和dw12、源極導(dǎo)線sw11和sw12、柵極導(dǎo)線gw11和gw12、電源觸點pc11和pc12、地觸點gc11和gc12、定向耦合器8和信號傳輸線路30這些都由金屬形成。
除了晶體管Tn11和Tn12的電極之外，所有的線形成上述信號傳輸線路是很重要的。因此，信號傳輸線路能傳輸幾十GHz的脈沖信號。最好，柵極g11和g12也應(yīng)該由金屬形成。
圖26示出驅(qū)動器4A的剖面結(jié)構(gòu)的示例。
作為驅(qū)動器4A中的組件所包含的NMOS晶體管Tn11和Tn12功能作為可變電抗器。它們在形成在半導(dǎo)體基底的N型層或N型半導(dǎo)體基底中的P阱p1中形成，以便泵入或泵出電荷?？墒牵攨⒖磮D25時，也具有可變電抗器功能的NMOS晶體管Tn11和Tn12被縱向設(shè)置，但是當參看圖26時其是橫向設(shè)置。
上述也作為可變電抗器的NMOS晶體管Tn11和Tn12在其同樣的P阱p1中形成n型漏極擴散區(qū)域d11和d12以及n型源極擴散區(qū)域s11和s12，其形成具有可變電抗器功能的NMOS晶體管Tn11和Tn12，并且漏極觸點dc11和dc12與n型漏極擴散區(qū)域d11和d12相連接，源極觸點sc11和sc12與柵極g11和g12連接到n型源極擴散區(qū)域s11和s12。漏極觸點dc11和dc12經(jīng)由漏極線dw11和dw12與電阻器R11和R12和定向耦合器8相連。電阻器R11和R12在其一端處與漏極線相連，并在其另一端處經(jīng)由電源觸點pc11和pc12與電源線40A相連。另外，電阻器R11和R12中的每一個都由鉬電阻器形成。源極觸點sc11和sc12與源極線sw11和sw12相連并且經(jīng)由地觸點gc11和gc12與接地線40B相連。另外，柵極g11和g12與柵極線gw11和gw12相連，即，與信號輸入傳輸線相連。
雖然在本實施例中，上電源/地對傳輸線路40具有共面的結(jié)構(gòu)，但它也可以具有其它任何結(jié)構(gòu)。同樣，柵極g11和g12可以由多晶硅形成，因為它們與傳輸線路的距離不遠，但是當然希望它們由金屬電極形成，以便更快傳輸載流子。在鄰近柵極g11和g12的剖面幾何結(jié)構(gòu)中，絕緣層厚度、線寬度和厚度應(yīng)該被設(shè)定為滿足上述要求的3.3wd＜ts的關(guān)系。如已經(jīng)描述的那樣，電源/地對傳輸線路40的特性阻抗應(yīng)該少于1/(輸出信號傳輸線路30幾倍的特性阻抗)。
在基底中的通孔113的結(jié)構(gòu)也是重要的。如圖18所描述和解釋的那樣，具有與共面?zhèn)鬏斁€路相同的導(dǎo)線寬度的通孔連續(xù)延伸并貢獻于傳輸線路的性能，以便使具有如圖19所示的特性的幾個GHz的脈沖信號能進行傳輸，即使傳輸線路包括53mm的線。
形成在平面地線110中和通過平面地線110的通孔113的結(jié)構(gòu)示例以透視圖的形式在圖36A和36B的每一個中示出。圖36A示出具有形成在其中的通孔的整個平面地線，并且圖36B示出了放大尺寸的通孔部分。如圖36A和36B所示，通過模擬當反通孔(anti-viahole)半徑R被設(shè)定為0.25、0.3和0.35mm的每個時，通孔113將具有的表示傳輸系數(shù)的參數(shù)S21的頻率響應(yīng)，確定在平面接地線110中形成的通孔113的半徑r(對長度50毫米的線為0.2毫米)和在平面接地線110中反通孔114的半徑R之間的關(guān)系。圖37中示出了模擬的結(jié)果。如從圖37中所看到的，當半徑比率R/r在2.0到2.5時，在通孔113和反通孔114之間半徑的關(guān)系被發(fā)現(xiàn)是最優(yōu)的。有了這種關(guān)系，就可以容許幾個GHz的脈沖通過通孔。
