專利名稱：移動通信系統(tǒng)中采用自適應天線陣列技術接收數(shù)據(jù)的裝置和方法
技術領域：
本發(fā)明通常涉及移動通信系統(tǒng)中采用自適應天線陣列(AAA)技術接收數(shù)據(jù)的裝置和方法，特別是涉及使用2步加權生成技術接收數(shù)據(jù)的裝置和方法。
背景技術：
下一代移動通信系統(tǒng)已演變成分組業(yè)務通信系統(tǒng)，其將突發(fā)分組數(shù)據(jù)傳輸給多個移動臺(MS)。已將分組業(yè)務通信系統(tǒng)設計成適合于傳輸大量數(shù)據(jù)。一直在為高速分組業(yè)務開發(fā)這種分組業(yè)務通信系統(tǒng)。從這點上說，第三代合作項目(3GPP)、一異步通信技術的標準化組織，提出以高速下行鏈路分組接入(HSDPA)提供高速分組業(yè)務，而第三代合作項目2(3GPP2)、一同步通信技術的標準化組織，提出一lx Evolution Data Only/Voice(lx EV-DO/V)以提供高速分組業(yè)務。HSDPA和lx EV-DO/V都提出提供高速分組業(yè)務以平穩(wěn)傳輸Web/Internet業(yè)務，且為提供高速分組業(yè)務，應優(yōu)化峰值流量和平均流量以平穩(wěn)傳輸分組數(shù)據(jù)以及電路數(shù)據(jù)如語音業(yè)務數(shù)據(jù)。
為支持高速傳輸分組數(shù)據(jù)，采用HSDPA的通信系統(tǒng)(下文稱為“HSDPA通信系統(tǒng)”)近來引入3種數(shù)據(jù)傳輸技術自適應調制和編碼(AMC)技術、混合自動重傳請求(HARQ)技術、以及快速蜂窩選擇(FCS)技術。HSDPA通信系統(tǒng)使用AMC、HARQ和FCS技術增加數(shù)據(jù)速率。作為另一種增加數(shù)據(jù)速率的通信系統(tǒng)，還有一種使用lx EV-DO/V的通信系統(tǒng)(下文稱為“l(fā)x EV-DO/V通信系統(tǒng)”)。lx EV-DO/V通信系統(tǒng)同樣增加數(shù)據(jù)速率以保證系統(tǒng)性能。除新技術如AMC、HARQ和FCS之外，多天線技術是另一種解決所分配帶寬有限即增加數(shù)據(jù)速率的技術。多天線技術可克服頻域中的有限帶寬資源，因為它利用空域。
下面將描述多天線技術。構造一通信系統(tǒng)，使多個MS通過一個基站(BS)相互通信。當BS將數(shù)據(jù)高速傳輸給MS時，由于無線信道的特性而出現(xiàn)衰落現(xiàn)象。為克服衰落現(xiàn)象，已提出傳輸天線分集技術，其為一種多天線技術。傳輸天線分集指一種使用至少2個傳輸天線即多天線來傳輸信號以使因衰落現(xiàn)象而丟失的傳輸數(shù)據(jù)最少從而增加數(shù)據(jù)速率的技術。下面將描述傳輸天線分集。
通常，與有線信道環(huán)境不同，在移動通信系統(tǒng)中的無線信道環(huán)境中，由于幾個因素，如多徑干擾、盲區(qū)、電波衰減、時變噪聲、干擾等，傳輸信號實際上要失真。由多徑干擾引起的衰落與反射體或用戶(或MS)的移動性密切相關，且實際上接收到傳輸信號和干擾信號的混合體。因此，所收到的信號在實際傳輸過程中經(jīng)歷了嚴重的失真，從而降低了整個移動通信系統(tǒng)的性能。衰落可導致接收信號的幅度和相位的失真，從而阻止了無線信道環(huán)境中的高速數(shù)據(jù)通信。正在進行許多研究以解決衰落?？傊?，為了高速傳輸數(shù)據(jù)，移動通信系統(tǒng)必須使因移動通信信道特性如衰落以及單獨用戶的干擾引起的損失最小。作為一種防止因衰落引起不穩(wěn)定通信的技術，使用一分集技術，且使用多天線實現(xiàn)空間分集技術，其為一種類型的分集技術。
傳輸天線分集廣泛用作有效解決衰落現(xiàn)象的一種技術。傳輸天線分集接收無線信道環(huán)境中經(jīng)歷獨立衰落現(xiàn)象的多個傳輸信號，從而解決因衰落引起的失真。傳輸天線分集分為時間分集、頻率分集、多徑分集、以及空間分集。換言之，移動通信系統(tǒng)為執(zhí)行高速數(shù)據(jù)通信必須徹底解決嚴重影響通信性能的衰落現(xiàn)象。必須克服衰落現(xiàn)象，因為它將接收信號的幅度降低多達幾dB至幾十dB。為克服衰落現(xiàn)象，使用上述分集技術。例如，碼分多址(CDMA)技術采用瑞克(Rake)接收機，其可使用信道的延遲分布來實現(xiàn)分集性能。瑞克接收機是一種用于接收多徑信號的接收分集技術。可是，瑞克接收機中使用接收分集是不利的，因為當信道的延遲分布相對較小時，它不能獲得所期望的分集增益。
時間分集技術使用交錯和編碼有效解決無線信道環(huán)境中出現(xiàn)的突發(fā)錯誤，且通常用于多普勒(Doppler)分布信道中?？墒?，不利的是，在低速多普勒分布信道中，時間分集難以獲得分集效果?？臻g分集技術通常用于低延遲分布信道如室內信道、徒步信道等低速多普勒分布信道中?？臻g分集是一種使用至少2個天線獲得分集增益的技術。在該技術中，當通過一個天線傳輸?shù)男盘栆蛩ヂ涠p時，接收通過另一個天線傳輸?shù)男盘枺瑥亩@得分集增益。空間分集分為接收天線分集，其使用多個接收天線、以及傳輸天線分集，其使用多個傳輸天線。
下面將描述接收自適應天線陣列(Rx-AAA)技術，其是一種接收天線分集技術。
在Rx-AAA技術中，通過計算一適當加權矢量與一通過由多個接收天線組成的天線陣列接收的接收信號的信號矢量的標量積，在接收機所期望的方向上接收的信號的強度最大，且在接收機所不期望的方向上接收的信號的強度最小。因此，Rx-AAA技術只將所期望的接收信號放大到最大強度，以維持高質量的呼叫，并使整個系統(tǒng)容量和服務區(qū)增大。
盡管可將Rx-AAA技術應用于頻分多址(FDMA)移動通信系統(tǒng)和時分多址(TDMA)移動通信系統(tǒng)，這里假定將Rx-AAA技術應用于使用CDMA技術的通信系統(tǒng)(下文稱為“CDMA通信系統(tǒng)”)。
圖1是表示傳統(tǒng)CDMA移動通信系統(tǒng)中BS接收機結構的方框圖。參照圖1，BS接收機由N個接收天線(Rx ANT)即一第一接收天線111、一第二接收天線121、…以及一第N接收天線131；與相應接收天線對應的N個射頻(RF)處理器即一第一RF處理器112、一第二RF處理器122、…以及一第N RF處理器132；與相應RF處理器對應的N個多徑搜索器即一第一多徑搜索器113、一第二多徑搜索器123、…以及一第N多徑搜索器133；L個指狀元件(finger)即一第一指狀元件140-1、一第二指狀元件140-2、…以及一第L指狀元件140-L，用于處理多徑搜索器搜索的L個多徑信號；一多徑組合器150，用于組合L個指狀元件輸出的多徑信號；一解交錯器160；以及一解碼器170組成。
在N個接收天線處接收多個MS的發(fā)射機通過多徑衰落無線信道傳輸?shù)男盘枴５谝唤邮仗炀€111將所接收信號輸出到第一RF處理器112。每個RF處理器由一放大器、一頻率轉換器、一濾波器、以及一模數(shù)(A/D)轉換器組成，并處理RF信號。第一RF處理器112對第一接收天線111輸出的信號作RF處理，以將該信號轉換成基帶數(shù)字信號，并將該基帶數(shù)字信號輸出到第一多徑搜索器113。第一多徑搜索器113從第一RF處理器112輸出的信號中分離出L個多徑分量，并將分離出的L個多徑分量分別輸出到第一指狀元件140-1至第L指狀元件140-L。
與L個多徑一一對應的第一指狀元件140-1至第L指狀元件140-L處理L個多徑分量。由于為通過N個接收天線接收的每個信號都要考慮L個多徑，必須對NxL信號作信號處理，且在NxL信號中，將相同路徑上的信號輸出到同一指狀元件中。
類似地，第二接收天線121將所接收信號輸出到第二RF處理器122。第二RF處理器122對第二接收天線121輸出的信號作RF處理，以將該信號轉換成基帶數(shù)字信號，并將該基帶數(shù)字信號輸出到第二多徑搜索器123。第二多徑搜索器123從第二RF處理器122輸出的信號中分離出L個多徑分量，并將分離出的L個多徑分量分別輸出到第一指狀元件140-1至第L指狀元件140-L。
