專利名稱：子符號(hào)并行干擾消除的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明通常涉及通信，尤其涉及通過消除干擾來提高通信系統(tǒng)性能，并且尤其涉及改進(jìn)對(duì)碼分多址通信環(huán)境中的多址干擾進(jìn)行的消除。
背景技術(shù)：
碼分多址(“CDMA”)提供一種有效的通信技術(shù)，用于使幾個(gè)用戶共享通信信道。遺憾的是，當(dāng)所述信道過于擁擠時(shí)，傳統(tǒng)CDMA接收機(jī)工作很差且多址干擾(MAI)嚴(yán)重地降低了性能。雖然最大似然接收機(jī)在此種情況下容易描述，但它幾乎不可能實(shí)現(xiàn)。
各種傳統(tǒng)技術(shù)試驗(yàn)了在符號(hào)級(jí)上的干擾消除。符號(hào)級(jí)匹配濾波器可以為加性高斯白噪聲信道中的多用戶檢測(cè)(“MUD”)提供足夠的統(tǒng)計(jì)量。這種公知結(jié)果得出下述結(jié)論最佳用戶比特估計(jì)程序可以在符號(hào)級(jí)上寫入。因此，這些各種傳統(tǒng)MUD方案使用符號(hào)級(jí)估計(jì)和消除方案。然而，這些符號(hào)級(jí)技術(shù)僅僅接近于最佳估計(jì)器，而不能保證這些符號(hào)級(jí)近似完全使用這些信號(hào)結(jié)構(gòu)。
另外，傳統(tǒng)進(jìn)程包括下述用于消除干擾的計(jì)算昂貴的處理(1)將每個(gè)源(基站)的數(shù)據(jù)插入到特征波形(signature waveform)的采樣格網(wǎng)(碼片中心)中，(2)計(jì)算每個(gè)用戶的比特估計(jì)，(3)合成整個(gè)符號(hào)的二進(jìn)制波形，和(4)將整個(gè)符號(hào)的波形插回?cái)?shù)據(jù)的采樣格點(diǎn)中，以執(zhí)行所述消除。
已經(jīng)提出一些采樣級(jí)方案。一個(gè)示例使用連續(xù)時(shí)間(即，模擬)最大似然估值器(“MLE”)方案，其被用作連續(xù)判決反饋。這個(gè)MLE方案的目的在于一個(gè)單級(jí)模擬過程，該過程使用由相關(guān)用戶功率電平控制的濾波器。雖然相對(duì)容易實(shí)現(xiàn)，但是這些方案并不與干擾消除問題很好地理論匹配。為了補(bǔ)救這種缺點(diǎn)，線性最小均方差(MMSE)技術(shù)，比如基于卡爾曼(Kalman)濾波器和其他最小均方通則的這些技術(shù)，能夠用來減少未消除的干擾。這些技術(shù)完全連接用戶(導(dǎo)致大規(guī)模矩陣計(jì)算)，并且執(zhí)行濾波器中的修正項(xiàng)上的干擾消除。因此，他們保持可觀的計(jì)算費(fèi)用。
上述技術(shù)還可以被認(rèn)為是單級(jí)算法。多級(jí)設(shè)計(jì)也可以考慮。例如，在研究符號(hào)級(jí)MMSE接收機(jī)的同時(shí)，已經(jīng)研究出多級(jí)并行干擾消除(PIC)方法。在多級(jí)PIC公式中，碼匹配濾波器被應(yīng)用于所接收的信號(hào)和從前級(jí)估計(jì)出的干擾信號(hào)的總和之間的差值。這些多級(jí)設(shè)計(jì)存在有不足。
每個(gè)傳統(tǒng)技術(shù)被發(fā)現(xiàn)或者太復(fù)雜而不能在實(shí)際應(yīng)用中實(shí)現(xiàn)，或者在實(shí)際使用中相對(duì)實(shí)際MAI消除存在不足。因此，需要可實(shí)際實(shí)現(xiàn)且能提供有效消除的用于消除MAI的技術(shù)。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明減少通信系統(tǒng)中的MAI，在一個(gè)實(shí)施例中該通信系統(tǒng)為使用長碼的異步CDMA系統(tǒng)。
一種技術(shù)使用基于逐碼片的并行干擾消除(PIC)。具體而言，在每個(gè)時(shí)間采樣為每個(gè)用戶應(yīng)用解耦二元最小均方差(MMSE)估計(jì)，而不是等待完整符號(hào)估計(jì)。根據(jù)另一個(gè)方面，擴(kuò)頻碼的隨機(jī)特性導(dǎo)致基于基本混合高斯(MG)分布的條件期望值。這導(dǎo)致即使在高負(fù)載時(shí)，性能幾乎與單用戶約束時(shí)一樣高。而且，以可負(fù)擔(dān)的計(jì)算成本為代價(jià)，這些技術(shù)的性能大大超過傳統(tǒng)技術(shù)。
本發(fā)明的另一個(gè)方面消除通信系統(tǒng)中的多用戶干擾，其中多用戶通過接收能夠提供在一子符號(hào)間隔上產(chǎn)生的多個(gè)離散值的數(shù)據(jù)集(例如，基帶數(shù)據(jù))，通過將多個(gè)用戶中至少一些的特征波形插入到所接收的數(shù)據(jù)集的公共采樣格網(wǎng)中來估計(jì)與每個(gè)給定用戶對(duì)應(yīng)的符號(hào)的比特，從而在共享信道上進(jìn)行通信。這個(gè)方面適用于包括混合高斯解調(diào)器、PIC、部分PIC以及解耦Kalman解調(diào)器的各種MUD方案，并且由于二元特征波形的插入可以利用查找表容易地執(zhí)行，而每個(gè)源插入碼片中心需要涉及傳統(tǒng)多累加結(jié)構(gòu)的濾波器操作，所以該方面可以提供大大減小的復(fù)雜度。
本發(fā)明的另一方面包括混合多級(jí)多用戶檢測(cè)(MUD)方法和重配置遞歸多級(jí)MUD(RMSM)算法體系，通過選擇更新增益因子和非線性函數(shù)，該算法體系可以實(shí)現(xiàn)各種MUD算法。RMSM體系所支持的MUD算法包括混合高斯解調(diào)器、PIC、部分PIC以及解耦Kalman解調(diào)器和混合多級(jí)MUD方法。
本發(fā)明可以以各種形式體現(xiàn)，包括計(jì)算機(jī)實(shí)現(xiàn)的方法、計(jì)算機(jī)程序產(chǎn)品、通信系統(tǒng)和網(wǎng)絡(luò)、接收機(jī)、發(fā)射機(jī)和收發(fā)機(jī)等等。


參照附圖，在下述說明書中更加全面地公開了本發(fā)明的這些和其他更加詳細(xì)和具體的特征。在附圖中圖1是示出接收機(jī)的一個(gè)實(shí)施例的示意圖；圖2是示出并行導(dǎo)頻信道獲取系統(tǒng)的一個(gè)實(shí)施例的示意圖；圖3是示出利用圖2的并行導(dǎo)頻獲取系統(tǒng)產(chǎn)生復(fù)模糊函數(shù)的一個(gè)實(shí)施例的示意圖；圖4是示出在圖1的CDMA通信接收機(jī)中使用的有效用戶檢測(cè)模塊的實(shí)施例的示意圖；圖5是示出在圖1的CDMA通信接收機(jī)中使用的傳播信道估計(jì)和碼跟蹤模塊的示意圖；圖6是示出利用圖5的信道估計(jì)和碼跟蹤的導(dǎo)頻產(chǎn)生的實(shí)施例的示意圖；
圖7是示出導(dǎo)頻消除模塊的一個(gè)實(shí)施例的示意圖；圖8是示出根據(jù)本發(fā)明的多級(jí)多用戶檢測(cè)的示意圖；圖9A是示出根據(jù)本發(fā)明的多級(jí)多用戶檢測(cè)處理模塊的一個(gè)實(shí)施例的示意圖；圖9B-9F是示出多用戶檢測(cè)處理模塊的其他實(shí)施例的示意圖；圖9G是示出具有遞歸多級(jí)功能的多用戶檢測(cè)處理模塊的另一實(shí)施例的示意圖；圖10是示出多用戶檢測(cè)處理模塊的用戶幅度估計(jì)器的示意圖；圖11是示出特征波形合成器的一個(gè)實(shí)施例的示意圖；圖12是示出在特征波形合成器中使用的子碼片內(nèi)插濾波器的一個(gè)實(shí)施例的示意圖；圖13是示出多級(jí)解耦MUD處理的一個(gè)實(shí)施例的示意圖；圖14是示出解耦MUD處理的一個(gè)級(jí)的一個(gè)實(shí)施例的示意圖；圖15是示出解耦MUD處理元件的一個(gè)實(shí)施例的示意圖。
發(fā)明詳述在下面描述中，出于解釋的目的，為了提供對(duì)本發(fā)明的一個(gè)和多個(gè)實(shí)施例的理解，提供了許多細(xì)節(jié)，包括具體的公式。然而，對(duì)于本領(lǐng)域的技術(shù)人員顯而易見的是，某些具體細(xì)節(jié)并不是實(shí)現(xiàn)本發(fā)明所必須的。例如，本發(fā)明的一個(gè)方面的細(xì)節(jié)并不是實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的另一個(gè)方面所必需的。為了簡化描述，說明書被分成與本發(fā)明的各個(gè)方面相關(guān)的單獨(dú)部分。
如上所示，本發(fā)明的每個(gè)方面可以以各種形式體現(xiàn)，包括計(jì)算機(jī)實(shí)現(xiàn)的方法、計(jì)算機(jī)程序產(chǎn)品、通信系統(tǒng)和網(wǎng)絡(luò)、接收機(jī)、發(fā)射機(jī)和收發(fā)機(jī)等等。例如，在一個(gè)實(shí)施例中，手持設(shè)備(比如蜂窩電話)包括傳統(tǒng)存儲(chǔ)器，以及用于執(zhí)行存儲(chǔ)器中提供的指令的處理單元。傳統(tǒng)編程技術(shù)被用來實(shí)現(xiàn)在下述部分中詳細(xì)描述的各種技術(shù)，比如由在存儲(chǔ)器中存儲(chǔ)的軟件提供?；蛘撸嗤浖淮鎯?chǔ)在各種可機(jī)讀的介質(zhì)(例如，軟盤、CD等)中。此外，當(dāng)執(zhí)行由軟件提供的指令時(shí)，得到由計(jì)算機(jī)執(zhí)行的處理。
根據(jù)一個(gè)方面，本發(fā)明提供在CDMA通信系統(tǒng)中使用的多用戶檢測(cè)(MUD)技術(shù)。MUD技術(shù)接收復(fù)基帶離散時(shí)間輸入，執(zhí)行并行干擾消除(PIC)，和執(zhí)行子符號(hào)級(jí)上的估計(jì)，該估計(jì)優(yōu)選基于逐碼片進(jìn)行。在一個(gè)接收機(jī)(例如，CDMA、蜂窩電話)中，這些技術(shù)通過最小化多址干擾的電勢(shì)來改善性能，并且以相對(duì)低的計(jì)算成本來進(jìn)行此種操作。根據(jù)另一方面，MUD技術(shù)執(zhí)行基于遞歸多級(jí)的估計(jì)和非線性函數(shù)，與線性單級(jí)技術(shù)相比，可以進(jìn)一步改善干擾消除。
在一個(gè)實(shí)施例中，本發(fā)明利用只通過干擾消除耦合的用戶實(shí)現(xiàn)，該干擾消除發(fā)生在離散子符號(hào)采樣格網(wǎng)中。通過介紹，圖13-15描述了使用所接收的信號(hào)模型的DS-CDMA實(shí)現(xiàn)。該信號(hào)模型為y(t)=Σp=1Pyp(t)+Σk=1Khk(t)ck(t)+v(t)]]>其中y(t)＝復(fù)接收基帶信號(hào)，hk(t)＝復(fù)異步擴(kuò)頻函數(shù)(這也被稱為特征波形)，ck(t)＝與K個(gè)用戶相關(guān)的復(fù)發(fā)射符號(hào)集，而v(t)＝復(fù)加性高斯白噪聲。如果必要，該公式用于說明信號(hào)yp(t)的存在，該信號(hào)yp(t)包括已知信號(hào)，比如導(dǎo)頻、前導(dǎo)碼、訓(xùn)練序列等。這些yp(t)允許獲取相干信道信息、定時(shí)等，這些信息和定時(shí)在現(xiàn)有技術(shù)中是標(biāo)準(zhǔn)的。離散采樣間隔(在t和t+1之間的時(shí)間)小于符號(hào)周期且通常小于或等于碼片周期。
圖13-15是分別說明多級(jí)解耦MUD處理1300、更具體的MUD處理的單個(gè)級(jí)1400、以及更具體的MUD處理元件1500的示意圖。所述示意圖說明了此種處理的流程圖以及其模塊結(jié)構(gòu)的實(shí)施例。
圖13示出了多級(jí)解耦MUD處理1300的實(shí)施例，特別示出了如何消除導(dǎo)頻干擾以及導(dǎo)頻干擾如何應(yīng)用于多級(jí)設(shè)置(其他實(shí)現(xiàn)可以使用一級(jí))。多個(gè)級(jí)可以應(yīng)用同一解耦MUD算法，或在混合設(shè)置中可以為不同的級(jí)使用不同的MUD算法。在一個(gè)在只有有限的計(jì)算資源可用時(shí)最有用的實(shí)現(xiàn)中，MG-MUD的第一級(jí)之后緊跟傳統(tǒng)PIC的第二級(jí)，該第二級(jí)是使用圖15中的體系結(jié)構(gòu)來有效實(shí)現(xiàn)的。在圖13中，如果存在，處理第一導(dǎo)頻、前導(dǎo)碼和訓(xùn)練序列(1302)。由于在許多設(shè)置中多個(gè)用戶將共享導(dǎo)頻，所以根據(jù)需要，比如定時(shí)和信道均衡之類的信息可與其他方框共享。所述導(dǎo)頻/前置碼/訓(xùn)練序列信號(hào)還被重構(gòu)且用于消除對(duì)多址干擾的貢獻(xiàn)(1304)，得到y(tǒng)cp(t)，該ycp(t)是消除導(dǎo)頻之后的基帶信號(hào)。該信號(hào)被提供給解耦MUD的第一級(jí)(1306)，其根據(jù)需要估計(jì)k(t)以及其他信息以提供在多級(jí)之間的變換。這種處理在圖14中進(jìn)行了更詳細(xì)地描述。利用一個(gè)符號(hào)延遲(1312)，第一級(jí)符號(hào)估計(jì)(和支持?jǐn)?shù)據(jù))被用于產(chǎn)生第二級(jí)MUD(1308)等。最終級(jí)MUD(1310)提供軟判決輸出。