另外，在傳輸線路中的反射能量和串擾噪聲的和將是個問題。串擾將在下面進一步討論。
在實驗中，長度為50毫米截面面積為10μm的導(dǎo)體151以10μm的間隔布設(shè)在絕緣基底(FR-4)150上，該基底由具有介電常數(shù)εr為4.8的玻璃環(huán)氧樹脂制成，并且相鄰導(dǎo)體結(jié)合在一起作為一對，以便提供兩種不同模式的布線，如圖27A和27B所示。上升時間tr和衰弱時間tf都是5ps并且具有10GHz頻率和如圖28所示的波形的高頻脈沖被提供給所述導(dǎo)體，并測量在相鄰雙導(dǎo)線之間的串擾。測量的結(jié)果在圖29A和29B中示出。在實驗中，提供的高頻脈沖的方向與圖的前面垂直，并且串擾在圖的背面在輸出1和2上被測量。應(yīng)該考慮輸出1和2離圖的前部有50mm的距離。從試驗的結(jié)果可以看出來自圖29A所示的頂部-底部關(guān)系的對導(dǎo)體的串擾比圖25B所示的直角關(guān)系的對導(dǎo)體的串擾要大。
對于根據(jù)本發(fā)明的信息傳送系統(tǒng)，其特征在于相鄰對導(dǎo)線存在3.3wd＜ts的關(guān)系，上述布線的實驗結(jié)構(gòu)當然能被用于解決串擾問題。
上述的原因?qū)⑼ㄟ^參照圖30進行描述。
圖30A和30B示出了具有圓形截面的電場的分布。電場E的方向用箭頭表示，且絕緣材料的分界面BS由虛線表示。其中電場的方向與相鄰的對線的方向垂直(如圖30A所示)的場平行排列比電場和相鄰對線是相同的方向(如圖30B所示)時電場更容易泄漏到相鄰的對線。即，場能將通過路徑泄漏，如果有的話。磁場將不顯示如此的現(xiàn)象，因為它在電流線上沒有間斷，如圖29所示將看到串擾測量的結(jié)果。
只要滿足3.3wd＜ts的要求，就不會出現(xiàn)嚴重的問題。為了得到進一步較小的串擾，最好是采用如圖31A到31F所示的任何一個結(jié)構(gòu)。
圖31A說明了基本的場平行結(jié)構(gòu)。具有厚度t和寬度w的導(dǎo)體151A和151B形成對線152。包括在對線152中的導(dǎo)體151A和151B以它們之間間隔d設(shè)置，并且對線152本身以它們之間間隔s設(shè)置。對線152與電場的方向垂直布設(shè)，以便提供平行場結(jié)構(gòu)。在這種情況下，可以不嚴格地滿足3.3wd＜ts的必要條件，但是在所要求的關(guān)系式中的系數(shù)應(yīng)該大于2。
圖31B示出了其中對線152與場方向彼此垂直布設(shè)的正交場結(jié)構(gòu)。
圖31C示出了另一平行場結(jié)構(gòu)，其中對線152由考慮到產(chǎn)生傳輸線路的方便的線形成，并且所述線布設(shè)為滿足t≈w的條件。通過改變尺寸d可以調(diào)整特性阻抗。這種結(jié)構(gòu)能夠提供一層或多于一層的對線。
圖31D示出了正交場結(jié)構(gòu)，其中對線152由能夠高自由度布設(shè)的線形成，并且所述線以相互垂直的45度的方向放置。這種線路結(jié)構(gòu)能被用于形成平面電纜。
圖31E示出了多級正交場結(jié)構(gòu)，其中在圖31B中示出正交場結(jié)構(gòu)被一個一個上堆疊起來。
圖31F示出了多級正交場結(jié)構(gòu)，其中導(dǎo)體151A和151B，如圖31E所示，其各個具有正方形截面，它們堆疊布設(shè)成對線152。當然，在圖31B的正交場結(jié)構(gòu)由對線152形成，該對線包括方形導(dǎo)體151A和151B。
從所有的圖31A到31F可以看到，自導(dǎo)體151A和151B的外表面，對線152被覆蓋了具有厚度大于d的均勻絕緣層150。這個覆蓋的絕緣層對保持電磁TEM傳輸模式是必要的。
下面，連接器7的結(jié)構(gòu)將通過參照圖32被描述。