以同樣的方式，第N接收天線131將所接收信號輸出到第N RF處理器132。第N RF處理器132對第N接收天線131輸出的信號作RF處理，以將該信號轉換成基帶數(shù)字信號，并將該基帶數(shù)字信號輸出到第N多徑搜索器133。第N多徑搜索器133從第N RF處理器132輸出的信號中分離出L個多徑分量，并將分離出的L個多徑分量分別輸出到第一指狀元件140-1至第L指狀元件140-L。
這樣，在通過N個接收天線接收的信號的L個多徑信號中，將相同多徑信號輸入到同一指狀元件中。例如，將來自第一接收天線111至第N接收天線131的第一多徑信號輸入到第一指狀元件140-1中。以同樣的方式，將來自第一接收天線111至第N接收天線131的第L多徑信號輸入到第L指狀元件140-L中。第一指狀元件140-1至第L指狀元件140-L只是輸入到其和從其輸出的信號不同，但在結構和操作上是相同的。因此，為簡單起見，只描述第一指狀元件140-1。
第一指狀元件140-1包括N個解擴器即一第一解擴器141、一第二解擴器142、…以及一第N解擴器143，其與N個多徑搜索器相對應；一信號處理器144，其使用從N個解擴器接收的信號計算用于產生接收束的加權矢量；以及一接收束發(fā)生器145，其使用信號處理器144計算的加權矢量產生接收束。
將從第一多徑搜索器113輸出的第一多徑信號輸入到第一解擴器141。第一解擴器141用一預定擴展碼解擴第一多徑搜索器113輸出的第一多徑信號，并將解擴多徑信號輸出到信號處理器144和接收束發(fā)生器145。這里，解擴過程稱為“時域處理”。類似地，將第二多徑搜索器123輸出的第一多徑信號輸入到第二解擴器142。第二解擴器142用一預定擴展碼解擴從第二多徑搜索器123輸出的第一多徑信號，并將解擴多徑信號輸出到信號處理器144和接收束發(fā)生器145。以相同的方式，將從第N多徑搜索器133輸出的第一多徑信號輸入到第N解擴器143。第N解擴器143用一預定擴展碼解擴第N多徑搜索器133輸出的第一多徑信號，并將從解擴多徑信號輸出到信號處理器144和接收束發(fā)生器145。
信號處理器144接收來自第一解擴器141至第N解擴器143輸出的信號，并計算用于產生接收束的一組加權Wk。這里，將從第一多徑搜索器113至第N多徑搜索器133輸出的一組第一多徑信號定義為″Xk″。第一多徑信號組Xk表示在第k點通過第一接收天線111至第N接收天線131接收的一組第一多徑信號，且構成第一多徑信號組Xk的第一多徑信號都為矢量信號。加權組Wk表示應用于在第k點通過第一接收天線111至第N接收天線131接收的第一多徑信號的一組加權，且構成加權組Wk的加權都為矢量信號。
將通過解擴第一多徑信號組Xk中的所有第一多徑信號確定的一組信號定義為yk。第一多徑信號的解擴信號組yk表示通過解擴在第k點通過第一接收天線111至第N接收天線131接收的第一多徑信號確定的一組信號，且構成第一多徑信號的解擴信號組yk的解擴信號都為矢量信號。這里，為便于解釋，將省略術語“組”，且加下劃線的參數(shù)表示一組相應部件。
第一解擴器141至第N解擴器143中的每個用一預定解擴碼解擴第一多徑信號Xk，從而所期望接收信號的接收功率比干擾信號的接收功率大一處理增益。這里，解擴碼與MS的發(fā)射機中使用的擴展碼相同。
如上所述，將第一多徑信號Xk的解擴信號yk輸入到信號處理器144。信號處理器144用第一多徑信號Xk的解擴信號yk計算加權Wk，并將該加權Wk輸出到接收束發(fā)生器145。這樣，信號處理器144用從第一接收天線111至第N接收天線131輸出的全部N個第一多徑信號的解擴信號yk計算包含應用于第一接收天線111至第N接收天線131輸出的第一多徑信號Xk的全部N個加權矢量的加權Wk。接收束發(fā)生器145接收全部N個第一多徑信號Xk的解擴信號yk以及全部N個加權矢量Wk。接收束發(fā)生器145用全部N個加權矢量Wk產生一接收束，計算第一多徑信號Xk的解擴信號yk與對應該接收束的加權Wk的標量積，并將結果作為第一指狀元件140-1的輸出zk輸出。第一指狀元件140-1的輸出zk可表示為zk＝WkHyk(1)在方程(1)中，H表示Hermitian運算符，即共軛轉置。最終，將BS接收機中L個指狀元件的輸出信號zk的組zk輸入到多徑組合器150。
盡管僅描述了第一指狀元件140-1，其他指狀元件在操作上與第一指狀元件140-1相同。因此，多徑組合器150組合第一指狀元件140-1至第L指狀元件140-L輸出的信號，并將組合后的信號輸出到解交錯器(deinterleaver)160。解交錯器160采用與發(fā)射機中使用的交錯方法對應的解交錯方法，對多徑組合器150輸出的信號解交錯，并將解交錯信號輸出到解碼器170。解碼器170采用與發(fā)射機中使用的編碼方法對應的解碼方法，對解交錯器160輸出的信號解碼，并將解碼信號作為最終的接收數(shù)據(jù)輸出。
信號處理器144計算加權Wk，使從MS發(fā)射機接收的、并期望通過一預定算法接收的一信號的均方誤差(MSE)最小。接收束發(fā)生器145使用信號處理器144產生的加權Wk產生一接收束，且稱產生一接收束使MSE最小的過程為“空域處理”。因此，當將Rx-AAA技術用于CDMA移動通信系統(tǒng)時，同時執(zhí)行時域處理和空域處理。將同時執(zhí)行時域處理和空域處理的操作稱之為“時空處理”。
信號處理器144接收每個指狀元件按上述方式解擴的多徑信號，并計算根據(jù)預定算法能使Rx-AAA技術獲得增益最大的加權。信號處理器144最小化MSE。因此，最近正在對自適應地使MSE最小化的加權計算算法作積極的研究?？墒牵赃m應地使MSE最小化的加權計算算法是一根據(jù)參考信號降低誤差的算法，且當沒有參考信號時，該算法支持協(xié)商模數(shù)(CM)技術和決策導向(DD)技術等盲技術。
可是，根據(jù)參考信號降低誤差的算法在一信道經(jīng)歷快速變化如快衰落信道的環(huán)境或的使用高階調制方案如十六進制正交調幅(16QAM)的環(huán)境下難以收斂到系統(tǒng)所期望的最小MSE值。盡管它收斂到一特定MSE值之內，最小MSE值仍設為一相對大的值。當將最小MSE值設為一相對大的值時，降低了使用Rx-AAA技術帶來的增益。因此，該算法不適合于高速數(shù)據(jù)通信系統(tǒng)。
發(fā)明內容
因此，本發(fā)明的一目的是提供一在移動通信系統(tǒng)中使用自適應天線陣列技術接收數(shù)據(jù)的裝置和方法。
本發(fā)明的另一目的是提供一在使用自適應天線陣列技術的移動通信系統(tǒng)中使用2步加權生成技術接收數(shù)據(jù)的裝置和方法。
本發(fā)明的另一目的是提供一在使用自適應天線陣列技術的移動通信系統(tǒng)中產生一含最小誤差值的接收束的裝置和方法。
根據(jù)本發(fā)明的第一方面，這里提供一裝置，其使用一接收天線陣列，從通過多個接收天線接收的接收信號中產生一用于產生一接收束的加權值。該裝置包括一解擴器，用于通過解擴接收信號以產生一解擴信號；一信號處理器，用于接收該解擴信號、將該接收束應用于該解擴信號所產生的一輸出信號、以及該加權值，若當前時刻的誤差值與前一時刻的誤差值之差大于一第一閾值的絕對值或當前時刻的誤差值大于或等于一第二閾值，使用一第一技術計算該加權值，以及若當前時刻的誤差值與前一時刻的誤差值之差小于或等于第一閾值的絕對值且當前時刻的誤差值小于第二閾值，使用一第二技術計算該加權值。
根據(jù)本發(fā)明的第二方面，這里提供一裝置，其使用一接收天線陣列，從通過多個接收天線接收的接收信號中產生一用于產生一接收束的加權值。該裝置包括一解擴器，用于通過解擴接收信號以產生一解擴信號；一加權計算器，用于接收解擴信號并在一預定控制之下使用一第一技術和一第二技術中其一計算該加權值；一收斂判決器，用于若當前時刻的誤差值與前一時刻的誤差值之差大于一第一閾值的絕對值或當前時刻的誤差值大于或等于一第二閾值，其允許加權計算器使用第一技術，以及若當前時刻的誤差值與前一時刻的誤差值之差小于或等于第一閾值的絕對值且當前時刻的誤差值小于第二閾值，其允許加權計算器使用第二技術；以及一接收束發(fā)生器，用于接收解擴信號，使用所計算加權產生一接收束，以及通過將所產生接收束應用于解擴信號以產生一輸出信號。