此處，導(dǎo)頻信息被估計(jì)，且在用戶多址干擾被估計(jì)和移除之前消除導(dǎo)頻信號(hào)。在導(dǎo)頻足夠強(qiáng)以至于能估計(jì)所需要的信息時(shí)這被建議使用。在一些情況下，在干擾消除的中間級(jí)之后，導(dǎo)頻信息應(yīng)該被重新估計(jì)以及導(dǎo)頻信號(hào)被再消除。例如，這在遠(yuǎn)近問題導(dǎo)致弱導(dǎo)頻被強(qiáng)導(dǎo)頻和用戶信號(hào)遮蔽時(shí)有利。
圖14示出了MUD處理1400的一個(gè)級(jí)的實(shí)施例?；诜?hào)集的估計(jì)值δk(t)，通過將當(dāng)前干擾估計(jì)值從不含導(dǎo)頻(pilot-less)的基帶信號(hào)中減去(1402)來形成修正信號(hào)i(t)。這種修正信號(hào)表示其所有已知多址干擾已被移除的原始信號(hào)y(t)。不同的MUD處理單元只通過這種干擾消除來耦合，在MUD處理單元的內(nèi)部，來自其他用戶的對(duì)未消除干擾的貢獻(xiàn)被視為附加噪聲。與導(dǎo)致大矩陣方程的標(biāo)準(zhǔn)Kalman濾波器方法不同，對(duì)于每個(gè)MUD處理單元可以得到標(biāo)量方程。
所述干擾消除發(fā)生在離散子符號(hào)采樣格網(wǎng)中，而不是使用插入法來將這些測(cè)量值移到每個(gè)用戶的碼片中心或使用符號(hào)級(jí)采樣。解耦處理單元1404a-c使用i(t)和任何導(dǎo)頻/前導(dǎo)碼或訓(xùn)練序列信息來為該用戶在下一采樣時(shí)間對(duì)MAI的貢獻(xiàn)產(chǎn)生估計(jì)值c^k(t+1)hk(t+1).]]>圖15示出了解耦MUD處理元件1500的實(shí)施例。同樣，不同用戶的處理單元的耦合通過修正信號(hào)i(t)發(fā)生，而信號(hào)重構(gòu)c^k(t+1)hk(t+1)]]>發(fā)生在離散子符號(hào)時(shí)標(biāo)(timescale)上，其中對(duì)于每個(gè)用戶的處理單元來說，該時(shí)標(biāo)是公共的。如果可以得到，特征波形合成模塊1502使用來自嵌入的導(dǎo)頻、前導(dǎo)碼和訓(xùn)練序列等的均衡和定時(shí)信息。通過應(yīng)用一個(gè)時(shí)間步長延遲(1504)，解耦MUD處理器(1506)和信號(hào)重構(gòu)(1510)共享單個(gè)計(jì)算hk(t+1)。解耦MUD處理器1506使用其內(nèi)部狀態(tài)信息和新測(cè)量值yk(t)來對(duì)符號(hào)集 進(jìn)行估計(jì)，其中新測(cè)量值為yk(t)=y(t)-Σp=1Py^p(t)-Σl=1,l≠kKhk(t)c^k(t)+v(t)′.]]>所估計(jì)的多址干擾 的附加(1508)還原用戶k的貢獻(xiàn)且簡化算法流程來產(chǎn)生解耦MUD處理中的yk(t)。雖然描述了一個(gè)實(shí)施例，但是其他函數(shù)等式也可用于圖14-15。
本發(fā)明的另一方面是剩余項(xiàng)Σp=1P(yp(t)-y^p(t))+Σl=1,l≠kKhk(t)c^k(t)+v(t)′]]>被視為在信號(hào)處理期間的加性噪聲，與標(biāo)準(zhǔn)Kalman濾波和其他完全耦合技術(shù)相比，這導(dǎo)致計(jì)算復(fù)雜度上的實(shí)質(zhì)節(jié)省。解耦處理器的內(nèi)部狀態(tài)維持在每個(gè)子符號(hào)時(shí)間步長t產(chǎn)生群集點(diǎn) 的估計(jì)值所需要的信息。解耦MUD處理器塊在每個(gè)t產(chǎn)生一估計(jì)值，而不是等到直到符號(hào)周期結(jié)束。這大大改善了在每次傳送(pass)時(shí)的消除(如在下面討論的混合高斯MUD實(shí)施例中)且通過允許即使在解耦MUD處理器中使用更多傳統(tǒng)算法(比如經(jīng)典并行干擾消除)時(shí)也可以將特征波形重用于解調(diào)和重構(gòu)中來改善計(jì)算效率。在特征波形合成模塊1502中，特征波形被插入到數(shù)據(jù)的子符號(hào)采樣格網(wǎng)(sample lattice)中，而不是將數(shù)據(jù)yk(t)插入到基于用戶k的采樣格點(diǎn)上，比如碼片中心上。由于與用于將yk(t)插入到每個(gè)用戶的不同碼片中心的固定點(diǎn)濾波器相反，hk(t+1)插入經(jīng)常采用二元查詢表來實(shí)現(xiàn)，這導(dǎo)致在許多情形中的復(fù)雜度的減小。
在一個(gè)實(shí)施例中，這些方面可以通過被稱為混合高斯(MG)多用戶解調(diào)器(稱為MG-MUD)來實(shí)現(xiàn)，其執(zhí)行非線性最小均方差估計(jì)技術(shù)，完全解耦且執(zhí)行多級(jí)來進(jìn)行估計(jì)和基于子符號(hào)消除干擾，優(yōu)選基于逐碼片。其他實(shí)施例包括解耦Kalman解調(diào)器和具有非線性求精(refinement)的解耦Kalman解調(diào)器，這在2003年1月30日提交的、名稱為“Multi-User Detection Techniques for CDMA(用于CDMA的多用戶檢測(cè)技術(shù))”的臨時(shí)申請(qǐng)60/443,655中進(jìn)一步描述。圖15中的結(jié)構(gòu)還提供了其他現(xiàn)有MUD技術(shù)的有利實(shí)現(xiàn)，其僅在符號(hào)邊界更新符號(hào)估計(jì)。
雖然應(yīng)用于任何通信方法，為方便討論，結(jié)合CDMA系統(tǒng)對(duì)MG-MUD進(jìn)行描述。該技術(shù)使用解耦濾波器來為每個(gè)用戶估計(jì)符號(hào)，同時(shí)完成基于子符號(hào)的并行干擾消除。在每個(gè)時(shí)間采樣進(jìn)行最小均方差估計(jì)，并且在不等待完整符號(hào)的情況下執(zhí)行干擾消除。通過擴(kuò)頻碼的隨機(jī)特性來完成解耦，從而導(dǎo)致即使在出現(xiàn)高電平多址干擾時(shí)算法也具有極好的性能。
通過引入，首先描述了MG-MUD技術(shù)，接著是完成該技術(shù)的具體實(shí)施例。
通過例示，描述一種將具有二元相移鍵控(BPSK)CDMA信號(hào)的IS95標(biāo)準(zhǔn)用于使用長碼的K個(gè)異步業(yè)務(wù)信道?？紤]所接收的信號(hào)y(t)=Σl=1Khl(t)Albl(t)+v(t),]]>其中y(t)＝復(fù)接收信號(hào)，hl(t)＝復(fù)異步擴(kuò)頻函數(shù)，Al(t)＝實(shí)業(yè)務(wù)信道幅度，bl(t)＝發(fā)射比特，以及v(t)＝復(fù)加性高斯白噪聲。值得注意的是，在該等式中，擴(kuò)頻函數(shù)包括信道效應(yīng)，而業(yè)務(wù)信道幅度被分離來簡化在下面描述的IS 95實(shí)施例中的業(yè)務(wù)信道功率跟蹤(相對(duì)于導(dǎo)頻)。在出現(xiàn)可分解的多徑時(shí)，使用類似于Rake接收機(jī)的公式。在這種情況下，在MUD期間，跟蹤每個(gè)到達(dá)信號(hào)，在進(jìn)行MMSE估計(jì)時(shí)采用相干合并的用戶到達(dá)信號(hào)的不同測(cè)量值。
此處，使用標(biāo)準(zhǔn)技術(shù)來估計(jì)擴(kuò)頻函數(shù)中的信道系統(tǒng)系數(shù)的相位和信道幅度大小，并且信道系數(shù)被假定為在信號(hào)符號(hào)周期內(nèi)基本不變。
對(duì)于用戶k，考慮具有σk2(t)＝E(|k(t)-bk(t)|2)的bk(t)的MMSE估計(jì)k(t)。
解調(diào)器使用類似于Kalman濾波器的預(yù)測(cè)器—校正器，其通過修正信號(hào)來實(shí)現(xiàn)干擾消除?？紤]hk(t)和Ak(t)已知，并且讓k(t)-是基于k(t-1)的bk(t)的預(yù)測(cè)值。那么 和 解調(diào)器被開發(fā)來用于固定用戶k。為了標(biāo)注方便，假定用戶k在t＝0之前的采樣間隔內(nèi)開始新符號(hào)。首先，消除所估計(jì)的多址干擾，定義i(t)=y(t)-Σl=1Khl(t)Alb^l(t)----(2)]]>和ik(t)＝i(t)+hk(t)Akk(t)-因此，ik(t)=hk(t)Akbk(t)+Σl≠khl(t)Al(bl(t)-b^l(t)-)+v(t)]]>考慮采用碼片速率進(jìn)行的采樣，并且基于測(cè)量值矢量來進(jìn)行bk(t)的MMSE估計(jì)，其中測(cè)量值矢量為i~k(τ)=Re{hk(τ)*ik(τ)}]]>
其中τ＝1，2，…，t和0≤t≤擴(kuò)頻增益。值得注意的是，bk(t)取決于直到時(shí)間t的當(dāng)前符號(hào)的所有測(cè)量值。在符號(hào)結(jié)束時(shí)的估計(jì)是收斂估計(jì)。對(duì)于BPSK情形，hk(τ)*ik(τ)的虛部還包含不必使用的有限信息。接下來使用的是按照每碼片一次采樣到的擴(kuò)頻碼的隨機(jī)特性。隨后，對(duì)于用戶k，其他用戶的擴(kuò)頻函數(shù)被認(rèn)為是隨機(jī)變量，并且hl(t)是近似獨(dú)立同等分布的，其中E(hl(t))＝0E(hl(t)*hl(t))＝H2E(hk(t)*hl(s))＝0 其中k≠l和E(hk(t)*hl(s))＝0 其中t≠s用戶的相對(duì)功率在實(shí)幅度Al中獲得。中心極限定理的大量應(yīng)用導(dǎo)致條件高斯分布。
i~k(τ)|bk(t)≈N(hk(τ)*hk(τ)Akbk(t),]]>1/2hk(τ)*hk(τ)(H2Σl≠kAl2σl2(τ)-+σv2))]]>根據(jù)擴(kuò)頻函數(shù)的隨機(jī)特性，期望的是， 和 近似不相關(guān)，其中τ1≠τ2。 τ＝1，2，…，t，的聯(lián)合密度是積密度(productdensity)，且 的密度是兩個(gè)高斯分布的聯(lián)合。通過直接計(jì)算，最小均方差估計(jì)是條件期望值，且b~k(t)=]]>tanh(Στ=0tRe(hk(τ)*ik(τ))Ak1/2(H2Σl≠KAl2σl2(τ)-+σv2))---(3)]]>
σk2(t)=G(Στ=0thk(τ)*ik(τ)Ak21/2(H2ΣAl2σl2(τ)-))---(4)]]>其中特定函數(shù)G被定義為G(Λ)=122πΛ∫-∞+∞(1+tanh(w))2exp(-(w+Λ)22Λ)---(5)]]>+(1-tanh(w))2exp(-(w-Λ)22Λ)dw]]>這個(gè)部分引入一種可以大大減少計(jì)算負(fù)載的近似，同時(shí)改善解調(diào)器性能。為了簡化解調(diào)器，考慮近似H2Σl≠KAl2σl2(τ)-+σv2≈H2Σl=1KAl2σl2(τ)-+σv2]]>這種近似對(duì)于較低功率用戶來說是很準(zhǔn)確的。較高功率用戶容易被解調(diào)且不會(huì)顯著受影響。定義σi2=E(i(t)*i(t))=H2Σl=1KAl2σl2(τ)-+σv2---(6)]]>允許對(duì)等式(3)的分母根據(jù)時(shí)間序列直接估計(jì)。可以使用簡單的低通濾波器σ^i2(t)=(1-α)σ^i2(t-1)+αi(t)*i(t))---(7)]]>但是在具體應(yīng)用中，濾波器應(yīng)該更接近匹配信道的動(dòng)態(tài)特性。得到的用于多級(jí)方案的級(jí)1的解調(diào)器是 i1(t)=y(t)-Σl=1Khl(t)Alb^l1(t)----(9)]]>σ^i12(t)=(1-α)σ^i12(t-1)+αi1(t)*i1(t)---(10)]]>Sk1(t)=2Akσ^i12(0)×Στ=0tRe(hk(τ)*ik1(τ))---(11)]]>