圖32示出了連接器7的結(jié)構(gòu)，其利用對線的結(jié)構(gòu)盡可能地防止特性阻抗的干擾。在該實施例中，雙絞線130被用作信號傳輸線路30，并在通孔163處被連接器7連接到堆疊對線165，該堆疊對線165在具有在其頂部和地不提供的上和下絕緣層161的三層絕緣基底160中形成，如圖33所示。在本實施例中，特性阻抗只是在箝位彈簧(clamping spring)處有點小。由于箝位彈簧大約是3毫米左右并且λ/40＝3mm，1.25GHz或更高的脈沖能沒有任何問題地通過該線路的部分。因為特性阻抗的消耗是10％，12.5GHz的脈沖能沒有任何問題地通過。圖32示出的連接器7將裝配在通孔中，但它也可以安裝在表面。
另外，將解釋和描述功能塊2和輸入/輸出塊3中的平面地與差分電路的連接。
在傳統(tǒng)的差分傳輸電路中，如圖4所示有意地形成地。在如圖34A所示的差分傳輸線105中，在差分信號線路101和102之間的特性阻抗是100Ω，并且差分信號線路101和102與地110之間的特性阻抗是50Ω。如圖34B所示，在作為本發(fā)明的實施例的信號傳輸系統(tǒng)100中，在差分信號線路111和112之間插入地110，并且差分傳輸線路115被使用，其中差分信號線路111和112與地110之間的特性阻抗是50Ω，并且在差分信號線路111和112之間的特性阻抗是100Ω，以便與傳統(tǒng)的信號線路匹配。
差分傳輸線路115具有以Y型排列的差分信號線路111和112，其中較低的線，即，線路112，通過通孔113延伸到最高層，如圖35所示，最后形成傳統(tǒng)的傳輸線路105。在傳統(tǒng)的傳輸線路105中，地110與地連接點107相連，但是差分傳輸線路115可以有也可以沒有如在傳統(tǒng)傳輸線路105連接的地110。
更具體地講，在上述結(jié)構(gòu)的差分傳輸線路115中，在由差分信號線路111和112形成的堆疊對線的連接點處的地110可以任意被切斷，并且隨意地與在LAN中的雙絞線130連結(jié)，例如，經(jīng)由連接器，如圖35所示。在差分信號線路111和112的特性阻抗彼此相等的情況下，可以不提供端接電阻器(對地)。在具有上述結(jié)構(gòu)的差分傳輸線路115中，由于電磁場對稱的分布，并且地總是具有0V的電位，因此上述安排是可能的。
如圖38所示，雖然驅(qū)動器4通過不參考地的堆疊對傳輸線路來傳輸輸出信號，上述結(jié)構(gòu)的差分傳輸線路115準許接收器5的電源系統(tǒng)完全獨立，以及也允許去掉DC分量。為了防止在傳輸線路中的能量反射，所有的驅(qū)動器晶體管導(dǎo)通電阻對于傳輸在尾端處都是100Ω。當然，利用在很多情況下使用的阻尼電阻器進行調(diào)節(jié)是可能的。雖然在接受器的接收端上的差分信號的幅值減半，但是柵極電容是如此的小，以至于幾乎它們都被反射。由于信號由此將具有雙幅值，因此與差分信號電壓相同的電壓不參考0電平。
注意能夠在單端驅(qū)動器4和接收器5之間采用上述的方案，如圖39所示。并且具有上述結(jié)構(gòu)的傳輸線路115能被用作信號傳輸線路30，該信號傳輸線路30提供在具有參考地的單端驅(qū)動器4和具有參考0電平的接收器5之間的連接。
另外，靜電放電(ESD)保護電路的結(jié)構(gòu)將通過參照圖40和41進行描述。
在根據(jù)本實施例的信號傳輸系統(tǒng)100中，提供了一種在驅(qū)動器4和接收器5之間的如圖40和41所示結(jié)構(gòu)的ESD保護電路180。
如圖40所示，ESD保護電路180是一個標準的ESD布設(shè)保護電路。如圖所示，用于差分線路的保護電路彼此相鄰成對地布設(shè)在與如在圖41中的截面圖所示的相同的導(dǎo)電結(jié)構(gòu)中，以便以互補方式利用存儲在漏極擴散層和基底之間的p-n結(jié)耗盡層中的載流子直到耗盡層的容量。
