專利名稱：多載波mimo系統(tǒng)的速率選擇的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明通常涉及通信，并且更為具體地，涉及用于為多載波多-進(jìn)多-出(MIMO)通信系統(tǒng)中的數(shù)據(jù)傳輸執(zhí)行速率選擇的技術(shù)。
背景技術(shù)：
MIMO系統(tǒng)在發(fā)射機(jī)上使用多個(gè)(NT)發(fā)射天線和在接收機(jī)上使用多個(gè)(NR)個(gè)接收天線，以用于數(shù)據(jù)傳輸。由NT個(gè)發(fā)射天線和NR個(gè)接收天線形成的MIMO信道可以被分解為NS個(gè)空間信道，其中NS≤min{NT，NR}。所述NS個(gè)空間信道可被用于發(fā)射數(shù)據(jù)，同時(shí)實(shí)現(xiàn)較高的吞吐量和/或冗余度來(lái)實(shí)現(xiàn)更高的可靠度。
正交頻分復(fù)用(OFDM)是一種多載波調(diào)制方案，其將整個(gè)系統(tǒng)帶寬有效地劃分為多個(gè)(NF)正交子帶。這些子帶也被稱為音調(diào)、子載波、頻率段(bin)和頻率信道。采用OFDM，每個(gè)子帶與各個(gè)子載波相關(guān)聯(lián)，該子載波與數(shù)據(jù)一起被調(diào)制。
對(duì)于使用OFDM的MIMO系統(tǒng)(即，MIMO-OFDM系統(tǒng))，在用于數(shù)據(jù)傳輸?shù)腘S個(gè)空間信道中的每個(gè)上可得到NF個(gè)子帶。每個(gè)空間信道的所述NF個(gè)子帶可以經(jīng)歷不同的信道調(diào)整(例如，不同的衰落、多徑和干擾效應(yīng))，并且可以獲得不同的信道增益和信號(hào)對(duì)噪聲和干擾的比(SNR)。取決于MIMO信道的多徑分布圖(multipathprofile)，所述信道增益和SNR可能在每個(gè)空間信道的NF個(gè)子帶上非常寬地變化，并且進(jìn)一步在所述NS個(gè)空間信道之間非常寬地變化。
對(duì)于所述MIMO-OFDM系統(tǒng)，可以在每個(gè)空間信道的每個(gè)子帶上發(fā)射一個(gè)調(diào)制符號(hào)，并且在每個(gè)OFDM符號(hào)周期中同時(shí)發(fā)射最多NF·NS個(gè)調(diào)制符號(hào)。通過(guò)利用來(lái)發(fā)射所述符號(hào)的空間信道的子帶的信道增益使每個(gè)發(fā)射的調(diào)制符號(hào)失真，并且通過(guò)信道噪聲和干擾使其進(jìn)一步惡化。對(duì)于多徑MIMO信道，其是具有不平坦的頻率響應(yīng)的MIMO信道，在每個(gè)空間信道的每個(gè)子帶上可靠發(fā)射的信息比特的數(shù)目隨子帶和空間信道的變化而變化。所述不同的子帶和空間信道的不同傳輸能力加上所述MIMO信道的時(shí)變特性使得查明所述MIMO-OFDM系統(tǒng)的真實(shí)傳輸能力富有挑戰(zhàn)性。
因此，在本領(lǐng)域中存在一種技術(shù)需求，即正確地確定用于有效的數(shù)據(jù)傳輸?shù)乃鯩IMO-OFDM系統(tǒng)的傳輸容量。

發(fā)明內(nèi)容
在這里描述了用于在具有多徑MIMO信道的多載波MIMO系統(tǒng)(例如，MIMO-OFDM系統(tǒng))中執(zhí)行速率選擇的技術(shù)。在一個(gè)實(shí)施例中，首先為能夠?qū)崿F(xiàn)MIMO信道的最大容量的“理論”多載波MIMO系統(tǒng)初始地確定用于數(shù)據(jù)傳輸?shù)拿總€(gè)空間信道l的每個(gè)子帶k的事后檢測(cè)(post-detection)SNR，SNRl(k)。所述事后檢測(cè)SNR是在接收機(jī)上進(jìn)行空間處理或檢測(cè)后的SNR。所述理論系統(tǒng)沒有實(shí)施損失。隨后基于其事后檢測(cè)SNR、調(diào)制方案M和受限頻譜效率函數(shù)fsiso(SNRl(k)，M)來(lái)確定每個(gè)空間信道的每個(gè)子帶的受限頻譜效率Sl(k)。接下來(lái)根據(jù)所述空間信道的個(gè)體子帶的受限頻譜效率來(lái)確定用于數(shù)據(jù)傳輸?shù)乃锌臻g信道的所有子帶的平均受限頻譜效率Savg。