k1(t)＝tanh(Sk1(t)) (12)等式(6-10)考慮在不存在可分解的多徑時(shí)的情形。當(dāng)出現(xiàn)多個(gè)到達(dá)信號(hào)時(shí)，所述到達(dá)信號(hào)被分別傳輸且來自這些到達(dá)信號(hào)的信息被相干合并。對(duì)于具有Pk個(gè)多徑到達(dá)信號(hào)的用戶k，等式(6-10)變成 i1(t)=y(t)-Σl=1KΣp=1Pkhlp(t)Alpb^lp1(t)-]]>σ^i12(t)=(1-α)σ^i12(t-1)+αi1(t)*i1(t)]]>Sk1(t)=Σp=1pk[2Akpσ^i12(0)×Στ=0tRe(hkp(τ)*ikp1(τ))]]]>k1(t)＝tanh(Sk1(t))在下面的實(shí)施例中說明每個(gè)業(yè)務(wù)信道只有單個(gè)到達(dá)信號(hào)的情形。
為了提供直接說明，上述理論研究將提供BPSK系統(tǒng)的MGMUD方案。在BPSK的情形中，所述比特被直接估計(jì)。具有更復(fù)雜群集的調(diào)制要求不同的方案。這種不同的方案也用于混合調(diào)制情形中，其中不同的用戶可以具有不同的調(diào)制集?？紤]所接收的信號(hào)y(t)=Σl=1Khl(t)Albl(t)+v(t),]]>其中y(t)＝復(fù)接收信號(hào)，hl(t)＝復(fù)異步擴(kuò)頻函數(shù)，Al(t)＝實(shí)業(yè)務(wù)信道幅度，bl(t)＝發(fā)射比特，以及v(t)＝復(fù)加性高斯白噪聲。
對(duì)于具有群集C的用戶k，與BPSK比特估計(jì)相比，可以通過對(duì)該用戶的集狀態(tài)ck進(jìn)行均方差估計(jì)來最大化干擾消除。對(duì)于復(fù)修正信號(hào)i(t)，根據(jù)近似條件期望
c^k=Σci∈Cciexp(Στ=0t-|i(τ)+hk(τ)Akc^k(τ)--ciAkhk(τ)|2σ^i2)Σci∈Cexp(Στ=0t-|i(τ)+hk(τ)Akc^k(τ)--ciAkhk(τ)|σ^i2)]]>得到MMSE估計(jì)，其中條件期望具有σi2，并且使用在下面等式(6)和(7)中相同的方案定義其估計(jì)值 該用戶對(duì)干擾消除的貢獻(xiàn)是δk(t)Akhk(t)，如同BPSK中。
等式(1-5)實(shí)現(xiàn)BPSK解調(diào)器，而(13)描述多比特集的解調(diào)器。雙曲正切函數(shù)G和其他指數(shù)函數(shù)可以被實(shí)現(xiàn)為查詢表，在該種情況中，等式(3)和(4)可以通過和的累加來有效執(zhí)行。他們還可以比如按照在下面實(shí)施例中描述的分段線性近似來進(jìn)行近似。然后通過重復(fù)通過數(shù)據(jù)且繼續(xù)累加在等式(2)和(3)中的求和中的項(xiàng)來執(zhí)行多次傳遞。
等式(8-12)描述算法的第一傳遞(pass)，這由參數(shù)中的下標(biāo)1表示。為了標(biāo)記簡單，這些等式是針對(duì)開始于時(shí)刻t＝0的新符號(hào)的用戶K和0≤t≤擴(kuò)頻增益。等式(9)的求和在每個(gè)符號(hào)邊界重新開始。在該公式中，在等式(9)中使用的σi2的估計(jì)值是固定的。等式(8-12)的使用提供另一個(gè)很大的好處，因?yàn)樗鏊惴]有模型驅(qū)動(dòng)且提供具有更多魯棒性的解調(diào)器。所述算法不需要加性噪聲的功率的估計(jì)。在嚴(yán)重多址干擾中這很難進(jìn)行估計(jì)。另外，所述算法不再嚴(yán)重依賴于在等式(4)和(5)中的誤差方差動(dòng)態(tài)值的準(zhǔn)確性。許多實(shí)驗(yàn)揭示，如等式(8-12)中描述的加性噪聲方案導(dǎo)致MMSE估計(jì)中的具有較高保真度的近似。
幾種選擇可用于實(shí)現(xiàn)多次傳遞算法。例如，首先將前一傳遞比特估計(jì)和求和作為初始條件。對(duì)于擴(kuò)頻增益L和用戶K，定義Fk(t)為用戶K的當(dāng)前符號(hào)的第一采樣的時(shí)間標(biāo)記(index)。隨后，例如，用戶K的符號(hào)的第一采樣是
Fk(tstart)＝tstart并且對(duì)于符號(hào)中剩下的采樣Fk(t)＝tstarttstart≤t≤tstart+L-1然后，將m次傳遞的多次傳遞等式寫成k0(t)＝0所有t (14)Sk0(t)＝0所有t (15) im(t)=y(t)-Σl=1Khl(t)Alb^lm(t)----(17)]]>σ^im2(t)=(1-α)σ^im2(t-1)+αim(t)*im(t)---(18)]]>Skm(t)＝Skm-1(Fk(t)+L-1)+2Akσ^im2(Fk(t))×ΣFk(t)tRe(hk(τ)*(im(τ)+hk(τ)Akb^km(τ)-))---(19)]]>km(t)＝tanh(Skm(t)) (20)等式(14-20)示出了在每次傳遞時(shí)如何處理新符號(hào)。在等式(16)和(19)中的稍微復(fù)雜點(diǎn)的時(shí)間指示函數(shù)僅僅重啟比特估計(jì)和在前一傳遞的收斂估計(jì)上的累加，只要到達(dá)符號(hào)邊界。
在等式(19)中的多次傳遞實(shí)現(xiàn)連續(xù)在多次傳遞間累加。為了維持作為對(duì)數(shù)似然的收斂符號(hào)估計(jì)的插入，如在解碼中優(yōu)選，還可以使用Skm(t)=Skm-1(Fk(t)+L-1)+2Akσ^im2(Fk(t))]]>×ΣFk(t)tRe(hk(τ)*(im(τ)+hk(τ)Akb^km(τ)-))]]>-L-(t-Fk(t)+1)LSkm-1(Fk(t)+L-1)]]>(21)該函數(shù)線性地移除在累加器中的初始條件。第三方案將所有匹配濾波器值2Akσ^im2(Fk(t))Re(hk(τ)*(im(τ)+hk(τ)Akb^km(τ)-))]]>存儲(chǔ)在環(huán)行緩存器中。該緩存器利用來自符號(hào)的數(shù)據(jù)作為可得到的新數(shù)據(jù)填充。每個(gè)時(shí)間步長對(duì)整個(gè)緩存器進(jìn)行求和。在這種情況下，Skm(t)=2Akσ^im2(Fk(t))ΣFk(t)tRe(hk(τ)*(im(τ)+hk(τ)Akb^km(τ)-))]]>+2Akσ^im-12(Fk(t))Σt+1Fk(t)+L-1Re(hk(τ)*(im-1(τ)+hk(τ)Akb^km-1(τ)-)]]>(22)在實(shí)際中，等式(22)將會(huì)通過減去舊項(xiàng)和增加新項(xiàng)來實(shí)現(xiàn)。三個(gè)技術(shù)(19)、(21)和(22)的每個(gè)以增加實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度為代價(jià)，在估計(jì)比特對(duì)數(shù)似然時(shí)提高了準(zhǔn)確性。
因此，這里描述的是實(shí)際的高用戶負(fù)載的多用戶檢測(cè)技術(shù)。通過基于基本混合高斯分布的解耦濾波器，所述技術(shù)基于逐碼片來消除干擾，而不是等待完整符號(hào)估計(jì)。通過估計(jì)其自身的時(shí)間序列的未消除干擾功率的估計(jì)，而不是使用基于模型的方案來得到更進(jìn)一步的數(shù)字效率。這種實(shí)施例說明了本發(fā)明的各種特征。首先，不同的MUD處理器塊僅僅通過干擾消除來耦合。其次，所述干擾消除發(fā)生在使用圖15中介紹的子符號(hào)級(jí)結(jié)構(gòu)的數(shù)據(jù)采樣格網(wǎng)(與單個(gè)用戶碼片中心或符號(hào)級(jí)格網(wǎng)比較)。最后，所述干擾消除開始與子符號(hào)級(jí)，而不是等待如前述MUD技術(shù)中所述的完整符號(hào)解調(diào)。
本發(fā)明的另一方面是提供混合多級(jí)(或多次傳遞)MUD技術(shù)，該技術(shù)在如圖13所述的每級(jí)中使用不同的采樣級(jí)方法。上述的各種MUD技術(shù)例如可以分別用作不同采樣級(jí)方法?；蛘?，混合方案可以包括第一級(jí)使用DKD或MG-MUD，緊接著傳統(tǒng)部分并行干擾消除(PPIC)。在一個(gè)實(shí)施例中，混合方案允許每級(jí)由不同的方法組成(例如，DKD、MG-MUD、PIC、PPIC)。為了適應(yīng)計(jì)算效率，當(dāng)前級(jí)優(yōu)選包括用于計(jì)算下一級(jí)所需的輔助方法特定(method-specific)參數(shù)的函數(shù)，。
圖1是CDMA通信接收機(jī)(SSCR)100的實(shí)施例和相應(yīng)過程的示意圖。SCCR 100包括抽取模塊102、插入模塊104、導(dǎo)頻獲取模塊106、碼跟蹤和信道估計(jì)(CTCE)模塊108、有效用戶檢測(cè)模塊110、延遲緩沖器112、導(dǎo)頻消除模塊114、以及多用戶檢測(cè)(MUD)模塊116。
雖然本發(fā)明可應(yīng)用于各種通信系統(tǒng)，為了方便描述，在使用IS95B CDMA標(biāo)準(zhǔn)的環(huán)境中描述一些實(shí)例。SSCR 100的輸入是數(shù)字化的復(fù)基帶信號(hào)，其中信號(hào)的采樣率是碼片率的任何整數(shù)倍(通常為1，2或4)，在IS95的情況下碼片速率是1.2288M碼片/秒。對(duì)于所描述的系統(tǒng)，如同每碼片至少4采樣的速率采樣的版本(version)一樣，按照每碼片1采樣進(jìn)行數(shù)字化的信號(hào)的版本也是需要的。如果所述輸入以每碼片4采樣時(shí)鐘同步，那么抽取模塊102使用傳統(tǒng)抽取技術(shù)來獲得以每碼片1采樣時(shí)鐘同步的版本。如果所述輸入以每碼片2采樣時(shí)鐘同步，那么插入模塊104使用傳統(tǒng)插入技術(shù)來產(chǎn)生以每碼片4采樣的采樣率采樣到的版本，如同由有效用戶檢測(cè)模塊110使用的版本一樣，而抽取模塊被用于產(chǎn)生以每碼片1采樣的采樣率采樣的版本，以供系統(tǒng)的剩余部分使用。最后，如果所述輸入如圖中以每碼片1采樣的采樣率采樣，那么插入模塊被使用來產(chǎn)生每碼片4采樣的版本。
參照導(dǎo)頻獲取模塊106，每個(gè)CDMA基站(稱為源)發(fā)送用于獲取碼定時(shí)的導(dǎo)頻信號(hào)。在IS95B中，導(dǎo)頻信號(hào)使用重復(fù)32768碼片序列。每個(gè)基站具有不同的來自其鄰居的定時(shí)偏移。在導(dǎo)頻獲取模塊106中，估計(jì)源的數(shù)目、源的定時(shí)偏移以及可選多普勒偏移。在典型系統(tǒng)中，使用準(zhǔn)確到碼片的1/16的定時(shí)偏移。另外，對(duì)信道的復(fù)幅度進(jìn)行初級(jí)估計(jì)。由導(dǎo)頻獲取模塊106提供的結(jié)果是源的列表、源的定時(shí)偏移、多普勒偏移以及復(fù)幅度。
優(yōu)選地，有效用戶檢測(cè)模塊110使用每碼片至少4個(gè)采樣的復(fù)基帶輸入信號(hào)。如果系統(tǒng)的輸入是每碼片少于4個(gè)采樣，就執(zhí)行插入。另外，使用通過導(dǎo)頻獲取模塊106得到的源的列表以及其相應(yīng)的參數(shù)。而且，存在已知或所要求的用戶的列表。在IS 95，此種列表通常包括尋呼和同步信道以及接收機(jī)用戶自身的信道。有效用戶檢測(cè)模塊110嘗試通過將在該信道上看見的功率與域值進(jìn)行比較來識(shí)別可用的子信道(具有64個(gè)子信道的CDMA基站，包括導(dǎo)頻、尋呼、同步和業(yè)務(wù)信道)中那個(gè)在其上具有用戶。有效用戶檢測(cè)模塊110的列表是每個(gè)源的用戶的列表以及其相應(yīng)的信道標(biāo)記和幅度。
CTCE模塊108采用以每碼片1采樣的采樣率采樣的復(fù)基帶輸入信號(hào)，并且將其與導(dǎo)頻信道以-1/2、0和1/2碼片延遲相關(guān)。與導(dǎo)頻信道以0延遲的相關(guān)被用于估計(jì)信道的復(fù)幅度，同時(shí)以-1/2和1/2延遲的相關(guān)被用于跟蹤在定時(shí)偏移中的變化。CTCE模塊108的輸出是源的數(shù)目、源更新的定時(shí)偏移、多普勒偏移以及復(fù)信道幅度。
導(dǎo)頻消除模塊114采用以每碼片1采樣的采樣率采樣到的復(fù)基帶信道作為其數(shù)據(jù)輸入以及源的列表、源的定時(shí)偏移、多普勒偏移以及復(fù)信道幅度。隨后使用源信息來為每個(gè)源合成導(dǎo)頻的復(fù)制品，隨后從復(fù)基帶輸入中將其減去。導(dǎo)頻消除模塊114的輸出是不含導(dǎo)頻的復(fù)基帶信號(hào)，其被輸入到MUD模塊116。MUD模塊116還使用源列表以及其相應(yīng)的定時(shí)偏移、多普勒偏移、復(fù)信道幅度、用戶的列表以及其相應(yīng)Walsh碼指示和幅度。
MUD模塊116與剩余組件結(jié)合，通過接收和處理離散采樣波形、執(zhí)行在子符號(hào)級(jí)的估計(jì)(優(yōu)選在碼片級(jí)之下)、以及結(jié)合并行干擾消除來執(zhí)行干擾消除。還可以提供非線性估計(jì)和多級(jí)結(jié)構(gòu)，如下進(jìn)一步所述。優(yōu)選地，MUD模塊116應(yīng)用前述MG-MUD功能。在下面更詳細(xì)地描述包括用于執(zhí)行此種功能的元件的MUD模塊116的實(shí)施例。