也就是說，在ESD保護電路180中，包括在差分電路的上拉保護電路中作為組件的pMOS晶體管181和182被成對相鄰和彼此鄰近設(shè)置在n阱185中，并且包括在下拉保護電路中作為組件的nMOS晶體管183和184被成對相鄰和彼此鄰近設(shè)置在p型基底186中。
包括在差分電路的上拉保護電路中的pMOS晶體管181和182被設(shè)置在同一個n阱185中，并且在n阱185中具有漏極和源極，其與和n+擴散區(qū)187一起形成的p型漏極擴散區(qū)181d和182d以及p型源極擴散區(qū)181s和182s相連，以及具有通過氧化膜與漏極和源極絕緣的柵極181g和182g。漏極和源極共同與Vdd連接，并且每個源極與差分信號傳輸線路相連。在如上所述的上拉保護電路中，當從差分信號傳輸線路提供給每個源極的差分信號開啟和關(guān)閉時，圍繞p型源極擴散區(qū)181s和182s形成的耗盡層181de和182de以互補方式改變厚度。
同樣，包括在差分電路的下拉保護電路中的nMOS晶體管183和184被設(shè)置在同一個p型基底186中，并且其與和在p型基底186中的p+擴散區(qū)188一起形成的n型漏極擴散區(qū)183d和184d以及n型源極擴散區(qū)183s和184s相連，以及具有通過氧化膜與漏極和源極絕緣的柵極183g和184g。柵極和源極共同與Vdd連接，并且每個源極與差分信號傳輸線路相連。在如上所述的下拉保護電路中，當從差分信號傳輸線路提供給每個源極的差分信號開啟和關(guān)閉時，圍繞n型源極擴散區(qū)183s和184s形成的n型耗盡層183de和184de以互補方式改變厚度。
上述結(jié)構(gòu)的ESD保護電路180將通過利用每次差分信號的開啟和關(guān)閉來充分地消除ESD保護電路180的電容以防止信號減弱(dull)，耗盡層與電場結(jié)合增加厚度(電容增加以及電荷被釋放)以及減少厚度(電容增加以及在0.6V的擴散電位處電荷被吸收)。它被有利地包含在差分傳輸線路中。
在前述中，通過參照附圖的一定的優(yōu)選實施例對本發(fā)明進行了詳細的描述?？墒?，對于那些在本領(lǐng)域普通的技術(shù)人員來說可以理解，本發(fā)明不只限于實施例而是能以各種方式進行修改，可選擇地構(gòu)建或在不脫離由附加的權(quán)力要求所闡明的和限定的各種其他形式的實施。
例如，盡管圖40示出了接收器5，但驅(qū)動器4可以在方便的情況下代替接收器5。
由于前面提及的傳輸線路結(jié)構(gòu)將傳送(串擾)到相鄰線路的能量減到最少并準許高頻分量通過定向耦合器8和耦合電容器9，能量反射可以被減到最少，從而熱能衰減被限制為由于圍繞中距離導(dǎo)線的絕緣材料的介電損失角tanδ和歸于DC阻抗的那些。因此，可以實現(xiàn)沒有任何電磁輻射的理想的傳輸系統(tǒng)。
作為本發(fā)明的實施例的上述信號傳輸系統(tǒng)100由各種元件結(jié)合而形成。然而，為傳輸幾十GHz的信號的傳輸，對各種組件單元進行集成設(shè)計是必要的，并且為集成設(shè)計進行組件單元的選擇也是重要的。
注意到對于本發(fā)明的實施例的信號傳輸系統(tǒng)100來說，定義為使用多傳輸線路。然而，單傳輸線路可以代替多傳輸線路使用，并且許多線路例如64位線、128位線等等可以以總線結(jié)構(gòu)的形式平行布設(shè)。另外，包含氣泡的絕緣材料(例如泡沫材料)可以被采用來限制介電損失角tanδ為0.0001的級別。
本申請要求于2003年7月28日提交的日本專利申請No.2003-281188的優(yōu)先權(quán)，在此結(jié)合參照它的全部內(nèi)容。
權(quán)利要求