根據(jù)本發(fā)明的第三方面，這里提供一裝置，其使用一接收天線陣列，從通過多個接收天線接收的接收信號中產生一用于產生一接收束的加權值。該裝置包括一解擴器，用于通過解擴接收信號以產生一解擴信號；一接收相關矩陣計算器，其使用所期望的接收信號和解擴信號計算接收相關矩陣；一加權計算器，用于接收解擴信號并在一預定控制之下使用一第一技術和一第二技術中其一計算該加權值；一收斂判決器，用于若當前時刻的誤差值，其表征將接收束應用于解擴信號和所期望的接收信號所產生的輸出信號之差，與前一時刻的誤差值之差大于一第一閾值的絕對值或當前時刻的誤差值大于或等于一第二閾值，其允許加權計算器使用第一技術，以及若當前時刻的誤差值與前一時刻的誤差值之差小于或等于第一閾值的絕對值且當前時刻的誤差值小于第二閾值，其允許加權計算器使用第二技術；以及一接收束發(fā)生器，用于接收解擴信號，使用所計算加權產生一接收束，以及通過將所產生接收束應用于解擴信號以產生一輸出信號。
根據(jù)本發(fā)明的第四方面，這里提供一裝置，其使用一接收天線陣列，從通過多個接收天線接收的接收信號中產生一接收束信號。該裝置包括一解擴器，用于通過解擴接收信號以產生一解擴信號；一接收束發(fā)生器，用于通過接收解擴信號和一加權信號以產生一接收束信號；以及一信號處理器，用于接收該解擴信號、將該接收束應用于該解擴信號所產生的一輸出信號、以及該加權值，若根據(jù)當前時刻迭代次數(shù)所對應的解擴信號產生的當前加權信號的誤差值與根據(jù)前一時刻迭代次數(shù)所對應的解擴信號產生的前一加權信號的誤差值之差大于一第一閾值的絕對值或當前加權信號的誤差值大于或等于一第二閾值，其使用一第一技術產生接收束信號，以及若當前加權信號的誤差值與前一加權信號的誤差值之差小于或等于第一閾值的絕對值且當前加權信號的誤差值小于第二閾值，使用一第二技術產生接收束信號。
根據(jù)本發(fā)明的第五方面，這里提供一方法，其使用一接收天線陣列，從通過多個接收天線接收的接收信號中產生一用于產生一接收束的加權值。該方法包括步驟通過解擴接收信號以產生一解擴信號；根據(jù)該解擴信號、將該接收束應用于該解擴信號所產生的一輸出信號、以及該加權值，使用一預定技術，計算用于產生該接收束的加權值；執(zhí)行一控制操作，以便若當前時刻的誤差值與前一時刻的誤差值之差大于一第一閾值的絕對值或當前時刻的誤差值大于或等于一第二閾值，其使用一第一技術計算加權值；以及執(zhí)行一控制操作，以便若當前時刻的誤差值與前一時刻的誤差值之差小于或等于第一閾值的絕對值且當前時刻的誤差值小于第二閾值，其使用一第二技術計算加權值。
根據(jù)本發(fā)明的第六方面，這里提供一方法，其使用一接收天線陣列，從通過多個接收天線接收的接收信號中產生一用于產生一接收束的加權值。該方法包括步驟通過解擴接收信號以產生一解擴信號；使用以一預定技術產生的加權值產生一接收束，并將所產生的接收束應用于解擴信號以產生一輸出信號；計算一代價函數(shù)，用于最小化表征所期望接收信號與輸出信號之差的誤差值；執(zhí)行一控制操作，以便若當前時刻的誤差值與前一時刻的誤差值之差大于一第一閾值的絕對值或當前時刻的誤差值大于或等于一第二閾值，使用一第一技術計算加權值；以及執(zhí)行一控制操作，以便若當前時刻的誤差值與前一時刻的誤差值之差小于或等于第一閾值的絕對值且當前時刻的誤差值小于第二閾值，使用一第二技術計算加權值。
根據(jù)本發(fā)明的第七方面，這里提供一方法，其使用一接收天線陣列，從通過多個接收天線接收的接收信號中產生一用于產生一接收束的加權值。該方法包括步驟通過解擴接收信號以產生一解擴信號；使用以一預定技術產生的加權值產生一接收束，并將所產生的接收束應用于解擴信號以產生一輸出信號；使用所期望接收信號和解擴信號計算接收相關矩陣，并計算一代價函數(shù)，用于最小化表征輸出信號與所期望接收信號之差的誤差值；執(zhí)行一控制操作，以便若當前時刻的誤差值與前一時刻的誤差值之差大于一第一閾值的絕對值或當前時刻的誤差值大于或等于一第二閾值，使用一第一技術計算加權值；以及執(zhí)行一控制操作，以便若當前時刻的誤差值與前一時刻的誤差值之差小于或等于第一閾值的絕對值且當前時刻的誤差值小于第二閾值，使用一第二技術計算加權值。
根據(jù)本發(fā)明的第八方面，這里提供一方法，其使用一接收天線陣列，從通過多個接收天線接收的接收信號中產生一接收束信號。該方法包括步驟通過解擴接收信號以產生一解擴信號；使用解擴信號和一加權信號產生一接收束信號；以及若根據(jù)當前時刻迭代次數(shù)所對應的解擴信號產生的當前加權信號的誤差值與根據(jù)前一時刻迭代次數(shù)所對應的解擴信號產生的前一加權信號的誤差值之差大于一第一閾值的絕對值或當前加權信號的誤差值大于或等于一第二閾值，使用一第一技術產生接收束信號，以及若當前加權信號的誤差值與前一加權信號的誤差值之差小于或等于第一閾值的絕對值且當前加權信號的誤差值小于第二閾值，使用一第二技術產生接收束信號。
從下面結合附圖所作詳細描述中，本發(fā)明的上述及其他目的、特性和優(yōu)點將變得更明顯，其中圖1是表示傳統(tǒng)CDMA移動通信系統(tǒng)中基站接收機結構的方框圖；圖2是表示根據(jù)本發(fā)明第一實施例的基站接收機結構的方框圖；圖3是表示根據(jù)本發(fā)明第一實施例的基站接收機采用的信號接收程序的流程圖；圖4是表示根據(jù)本發(fā)明第二實施例的基站接收機結構的方框圖；圖5是表示根據(jù)本發(fā)明第二實施例的基站接收機采用的信號接收程序的流程圖；圖6表示OFDM移動通信系統(tǒng)中的CM技術；圖7是表示使用二進制相移鍵控(BPSK)的OFDM移動通信系統(tǒng)中的DD技術的示意圖；圖8表示根據(jù)本發(fā)明實施例從收斂步驟到穩(wěn)定步驟的轉換條件；圖9表示一般加權生成技術和根據(jù)本發(fā)明實施例的2步加權生成技術的特性曲線；圖10表示針對根據(jù)本發(fā)明實施例的2步加權生成技術，隨基站接收機的接收天線數(shù)變化的特性曲線；以及圖11是表示根據(jù)本發(fā)明實施例的OFDM移動通信系統(tǒng)結構的方框圖。
具體實施例方式
現(xiàn)在將參照附圖詳細描述本發(fā)明的幾個優(yōu)選實施例。在附圖中，相同或類似部件用同一標號表示，即使在不同圖中描繪它們。在下面的描述中，為簡明起見，省略了對其中已知功能和結構的詳細描述。
在描述本發(fā)明之前，將考慮基站(BS)的接收機處收到的接收信號模型。假定BS的接收機包括一含多個接收天線(Rx ANT)的接收天線陣列，而考慮到其費用和尺寸，該接收天線陣列通常只安裝在BS的接收機中，且不安裝在移動站(MS)的接收機中。即假定MS的接收機只包括一個接收天線。盡管可將本發(fā)明應用于使用頻分多址(FDMA)、時分多址(TDMA)、碼分多址(CDMA)、以及正交頻分復用(OFDM)的所有移動通信系統(tǒng)中，本發(fā)明將參照使用OFDM的移動通信系統(tǒng)(下文稱為“OFDM移動通信系統(tǒng)”)描述。
從該BS所服務的一小區(qū)中的第m個MS傳輸?shù)男盘柨杀硎緸镾m(t)=pmbm(t)cm(t)...(2)]]>在方程(2)中，sm(t)表示第m個MS的傳輸信號，pm表示第m個MS的傳輸功率，bm(t)表示第m個MS的用戶信息比特序列，和cm(t)表示第m個MS的用戶擴展碼序列，其具有一為Tc的片狀(chip)周期。
在BS的接收機處接收從MS發(fā)射機經(jīng)多徑矢量信道傳輸?shù)膫鬏斝盘?。假定與比特周期Tb相比，多徑矢量信道的信道參數(shù)緩慢變化。因此，假定多徑矢量信道的信道參數(shù)對某些比特周期而言是不變的。在BS的接收機處接收的針對第m個MS的第一多徑的復數(shù)基帶接收信號可用方程(3)表示。應注意方程(3)的接收信號表示將在BS接收機處接收的射頻(RF)信號降頻轉換所確定的一基帶信號。
x‾m1(t)=αm1ejφm1bm(t-τm1)cm(t-τm1)a‾m1...(3)]]>在方程(3)中，xm1表示通過第m個MS的第一多徑接收的一組復數(shù)基帶接收信號，αm1表示應用于第m個MS的第一多徑的衰落衰減，Φm1表示應用于第m個MS的第一多徑的相位轉移，τm1表示應用于第m個MS的第一多徑的延遲，和am1表示應用于第m個MS的第一多徑的一組陣列響應(AR)。由于BS接收機包括多個諸如N個接收天線，在BS接收機處通過N個接收天線接收由第m個MS傳輸?shù)囊恍盘?。因此，通過第一多徑接收的信號數(shù)為N，且通過第m個MS的第一多徑接收的N個復數(shù)基帶接收信號構成一組接收信號。這里，為便于說明，將省略術語“組”，且加下劃線的參數(shù)表示一組相應部件。