MUD模塊116的輸出是軟判決符號(hào)流，該符號(hào)流被輸入到用于誤差校正解密的后端，并且隨后將輸出數(shù)據(jù)流或輸入聲音合成器以產(chǎn)生音頻輸出。
SCCR 100本性可被作為軟件、硬件、固件或硬件、固件和/或軟件的任何可能組合。SCCR 100還可以在特定用戶專用電路或在數(shù)字信號(hào)處理器上實(shí)現(xiàn)，其包括用于執(zhí)行軟件等的元件。優(yōu)選實(shí)現(xiàn)方案將取決于易于與整個(gè)系統(tǒng)設(shè)計(jì)集成。
圖2是根據(jù)本發(fā)明的導(dǎo)頻獲取200的實(shí)施例和相應(yīng)的模塊體系的示意圖。所述圖形描述了其中出現(xiàn)嚴(yán)重多普勒頻移且進(jìn)行補(bǔ)償?shù)膶?shí)施例。根據(jù)移動(dòng)速度和頻帶，較小的多普勒效應(yīng)可由碼跟蹤單獨(dú)進(jìn)行補(bǔ)償。系統(tǒng)200的輸入是復(fù)基帶采樣的固定碼長序列，該復(fù)基帶采樣以碼片速率進(jìn)行采樣。在導(dǎo)頻獲取中使用的輸入采樣的數(shù)目中存在折中。采樣的增加改善了每個(gè)源的信道估計(jì)的信噪比(SNR)，但是它也增加了多普勒分辨率，這意味著更多的計(jì)算必須被執(zhí)行來正確地估計(jì)多普勒偏移。在典型實(shí)例中，8192個(gè)輸入采樣被用于導(dǎo)頻獲取。導(dǎo)頻獲取200中第一部分是復(fù)模糊函數(shù)的產(chǎn)生202。假設(shè)Mda是用于導(dǎo)頻獲取的輸入數(shù)據(jù)序列的長度，而N是在IS95的情況下碼(32768)中的位置的數(shù)目。CAF是輸入序列和導(dǎo)頻信號(hào)的周期復(fù)制品之間的關(guān)聯(lián)，其中復(fù)制品是為CAF產(chǎn)生202提供的(“導(dǎo)頻信號(hào)復(fù)制”)。利用合適的碼和多普勒偏移來計(jì)算輸入序列和導(dǎo)頻信道的復(fù)共軛的相關(guān)性。
對(duì)于每個(gè)多普勒偏移，計(jì)算在N個(gè)位置上的相關(guān)性。對(duì)于CAF中的每個(gè)點(diǎn)，計(jì)算幅度的平方202。移除局外人方案被用于采用噪聲域值204a來產(chǎn)生噪聲統(tǒng)計(jì)204b。由此，計(jì)算域值204c且將CAF幅度平方與該域值進(jìn)行比較204d。其相應(yīng)幅度平方大于域值的位置被識(shí)別且被添加到“山形”的列表中204d。在此山形的列表中的點(diǎn)被簇集來識(shí)別與相同源對(duì)應(yīng)的CAF點(diǎn)。與每個(gè)山形一起維持的是每個(gè)點(diǎn)的定時(shí)偏移、多普勒偏移和復(fù)幅度206。另外，還為每個(gè)點(diǎn)的兩個(gè)鄰近多普勒頻段(Doppler bins)維持同樣的信息。
隨后利用連續(xù)近似過程208來對(duì)定時(shí)偏移進(jìn)行求精運(yùn)算。對(duì)于每個(gè)簇集，選擇具有最大幅度平方的點(diǎn)，并且還選擇與兩個(gè)鄰近多普勒頻段中具有較大幅度的一個(gè)對(duì)應(yīng)的點(diǎn)。通過插入所述兩個(gè)點(diǎn)的多普勒偏移來計(jì)算多普勒偏移。所述插入假定CAF表面具有關(guān)于所述峰值的sinx/x形狀。一旦多普勒插入完成，導(dǎo)頻信號(hào)被合成且與在所插入的多普勒峰值處的相同定時(shí)偏移相關(guān)聯(lián)。然后，輸入信號(hào)與合成的導(dǎo)頻相關(guān)聯(lián)且復(fù)幅度被計(jì)算出。還可以利用距離該點(diǎn)的-1/2和1/2碼片的定時(shí)偏移來計(jì)算相關(guān)性。連續(xù)近似過程被用于將多普勒偏移估計(jì)求精到所需要的分辨率。在典型實(shí)例中，這種分辨率是碼片的1/16。對(duì)于每個(gè)迭代，在連續(xù)近似中，三個(gè)點(diǎn)(兩個(gè)間隔)是必須的。以由[-1/2，0]和
標(biāo)識(shí)的兩個(gè)間隔開始，其幅度和為較大值的間隔被選擇，并且，例如，計(jì)算偏移1/4碼片處的點(diǎn)。迭代繼續(xù)直到具有其分辨率為碼片的1/16的點(diǎn)。
圖3是使用快速傅立葉變換(FFT)來計(jì)算CAF(300)的示意圖。具體而言，對(duì)于給定多普勒偏移，可以通過執(zhí)行輸入序列的循環(huán)卷積來獲得所需要的關(guān)聯(lián)集。執(zhí)行循環(huán)卷積的一個(gè)相對(duì)快的方法是對(duì)兩個(gè)信號(hào)執(zhí)行離散傅立葉變換302、312，并且將得到的結(jié)果進(jìn)行點(diǎn)乘308，以及計(jì)算離散傅立葉反變換316。FFT是計(jì)算DFT的快速算法。在應(yīng)用離散傅立葉變換312之前，還對(duì)導(dǎo)頻信號(hào)復(fù)制品進(jìn)行濾波304。所得到的導(dǎo)頻特征波形被存儲(chǔ)在導(dǎo)頻緩存器314中。在IS 95的情況下，由于導(dǎo)頻信號(hào)的采樣長為32768，對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行零填充302以形成長度為32768的緩沖區(qū)。隨后，計(jì)算輸入緩沖器的FFT。對(duì)于零多普勒偏移的情況，輸入緩沖器的FFT與預(yù)先存儲(chǔ)的導(dǎo)頻FFT進(jìn)行點(diǎn)積。使該結(jié)果經(jīng)過IFFT316來產(chǎn)生在零多普勒偏移時(shí)所有整數(shù)定時(shí)偏移的CAF值且被保持318在CAF緩存器中。對(duì)于其他多普勒偏移，導(dǎo)頻信號(hào)被循環(huán)移位310。每個(gè)循環(huán)移位N是CAF的一個(gè)頻段，頻段激活組成整個(gè)CAF。選擇域值來實(shí)現(xiàn)檢測(cè)遠(yuǎn)程導(dǎo)頻和產(chǎn)生假警告之間的折中。
圖4是示出包括多用戶檢測(cè)子模塊400a-c的用戶檢測(cè)模塊400的實(shí)施例的示意圖。用戶檢測(cè)模塊400的輸入是復(fù)基帶信號(hào)，該復(fù)基帶信號(hào)的采樣率至少4倍于碼片率。在典型實(shí)施例中，使用4倍碼片率的采樣率。同樣，用戶檢測(cè)模塊400的輸入是源的列表、源的定時(shí)偏移、多普勒偏移以及復(fù)幅度。用戶的搜索獨(dú)立于每個(gè)源進(jìn)行操作。對(duì)于每個(gè)源，選擇最接近對(duì)準(zhǔn)于碼片中心的輸入的相，并且按照因子4來抽取所述輸入402。所得到的信號(hào)由此很好地對(duì)準(zhǔn)導(dǎo)頻序列。隨后，所抽取的信號(hào)與復(fù)信道幅度的復(fù)共軛進(jìn)行復(fù)數(shù)相乘，然后將其實(shí)部和虛部與其相應(yīng)的導(dǎo)頻序列進(jìn)行相乘，最后將得到的結(jié)果加在一起。碼片的相關(guān)數(shù)目與可能用戶的數(shù)目是相關(guān)的。優(yōu)選地，當(dāng)完成與一個(gè)符號(hào)對(duì)準(zhǔn)地64個(gè)采樣時(shí)，計(jì)算哈得曼變換，對(duì)所有64個(gè)Walsh信道執(zhí)行粗解調(diào)。在此階段之后，每個(gè)信道的功率在特定時(shí)間間隔累加406。例如，500個(gè)符號(hào)周期?；谠肼暯y(tǒng)計(jì)來計(jì)算域值408，使用噪聲域值來確定噪聲采樣。所述噪聲域值被選擇來平衡對(duì)增加干擾消除、有限計(jì)算容量以及在期望設(shè)計(jì)點(diǎn)上的假警報(bào)的花費(fèi)的競爭權(quán)益(competing interests)。對(duì)于每個(gè)信道，如果功率被確定410超過域值，則用戶被確定是有效的且其幅度被估計(jì)為其功率與導(dǎo)頻功率的比值。
圖5是輸出由CTCE模塊和相應(yīng)的模塊體系執(zhí)行的碼跟蹤和信道估計(jì)500的示意圖。同樣，所述輸入是以每碼片一個(gè)采樣進(jìn)行采樣的復(fù)基帶輸入信號(hào)，以及源列表、源的定時(shí)偏移、多普勒偏移和復(fù)信道幅度。幾個(gè)并行CTCE塊500a-c中的每個(gè)包含相關(guān)性502、導(dǎo)頻生成504、碼跟蹤506、信道估計(jì)508、平方電路510以及即時(shí)導(dǎo)頻能量累加512模塊。導(dǎo)頻生成504由圖11中的特征合成模塊1100提供，如下所述。優(yōu)選地，由三抽頭相關(guān)器、標(biāo)準(zhǔn)的早—遲門延遲鎖定環(huán)(DLL)的變種來執(zhí)行相關(guān)。在大多數(shù)DLL中，固定的導(dǎo)頻是與滯后和超前1/2碼片的輸入相關(guān)聯(lián)。然而，在本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例中，使得輸入信道只需要以每碼片1采樣得到，計(jì)算滯后1/2碼片的導(dǎo)頻信號(hào)。這描述了在碼跟蹤模塊506中實(shí)現(xiàn)的早—遲門延遲鎖定環(huán)的實(shí)現(xiàn)。信道估計(jì)508(幅度和相位)是根據(jù)即時(shí)導(dǎo)頻和碼跟蹤環(huán)中的數(shù)據(jù)的相關(guān)性得到的。即時(shí)導(dǎo)頻在元件510進(jìn)行平方且在512中累加以計(jì)算在信道估計(jì)元件508中使用的即時(shí)導(dǎo)頻能量。
圖6是說明由CTCE模塊和相應(yīng)的模塊體系執(zhí)行的導(dǎo)頻產(chǎn)生過程600的示意圖。導(dǎo)頻產(chǎn)生602且對(duì)導(dǎo)頻進(jìn)行濾波604以得到即時(shí)導(dǎo)頻。以-1/2碼片延遲濾波606以得到超前導(dǎo)頻。該超前導(dǎo)頻隨后以1碼片延遲608來獲得具有1/2碼片延遲的導(dǎo)頻，被稱為滯后導(dǎo)頻。這些導(dǎo)頻中的每個(gè)與復(fù)基帶輸入信號(hào)相關(guān)聯(lián)。
在指定周期后，在典型情況下為每512個(gè)碼長，如下計(jì)算誤差值(merit)(1)三個(gè)相關(guān)量(超前、滯后和即時(shí))中的每個(gè)與其復(fù)共軛相乘來計(jì)算超前能量、即時(shí)能量和滯后能量，并且(2)該誤差值被計(jì)算為(超前能量—滯后能量)/即時(shí)能量。
利用一些反饋系數(shù)(通常為0.1-0.3)與誤差值相乘來給出定時(shí)偏移的更新。通過將即時(shí)相關(guān)值(在平方之前)除以即時(shí)導(dǎo)頻中的能量來計(jì)算信道的復(fù)幅度估計(jì)。一旦計(jì)算出定時(shí)偏移的更新和信道復(fù)幅度的更新，四個(gè)累加器(超前、滯后、即時(shí)和導(dǎo)頻能量)就被初始化到0，并且繼續(xù)處理。
圖7是說明由導(dǎo)頻消除模塊執(zhí)行的導(dǎo)頻消除700的示意圖。導(dǎo)頻消除700的輸入是以每碼片1采樣的采樣率采樣到的復(fù)基帶輸入信號(hào)。另外，還從CTCE模塊的輸出中取得源的列表、源的定時(shí)偏移、多普勒偏移和復(fù)信道幅度。這些參數(shù)被用于產(chǎn)生702a-c每個(gè)源的導(dǎo)頻。隨后，將該導(dǎo)頻與復(fù)信道幅度相乘。對(duì)所述導(dǎo)頻進(jìn)行求和且將其從復(fù)基帶數(shù)據(jù)中減去以提供所示的不含導(dǎo)頻的復(fù)基帶數(shù)據(jù)。導(dǎo)頻消除模塊的輸出被輸入到MUD模塊的數(shù)據(jù)輸入端。
圖8是說明多級(jí)多用戶檢測(cè)(MUD)800的實(shí)施例的示意圖，比如由前面引入的根據(jù)本發(fā)明的MUD模塊執(zhí)行的MUD。具體而言，所描述的情形涉及使用每符號(hào)64個(gè)碼片的k個(gè)用戶。在檢測(cè)中使用三級(jí)。多級(jí)mUD800以每碼片1采樣來接收不含導(dǎo)頻的復(fù)基帶輸入，并且產(chǎn)生軟符號(hào)估計(jì)和比特估計(jì)輸出。
每個(gè)MUD級(jí)800a-c由1個(gè)或多個(gè)MUD處理元件(MUDPE)構(gòu)造成。優(yōu)選匹配用戶的數(shù)目(k)。在描述的實(shí)施例中為64。為了便于描述，示出了3個(gè)MUDPE 804a-c。MUDPE包括兩個(gè)基本功能解調(diào)器，用于解碼輸入且估計(jì)當(dāng)前符號(hào)；以及合成器，基于所述符號(hào)的估計(jì)值來估計(jì)當(dāng)前用戶對(duì)下一碼片的貢獻(xiàn)。對(duì)于給定級(jí)，所有MUDPE804a-c的輸出被加在一起以形成不含導(dǎo)頻的基帶輸入的下一碼片的估計(jì)。該級(jí)的當(dāng)前碼片的估計(jì)(已經(jīng)根據(jù)先前碼片計(jì)算出)隨后被從不含導(dǎo)頻的基帶輸入中減去以形成修正信號(hào)。這種修正信號(hào)是不能被預(yù)測(cè)的不含導(dǎo)頻的基帶信號(hào)的一個(gè)分量。給定級(jí)的修正符號(hào)是級(jí)800a的所有MUDPE 804a-c的輸入。