1.一種經(jīng)信號傳輸線在電路塊之間傳輸數(shù)字信號的信號傳輸系統(tǒng)，每個電路塊基本包括功能電路、與功能電路分離形成的接收/發(fā)送電路、以及在接收/發(fā)送電路的接收端和發(fā)送端之間形成的阻抗匹配的傳輸線路；參照地的差分線路，其從差分輸出驅(qū)動器引出，并在電路塊中相對于地電位形成對稱布設(shè)的差分信號線路，在信號傳輸線路中，只有不參照地的差分對線路直接從相對于地電位對稱布置的差分信號線路延伸。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的系統(tǒng)，其中包括在每個接收/發(fā)送電路中的所述驅(qū)動器和/或接收器在與其相同的導(dǎo)電區(qū)中形成ESD保護電路，和以互補的方式啟動ESD保護晶體管，ESD保護電路對每個差分信號線路分別具有上拉保護電路和下拉保護電路。
3.根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的系統(tǒng)，其中所述信號傳輸線路具有多芯電纜結(jié)構(gòu)，其中設(shè)置了相鄰的差分或單端對線，以便它們產(chǎn)生的電場矢量是并排的或直線的。
4.根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的系統(tǒng)，其中包括電源/地對傳輸線路的所述接收/發(fā)送電路至少具有接收電路或發(fā)送電路中的一個，二者都包括在接收/發(fā)送電路中，嵌入在連接器中以從基底提供電源。
5.根據(jù)權(quán)利要求1的系統(tǒng)，其中所述接收/發(fā)送電路包括具有輸出數(shù)字信號的差分變換器結(jié)構(gòu)的驅(qū)動器；所述接收/發(fā)送電路被延伸到主電源電路或接近旁路電容器，并具有DC絕緣結(jié)構(gòu)，其中驅(qū)動器經(jīng)由具有低特性阻抗的電源/地對線路提供電源，并且能夠驅(qū)動驅(qū)動器的導(dǎo)通電阻和信號傳輸線路的特性阻抗的和，以及定向耦合器或者電容器至少正好插入驅(qū)動器之后或在接收端；和在通過傳輸線路進一步擴展所述接收/發(fā)送電路的情況下，如果有的話，正好在定向耦合器或電容器之后或之前，通過差分接收器接收經(jīng)由在定向耦合器或電容器的傳播方向上端接的信號傳輸線路傳輸?shù)臄?shù)字信號，該差分接收器具有相應(yīng)于到達信號的電平的Vth。
6.根據(jù)權(quán)利要求1所述的系統(tǒng)，其中在同一阱中提供與所述差分驅(qū)動器或接收器成對的晶體管，并且它具有浮置結(jié)構(gòu)而不連接到基底地，以及前述所有的傳輸線路由金屬形成。
7.根據(jù)權(quán)利要求1所述的系統(tǒng)，其中雙向提供一組電源/地對線路、驅(qū)動器、信號傳輸線路和接收器。
8.根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的系統(tǒng)，其中所述對線路的兩端是浮置開路端，并且甚至正好在驅(qū)動器芯片之后和正好在接收器芯片之前或之后的定向耦合器或電容器的接地線不直與地相連。
9.根據(jù)權(quán)利要求5所述的系統(tǒng)，其中定向耦合器或電容器的能量傳遞側(cè)線路具有插在其發(fā)送結(jié)尾端的多反射保護端接電阻器。
10.根據(jù)權(quán)利要求1所述的系統(tǒng)，其中在經(jīng)由信號傳輸線路接收數(shù)字信號的接收器末端的差分線對之間插入電極，并把電極上的電勢當作參照電壓。
11.根據(jù)權(quán)利要求1所述的系統(tǒng)，其中在經(jīng)由信號傳輸線路發(fā)送數(shù)字信號的電路塊中的一個的接收/發(fā)送電路不具有電源的情況下，電源/地對傳輸線路并排排列；和電源/地對傳輸線路的特性阻抗等于或小于被驅(qū)動的多個信號傳輸線路的并聯(lián)阻抗。