當使用當前的線性天線陣列時，陣列響應am1定義為a‾m1=[1ej2πdλsinθm1...ej2πdλ(N-1)sinθm1T...(4)]]>在方程(4)中，′d′表示分開的接收天線間的距離，λ表示使用頻帶的波長，N表示接收天線數(shù)，且θm1表示應用于第m個MS的第一多徑的到達方向角(DOA)。
假定該BS所服務的一小區(qū)中存在的MS數(shù)為M，且對M個MS中的每個而言，有L個多徑，在BS處接收的接收信號為從M個MS傳輸?shù)膫鬏斝盘柵c加性白噪聲(AWN)之和，如表示為x‾(t)=Σm=1MΣl=1Lx‾ml(t)+n‾(t)...(5)]]>在方程(5)中，n(t)表示從M個MS傳輸?shù)膫鬏斝盘栔性黾拥募有园自肼暋?br>
假定在方程(5)的接收信號中BS期望接收的信號為x11。x11表示第一MS通過第一多徑傳輸?shù)男盘?。因為假定BS期望接收的信號為x11，除信號x11外的所有信號被認為是干擾信號和噪聲。因此，方程(5)可重寫為x‾(t)=α11ejφ11b1(t-τ11)c1(t-τ11)a‾11+i‾(t)+n‾(t)...(6)]]>在方程(6)中，i(t)表示一干擾信號，其定義為
i‾(t)=Σl=2Lx‾1l(t)+Σm=2MΣl=1Lx‾ml(t)...(7)]]>方程(7)的第一項為該BS期望接收的一MS的傳輸信號，而通過該BS不期望接收的其他多個路徑來表示徑間干擾(IPI)。方程(7)的第二項通過其他MS來表示多個接入干擾(MAI)。
此外，用之前在一第一指狀元件(l＝1)中為BS接收機的一相應信道卡，即分配給第一MS的一信道卡(m＝1)，中的一相應多徑設置的一解擴碼c1(t-τ11)解擴x(t)，且在方程(8)中定義解擴信號y(t)。解擴碼c1(t-τ11)與信號傳輸期間BS發(fā)射機中使用的解擴碼c1(t-τ11)相同。該BS包括圖1中描述的多個接收機，每個接收機稱為一“信道卡”，且將一個信道卡分配給一個MS。
如圖1中所述，信道卡包括與多徑數(shù)目相同的指狀元件，且這些指狀元件與相應的多徑信號一一對應。
y‾(k)=∫(k-1)Tb+τ11kTb+τ11x‾(t)c1*(t-τ11)dt...(8)]]>在方程(8)中，′k′表示第k采樣點。
當用解擴碼c1(t-τ11)解擴預解擴前信號x(t)而產生信號y(t)時，根據(jù)解擴器的特性，將BS接收機期望從接收信號中接收的信號分量的功率放大了增益G。注意到盡管將BS接收機期望接收的信號分量的功率放大了增益G，但并沒有改變BS接收機不期望接收的信號分量的功率。因此，可計算解擴前接收信號與解擴后接收信號間的相關矩陣。為計算解擴前接收信號與解擴后接收信號間的相關矩陣，在第k點對解擴前接收信號x(t)進行采樣，其與解擴后接收信號y(t)的采樣點相同。將在第k點對解擴前接收信號x(t)采樣所獲得的信號表示為X‾(k)=α11ejφ11b1kc1ka‾11+i‾k+n‾k...(9)]]>總之，為計算解擴前接收信號x(t)與解擴后接收信號y(t)間的相關矩陣，假定在第k點對解擴前接收信號x(t)采樣以獲得方程(9)的信號，其與解擴后接收信號y(t)的采樣點相同，且解擴前接收信號x(t)與解擴后接收信號y(t)是平穩(wěn)的。
現(xiàn)在對2步最小均方(LMS)技術和2步最小均方誤差(MMSE)技術進行描述。
首先描述2步LMS技術。將一組解擴前接收信號，包括在一特定時刻通過N個接收天線接收的復數(shù)接收信號，即通過第一接收天線至第N接收天線接收的復數(shù)接收信號X1至XN，定義為x＝[x1，x2，…，xN]T。這里，′T′是表示轉置操作的運算符。此外，將對通過N個接收天線接收的復數(shù)接收信號x1，x2，…，xN解擴后的一組接收信號定義為y＝[Y1，Y2，…，YN]T。解擴后接收信號y由BS接收機期望接收的一信號分量s和BS接收機不期望接收的一信號分量u之和確定，可表示為y＝s+u(10)將欲與通過N個接收天線接收的復數(shù)接收信號x1，x2，…，xN相乘的一組復數(shù)加權值，即欲與通過第一接收天線至第N接收天線接收的復數(shù)接收信號X1至XN相乘的復數(shù)加權w1至wN，定義為w＝[w1，w2，…，wN]T。
通過計算加權w與解擴后接收信號y的標量積來確定自特定用戶卡(即分配給特定MS的信道卡)的指狀元件中的輸出信號z，可表示為z‾=w‾IIy‾=Σi=1Nwi*yi...(11)]]>在方程(11)中，′i′表示接收天線數(shù)。
使用方程(10)和方程(11)，可將輸出信號z分為BS接收機期望接收的信號分量wHs和BS接收機不期望接收的信號分量wHu。LMS技術使已知參考信號和接收信號的誤差最小，尤其是，使下面給出的代價函數(shù)J(w)最小。
J(w)＝(ek)2ek＝dk-zk(12)在方程(12)中，“J”表示代價函數(shù)，且必須確定加權值w，使代價函數(shù)值J最小。此外，在方程(12)中，ek表示接收信號與所期望接收信號之差或誤差，且dk表示所期望信號。例如，在使用非盲技術的束生成算法中，使用前導信號作為所期望信號dk。然而，本發(fā)明提出使用盲技術的束生成算法，因此將省略對使用非盲技術的束生成算法的詳細描述。
在方程(12)中，代價函數(shù)J是二階凸函數(shù)類型。因此，為最小化代價函數(shù)J，必須對代價函數(shù)J求微分并使其值等于0。代價函數(shù)J的微分值為J＝-2e*kyk(13)然而，在實際信道環(huán)境中難于一步獲得最優(yōu)加權wopt，且因為每點輸入解擴后接收信號y，應使用方程(14)的遞歸形式，以自適應或遞歸獲得最優(yōu)加權wopt。
wk+1＝wk+μvk(14)在方程(14)中，′k′表示第k點，wk表示第k點處的加權，μ表示恒定增益系數(shù)(constant gain)，和vk表示第k點處的跟蹤矢量。第k點處的跟蹤矢量vk表示使代價函數(shù)J的微分值向最小值如0收斂的矢量。
即，方程(14)說明在恒定增益系數(shù)μ之前或之后產生一值的過程，即沿跟蹤矢量vk的方向從當前點使用的給定加權wk更新為下一點使用的加權wk+1的過程。
此外，根據(jù)均方值(MS)理論，將方程(14)重寫為wk+1＝wk-μyke*k(15)接著描述2步MMSE技術。MMSE技術是一種最小化參考信號與接收信號之誤差的技術，具體而言，最小化方程(16)的代價函數(shù)J(w)。
J(w)＝E[|wHyk-dk|2] (16)在方程(16)中，“J”表示代價函數(shù)，且必須計算值“w”，使代價函數(shù)值J最小。因為如2步LMS技術中所述在每點輸入解擴后接收信號y，應使用方程(17)的遞歸形式，以自適應或遞歸獲得最優(yōu)加權wopt。
wk-1＝wk+μvk(17)如2步LMS技術的遞歸公式即方程(14)的遞歸形式中所述，在方程(17)中，′k′表示第k點，wk表示第k點處的加權，μ表示恒定增益系數(shù)，且vk表示第k點處的跟蹤矢量。即，方程(17)說明在恒定增益系數(shù)μ之前或之后產生一值的過程，即沿跟蹤矢量vk的方向從當前點使用的給定加權wk更新為下一點使用的加權wk+1的過程。
此外，根據(jù)均方誤差(MSE)理論，將方程(17)重寫為w‾k+1=w‾k-12μ▿J(w‾)...(18)]]>在方程(18)中，將代價函數(shù)J表示為J(w)＝2E[y(k)yH(k)]w-2E[y(k)d*n]＝2Rw-2P (19)在方程(19)中，′R′表示接收信號的自相關矩陣R＝E[y(k)yH(k)]，且′P′表示接收信號與所期望接收信號之間的互相關矩陣P＝E[y(k)d*(k)]。
獲得上述最優(yōu)加權wopt的操作是產生接收束的最重要因素。本發(fā)明使用2步LMS技術和2步MMSE技術最小化參考信號與接收信號的誤差。即，本發(fā)明通過獲得使方程(12)和(16)中所述的代價函數(shù)值最小的加權w來獲得最優(yōu)加權wopt。總之，本發(fā)明提出用于檢測方程(12)和(16)中的所期望接收信號d(k)的新技術。