每個(gè)MUDPE804a-c產(chǎn)生兩個(gè)附加輸出，或者來初始化給定用戶的下一級(jí)，或者作為對(duì)用戶有用的最終軟判決輸出。第一輸出是該級(jí)的軟判決輸出。對(duì)于每個(gè)用戶，它是對(duì)其所有多址干擾已移除的不含導(dǎo)頻的基帶輸入進(jìn)行操作的匹配濾波器的線性累加器。在MUDPE內(nèi)部，這種其用戶的多址干擾已移除的不含導(dǎo)頻的基帶輸入被作為修正信號(hào)與用戶對(duì)該不含導(dǎo)頻基帶輸入的貢獻(xiàn)的MUDPE預(yù)測(cè)值之和來形成。對(duì)于第一級(jí)，這種累加器被初始化到0。對(duì)于后級(jí)，這種累加器被初始化為前級(jí)的軟判決輸出。
所述級(jí)的第二輸出是初始比特(或在非BPSK調(diào)制初始集點(diǎn))，下一級(jí)的估計(jì)。這種比特估計(jì)被用于對(duì)由一級(jí)處理的給定符號(hào)進(jìn)行比特估計(jì)。對(duì)于第一級(jí)，比特估計(jì)是0。實(shí)際的比特是-1或+1。然而，存在至少三種方案來產(chǎn)生內(nèi)在的軟比特估計(jì)。第一種方案是使用硬判決限幅器，該限幅器是軟判決累加器的符號(hào)。產(chǎn)生最佳MMSE估計(jì)的第二方案是計(jì)算軟判決累加器的雙曲正切。第三且是優(yōu)選的方案近似使用分段線性函數(shù)的雙曲正切函數(shù)，由此如果輸入的幅度小于1，則輸出等于輸入，但如果幅度大于或等于1，則箝位到-1或1。
在給定符號(hào)的處理期間，軟判決輸出和比特估計(jì)輸出都被鎖存。所述鎖存在完整符號(hào)結(jié)束時(shí)時(shí)鐘同步。對(duì)于IS 95，符號(hào)是64個(gè)碼片。因此，由于在已經(jīng)處理符號(hào)的所有碼片之前當(dāng)前級(jí)的輸出沒有準(zhǔn)備好，下一級(jí)的輸入被延遲802a、802b符號(hào)內(nèi)的碼片的數(shù)目。同樣，具有符號(hào)中的碼片數(shù)目的大小的緩沖器被安置在每個(gè)連續(xù)級(jí)之間的輸入上。
圖9A和圖9B是MUDPE 900a、900b的更詳細(xì)的示意圖。輸入i(t)是復(fù)修正信號(hào)。復(fù)變量yk(t)是對(duì)用戶k的不含導(dǎo)頻的基帶的貢獻(xiàn)的合成。如圖9A所示，對(duì)于用戶k、級(jí)m來說，這種貢獻(xiàn)是yk(t)＝hk(t)Akkm(t)-。用戶k的貢獻(xiàn)yk(t)和修正信號(hào)i(t)被加和在一起924，以恢復(fù)來自用戶k的貢獻(xiàn)。根據(jù)下述等式，這形成了用戶k的不含導(dǎo)頻的基帶信號(hào)的近似值ik(t)，其中該基帶信號(hào)的所有多址干擾已被移除。
ik(t)＝i(t)+hk(t)Akkm(t)-。
MUDPE 900a包括特征合成器906，該特征合成器906接收用戶的定時(shí)偏移和Walsh指數(shù)，并且計(jì)算該特征波形。在下面將參照?qǐng)D11描述特征波形的計(jì)算。
用戶估計(jì)器902計(jì)算用戶的復(fù)幅度Ak的估計(jì)。通過將用戶的復(fù)幅度估計(jì)和特征波形相乘來構(gòu)建用戶的復(fù)特征波形Akhk(t+1)。在當(dāng)前碼片期間計(jì)算這種波形，從而估計(jì)用戶對(duì)下一碼片的貢獻(xiàn)。由延遲914d提供的單碼片延遲倍采用來為當(dāng)前碼片的貢獻(xiàn)提供合適值。
對(duì)于接收機(jī)(其被等同視為匹配濾波器或相關(guān)器)，ik(t)與特征波形的復(fù)共軛相乘，隨后取出實(shí)部來提供匹配濾波器項(xiàng)。這種功能包括(1)將ik(t)的實(shí)部乘以926特征波形的實(shí)部，(2)將ik(t)的虛部乘以928特征波形的虛部，(3)將兩個(gè)結(jié)果加930在一起，得到其實(shí)部分量。這個(gè)值被提供給累加器912。結(jié)合穿過延遲元件的反饋，該反饋將前一碼片累加值傳遞到累加器912，該累加器有效地累加用戶幅度估計(jì)器902的輸入的值。用戶幅度估計(jì)器在下面參照?qǐng)D10(10或11？)描述的用戶幅度估計(jì)中使用。在每個(gè)符號(hào)邊界，通過與0相乘944來清空累加器。
為了使累加器934規(guī)格化，匹配濾波器輸出值通過乘法器932由2倍的修正方差的估計(jì)的倒數(shù)(2/σ2)來進(jìn)行標(biāo)度(scale)?？梢酝ㄟ^計(jì)算下述連續(xù)(running)和在MUDPE 900a外部計(jì)算修正方差的連續(xù)估計(jì)0.01×當(dāng)前修正值的平方加上0.99乘以累加器934中的前一值。
當(dāng)前碼片的被規(guī)格化的匹配濾波器輸出值被提供給軟符號(hào)輸出Skm(t)的累加器934。累加器934還通過延遲914c來接收前一累加值，該累加器由此保持逐片增加的軟符號(hào)的累加值。軟符號(hào)輸出Skm(t)被用于鎖存，該鎖存在符號(hào)結(jié)束時(shí)時(shí)鐘同步來在整個(gè)符號(hào)周期內(nèi)存儲(chǔ)用戶k的累加輸出Skm(Fk(t)+L-1)。
軟符號(hào)輸出Skm(t)也經(jīng)過比特估計(jì)計(jì)算模塊904。在一個(gè)實(shí)施例中，比特估計(jì)計(jì)算模塊904執(zhí)行非線性計(jì)算，更為具體地，是分段線性近似于雙曲正切函數(shù)。在一個(gè)替代實(shí)施例中，其他非線性計(jì)算或線性計(jì)算可用于比特估計(jì)。得到的比特估計(jì)km(t)被輸出到鎖存器908b，該鎖存器908在符號(hào)結(jié)束時(shí)被時(shí)鐘同步來提供最后的比特估計(jì)km(t+L-1)。這種鎖存器908b在符號(hào)周期結(jié)束時(shí)提供該級(jí)的該用戶k的軟比特估計(jì)。
乘法器942控制所預(yù)測(cè)的先驗(yàn)比特估計(jì)km(t+1)-。如果(t+1)表示符號(hào)中的第一碼片復(fù)用器選擇來自前一級(jí)的比特估計(jì)或0。否則，km(t+1)-＝km(t)。
所預(yù)測(cè)的比特估計(jì)km(t+1)-與先前描述的特征波形Akhk(t+1)相乘。為了能夠在下一時(shí)間步長執(zhí)行消除，該預(yù)測(cè)值被饋送到下一時(shí)間步長的修正信號(hào)的累加。所得結(jié)果是用戶對(duì)下一碼片的信號(hào)的貢獻(xiàn)的預(yù)測(cè)值。該數(shù)值也被通過碼片延遲914b饋送回與下一碼片的下一修正信號(hào)(作為hk(t)Akkm(t)-)加和，并且MUDPE 900a的輸出被加到所有其他用戶的預(yù)測(cè)值中。
MUDPE 900a還與前面引入的多級(jí)處理結(jié)合使用。為了適應(yīng)這，在符號(hào)的開始，累加器934從前一級(jí)的累加軟符號(hào)中選取其輸入，并且利用復(fù)用器940進(jìn)行選擇。如果不存在前級(jí)，那么將0作為累加軟符號(hào)值輸入。
MUDPE 900a的功能可以在接收機(jī)內(nèi)體現(xiàn)?？梢员惶峁檐浖⒒蛴布?、固件、或硬件、固件和/或軟件的任一可能組合。MUDPE 900a軟件可以是計(jì)算機(jī)系統(tǒng)的一部分，在計(jì)算機(jī)中由處理器執(zhí)行其指令。還可以采用存儲(chǔ)介質(zhì)的形式，該存儲(chǔ)介質(zhì)存儲(chǔ)軟件，比如光盤CD或其他格式、磁性存儲(chǔ)、閃存或其他。
值得注意的是，雖然是概念性的，每級(jí)每用戶存在一個(gè)MUDPE900a。還有可能的是，將多邏輯MUDPE體現(xiàn)為如圖9B所示的單物理MUDPE 900b。在硬件實(shí)現(xiàn)中，這種布置是最有用的。通常，MUDPE900b類似于MUDPE 900a，并且到最后類似數(shù)目的項(xiàng)如上述操作。然而，取代單個(gè)鎖存器908a，b，使用N個(gè)必須的鎖存器920，b，并且取代碼片延遲914a-d，使用“N碼片”延遲922a-b。另外，用戶幅度估值器和特征合成塊必須被修改來具有存儲(chǔ)器，從而使得可以為N個(gè)不同的用戶復(fù)用其輸出。從功能上講，MUDPE 900b象前述MUDPE900a一樣工作，具有過時(shí)鐘同步和增加緩沖器。在輸出端存在有一個(gè)累加器和時(shí)鐘延遲，以將不同用戶的貢獻(xiàn)加在一起。雖然修正信號(hào)輸入和在輸出端上的累加的用戶貢獻(xiàn)仍然以碼片速率時(shí)鐘同步，但是MUDPE 900b以N倍的碼片速率時(shí)鐘同步。軟符號(hào)輸出和比特估計(jì)輸出還必須于使用符號(hào)速率同步的下一級(jí)同步。
存在幾個(gè)不同的方案來將來自不同級(jí)的估計(jì)合并在一起。圖9c-9f描述了四種替代情形。
圖9C是MUDPE的變形。為了使累加的軟判定被解釋為“對(duì)數(shù)似然”，匹配濾波器輸出的累加必須在1個(gè)符號(hào)周期內(nèi)有效地執(zhí)行。這在圖9c中通過將前一級(jí)中的累加軟符號(hào)除以946符號(hào)中的碼片數(shù)并且使用減法元件將其從當(dāng)前匹配濾波器項(xiàng)中減去來實(shí)現(xiàn)。在符號(hào)周期結(jié)束時(shí)，來自前級(jí)的整個(gè)累加軟符號(hào)將被減去，從而使得所述累加是當(dāng)前級(jí)的匹配濾波器項(xiàng)的累加。
圖9D是MUPDE的另一個(gè)變形。在這個(gè)變形中，不是減去來自前級(jí)的平均值，實(shí)際的匹配濾波器項(xiàng)在多級(jí)間傳送且被減去。更為具體地，每個(gè)碼片的匹配濾波器項(xiàng)利用修正方差(2/σ2)進(jìn)行標(biāo)度，且被送入先進(jìn)先出(FIFO)緩沖器元件950并且以碼片速率時(shí)鐘同步。表示來自前級(jí)的標(biāo)度后的匹配濾波器項(xiàng)的信號(hào)是輸入且被使用減法元件948從當(dāng)前標(biāo)度后的匹配濾波器項(xiàng)中減去。得到的結(jié)果是每個(gè)碼片上的結(jié)果。累加器包含使用標(biāo)度后的匹配濾波器項(xiàng)的每個(gè)碼片的確切累加。對(duì)于從符號(hào)的開始到當(dāng)前符號(hào)的碼片，所述累加具有最新值，對(duì)于當(dāng)前碼片之后的碼片，累加具有在前級(jí)上使用的值。這種技術(shù)的有利之處在于不需要近似值來從中減去其平均值。不利之處在于需要附加的FIFO緩存器。
圖9E是MUDPE的另一個(gè)變形，其能夠用于MG-MUD的第一級(jí)。這種變形包括將累加器(912，圖9A)的功能并入累加器934，并且將乘法元件932放置在累加器934的輸出端而不是在輸入端。如果這個(gè)變形已經(jīng)用于第一級(jí)，那么在任何情況下，累加器912和934將被初始為0。同樣，在第一碼片，乘法元件942將比特估計(jì)選擇為0，且在下N-1個(gè)碼片，從非線性的輸出中選擇比特估計(jì)，其中N是每個(gè)符號(hào)中的碼片的數(shù)目。
圖9F是類似于圖9E的變形。其被用于執(zhí)行使用這種體系的PIC算法。主要的區(qū)別在于排除在一起的復(fù)用元件(942，圖9E)。在符號(hào)結(jié)束時(shí)鎖存非線性的輸出(當(dāng)前的比特估計(jì)km(t))。在預(yù)測(cè)中使用的估計(jì)，km(t+1)-，被作為前級(jí)的估計(jì)采用。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，可配置的體系通過選擇更新增益因子和非線性函數(shù)來實(shí)現(xiàn)各種MUD。這種體系(稱為遞歸多級(jí)MUD(RMSM))算法體系)是各種MUD方法共有的基本功能的多級(jí)的、采樣級(jí)實(shí)現(xiàn)。共有的功能包括多級(jí)狀態(tài)預(yù)測(cè)和更新等式和三角增益矩陣更新公式。通過計(jì)算和應(yīng)用時(shí)間和級(jí)依賴性的增益因子，將RMSM體系配置于特定MUD方法，其中該增益因子對(duì)應(yīng)于該方法。所述配置要求選擇用于符號(hào)估計(jì)和判定的方法特定的非線性函數(shù)以及選擇方法特定的狀態(tài)更新等式。由RMSM體系支持的MUD算法包括混合高斯解調(diào)器、PIC、部分PIC和解耦Kalman解調(diào)器以及混合多級(jí)MUD方法。