具有加性高斯白噪聲(AWGN)信道的等價(jià)系統(tǒng)需要為SNRequlv的SNR來(lái)利用調(diào)制方案M實(shí)現(xiàn)受限頻譜效率Savg。AWGN信道是一個(gè)具有平坦頻率響應(yīng)的信道。所述等價(jià)系統(tǒng)也不具有實(shí)施損失。也可以根據(jù)反受限頻譜效率函數(shù)fsiso-1(Savg，M)來(lái)確定所述等價(jià)SNR。隨后基于所述等價(jià)SNR來(lái)為所述多載波MIMO系統(tǒng)中的數(shù)據(jù)傳輸選擇速率R。所述多載波MIMO系統(tǒng)可以支持特定速率組，并且這些速率所要求的SNR可以被確定且存儲(chǔ)在查找表中。所述選擇的速率是所述支持的速率中最高的速率，其具有小于或等于所述等價(jià)SNR的SNR。補(bǔ)償(back-off)因子可以被計(jì)算來(lái)解釋(account for)所述速率預(yù)測(cè)中的誤差、系統(tǒng)損失等等。隨后按照一個(gè)方式來(lái)選擇速率R來(lái)解釋所述補(bǔ)償因子，如下所述。
下面進(jìn)一步詳細(xì)描述本發(fā)明的各個(gè)方面和實(shí)施例。


通過(guò)下面結(jié)合附圖給出的詳細(xì)說(shuō)明，本發(fā)明的特征和特性將變得更加明顯。在整個(gè)附圖中，相同的參考字符相應(yīng)地相同，其中圖1示出了MIMO-OFDM系統(tǒng)中的發(fā)射機(jī)和接收機(jī)；圖2例示了MIMO-OFDM系統(tǒng)的速率選擇；圖3示出了用于為具有多徑MIMO信道的MIMO-OFDM系統(tǒng)執(zhí)行速率選擇的過(guò)程；圖4A例示了具有多徑MIMO信道的MIMO-OFDM系統(tǒng)中的NT個(gè)空間信道的受限頻譜效率；圖4B例示了具有AWGN信道的等價(jià)系統(tǒng)的受限頻譜效率；圖5示出了發(fā)射機(jī)的方框圖；圖6示出了接收機(jī)的方框圖；和圖7示出了實(shí)施迭代檢測(cè)和解碼(IDD)的接收(RX)空間處理器和RX數(shù)據(jù)處理器。
發(fā)明詳述這里使用的“示例性的”一詞意味著“用作一個(gè)實(shí)例、示例和圖例”。這里被描述為“示例性”的任何實(shí)施例或設(shè)計(jì)不必被解釋為相比其他實(shí)施例或設(shè)計(jì)為優(yōu)選或具有優(yōu)勢(shì)。
這里描述的速率選擇技術(shù)可以用于各種類型的多載波MIMO系統(tǒng)。為了簡(jiǎn)化，針對(duì)MIMO-OFDM系統(tǒng)來(lái)專門描述這些技術(shù)。
圖1示出了MIMO-OFDM系統(tǒng)100中的發(fā)射機(jī)110和接收機(jī)150的方框圖。在發(fā)射機(jī)110端，發(fā)射(TX)數(shù)據(jù)處理器120從數(shù)據(jù)源112接收數(shù)據(jù)分組。TX數(shù)據(jù)處理器120依照為每個(gè)數(shù)據(jù)分組選擇的速率對(duì)該分組進(jìn)行編碼、交織和調(diào)制，以獲得相應(yīng)的數(shù)據(jù)符號(hào)塊。如同這里所使用的，數(shù)據(jù)符號(hào)是數(shù)據(jù)的調(diào)制符號(hào)，而導(dǎo)頻符號(hào)是導(dǎo)頻的調(diào)制符號(hào)，其被發(fā)射機(jī)和接收機(jī)兩者熟知為先驗(yàn)的(priori)。每個(gè)數(shù)據(jù)分組的選擇速率可以表明該分組的數(shù)據(jù)速率、編碼方案或碼速率、調(diào)制方案、分組大小等等，這些由控制器140提供的各種控制來(lái)表明。