本發(fā)明中提出的檢測所期望接收信號d(k)的技術稱為“盲技術”。由于使用盲技術，接收信號使用特定估計值自適應收斂，且將2步d(k)用于使接收信號自適應收斂。使用2步d(k)意味著d(k)要通過和第一步即收斂步驟和第二步即穩(wěn)定步驟來獲得。
下面將詳細描述第一步的收斂步驟。
首先，描述將恒定模(CM)技術用于接收信號的自適應收斂。CM技術由Godard提出，通常用于盲均衡器中，且也用于生成算法。當使用Godard提出的CM技術時，代價函數(shù)J表示為JGodard＝E[(|zn|p-Rp)2] (20)在方程(20)中，′p′表示特定正整數(shù)，且Rp表示Godard模。Godard模Rp定義為Rp=E[|zn|2p]E[|zn|p]...(21)]]>由于目前OFDM移動通信系統(tǒng)通常使用高階調制方案，其階數(shù)比四相鍵移(QPSK)調制高，將代價函數(shù)J分為實部和虛部，如方程(22)中所示。將代價函數(shù)J分為實部和虛部的原因是因為由于使用高階調制方案，傳輸/接收信號有實部和虛部。
J＝JR+JIJR=E[(zn,R2-R2,R)2],J1=E[(zn,I2-R2,I)2]]]>R2,R=E[zn,R4]E[zn,R2],]]>R2,I=E[zn,I4]E[zn,I2]...(22)]]>這里假定本發(fā)明使用2步LMS技術和2步MMSE技術，且p＝2。因此，d(k)＝R2，R+jR2，I。此外，假定起始點即k＝0點的代價函數(shù)值為0(J＝0)。將參照圖6描述。
圖6表示OFDM移動通信系統(tǒng)中的CM技術。參照圖6，其表示k＝0點處p＝2，d(k)＝R2，R+jR2，I，且J＝0時的CM技術。即，若由方程(22)確定值R2，在坐標平面上產生一圓。之后，將接收信號確定為一點，即從原點畫的延長線與該圓相交。圖6中，將所接收Zk投影為一圓。
到目前為止描述收斂步驟。之后，描述獲得d(k)的第二步即穩(wěn)定步驟。
若通過收斂步驟使MSE收斂到預定值內，則在執(zhí)行方程23的計算時，從收斂步驟到穩(wěn)定步驟發(fā)生變化。之后將描述當MSE收斂到預定值時，從收斂步驟到穩(wěn)定步驟發(fā)生變化的過程。
dR(k)＝Pr[Re(z(k))]dI(k)＝Pr[Im(z(k))] (23)即使在穩(wěn)定步驟中，如收斂步驟一樣，分別計算實部和虛部。在方程(23)中，Pr表示通過決策導向(DD)技術將所接收信號投影為最接近所期望接收信號d(k)的一信號。DD技術是將d(k)作為最接近所接收信號的決策值反射的技術。這里將參照圖7描述DD技術。
圖7是表示使用二進制相移鍵控(BPSK)的OFDM移動通信系統(tǒng)中的DD技術的示意圖。參照圖7，由于假定OFDM移動通信系統(tǒng)使用BPSK，若I-Q域中的接收信號為(1.2，-0.2)，在計算其與+1和-1的距離之后，將所期望接收信號d(k)作為1的最大近似值投影。
圖2是表示根據(jù)本發(fā)明第一實施例的BS接收機結構的方框圖。在描述圖2時，應注意到根據(jù)本發(fā)明第一實施例的BS接收機在結構上類似于圖1中描述的BS接收機，但信號處理器確定加權的方法不同。為簡單起見，將參照圖2只描述BS接收機中與本發(fā)明直接相關的部件。本發(fā)明第一實施例相應于使用LMS技術的一實施例。
參照圖2，當接收點k處的接收信號xk時，解擴器210使用預定解擴碼解擴接收信號xk，并將解擴接收信號yk輸出到信號處理器230和接收束發(fā)生器220。信號處理器230由加權計算器231、存儲器233、收斂判決器235組成。為簡單起見，將只參照圖1BS接收機中的第一指狀元件140-1描述圖2。因此，圖2的解擴器210在操作上與第一指狀元件140-1中的N解擴器即第一解擴器141至第N解擴器143大致相同。
信號處理器230中的加權計算器231通過接收解擴接收信號yk、一預定恒定增益系數(shù)μ、一初始加權w0、以及接收束發(fā)生器220輸出的一指狀元件信號zk計算加權wk，并將所計算加權輸出到存儲器233。存儲器233緩沖加權計算器231計算所得加權wk，且當更新加權wk時，加權計算器231使用存儲器233中存儲的加權wk。即，加權計算器231使用點k處計算所得wk更新下一點k+1的加權wk-1。同時，加權計算器231在收斂判決器235的控制下計算加權。即收斂判決器235確定加權計算器231計算加權wk時采用的技術。將計算加權wk的技術分為CM技術和DD技術。下面將描述收斂判決器235選擇CM技術或DD技術的過程。
如上所述，由于本發(fā)明使用2步d(k)，執(zhí)行2個步驟，即收斂步驟和穩(wěn)定步驟。CM技術的不足是其收斂速度低，而DD技術的不足是其收斂失敗率高。因此，本發(fā)明執(zhí)行一控制操作，以便根據(jù)它們的特性將CM技術和DD技術用于收斂步驟和穩(wěn)定步驟，由此保證快速收斂到小的MSE值。因此，區(qū)分收斂步驟和穩(wěn)定步驟的過程在性能提高上起重要作用。
本發(fā)明使用下列方法區(qū)分收斂步驟和穩(wěn)定步驟。
將時域t＝1，2，3，4，…中的MSE定義為″St″。即St表示在特定時刻′t′接收的信號的MSE。在該情況下，作為區(qū)分收斂步驟和穩(wěn)定步驟的參考值，將當前時刻t＝t的St與下一時刻t＝t-1的St-1之差定義為″dt″。將St與St-1之差dt定義為dt=Σl=11=M|zM·(t-1)+1-dM·(t-1)+1|M-Σl=1l=M|zM·(t-2)+1-dM·(t-2)+1|M...(24)]]>即，在當dt值小于或等于第一閾值dp的絕對值之時(dt≤|dp|)時發(fā)生從收斂步驟到穩(wěn)定步驟的轉換。第一閾值dp為一適合于OFDM移動通信系統(tǒng)的預定值?？傊?，當St與St-1之差dt很小時，發(fā)生從收斂步驟到穩(wěn)定步驟的轉換。
圖8表示根據(jù)本發(fā)明實施例從收斂步驟到穩(wěn)定步驟的轉換條件。參照圖8，其表示前一段的特定時刻t-1所接收信號的MSE St-1before與前一段的當前時刻t所接收信號的MSE Stbefore之差，以及下一段的特定時刻t-1所接收信號的MSE St-1after與下一段的當前時刻t所接收信號的MSE Stafter之差。圖8中，縱軸表示誤差大小，且橫軸表示迭代數(shù)。因此，“前一段”表示具有較小迭代次數(shù)的時段，而“下一段”表示具有較大迭代次數(shù)的時段。由于前一段的St-1before與Stbefore之差dtbefore值超過第一閾值dp的絕對值，前一段仍處于收斂步驟中。由于下一段的St-1after與Stafter之差dtafter值小于第一閾值dp的絕對值，因此下一段中發(fā)生轉換到穩(wěn)定步驟?？墒?，當只根據(jù)第一閾值dp的絕對值轉換到穩(wěn)定步驟時，未區(qū)分初始收斂域。為區(qū)分初始收斂域，定義第二閾值dp_reference，且當St值小于第二閾值dp_reference同時該dt值小于或等于第一閾值dp的絕對值時(dt≤IdpI，St＜dp_reference)，從收斂步驟轉換到穩(wěn)定步驟。
圖2中，收斂判決器235使用St與St-1之差dt根據(jù)是否所接收信號的MSE值收斂到第一閾值dp以及St小于第二閾值dp_reference確定加權計算器231采用CM技術還是DD技術。即，收斂判決器235允許加權計算器231在收斂步驟中使用CM技術，并允許加權計算器231在穩(wěn)定步驟中使用DD技術。
圖3是表示根據(jù)本發(fā)明第一實施例的BS接收機采用的信號接收程序的流程圖。參照圖3，在步驟311中，BS接收機設置初始加權w0、恒定增益系數(shù)μ、第一閾值dp、以及第二閾值dp_reference，并將接收信號xk的初始自相關矩陣R(0)和接收信號xk與所期望接收信號dk之間的初始互相關矩陣P(0)設置為0，之后轉到步驟313。在步驟313中，BS接收機確定通信是否結束。若確定通信結束，則BS接收機結束正在進行的流程。