圖9G是體現(xiàn)RMSM體系的MUD處理元件900g的實(shí)施例。這種處理元件900g以單個(gè)結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)在圖9A-9E種描述的處理元件的功能。處理元件900g包含附加開關(guān)952、954、956，適應(yīng)引入不同組增益因子βkm(t)和減去956似然相關(guān)項(xiàng)ξkm(t)。
圖9G已經(jīng)被簡化但與圖9A-F一致。首先，大致示出了非線性判定函數(shù)904。如同其他實(shí)施例，可以應(yīng)用各種非線性判定函數(shù)，該非線性判定函數(shù)包括但不限于在一些圖形中描述的tanh函數(shù)。另外，取代兩條線，以單條實(shí)線示出了復(fù)通道。因此，乘法器928的功能被并入乘法器926。復(fù)數(shù)乘法器926將輸入信號(hào)與合成的特征波形的共軛相乘。函數(shù)964執(zhí)行共軛操作。由于這種設(shè)計(jì)體現(xiàn)能夠?qū)崿F(xiàn)各種其他算法的體系結(jié)構(gòu)。幅度標(biāo)度函數(shù)962、開關(guān)952和乘法器被提供，因此不同的增益因子b(t)可被使用且可以校正用戶幅度。此外，由各個(gè)復(fù)用器和延遲提供的功能沒有示出，但應(yīng)該理解的是，該功能被并入所示出的累加器912、934中。
通過選擇正確的增益因子組、設(shè)置各種開關(guān)且選擇期望的非線性判定函數(shù)，該處理元件900g可以容易地被重配置來執(zhí)行任何MUD算法的單級(jí)，比如PIC、PPIC、DKD、MGMUD或各種混合多級(jí)方法。
通常，增益因子的方法特定組可以被預(yù)先計(jì)算或存儲(chǔ)在一表格中。在其最通常的形式中，每個(gè)表格的大小是[N×M×K]表，其中N是碼片/符號(hào)數(shù)目，M是級(jí)的數(shù)目，K是用戶(或信道)的總數(shù)。當(dāng)前用戶、當(dāng)前處理級(jí)和符號(hào)內(nèi)的當(dāng)前碼片確定表中的索引。
增益因子矢量βkm(t)是當(dāng)前執(zhí)行的算法和級(jí)的數(shù)目的函數(shù)。
對(duì)于PIC，增益因子獨(dú)立于級(jí)和用戶，且增益因子是β(nk)=1n,]]>其中nk＝{1，...，N}是符號(hào)內(nèi)的當(dāng)前碼片指數(shù)，而N是單位符號(hào)的碼片數(shù)目。
部分PIC算法的增益因子類似于PIC，但包括依賴于級(jí)的加權(quán)βm(nk)=λmnk,]]>其中0≤λm≤1。通常，隨著級(jí)的數(shù)目增加，λm接近于1.0。
如同名字所暗指的，塊結(jié)構(gòu)固定增益Kalman解調(diào)器(BFKD)的增益因子是βm(nk)=αmN,]]>其中αm取在0和1之間的用戶定義的值。將B.Flanagan和J.Dunyak在2003年10月13-16日召開的IEEEMilcom 2003會(huì)議的會(huì)議紀(jì)要上發(fā)表的“Steady State Kalman FilterTechnique for Multiuser Dectection”用作算法描述和相關(guān)參考。
可以根據(jù)J.Dunyak在2002年無線和光通信的IEEE會(huì)議上發(fā)表的“A Decoupled Kalman Filter Technique for Multiuser Detection ofPulse Amplitude Modulation CDMA”來定義解耦Kalman解調(diào)器的增益因子(DKD增益因子)。
假定可以根據(jù)期望的算法來選擇幾個(gè)非線性判定函數(shù)中的一個(gè)。候選函數(shù)包括硬限幅器、符號(hào)函數(shù)、快速限幅器、擦除器和雙曲正切。擦除器是3級(jí)函數(shù)，根據(jù)輸入信號(hào)指定輸出-A、0和A。
如上所述，僅僅利用幾個(gè)參數(shù)的改變，RMSM體系可使用于特定算法。參見圖9x，每個(gè)特定算法的配置如下對(duì)于PIC1、使用PIC的增益因子
2、設(shè)置開關(guān)A，使得利用用戶幅度的絕對(duì)值的逆來標(biāo)度3、設(shè)置開關(guān)B，使得將再生信號(hào)添加到輸入復(fù)基帶修正信號(hào)i(t)4、觸發(fā)開關(guān)C，使得每次使用來自前級(jí)的非線性符號(hào)估計(jì)5、利用前面的1/N刻度來選擇期望的非線性檢測(cè)函數(shù)6、設(shè)置似然項(xiàng)ξkm(t)＝0，其中N是碼片/符號(hào)的數(shù)目對(duì)于PPIC1、使用部分PIC的增益因子2、設(shè)置開關(guān)A，使得利用用戶幅度的絕對(duì)值的逆來標(biāo)度3、設(shè)置開關(guān)B，使得將再生信號(hào)添加到輸入復(fù)基帶修正信號(hào)i(t)4、觸發(fā)開關(guān)C，使得每次使用來自前級(jí)的非線性符號(hào)估計(jì)5、利用前面的1/N刻度來選擇期望的非線性檢測(cè)函數(shù)6、設(shè)置似然項(xiàng)ξkm(t)＝0對(duì)于MG-MUD1、使用MG-MUD的增益因子2、設(shè)置開關(guān)A，使得以1對(duì)增益因子進(jìn)行標(biāo)度3、設(shè)置開關(guān)B，使得將再生信號(hào)添加到輸入復(fù)基帶修正信號(hào)i(t)4、觸發(fā)開關(guān)C，使得每次使用當(dāng)前的非線性符號(hào)估計(jì)，除非在符號(hào)邊界的開始處，在該種情況下，使用來自前級(jí)的非線性符號(hào)估計(jì)5、選擇雙曲正切或箝位限幅器6、為了實(shí)現(xiàn)圖9a版本，設(shè)置似然項(xiàng)ξkm(t)＝0；為了實(shí)現(xiàn)圖9c版本，設(shè)置似然項(xiàng)ξkm(t)＝(前級(jí)軟符號(hào)估計(jì))/N，為了實(shí)現(xiàn)圖9d版本，設(shè)置似然項(xiàng)ξkm(t)＝前級(jí)的相應(yīng)匹配濾波器項(xiàng)對(duì)于DKD1、使用上述引入的DKD增益因子2、將開關(guān)A(952)設(shè)置為13、將開關(guān)B設(shè)置為04、觸發(fā)開關(guān)C，使得每次使用當(dāng)前的非線性符號(hào)估計(jì)，除非在符號(hào)邊界的開始處，在該種情況下，使用來自前級(jí)的非線性符號(hào)估計(jì)5、選擇<TBD>非線性函數(shù)6、設(shè)置似然項(xiàng)ξkm(t)＝0對(duì)于BFKD1、使用BFKD的增益因子2、將開關(guān)A(952)設(shè)置為13、將開關(guān)B設(shè)置為04、觸發(fā)開關(guān)C，使得每次使用當(dāng)前的非線性符號(hào)估計(jì)，除非在符號(hào)邊界的開始處，在該種情況下，使用來自前級(jí)的非線性符號(hào)估計(jì)5、選擇<TBD>非線性函數(shù)6、設(shè)置似然項(xiàng)ξkm(t)＝0圖10是用戶幅度估計(jì)器1000的實(shí)施例的示意圖，該用戶幅度估計(jì)器1000可用于前述MUDPE 900a和900b中。如前所述，執(zhí)行匹配濾波器的第二累加，在符號(hào)的開始，該第二累加被初始為0且不規(guī)格化。這被稱為匹配累加器輸入，該輸入由用戶幅度估計(jì)器1000接收。附加的輸入包括所示的定時(shí)偏移的小數(shù)部分、復(fù)信道估計(jì)和2倍修正方差的倒數(shù)(2/σ2)。在1/16碼片分辨率的定時(shí)偏移的情況下，考慮定時(shí)偏移的小數(shù)部分，這個(gè)數(shù)目將是4比特量0-15，其中所有比特位于二進(jìn)制小數(shù)點(diǎn)的右邊。這個(gè)值被用于查找該相位的導(dǎo)頻功率。導(dǎo)頻功率查找表(LUT)1010預(yù)先存儲(chǔ)與該相位對(duì)應(yīng)的導(dǎo)頻功率以提供該信息。2倍修正方差的倒數(shù)的值是預(yù)先描述被提供給MUDPE的剩余部分的值。從前述CTCE模塊獲得復(fù)信道估計(jì)。
用戶的相對(duì)幅度通常是小于1的正數(shù)，它表示用戶的幅度與導(dǎo)頻的幅度的比值。用戶幅度估計(jì)器1000將對(duì)每個(gè)符號(hào)計(jì)算該量的平方的點(diǎn)估計(jì)，并且隨后進(jìn)行用戶相對(duì)幅度的平方的點(diǎn)估計(jì)和在前估計(jì)的凸組合。具體而言，對(duì)于參數(shù)α，在圖中為0.99，估計(jì)器1000采用0.01(1-α)乘以點(diǎn)估計(jì)加上0.99α乘以在前估計(jì)。得到的結(jié)果以符號(hào)速率同步(1014)，并且得到結(jié)果的平方根(1016)與復(fù)信道估計(jì)相乘以提供用戶的復(fù)幅度估計(jì)。
通過采用在符號(hào)結(jié)束時(shí)的匹配濾波器累加器輸出的幅度平方(1002)且將其乘以用戶相對(duì)幅度平方的在前估計(jì)(1004)的倒數(shù)來計(jì)算點(diǎn)估計(jì)。得到的結(jié)果與標(biāo)度因子相乘且移除偏差(bias)。最后，點(diǎn)估計(jì)被限制在0到1的范圍內(nèi)(1008)。用戶相對(duì)幅度平方的新估計(jì)的平方根被采用且將其與復(fù)信道幅度估計(jì)相乘來獲得該用戶的復(fù)幅度估計(jì)。在計(jì)算中使用的標(biāo)度和偏差項(xiàng)按照下述計(jì)算。復(fù)信道估計(jì)的幅度平方(1012)與2倍的修正方差的倒數(shù)相乘。其還與從導(dǎo)頻功率LUT 1010提供的導(dǎo)頻功率相乘，根據(jù)表示定時(shí)偏移的小數(shù)部分的4比特，該導(dǎo)頻功率是不同的。將所述結(jié)果(1018)的倒數(shù)取為偏差。隨后將該值與2倍的修正方差的倒數(shù)相乘并且平方輸出來產(chǎn)生標(biāo)度(scale)。
圖11是說明特征合成器1100的示意圖，該特征合成器被先前介紹的導(dǎo)頻獲取、CTCE、導(dǎo)頻消除模塊和MUDPE使用。使用線性反饋移位寄存器(LFSR)1104和1106來計(jì)算導(dǎo)頻的實(shí)部和虛部，其中LFSR是諸如IS-95的標(biāo)準(zhǔn)中指定的。對(duì)于64個(gè)Walsh信道中的每個(gè)，根據(jù)Walsh表1102應(yīng)用不同的碼，得到的結(jié)果是二元序列。比特“0”被映射到符號(hào)1，而比特“1”被映射到符號(hào)“-1”。為了產(chǎn)生在所需要的小數(shù)偏移的1/16上的導(dǎo)頻的插入版本，二進(jìn)制輸入必須被濾波1108、1110。在優(yōu)選實(shí)施例中，這種濾波器是12抽頭無限脈沖響應(yīng)(FIR)濾波器。所得結(jié)果或者是在Walsh碼為0(全1)的情況下合成的導(dǎo)頻，或者任何其他Walsh信道上的特征序列。
圖12是說明可為MUDPE特征合成器1200使用的子碼片插入式濾波器的示意圖。更具體地為三種不同的實(shí)現(xiàn)1202、1204和1206。由于輸入是二進(jìn)制的，所以可以使用查找表來計(jì)算輸出。在實(shí)現(xiàn)中根據(jù)查找表的代價(jià)與使用地址的代價(jià)的關(guān)系來進(jìn)行集中折中。優(yōu)選地，由于存在16種可能的小數(shù)偏移，所以必須使用4比特來選擇合適的濾波器。一個(gè)表格的實(shí)現(xiàn)1202要求16比特(12比特用于數(shù)據(jù)輸入，加上4比特用于選擇小數(shù)偏移)或65536個(gè)位置來產(chǎn)生輸出。但不使用另外的邏輯。兩個(gè)表格的實(shí)現(xiàn)1204要求2個(gè)10比特表或2×1024＝2048個(gè)位置。對(duì)于所述10比特，4比特用于選擇小數(shù)偏移，而其他6比特和是12比特序列的上半部分或是下半部分。所述兩個(gè)表的輸出必須被加在一起來實(shí)現(xiàn)12抽頭FIR濾波器。在三個(gè)表格的實(shí)現(xiàn)中，需要三個(gè)8比特表格或3×256＝768個(gè)位置。對(duì)于8比特，4比特選擇小數(shù)偏移，而其余4比特或者是12比特輸入序列的第一、第二或第三個(gè)4比特段。