12.一種經(jīng)信號傳輸線路在電路塊之間傳輸數(shù)字信號的信號傳輸系統(tǒng)，每個電路塊基本包括功能電路、與功能電路分離形成的接收/發(fā)送電路、以及在接收/發(fā)送電路的接收端和發(fā)送端之間形成的阻抗匹配的傳輸線路；和每個接收/發(fā)送電路包括驅(qū)動器和/或接收器，它們在與其相同的導(dǎo)電區(qū)中形成ESD保護電路，并以互補的方式啟動ESD保護晶體管，ESD保護電路對每個差分信號線路分別具有上拉保護電路和下拉保護電路。
13.根據(jù)權(quán)利要求12所述的系統(tǒng)，其中所述信號傳輸線路具有多芯電纜結(jié)構(gòu)，其中布設(shè)相鄰的差分或單端對線路，以便它們產(chǎn)生的電場矢量將是并排的或直線的。
14.根據(jù)權(quán)利要求12所述的系統(tǒng)，其中包括電源/地對傳輸線路的接收/發(fā)送電路至少具有接收電路或發(fā)送電路中的一個，二者都包括在接收/發(fā)送電路中，嵌入連接器中以從基底提供電源。
15.根據(jù)權(quán)利要求12所述的系統(tǒng)，其中所述接收/發(fā)送電路包括具有輸出數(shù)字信號的差分變換器結(jié)構(gòu)的驅(qū)動器；所述接收/發(fā)送電路被延伸到主電源電路或接近旁路電容器，并具有DC絕緣結(jié)構(gòu)，其中驅(qū)動器經(jīng)具有低特性阻抗的電源/地對線路提供電源，并且能夠驅(qū)動驅(qū)動器的導(dǎo)通電阻器和信號傳輸線路的特性阻抗的和，以及定向耦合器或者電容器至少正好插入驅(qū)動器之后或在接收端；和在通過傳輸線路進一步擴展所述接收/發(fā)送電路的情況下，如果有的話，正好在定向耦合器或電容器之后或之前，通過差分接收器接收經(jīng)由在定向耦合器或電容器的傳播方向上端接的信號傳輸線路傳輸?shù)臄?shù)字信號，該差分接收器具有相應(yīng)于到達信號的電平的Vth。
16.根據(jù)權(quán)利要求12所述的系統(tǒng)，其中在同一阱中提供與所述差分驅(qū)動器或接收器成對的晶體管，并且它具有浮置結(jié)構(gòu)而不連接到基底地，前述所有的傳輸線路由金屬形成。
17.根據(jù)權(quán)利要求12的系統(tǒng)，其中雙向提供一組電源/地對線、驅(qū)動器、信號傳輸線路和接收器。
18.根據(jù)權(quán)利要求12的系統(tǒng)，其中所述對線的兩端是浮置開路端，并且甚至正好在驅(qū)動器芯片之后和正好在接收器芯片之前或之后的定向耦合器或電容器的接地線不直接與地相連。
19.根據(jù)權(quán)利要求15的系統(tǒng)，其中定向耦合器或電容器的能量傳遞側(cè)線路具有插在其傳輸結(jié)尾端的防止多反射的端接電阻器。
20.根據(jù)權(quán)利要求12的系統(tǒng)，其中在經(jīng)由信號傳輸線路發(fā)送數(shù)字信號的電路塊中的一個的接收/發(fā)送電路不具有電源的情況下，電源/地對傳輸線并排排列；和電源/地對傳輸線路的特性阻抗等于或小于被驅(qū)動的多個信號傳輸線路的并聯(lián)阻抗。
21.一種經(jīng)信號傳輸線路在電路塊之間傳輸數(shù)字信號的信號傳輸系統(tǒng)，每個電路塊基本包括功能電路、與功能電路分離形成的接收/發(fā)送電路、以及在接收/發(fā)送電路的接收端和發(fā)送端之間形成的阻抗匹配的傳輸線路；和信號傳輸線路具有多芯電纜結(jié)構(gòu)，其中布設(shè)了相鄰差分或單端對線，以便它們產(chǎn)生的電場矢量將是并排的或直線的。
22.根據(jù)權(quán)利要求21所述的系統(tǒng)，其中包括電源/地對傳輸線路的所述接收/發(fā)送電路至少具有接收電路或發(fā)送電路中的一個，二者都包括在接收/發(fā)送電路中，嵌入在連接器中以從基底提供電源。