若在步驟313中確定通信未結束，則BS接收機轉到步驟315。在步驟315中，BS接收機接收接收信號xk的解擴信號yk，且之后轉到步驟317。在步驟317中，BS接收機使用解擴信號yk和加權wk計算BS接收機的各個指狀元件輸出信號zk的一組信號zk(zk＝wkHyk)，且之后轉到步驟319。zk表示使用采用加權wk產生的接收束而產生的一組指狀元件輸出信號。在步驟319中，BS接收機根據(jù)CM技術計算誤差函數(shù)ek、以及接收信號xk與所期望接收信號dk之差(ek＝dk，CM-zk)，因為BS接收機初始時處于收斂步驟中，且之后轉到步驟321。
在步驟321中，BS接收機使用解擴信號yk和誤差函數(shù)ek計算代價函數(shù)的微分值(J(wk)＝-2ek*yk)，且之后轉到步驟323。在步驟323中，BS接收機計算束生成系數(shù)，或加權(wk＝wk-1-μykek*)，且之后轉到步驟325。在步驟325中，BS接收機確定St與St-1之差dt是否滿足收斂條件，即dt是否小于或等于第一閾值dp的絕對值，且St小于第二閾值dp_reference(dt≤IdpI，St＜dp_reference)。若dt大于第一閾值dp的絕對值，或St大于或等于第二閾值dp_reference，則BS接收機轉到步驟327。在步驟327中，BS接收機保持所計算加權wk，且轉到步驟329。在步驟329中，BS接收機延遲預定單位時間，且之后轉到步驟331。延遲預定單位時間的原因是要將第k點確定的值用在第(k+1)點上，即考慮到狀態(tài)轉換延遲。在步驟331中，BS接收機將k增加1，即從當前點k轉換到下一點k+1，且之后返回到步驟313。
可是，若在步驟325中確定dt小于或等于第一閾值dp的絕對值，且St小于第二閾值dp_reference，則BS接收機轉到步驟333。在步驟333中，BS接收機延遲預定單位時間，且之后轉到步驟335。同樣，延遲預定單位時間的原因是考慮到狀態(tài)轉換延遲。在步驟335中，BS接收機將k增加1，即從當前點k轉換到下一點k+1，且之后返回到步驟337。在步驟337中，BS接收機確定通信是否結束。若確定通信結束，則BS接收機結束正在進行的流程。
若在步驟337中確定通信未結束，則BS接收機轉到步驟339。在步驟339中，BS接收機根據(jù)DD技術計算誤差函數(shù)ek、以及接收信號xk與所期望接收信號dk之差(ek＝dk，DD-zk)，因為BS接收機目前處于穩(wěn)定步驟中，且之后轉到步驟341。在步驟341中，BS接收機使用解擴信號yk和誤差函數(shù)ek計算代價函數(shù)的微分值(J(wk)＝-2ek*yk)，且之后轉到步驟343。在步驟343中，BS接收機計算束生成系數(shù)，或加權(wk＝wk-1-μykek*)，且之后轉到步驟345。在步驟345中，BS接收機保持所計算加權wk，且轉到步驟333。
圖4是表示根據(jù)本發(fā)明第二實施例的BS接收機結構的方框圖。在描述圖4時，應注意到根據(jù)本發(fā)明第二實施例的BS接收機在結構上類似于圖1中描述的BS接收機，但信號處理器確定加權的方法不同。為簡單起見，將參照圖4只描述BS接收機中與本發(fā)明直接相關的部件。本發(fā)明第二實施例相應于使用MMSE技術的實施例。
參照圖4，當接收點k處的接收信號xk時，解擴器410使用預定解擴碼解擴接收信號xk，并將解擴接收信號yk輸出到信號處理器430和接收束發(fā)生器420。信號處理器430由接收相關矩陣計算器431、加權計算器433、存儲器435、收斂判決器437、以及存儲器439組成。為簡單起見，將只參照圖1BS接收機中的第一指狀元件140-1描述圖4。因此，圖4的解擴器410在操作上與第一指狀元件140-1中的N個解擴器即第一解擴器141至第N解擴器143大致相同。接收處理器430的接收相關矩陣計算器431接收解擴接收信號yk，使用預定恒定增益系數(shù)μ計算接收相關矩陣，并在存儲器439中緩沖所計算的接收相關矩陣。存儲器439緩沖接收由相關矩陣計算器431所計算的接收相關矩陣，且當更新那里緩沖的接收相關矩陣時，接收相關矩陣計算器431使用存儲器439中存儲的接收相關矩陣。相關矩陣指自相關矩陣R和互相關矩陣P。
加權計算器433通過接收解擴接收信號yk、一預定恒定增益系數(shù)μ、一初始加權w0、以及接收束發(fā)生器420輸出的一指狀元件信號zk計算加權wk，并將所計算加權輸出到存儲器435。存儲器435緩沖加權計算器433計算所得加權wk，且當更新加權wk時，加權計算器433使用存儲器435中存儲的加權wk。即，加權計算器433使用計算所得點k的wk，更新下一點k+1的加權wk+1。同時，加權計算器433在收斂判決器437的控制之下按本發(fā)明第一實施例中描述的方法計算加權。即，如第一實施例中所述，收斂判決器437確定加權計算器433在計算加權wk時使用的技術。
圖5是表示根據(jù)本發(fā)明第二實施例的BS接收機采用的信號接收程序的流程圖。參照圖5，在步驟511中，BS接收機設置初始加權w0、恒定增益系數(shù)μ、第一閾值dp、以及第二閾值dp_reference，并將接收信號xk的初始自相關矩陣R(0)和接收信號xk與所期望接收信號dk之間的初始互相關矩陣P(0)設置為0，之后轉到步驟513。在步驟513中，BS接收機確定通信是否結束。若確定通信結束，則BS接收機結束正在進行的流程。
若在步驟513中確定通信未結束，則BS接收機轉到步驟515。在步驟515中，BS接收機接收接收信號xk的解擴信號yk，且之后轉到步驟517。在步驟517中，BS接收機使用解擴信號yk和加權wk計算BS接收機的各個指狀元件輸出信號zk的一組信號zj(zk＝wkHyk)，且之后轉到步驟519。zk表示使用接收束產生的一組指狀元件輸出信號。在步驟519中，BS接收機根據(jù)CM技術計算接收相關矩陣即自相關矩陣Rk和互相關矩陣Pk，因為BS接收機初始時處于收斂步驟中，且之后轉到步驟521。計算自相關矩陣Rk和互相關矩陣Pk的過程表示為Rk＝f*Rk-1+ykyHkPk＝f*Pk-1+ykd*k，CM(25)在方程(25)中，‘f’為一遺忘因子，且只表示緊鄰前一步的值。
在步驟521中，BS接收機使用自相關矩陣Rk和互相關矩陣Pk計算代價函數(shù)的微分值(J(wk)＝Rkwk-1-Pk)，且之后轉到步驟523。在步驟523中，BS接收機計算束生成系數(shù)，或加權(wk＝wk-1-μJ(wk))，且之后轉到步驟525。在步驟525中，BS接收機確定St與St-1之差dt是否滿足收斂條件，即是否dt小于或等于第一閾值dp的絕對值，且是否St小于第二閾值dp_reference(dt≤IdpI，St＜dp_reference)。若dt小于或等于第一閾值dp的絕對值，且St小于第二閾值dp_reference，即若dt大于第一閾值dp的絕對值，或St大于或等于第二閾值dp_reference，則BS接收機轉到步驟527。在步驟527中，BS接收機保持所計算加權wk，且轉到步驟529。在步驟529中，BS接收機延遲預定一單位時間，且之后轉到步驟531。延遲預定單位時間的原因是考慮到狀態(tài)轉換延遲。在步驟531中，BS接收機將k增加1，即從當前點k轉換到下一點k+1，且之后返回到步驟513。
可是，若在步驟525中確定dt小于或等于第一閾值dp的絕對值，且St小于第二閾值dp_reference，則BS接收機轉到步驟533。在步驟533中，BS接收機延遲一預定單位時間，且之后轉到步驟535。同樣，延遲預定單位時間的原因是考慮到狀態(tài)轉換延遲。在步驟535中，BS接收機將k增加1，即從當前點k轉換到下一點k+1，且之后返回到步驟537。在步驟537中，BS接收機確定通信是否結束。若確定通信結束，則BS接收機結束正在進行的流程。
若在步驟537中確定通信未結束，則BS接收機轉到步驟539。在步驟539中，BS接收機根據(jù)DD技術計算接收相關矩陣即自相關矩陣Rk和互相關矩陣Pk，因為BS接收機目前處于穩(wěn)定步驟中，且之后轉到步驟541。計算自相關矩陣Rk和互相關矩陣Pk的過程表示為Rk＝f*Rk-1+ykyHkPk＝f*Pk-1+ykd*k，DD(26)在步驟541中，BS接收機使用自相關矩陣Rk和互相關矩陣Pk計算代價函數(shù)的微分值(J(wk)＝Rkwk-1-Pk)，且之后轉到步驟543。在步驟543中，BS接收機計算束生成系數(shù)，或加權(wk＝wk-1-μJ(wk))，且之后轉到步驟545。在步驟545中，BS接收機保持所計算加權wk，且轉到步驟533。