因此，本發(fā)明的實(shí)施例產(chǎn)生和提供了CDMA通信環(huán)境中的干擾消除的改進(jìn)。雖然本發(fā)明已經(jīng)參照特定實(shí)施例進(jìn)行了相當(dāng)詳細(xì)地描述，但是本發(fā)明可以在不背離本發(fā)明的精神和范圍的情況下進(jìn)行各種修改。因此，下述權(quán)利要求不應(yīng)該被限制于在這里以任何形式包含的實(shí)施例的描述中。
權(quán)利要求
1.一種用于在通信系統(tǒng)中消除多用戶干擾的方法，在該通信系統(tǒng)中，多個(gè)用戶通過共享信道進(jìn)行通信，所述方法包括接收能夠提供在小于全符號(hào)周期的子符號(hào)間隔上產(chǎn)生的多個(gè)離散值的輸入，其中當(dāng)前離散值對(duì)應(yīng)于當(dāng)前符號(hào)的當(dāng)前子符號(hào)間隔，且前一離散值對(duì)應(yīng)于所述當(dāng)前符號(hào)的前一子符號(hào)間隔；和在子符號(hào)間隔為所述多個(gè)用戶中的一個(gè)給定用戶估計(jì)符號(hào)，其中所述給定用戶的當(dāng)前估計(jì)估計(jì)與所述給定用戶的所述當(dāng)前符號(hào)對(duì)應(yīng)的所述當(dāng)前離散值的一部分，并且消除由在所述前一子符號(hào)間隔期間根據(jù)所述前一離散值確定的所述多個(gè)用戶產(chǎn)生的干擾。
2.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，所述通信系統(tǒng)是碼分多址通信系統(tǒng)。
3.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，所述子符號(hào)間隔是碼片間隔。
4.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，為所述給定用戶估計(jì)符號(hào)是通過多個(gè)處理級(jí)來執(zhí)行的。
5.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，多個(gè)處理元件在子符號(hào)間隔分別為所述多個(gè)用戶中的每個(gè)執(zhí)行估計(jì)，以適應(yīng)消除由所述多個(gè)用戶產(chǎn)生的干擾。
6.如權(quán)利要求4所述的方法，其中，所述多個(gè)處理級(jí)包括第一級(jí)和第二級(jí)，所述第一級(jí)將所述給定用戶的累加的軟符號(hào)輸出提供給所述第二級(jí)，所述第二級(jí)使用該累加的軟符號(hào)輸出為所述給定用戶估計(jì)符號(hào)。
7.如權(quán)利要求6所述的方法，其中，由所述第二級(jí)接收的所述輸入相對(duì)于所述第一級(jí)接收的所述輸入延遲一個(gè)符號(hào)周期。
8.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，符號(hào)估計(jì)是基于一個(gè)最小均方差估計(jì)。
9.如權(quán)利要求8所述的方法，其中，所述最小均方差估計(jì)是線性均方差估計(jì)。
10.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，符號(hào)估計(jì)是基于混合高斯分布的。
11.如權(quán)利要求4所述的方法，其中，所述多個(gè)處理級(jí)中的各個(gè)級(jí)是不同類型的。
12.如權(quán)利要求4所述的方法，其中，在所述多個(gè)處理級(jí)中的每個(gè)處理級(jí)執(zhí)行從由下述組成的組中選出的多用戶檢測(cè)算法混合高斯(MG)、解耦Kalman(DK)、并行干擾消除(PIC)和部分并行干擾消除(PPIC)。
13.如權(quán)利要求4所述的方法，其中，在所述多個(gè)處理級(jí)中的每個(gè)處理級(jí)包括遞歸多級(jí)解調(diào)器。
14.如權(quán)利要求13所述的方法，其中，所述遞歸多級(jí)解調(diào)器包括增益因子和非線性函數(shù)模塊，該增益因子和非線性函數(shù)模塊可重新配置，以使得相應(yīng)的處理級(jí)來執(zhí)行從由下述組成的組中選出的多用戶檢測(cè)算法混合高斯(MG)、解耦Kalman(DK)、并行干擾消除(PIC)和部分并行干擾消除(PPIC)。
15.一種用于在通信系統(tǒng)中消除多用戶干擾的裝置，在該通信系統(tǒng)中，多個(gè)用戶通過共享信道進(jìn)行通信，所述裝置包括輸入端，用于接收能夠提供在小于全符號(hào)周期的子符號(hào)間隔上產(chǎn)生的多個(gè)離散值的輸入，其中當(dāng)前離散值對(duì)應(yīng)于當(dāng)前符號(hào)的當(dāng)前子符號(hào)間隔，且前一離散值對(duì)應(yīng)于所述當(dāng)前符號(hào)的前一子符號(hào)間隔；第一處理級(jí)，與所述輸入端通信，用于在子符號(hào)間隔為給定用戶估計(jì)符號(hào)，其中，所述給定用戶的當(dāng)前估計(jì)估計(jì)與所述給定用戶的所述當(dāng)前符號(hào)對(duì)應(yīng)的所述當(dāng)前離散值的一部分，并且消除由在所述前一子符號(hào)間隔期間根據(jù)所述前一離散值確定的所述多個(gè)用戶產(chǎn)生的干擾。
16.如權(quán)利要求15所述的裝置，其中所述通信系統(tǒng)是碼分多址通信系統(tǒng)。
17.如權(quán)利要求15所述的裝置，其中，所述子符號(hào)間隔是碼片間隔。
18.如權(quán)利要求15所述的裝置，其中，所述第一處理級(jí)是用于為所述給定用戶估計(jì)符號(hào)的多個(gè)處理級(jí)中的一個(gè)。
19.如權(quán)利要求15所述的裝置，其中，所述處理級(jí)包括多個(gè)處理元件，該多個(gè)處理元件在子符號(hào)間隔分別為所述多個(gè)用戶中的每個(gè)執(zhí)行估計(jì)，以適應(yīng)消除由所述多個(gè)用戶產(chǎn)生的干擾。
20.如權(quán)利要求18所述的裝置，其中，所述多個(gè)處理級(jí)包括第一級(jí)和第二級(jí)，所述第一級(jí)將所述給定用戶的累加的軟符號(hào)輸出提供給所述第二級(jí)，所述第二級(jí)使用該累加的軟符號(hào)輸出為所述給定用戶估計(jì)符號(hào)。
21.如權(quán)利要求15所述的裝置，其中，所述第一處理級(jí)在估計(jì)符號(hào)時(shí)執(zhí)行最小均方差估計(jì)。
22.如權(quán)利要求21所述的裝置，其中，所述最小均方差估計(jì)是線性均方差估計(jì)。
23.如權(quán)利要求15所述的裝置，其中，所述第一處理級(jí)在估計(jì)符號(hào)時(shí)執(zhí)行混合高斯分布。
24.如權(quán)利要求18所述的裝置，其中，所述多個(gè)處理級(jí)中的各個(gè)級(jí)是不同類型的。
25.如權(quán)利要求18所述的裝置，其中，在所述多個(gè)處理級(jí)中的每個(gè)處理級(jí)執(zhí)行從由下述組成的組中選出的多用戶檢測(cè)算法混合高斯(MG)、解耦Kalman(DK)、并行干擾消除(PIC)和部分并行干擾消除(PPIC)。
26.如權(quán)利要求18所述的方法，其中，所述多個(gè)處理級(jí)中的每個(gè)處理級(jí)包括遞歸多級(jí)解調(diào)器，該遞歸多級(jí)解調(diào)器還包括增益因子和非線性函數(shù)模塊，該增益因子和非線性函數(shù)模塊可重新配置，以提供執(zhí)行從由下述組成的組中選出的多用戶檢測(cè)算法的相應(yīng)的處理級(jí)混合高斯(MG)、解耦Kalman(DK)、并行干擾消除(PIC)和部分并行干擾消除(PPIC)。
27.一種用于在通信系統(tǒng)中消除多用戶干擾的計(jì)算機(jī)程序產(chǎn)品，在該通信系統(tǒng)中，多個(gè)用戶通過共享信道進(jìn)行通信，所述計(jì)算機(jī)程序產(chǎn)品存儲(chǔ)在計(jì)算機(jī)可讀介質(zhì)上且執(zhí)行以下操作接收能夠提供在小于全符號(hào)周期的子符號(hào)間隔上產(chǎn)生的多個(gè)離散值的輸入，其中當(dāng)前離散值對(duì)應(yīng)于當(dāng)前符號(hào)的當(dāng)前子符號(hào)間隔，且前一離散值對(duì)應(yīng)于所述當(dāng)前符號(hào)的前一子符號(hào)間隔；和在子符號(hào)間隔為所述多個(gè)用戶中的一個(gè)給定用戶估計(jì)符號(hào)，其中所述給定用戶的當(dāng)前估計(jì)估計(jì)與所述給定用戶的所述當(dāng)前符號(hào)對(duì)應(yīng)的所述當(dāng)前離散值的一部分，并且消除由在所述前一子符號(hào)間隔期間根據(jù)所述前一離散值確定的所述多個(gè)用戶產(chǎn)生的干擾。
28.如權(quán)利要求27所述的計(jì)算機(jī)程序產(chǎn)品，其中，所述通信系統(tǒng)是碼分多址通信系統(tǒng)。
29.如權(quán)利要求27所述的計(jì)算機(jī)程序產(chǎn)品，其中，所述子符號(hào)間隔是碼片間隔。
30.如權(quán)利要求27所述的計(jì)算機(jī)程序產(chǎn)品，其中，所述符號(hào)是多比特符號(hào)。
31.一種用于在通信系統(tǒng)中消除多用戶干擾的方法，在該通信系統(tǒng)中，多個(gè)用戶通過共享信道進(jìn)行通信，所述方法包括接收能夠提供在小于全符號(hào)周期的子符號(hào)間隔上產(chǎn)生的多個(gè)離散值的輸入，其中當(dāng)前離散值對(duì)應(yīng)于當(dāng)前多比特符號(hào)的當(dāng)前子符號(hào)間隔，且前一離散值對(duì)應(yīng)于所述當(dāng)前多比特符號(hào)的前一子符號(hào)間隔；和在子符號(hào)間隔為所述多個(gè)用戶中的一個(gè)給定用戶估計(jì)符號(hào)，其中所述給定用戶的當(dāng)前估計(jì)估計(jì)與所述給定用戶的所述當(dāng)前多比特符號(hào)對(duì)應(yīng)的所述當(dāng)前離散值的一部分，并且消除由在所述前一子符號(hào)間隔期間根據(jù)所述前一離散值確定的所述多個(gè)用戶產(chǎn)生的干擾。
32.如權(quán)利要求31所述的方法，其中，所述通信系統(tǒng)是碼分多址通信系統(tǒng)。
33.如權(quán)利要求31所述的方法，其中，所述子符號(hào)間隔是碼片間隔。
34.如權(quán)利要求31所述的方法，其中，為所述給定用戶估計(jì)符號(hào)是由多個(gè)處理級(jí)執(zhí)行的。
35.如權(quán)利要求31所述的方法，其中，多個(gè)處理元件在子符號(hào)間隔分別為所述多個(gè)用戶中的每個(gè)執(zhí)行估計(jì)，以適應(yīng)消除由所述多個(gè)用戶產(chǎn)生的干擾。
36.如權(quán)利要求34所述的方法，其中，所述多個(gè)處理級(jí)包括第一級(jí)和第二級(jí)，所述第一級(jí)將所述給定用戶的累加的軟符號(hào)輸出提供給所述第二級(jí)，所述第二級(jí)使用該累加的軟符號(hào)輸出為所述給定用戶估計(jì)符號(hào)。
37.如權(quán)利要求36所述的方法，其中，由所述第二級(jí)接收的所述輸入相對(duì)于所述第一級(jí)接收的所述輸入延遲一個(gè)符號(hào)周期。
38.如權(quán)利要求31所述的方法，其中，符號(hào)估計(jì)是基于一個(gè)最小均方差估計(jì)。
39.如權(quán)利要求38所述的方法，其中，所述最小均方差估計(jì)是線性均方差估計(jì)。
40.如權(quán)利要求31所述的方法，其中，符號(hào)估計(jì)是基于混合高斯分布的。
41.如權(quán)利要求34所述的方法，其中，所述多個(gè)處理級(jí)中的各個(gè)級(jí)是不同類型的。
42.如權(quán)利要求34所述的方法，其中，在所述多個(gè)處理級(jí)中的每個(gè)處理級(jí)執(zhí)行從由下述組成的組中選出的多用戶檢測(cè)算法混合高斯(MG)、解耦Kalman(DK)、并行干擾消除(PIC)和部分并行干擾消除(PPIC)。
43.如權(quán)利要求34所述的方法，其中，在所述多個(gè)處理級(jí)中的每個(gè)處理級(jí)包括遞歸多級(jí)解調(diào)器。
44.如權(quán)利要求43所述的方法，其中，所述遞歸多級(jí)解調(diào)器包括增益因子和非線性函數(shù)模塊，該增益因子和非線性函數(shù)模塊可重新配置，以使得相應(yīng)的處理級(jí)來執(zhí)行從由下述組成的組中選出的多用戶檢測(cè)算法混合高斯(MG)、解耦Kalman(DK)、并行干擾消除(PIC)和部分并行干擾消除(PPIC)。