23.根據(jù)權(quán)利要求21所述的系統(tǒng)，其中所述接收/發(fā)送電路包括具有輸出數(shù)字信號的差分變換器結(jié)構(gòu)的驅(qū)動器；所述接收/發(fā)送電路被延伸到主電源電路或接近旁路電容器，并具有DC絕緣結(jié)構(gòu)，其中驅(qū)動器經(jīng)具有低特性阻抗的電源/地對線路被提供電源，并且能夠驅(qū)動驅(qū)動器的導(dǎo)通電阻器和信號傳輸線路的特性阻抗的和，以及定向耦合器或者電容器至少正好插入驅(qū)動器之后或在接收端；和在通過傳輸線路進一步擴展所述接收/發(fā)送電路的情況下，如果有的話，正好在定向耦合器或電容器之后或之前，通過差分接收器接收經(jīng)由在定向耦合器或電容器的傳播方向上端接的信號傳輸線路傳輸?shù)臄?shù)字信號，該差分接收器具有相應(yīng)于到達信號的電平的Vth。
24.根據(jù)權(quán)利要求21所述的系統(tǒng)，其中在同一阱提供與所述差分驅(qū)動器或接收器成對的晶體管，并且它具有浮置結(jié)構(gòu)而不連接到基底地，以及前述所有的傳輸線路由金屬形成。
25.根據(jù)權(quán)利要求21所述的系統(tǒng)，其中雙向提供一組電源/地對線路、驅(qū)動器、信號傳輸線路和接收器。
26.根據(jù)權(quán)利要求21所述的系統(tǒng)，其中所述對線路的兩端是浮置開路端，并且甚至正好在驅(qū)動器芯片之后和正好在接收器芯片之前或之后的定向耦合器或電容器的接地線不直接與地相連。
27.根據(jù)權(quán)利要求23所述的系統(tǒng)，其中定向耦合器或電容器的能量傳遞側(cè)線路具有插在其傳輸結(jié)尾端的防止多反射的端接電阻器。
28.根據(jù)權(quán)利要求21所述的系統(tǒng)，其中在經(jīng)由信號傳輸線路發(fā)送數(shù)字信號的電路塊中的一個的接收/發(fā)送電路不具有電源的情況下，電源/地對傳輸線路并排排列；和電源/地對傳輸線路的特性阻抗等于或小于被驅(qū)動的多個信號傳輸線路的并聯(lián)阻抗。
29.一種用于提供電路塊之間連接的信號傳輸線路，每個電路塊包括功能電路、與功能電路分離形成的接收/發(fā)送電路、以及在接收/發(fā)送電路的接收端和發(fā)送端之間布設(shè)的阻抗匹配的傳輸線路，以便在電路塊之間傳輸數(shù)字信號，所述信號傳輸線路具有多芯電纜結(jié)構(gòu)，其中布設(shè)了相鄰差分或單端對線路，以便它們產(chǎn)生的電場矢量將是并排的或直線的。
全文摘要
為了經(jīng)差分線路發(fā)送幾十GHz的高速數(shù)字信號，通過把參照地的差分線路連接到不參照地的差分線路，提供了一種經(jīng)信號傳輸線路在電路塊之間傳輸數(shù)字信號的信號傳輸系統(tǒng)，每個電路塊基本包括功能電路、與功能電路分離形成的接收/發(fā)送電路、以及在接收/發(fā)送電路的接收端和發(fā)送端之間形成的阻抗匹配的傳輸線路(115)；參照地(110)的差分線路(105)，其從差分輸出驅(qū)動器引出，以及在電路塊中相對于地(110)形成對稱布設(shè)的差分信號線路，在信號傳輸線路(115)中，只有不參照地的差分對線路(111，112)直接從相對于地電位對稱布置的差分信號線路延伸。
文檔編號H04B3/02GK1617120SQ200410102309
公開日2005年5月18日 申請日期2004年7月28日 優(yōu)先權(quán)日2003年7月28日
發(fā)明者大塚寬治, 宇佐美保 申請人:大塚寬治, 宇佐美保, 索尼株式會社, 沖電氣工業(yè)株式會社, 三洋電機株式會社, 株式會社東芝, 日本電氣株式會社, 夏普株式會社, 株式會社瑞薩科技, 松下電器產(chǎn)業(yè)株式會社, 富士通株式會社, 羅姆股份有限公司