參照圖9，下面描述對根據(jù)本發(fā)明實施例的2步加權生成技術與一般加權生成技術的模擬結果。
圖9表示一般加權生成技術和根據(jù)本發(fā)明實施例的2步加權生成技術的特性曲線。參照圖9，應注意到與傳統(tǒng)加權技術如DD技術中的MSE值隨迭代次數(shù)變化相比，根據(jù)本發(fā)明實施例的2步加權生成技術中的MSE值隨迭代次數(shù)變化時收斂到一較小值。MSE值收斂到一較小值意味著可正確地生成接收束，從而使只正確接收所期望接收信號成為可能。
參照圖10，現(xiàn)在將描述使用智能天線時，根據(jù)接收天線數(shù)的2步加權生成技術特性的模擬結果。
圖10表示針對根據(jù)本發(fā)明實施例的2步加權生成技術，隨BS接收機的接收天線數(shù)變化的特性曲線。參照圖10，其表示有6個接收天線的BS接收機和有10個接收天線的BS接收機的輻射模式。例如，若假定一特定BS位于57°，注意到與有6個接收天線的BS接收機相比，有10個接收天線的BS接收機有大約0.2的歸一化天線增益，且更能正確地生成接收束?？傊瑢FDM移動通信系統(tǒng)的容量而言，接收天線數(shù)的增加使能夠正確通信的接收信號幅度增加，從而使系統(tǒng)容量增加。
圖11是表示根據(jù)本發(fā)明實施例的OFDM移動通信系統(tǒng)結構的方框圖。參照圖11，OFDM移動通信系統(tǒng)由一發(fā)射機或MS發(fā)射機1100、以及一接收機或BS接收機1150組成。
首先描述MS發(fā)射機1100。MS發(fā)射機1100包括一碼元映射器1111、一串并(S/P)轉換器1113、一前導模式插入器1115、一逆向快速變換(IFFT)部件1117、一并串(P/S)轉換器1119、一保護間隔插入器1121、一數(shù)模(D/A)轉換器1123、以及一射頻(RF)處理器1125。
當有信息數(shù)據(jù)位要傳輸時，將信息數(shù)據(jù)位輸入到碼元映射器1111中。碼元映射器1111按預定的碼元映射調制方案對輸入信息數(shù)據(jù)位調制，并將經(jīng)碼元映射后的數(shù)據(jù)位輸出到串并轉換器1113中。這里，可使用四相相移鍵控(QPSK)或16進制正交調幅(16QAM)作為調制方案。串并轉換器1113對碼元映射器1111輸出的串行調制碼元作并行轉換，并將經(jīng)并行轉換后的調制碼元輸出到前導模式插入器1115中。前導模式插入器1115在串并轉換器1113輸出的經(jīng)并行轉換后的調制碼元中插入前導模式，且之后將插入前導模式的調制碼元輸出到IFFT部件1117中。
IFFT部件1117對前導模式插入器1115輸出的信號執(zhí)行N點IFFT，并將所得信號輸出到并串轉換器1119中。并串轉換器1119對IFFT部件1117輸出的信號作串行轉換，并將串行轉換后的信號輸出到保護間隔插入器1121中。保護間隔插入器1121接收并串轉換器1119輸出的信號，在其中插入保護間隔，并將插入保護間隔的信號輸出到數(shù)模轉換器1123中。插入保護間隔以消除OFDM通信系統(tǒng)中前一OFDM碼元時刻傳輸?shù)那耙籓FDM碼元與當前OFDM碼元時刻欲傳輸?shù)漠斍癘FDM碼元之間的干擾。對于插入保護間隔，可使用循環(huán)前綴方法或循環(huán)后綴方法。在循環(huán)前綴方法中，在時域中將預定數(shù)目的最后OFDM碼元采樣復制并插入有效OFDM碼元中。在循環(huán)后綴方法中，在時域中將預定數(shù)目的第一OFDM碼元采樣復制并插入有效OFDM碼元中。
數(shù)模轉換器1123對保護間隔插入器1121輸出的信號作模擬轉換，并將經(jīng)模擬轉換后的信號輸出到RF處理器1125中。RF處理器1125包括一濾波器和一前端單元，對數(shù)模轉換器1123輸出的信號作RF處理，使能通過空中實際傳輸該信號，并通過傳輸天線將經(jīng)RE處理后的信號經(jīng)空中傳輸。
接著描述BS接收機1150。BS接收機1150包括一RF處理器1151、一模數(shù)(A/D)轉換器1153、一接收束發(fā)生器1155、一信號處理器1157、一保護間隔去除器1159、一串并(S/P)轉換器1161、一快速Fourier變換(FFT)部件1163、一均衡器1165、一前導碼元提取器1167、一同步和信道估計單元1169、一并串(P/S)轉換器1171、以及一碼元解映射器1173。
通過BS接收機1150的接收天線接收MS發(fā)射機1100傳輸?shù)男盘?，所接收信號?jīng)歷多徑信道并含有噪聲分量。將通過接收天線接收的信號輸入到RF處理器1151中，RF處理器1151將通過接收天線接收的信號降頻轉換成中頻(IF)信號，并將IF信號輸出到模數(shù)轉換器1153中。模數(shù)轉換器1153對RF處理器1151輸出的模擬信號作數(shù)字轉換，并將經(jīng)數(shù)字轉換后的信號輸出到接收束發(fā)生器1155和信號處理器1157。接收束發(fā)生器1155和信號處理器1157的操作已在本發(fā)明的第一和第二實施例中描述，因此將省略對其作詳細描述。
將接收束發(fā)生器1155輸出的信號輸入到保護間隔去除器1159中。保護間隔去除器1159從接收束發(fā)生器1155輸出的信號中去除保護間隔，并將所得信號輸出到串并轉換器1161中。串并轉換器1161對保護間隔去除器1159輸出的串行信號作并行轉換，并將所得信號輸出到FFT部件1163中。FFT部件1163對串并轉換器1161輸出的信號作N點FFT，并將所得信號輸出到均衡器1165和前導碼元提取器1167。均衡器1165對FFT部件1163輸出的信號作信道均衡，并將所得信號輸出到并串轉換器1171中。并串轉換器1171對均衡器1165輸出的并行信號作串行轉換，并將所得信號輸出到碼元解映射器1173中。碼元解映射器1173使用與MS發(fā)射機1100中使用的調制方案相應的解調方案，對并串轉換器1171輸出的信號進行解調，并將所得信號作為所接收信息數(shù)據(jù)位輸出。
此外，將FFT部件1163輸出的信號輸入到前導碼元提取器1167中，且前導碼元提取器1167從FFT部件1163輸出的信號中提取前導碼元，并將所提取前導碼元輸出到同步和信道估計單元1169中。同步和信道估計單元1169對前導碼元提取器1167輸出的前導碼元執(zhí)行同步和信道估計，并將結果輸出到均衡器1165。
正如從上面的描述所理解到的，移動通信系統(tǒng)在收斂步驟中使用2步加權生成技術產生一加權以及在穩(wěn)定步驟中使用DD技術產生一加權，因此使快速生成一具有最小MSE值的加權成為可能。因此，有可能生成一正確的接收束，且接收束的正確接收允許接收機只正確接收所期望的信號，從而提高了系統(tǒng)性能。
盡管參照其中的某些優(yōu)選實施例對本發(fā)明作了展示和描述，本領域的技術人員應理解可作形式和細節(jié)上的變化而不偏離正如權利要求中所定義的本發(fā)明的實質和范圍。
權利要求
1.一種用于從通過使用接收天線陣列的多個接收天線接收的接收信號中產生用于產生一接收束的加權的方法，該方法包括步驟通過解擴接收信號產生一解擴信號；根據(jù)該解擴信號、將該接收束應用于該解擴信號所產生的一輸出信號、以及該加權值，使用一預定技術，計算用于產生該接收束的加權；執(zhí)行一控制操作，以便若當前時刻的誤差值與前一時刻的誤差值之差大于一第一閾值的絕對值，或當前時刻的誤差值大于或等于一第二閾值，則使用一第一技術計算該加權值；以及執(zhí)行一控制操作，以便若當前時刻的誤差值與前一時刻的誤差值之差小于或等于第一閾值的絕對值，且當前時刻的誤差值小于第二閾值，則使用一第二技術計算該加權值。
2.根據(jù)權利要求1的方法，其中誤差值是一表征所期望接收信號與輸出信號之差的值，且是一均方(MS)值。
3.根據(jù)權利要求1的方法，其中誤差值是一表征所期望接收信號與輸出信號之差的值，且是一均方誤差(MSE)值。