45.一種用于在通信系統(tǒng)中消除多用戶干擾的裝置，在該通信系統(tǒng)中，多個(gè)用戶通過共享信道進(jìn)行通信，所述裝置包括輸入端，用于接收能夠提供在小于全符號(hào)周期的子符號(hào)間隔上產(chǎn)生的多個(gè)離散值的輸入，其中當(dāng)前離散值對(duì)應(yīng)于當(dāng)前多比特符號(hào)的當(dāng)前子符號(hào)間隔，且前一離散值對(duì)應(yīng)于所述當(dāng)前多比特符號(hào)的前一子符號(hào)間隔；和第一處理級(jí)，與所述輸入端通信，用于在子符號(hào)間隔為給定用戶估計(jì)符號(hào)，其中，所述給定用戶的當(dāng)前估計(jì)估計(jì)與所述給定用戶的所述當(dāng)前多比特符號(hào)對(duì)應(yīng)的所述當(dāng)前離散值的一部分，并且消除由在所述前一子符號(hào)間隔期間根據(jù)所述前一離散值確定的所述多個(gè)用戶產(chǎn)生的干擾。
46.如權(quán)利要求45所述的裝置，其中所述通信系統(tǒng)是碼分多址通信系統(tǒng)。
47.如權(quán)利要求45所述的裝置，其中，所述子符號(hào)間隔是碼片間隔。
48.如權(quán)利要求45所述的裝置，其中，所述第一處理級(jí)是用于為所述給定用戶估計(jì)符號(hào)的多個(gè)處理級(jí)中的一個(gè)。
49.如權(quán)利要求45所述的裝置，其中，所述處理級(jí)包括多個(gè)處理元件，該多個(gè)處理元件在子符號(hào)間隔分別為所述多個(gè)用戶中的每個(gè)執(zhí)行估計(jì)，以適應(yīng)消除由所述多個(gè)用戶產(chǎn)生的干擾。
50.如權(quán)利要求48所述的裝置，其中，所述多個(gè)處理級(jí)包括第一級(jí)和第二級(jí)，所述第一級(jí)將所述給定用戶的累加的軟符號(hào)輸出提供給所述第二級(jí)，所述第二級(jí)使用該累加的軟符號(hào)輸出為所述給定用戶估計(jì)符號(hào)。
51.如權(quán)利要求45所述的裝置，其中，所述第一處理級(jí)在估計(jì)符號(hào)時(shí)執(zhí)行最小均方差估計(jì)。
52.如權(quán)利要求51所述的裝置，其中，所述最小均方差估計(jì)是線性均方差估計(jì)。
53.如權(quán)利要求45所述的裝置，其中，所述第一處理級(jí)在估計(jì)符號(hào)時(shí)執(zhí)行混合高斯分布。
54.如權(quán)利要求48所述的裝置，其中，所述多個(gè)處理級(jí)中的各個(gè)級(jí)是不同類型的。
55.如權(quán)利要求48所述的裝置，其中，在所述多個(gè)處理級(jí)中的每個(gè)處理級(jí)執(zhí)行從由下述組成的組中選出的多用戶檢測(cè)算法混合高斯(MG)、解耦Kalman(DK)、并行干擾消除(PIC)和部分并行干擾消除(PPIC)。
56.如權(quán)利要求48所述的方法，其中，所述多個(gè)處理級(jí)中的每個(gè)處理級(jí)包括遞歸多級(jí)解調(diào)器，該遞歸多級(jí)解調(diào)器還包括增益因子和非線性函數(shù)模塊，該增益因子和非線性函數(shù)模塊可重新配置，以提供執(zhí)行從由下述組成的組中選出的多用戶檢測(cè)算法的相應(yīng)的處理級(jí)混合高斯(MG)、解耦Kalman(DK)、并行干擾消除(PIC)和部分并行干擾消除(PPIC)。
57.一種用于在通信系統(tǒng)中消除多用戶干擾的方法，在該通信系統(tǒng)中，多個(gè)用戶通過共享信道進(jìn)行通信，所述方法包括接收能夠提供在小于全符號(hào)周期的子符號(hào)間隔上產(chǎn)生的多個(gè)離散值的數(shù)據(jù)集；和通過將所述多個(gè)用戶中的至少一些的特征波形插入到所接收的數(shù)據(jù)集的公共采樣格網(wǎng)中來估計(jì)與給定用戶對(duì)應(yīng)的符號(hào)的多個(gè)比特。
58.如權(quán)利要求57所述的方法，其中，所述通信系統(tǒng)是碼分多址通信系統(tǒng)。
59.如權(quán)利要求57所述的方法，其中，所述通信系統(tǒng)是異步碼分多址通信系統(tǒng)。
60.如權(quán)利要求57所述的方法，其中，所述子符號(hào)間隔是碼片間隔。
61.如權(quán)利要求57所述的方法，還包括使用所插入的特征波形來確定與所述給定用戶對(duì)應(yīng)的干擾貢獻(xiàn)。
62.如權(quán)利要求61所述的方法，其中，所插入的特征波形被用于在第一子符號(hào)間隔內(nèi)執(zhí)行信號(hào)重構(gòu)，且被保留來在所述第一子符號(hào)間隔之后的第二子符號(hào)間隔內(nèi)估計(jì)多個(gè)比特。
63.如權(quán)利要求62所述的方法，其中子符號(hào)延遲適應(yīng)同時(shí)為所述第二子符號(hào)間隔中的比特估計(jì)和所述第一子符號(hào)間隔內(nèi)的信號(hào)重構(gòu)保留所插入的特征波形。
64.如權(quán)利要求57所述的方法，其中多個(gè)解耦多用戶檢測(cè)處理元件在所述子符號(hào)間隔分別為所述多個(gè)用戶的每個(gè)確定所述干擾貢獻(xiàn)。
65.如權(quán)利要求64所述的方法，還包括通過合并所述多個(gè)用戶中的每個(gè)的所確定的干擾貢獻(xiàn)來確定當(dāng)前子符號(hào)間隔的當(dāng)前干擾估計(jì)；從所述數(shù)據(jù)集中移除所述當(dāng)前干擾估計(jì)，以提供修正信號(hào)；和使用所述修正信號(hào)以在所述當(dāng)前子符號(hào)間隔估計(jì)所述給定用戶的多個(gè)比特，并且確定與所述下一子符號(hào)間隔對(duì)應(yīng)的所述多個(gè)用戶的每個(gè)的下一干擾估計(jì)。
66.如權(quán)利要求57所述的方法，其中，所述符號(hào)是多比特符號(hào)。
67.一種用于在通信系統(tǒng)中消除多用戶干擾的裝置，在該通信系統(tǒng)中，多個(gè)用戶通過共享信道進(jìn)行通信，所述裝置包括輸入端，用于接收能夠提供在小于全符號(hào)周期的子符號(hào)間隔上產(chǎn)生的多個(gè)離散值的數(shù)據(jù)集；和多用戶檢測(cè)模塊，用于通過將所述多個(gè)用戶中的至少一些的特征波形插入到所接收的數(shù)據(jù)集的公共采樣格網(wǎng)中來估計(jì)與給定用戶對(duì)應(yīng)的符號(hào)的多個(gè)比特。
68.如權(quán)利要求67所述的方法，其中，所述通信系統(tǒng)是碼分多址通信系統(tǒng)。
69.如權(quán)利要求67所述的方法，其中，所述通信系統(tǒng)是異步碼分多址通信系統(tǒng)。
70.如權(quán)利要求67所述的方法，其中，所述子符號(hào)間隔是碼片間隔。
71.如權(quán)利要求67所述的方法，其中，所述多用戶檢測(cè)模塊使用所插入的特征波形來確定與所述給定用戶對(duì)應(yīng)的干擾貢獻(xiàn)。
72.如權(quán)利要求71所述的方法，其中，所插入的特征波形被用于在第一子符號(hào)間隔內(nèi)執(zhí)行信號(hào)重構(gòu)，且被保留來在所述第一子符號(hào)間隔之后的第二子符號(hào)間隔內(nèi)估計(jì)多個(gè)比特。
73.如權(quán)利要求72所述的方法，其中子符號(hào)延遲適應(yīng)同時(shí)為所述第二子符號(hào)間隔中的比特估計(jì)和所述第一子符號(hào)間隔內(nèi)的信號(hào)重構(gòu)保留所插入的特征波形。
74.如權(quán)利要求67所述的方法，其中多個(gè)解耦多用戶檢測(cè)模塊在所述子符號(hào)間隔分別為所述多個(gè)用戶的每個(gè)確定所述干擾貢獻(xiàn)。
75.如權(quán)利要求74所述的方法，還包括通過合并所述多個(gè)用戶中的每個(gè)的所確定的干擾貢獻(xiàn)來確定當(dāng)前子符號(hào)間隔的當(dāng)前干擾估計(jì)的裝置；從所述數(shù)據(jù)集中移除所述當(dāng)前干擾估計(jì)以提供修正信號(hào)的裝置，其中，所述多用戶檢測(cè)模塊被配置為使用所述修正信號(hào)以在所述當(dāng)前子符號(hào)間隔估計(jì)多個(gè)比特，并且確定與所述下一子符號(hào)間隔對(duì)應(yīng)的所述多個(gè)用戶的每個(gè)的下一干擾估計(jì)。
76.如權(quán)利要求67所述的方法，其中，所述符號(hào)是多比特符號(hào)。
77.一種用于在通信系統(tǒng)中消除多用戶干擾的系統(tǒng)，在該通信系統(tǒng)中，多個(gè)用戶在共享信道上通信，所述系統(tǒng)包括可配置的多用戶檢測(cè)(MUD)模塊包括輸入端，用于接收多個(gè)離散值；增益因子模塊，用于選擇與期望的多用戶檢測(cè)算法對(duì)應(yīng)的增益因子；和函數(shù)模塊，用于選擇與所期望的多用戶檢測(cè)算法對(duì)應(yīng)的非線性函數(shù)。
78.如權(quán)利要求77所述的系統(tǒng)，其中多個(gè)可配置的MUD模塊被安置來提供多級(jí)MUD。
79.如權(quán)利要求78所述的系統(tǒng)，其中，所述多個(gè)可配置的MUD模塊包括第一MUD模塊和第二MUD模塊，并且與所述第一MUD模塊對(duì)應(yīng)的第一多用戶檢測(cè)算法不同于與所述第二MUD模塊對(duì)應(yīng)的第二多用戶檢測(cè)算法。
80.如權(quán)利要求77所述的系統(tǒng)，其中，所期望的多用戶檢測(cè)算法是從由下述組成的組中選擇的混合高斯(MG)、解耦Kalman(DK)、并行干擾消除(PIC)和部分并行干擾消除(PPIC)。
81.如權(quán)利要求79所述的系統(tǒng)，其中，所述第一和第二多用戶檢測(cè)算法是從由下述組成的組中選擇的混合高斯(MG)、解耦Kalman(DK)、并行干擾消除(PIC)和部分并行干擾消除(PPIC)。
82.如權(quán)利要求77所述的系統(tǒng)，其中，所述可配置的MUD模塊還包括多個(gè)開關(guān)，該多個(gè)開關(guān)具有可根據(jù)所期望的多用戶檢測(cè)算法進(jìn)行配置的狀態(tài)。
83.一種用于在通信系統(tǒng)中提供可配置的多用戶檢測(cè)的方法，在該通信系統(tǒng)中，多個(gè)用戶在共享信道上通信，所述方法包括配置增益因子模塊來選擇與所期望的多用戶檢測(cè)算法對(duì)應(yīng)的增益因子；配置函數(shù)模塊來選擇與所期望的多用戶檢測(cè)算法對(duì)應(yīng)的非線性函數(shù)；接收能夠提供多個(gè)離散值的數(shù)據(jù)集且根據(jù)期望的多用戶檢測(cè)算法來消除多用戶干擾。
84.如權(quán)利要求83所述的方法，其中，多個(gè)可配置MUD模塊的每個(gè)包括所述增益因子模塊和所述函數(shù)模塊，該多個(gè)可配置MUD模塊被安置來提供多級(jí)MUD。
85.如權(quán)利要求84所述的方法，其中，所述多個(gè)可配置的MUD模塊包括第一MUD模塊和第二MUD模塊，并且與所述第一MUD模塊對(duì)應(yīng)的第一多用戶檢測(cè)算法不同于與所述第二MUD模塊對(duì)應(yīng)的第二多用戶檢測(cè)算法。
86.如權(quán)利要求83所述的方法，其中，所期望的多用戶檢測(cè)算法是從由下述組成的組中選擇的混合高斯(MG)、解耦Kalman(DK)、并行干擾消除(PIC)和部分并行干擾消除(PPIC)。
87.如權(quán)利要求85所述的方法，其中，所述第一和第二多用戶檢測(cè)算法是從由下述組成的組中選擇的混合高斯(MG)、解耦Kalman(DK)、并行干擾消除(PIC)和部分并行干擾消除(PPIC)。
88.如權(quán)利要求83所述的方法，其中，所述可配置的MUD模塊還包括多個(gè)開關(guān)，該多個(gè)開關(guān)具有可根據(jù)期望的多用戶檢測(cè)算法進(jìn)行配置的狀態(tài)。
全文摘要
在使用長碼的異步CDMA通信系統(tǒng)中，可以減小多址干擾。在一個(gè)方面，并行干擾消除(PIC)執(zhí)行解耦估計(jì)，優(yōu)選是非線性的且應(yīng)用于碼片間隔。根據(jù)另一個(gè)方面，使用一種技術(shù)來消除干擾，該技術(shù)通過將用戶的特征波形插入到所接收的數(shù)據(jù)的公共采樣格網(wǎng)中來估計(jì)符號(hào)中的比特。根據(jù)另一方面，可以提供多級(jí)、混合多級(jí)和可重配置遞歸多級(jí)多用戶檢測(cè)結(jié)構(gòu)和相應(yīng)的處理。
文檔編號(hào)H04B1/707GK1788425SQ200480009002
公開日2006年6月14日 申請(qǐng)日期2004年1月29日 優(yōu)先權(quán)日2003年1月30日
發(fā)明者詹姆斯·P·敦亞克, 約翰·D·菲特, 杰爾姆·M·夏皮羅 申請(qǐng)人:米特羅公司