4.根據(jù)權利要求1的方法，其中第一技術是一恒定模(CM)技術，且第二技術是一決策導向(DD)技術。
5.一種用于從通過使用接收天線陣列的多個接收天線接收的一接收信號中產生用于產生一接收束的加權的方法，該方法包括步驟通過解擴接收信號產生一解擴信號；使用以一預定技術產生的加權值產生一接收束，并將所產生的接收束應用于解擴信號以產生一輸出信號；計算一代價函數(shù)，用于最小化表征所期望接收信號與輸出信號之差的誤差值；執(zhí)行一控制操作，以便若當前時刻的誤差值與前一時刻的誤差值之差大于一第一閾值的絕對值，或當前時刻的誤差值大于或等于一第二閾值，則使用一第一技術計算該加權值；以及執(zhí)行一控制操作，以便若當前時刻的誤差值與前一時刻的誤差值之差小于或等于第一閾值的絕對值，且當前時刻的誤差值小于第二閾值，則使用一第二技術計算該加權值。
6.根據(jù)權利要求5的方法，其中所述誤差值為一均方(MS)值。
7.根據(jù)權利要求5的方法，其中第一技術是一恒定模(CM)技術，且第二技術是一決策導向(DD)技術。
8.一種從通過使用接收天線陣列的多個接收天線接收的一接收信號中產生用于產生一接收束的加權的方法，該方法包括步驟通過解擴接收信號產生一解擴信號；使用以一預定技術產生的加權產生一接收束，并將所產生的接收束應用于解擴信號以產生一輸出信號；使用所期望接收信號和解擴信號計算接收相關矩陣，并計算一代價函數(shù)，用于最小化表征輸出信號與所期望接收信號之差的誤差值；執(zhí)行一控制操作，以便若當前時刻的誤差值與前一時刻的誤差值之差大于一第一閾值的絕對值，或當前時刻的誤差值大于或等于一第二閾值，則使用一第一技術計算該加權值；以及執(zhí)行一控制操作，以便若當前時刻的誤差值與前一時刻的誤差值之差小于或等于第一閾值的絕對值，且當前時刻的誤差值小于第二閾值，則使用一第二技術計算該加權值。
9.根據(jù)權利要求8的方法，其中所述誤差值為一均方誤差(MSE)值。
10.根據(jù)權利要求8的方法，其中所述接收相關矩陣包括一自相關矩陣和一互相關矩陣。
11.根據(jù)權利要求8中的方法，其中第一技術是一恒定模(CM)技術，且第二技術是一決策導向(DD)技術。
12.一種用于從通過使用接收天線陣列的多個接收天線接收的接收信號中產生用于產生一接收束的加權的裝置，該裝置包括一解擴器，其通過解擴接收信號產生一解擴信號；一信號處理器，用于接收該解擴信號、將該接收束應用于該解擴信號所產生的一輸出信號、以及該加權值，若當前時刻的誤差值與前一時刻的誤差值之差大于一第一閾值的絕對值或當前時刻的誤差值大于或等于一第二閾值，則使用一第一技術計算該加權值，以及若當前時刻的誤差值與前一時刻的誤差值之差小于或等于第一閾值的絕對值，且當前時刻的誤差值小于第二閾值，則使用一第二技術計算該加權值。
13.根據(jù)權利要求12的裝置，其中誤差值是一表征所期望接收信號與輸出信號之差的值，且是一均方(MS)值。
14.根據(jù)權利要求12的裝置，其中誤差值是一表征所期望接收信號與輸出信號之差的值，且是一均方誤差(MSE)值。
15.根據(jù)權利要求12的裝置，其中第一技術是一恒定模(CM)技術，且第二技術是一決策導向(DD)技術。
16.一種用于從通過使用接收天線陣列的多個接收天線接收的接收信號中產生用于產生一接收束的加權的裝置，該裝置包括一解擴器，其通過解擴接收信號產生一解擴信號；一加權計算器，用于接收解擴信號并在一預定控制之下使用一第一技術和一第二技術中其一計算該加權值；一收斂判決器，用于若當前時刻的誤差值與前一時刻的誤差值之差大于一第一閾值的絕對值或當前時刻的誤差值大于或等于一第二閾值，其允許加權計算器使用第一技術，以及若當前時刻的誤差值與前一時刻的誤差值之差小于或等于第一閾值的絕對值且當前時刻的誤差值小于第二閾值，其允許加權計算器使用第二技術；以及一接收束發(fā)生器，用于接收解擴信號，使用所計算加權產生一接收束，以及通過將所產生接收束應用于解擴信號以產生一輸出信號。
17.根據(jù)權利要求16的裝置，其中誤差值是一表征所期望接收信號與輸出信號之差的值，且是一均方(MS)值。
18.根據(jù)權利要求16的裝置，其中第一技術是一恒定模(CM)技術，且第二技術是一決策導向(DD)技術。
19.一種從通過使用接收天線陣列的多個接收天線接收的接收信號中產生用于產生一接收束的加權的裝置，該裝置包括一解擴器，其通過解擴接收信號產生一解擴信號；一接收相關矩陣計算器，其使用所期望的接收信號和解擴信號計算接收相關矩陣；一加權計算器，用于接收解擴信號并在一預定控制之下使用一第一技術和一第二技術之一計算該加權值；一收斂判決器，用于若當前時刻的誤差值，其表征將接收束應用于解擴信號所產生的輸出信號和所期望的接收信號之差，與前一時刻的誤差值之差大于一第一閾值的絕對值或當前時刻的誤差值大于或等于一第二閾值，則其允許加權計算器使用第一技術，以及若當前時刻的誤差值與前一時刻的誤差值之差小于或等于第一閾值的絕對值且當前時刻的誤差值小于第二閾值，則其允許加權計算器使用第二技術；以及一接收束發(fā)生器，用于接收解擴信號，使用所計算加權產生一接收束，以及通過將所產生接收束應用于解擴信號以產生一輸出信號。
20.根據(jù)權利要求19中的裝置，其中所述誤差值為一均方誤差(MSE)值。
21.根據(jù)權利要求19中的裝置，其中所述接收相關矩陣包括一自相關矩陣和一互相關矩陣。
22.根據(jù)權利要求19中的裝置，其中第一技術是一恒定模(CM)技術，且第二技術是一決策導向(DD)技術。
23.一種用于從通過使用接收天線陣列的多個接收天線接收的接收信號中產生一接收束信號的裝置，該裝置包括一解擴器，其通過解擴接收信號產生一解擴信號；一接收束發(fā)生器，用于通過接收解擴信號和一加權信號以產生一接收束信號；以及一信號處理器，若根據(jù)當前時刻迭代次數(shù)所對應的解擴信號產生的當前加權信號的誤差值與根據(jù)前一時刻迭代次數(shù)所對應的解擴信號產生的前一加權信號的誤差值之差大于一第一閾值的絕對值或當前加權信號的誤差值大于或等于一第二閾值，則其使用一第一技術產生接收束信號，以及若當前加權信號的誤差值與前一加權信號的誤差值之差小于或等于第一閾值的絕對值且當前加權信號的誤差值小于第二閾值，則其使用一第二技術產生接收束信號。
24.根據(jù)權利要求23的裝置，其中所述誤差值為一均方(MS)值。
25.根據(jù)權利要求23的裝置，其中所述誤差值為一均方誤差(MSE)值。
26.根據(jù)權利要求23的裝置，其中第一技術是一恒定模(CM)技術，且第二技術是一決策導向(DD)技術。
27.一種用于從通過使用接收天線陣列的多個接收天線接收的接收信號中產生一接收束信號的方法，該方法包括步驟通過解擴接收信號產生一解擴信號；使用解擴信號和一加權信號產生一接收束信號；以及若根據(jù)當前時刻迭代次數(shù)所對應的解擴信號產生的當前加權信號的誤差值與根據(jù)前一時刻迭代次數(shù)所對應的解擴信號產生的前一加權信號的誤差值之差大于一第一閾值的絕對值或當前加權信號的誤差值大于或等于一第二閾值，則使用一第一技術產生接收束信號，以及若當前加權信號的誤差值與前一加權信號的誤差值之差小于或等于第一閾值的絕對值且當前加權信號的誤差值小于第二閾值，則使用一第二技術產生接收束信號。
28.根據(jù)權利要求27的方法，其中所述誤差值為一均方(MS)值。
29.根據(jù)權利要求27的方法，其中所述誤差值為一均方誤差(MSE)值。
30.根據(jù)權利要求27的方法，其中第一技術是一恒定模(CM)技術，且第二技術是一決策導向(DD)技術。
全文摘要
一移動通信系統(tǒng)接收一接收信號的解擴信號，并執(zhí)行一控制操作，以便若當前時刻的誤差值與前一時刻的誤差值之差大于一第一閾值的絕對值或當前時刻的誤差值大于或等于一第二閾值，使用一第一技術計算用于產生一接收束的一加權值，以及執(zhí)行一控制操作，以便若當前時刻的誤差值與前一時刻的誤差值之差小于或等于第一閾值的絕對值且當前時刻的誤差值小于第二閾值，使用一第二技術計算該加權值。
文檔編號H04B7/08GK1813424SQ200480018409
公開日2006年8月2日 申請日期2004年6月30日 優(yōu)先權日2003年6月30日
發(fā)明者蔡贊秉, 徐彰浩, 趙暎權, 樸東植, 金秉潤 申請人:三星電子株式會社