TX空間處理器130接收和空間地處理在NT個(gè)發(fā)射天線的NF個(gè)子帶上傳輸?shù)拿總€(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)塊。TX空間處理器130進(jìn)一步復(fù)用進(jìn)導(dǎo)頻符號(hào)，并且向發(fā)射機(jī)單元(TMTR)132提供NT個(gè)發(fā)射符號(hào)流。每個(gè)發(fā)射符號(hào)可以是針對(duì)一個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)或一個(gè)導(dǎo)頻符號(hào)的。發(fā)射機(jī)單元132對(duì)所述NT個(gè)發(fā)射符號(hào)流執(zhí)行OFDM調(diào)制以獲得NT個(gè)OFDM符號(hào)流，并且進(jìn)一步處理這些OFDM符號(hào)流來(lái)產(chǎn)生NT個(gè)調(diào)制信號(hào)。每個(gè)調(diào)制信號(hào)從各個(gè)發(fā)射天線(圖1中未示出)發(fā)射，并且經(jīng)由MIMO信道到達(dá)接收機(jī)150。所述MIMO信道利用MIMO響應(yīng)來(lái)使所述NT個(gè)發(fā)射信號(hào)失真，并且利用噪聲和來(lái)自其他發(fā)射機(jī)的可能干擾來(lái)進(jìn)一步惡化所述發(fā)射信號(hào)。
在接收機(jī)150端，由NR個(gè)接收天線(圖1中未示出)中的每一個(gè)接收NT個(gè)發(fā)射信號(hào)，并且來(lái)自NR個(gè)接收天線的NR個(gè)接收信號(hào)被提供給接收機(jī)單元(RCVR)154。接收機(jī)單元154調(diào)整和數(shù)字化每個(gè)接收信號(hào)，以獲得相應(yīng)的采樣流，并且對(duì)每個(gè)采樣流執(zhí)行OFDM解調(diào)以獲得接收符號(hào)流。接收機(jī)單元154向RX空間處理器160提供NR個(gè)接收符號(hào)流(對(duì)于數(shù)據(jù))，以及向信道估計(jì)器172提供接收導(dǎo)頻符號(hào)(對(duì)于導(dǎo)頻)。RX空間處理器160空間處理或檢測(cè)所述NR個(gè)接收符號(hào)流，以獲得檢測(cè)符號(hào)，所述檢測(cè)符號(hào)是由發(fā)射機(jī)110發(fā)射的數(shù)據(jù)符號(hào)的估計(jì)。
RX數(shù)據(jù)處理器170依照其選擇速率來(lái)接收、解調(diào)、解交織和解碼每個(gè)檢測(cè)符號(hào)塊，以獲得相應(yīng)的解碼分組，該解碼分組是由發(fā)射機(jī)110發(fā)送的數(shù)據(jù)分組的估計(jì)。RX數(shù)據(jù)處理器170還提供每個(gè)解碼分組的狀態(tài)，其表明所述分組是被正確地解碼還是存在錯(cuò)誤。
信道估計(jì)器172處理所述接收導(dǎo)頻符號(hào)和/或接收數(shù)據(jù)符號(hào)，以獲得所述MIMO信道的信道估計(jì)。所述信道估計(jì)可以包括信道增益估計(jì)、SNR估計(jì)等等。速率選擇器174接收所述信道估計(jì)，并且為向接收機(jī)150的數(shù)據(jù)傳輸選擇合適的速率?？刂破?80從速率選擇器174接收所述選擇的速率以及從RX數(shù)據(jù)處理器170接收分組狀態(tài)，并且為所述反射機(jī)110聚集反饋信息。所述反饋信息可以包括所述選擇的速率、當(dāng)前和/或先前數(shù)據(jù)分組的確認(rèn)(ACK)或否定確認(rèn)等等。所述反饋信息被處理且經(jīng)由反饋信道發(fā)射到發(fā)射機(jī)110。
在發(fā)射機(jī)110端，接收和處理由接收機(jī)150發(fā)射的信號(hào)，以恢復(fù)由接收機(jī)150發(fā)送的反饋信息?？刂破?40接收已恢復(fù)的反饋信息，使用所述選擇的速率來(lái)處理將要發(fā)送到接收機(jī)150的后續(xù)數(shù)據(jù)分組，并且使用ACK/NACK來(lái)控制所述當(dāng)前和/或先前數(shù)據(jù)分組的重傳。
控制器140和180分別導(dǎo)引發(fā)射機(jī)110和接收機(jī)150上的操作。存儲(chǔ)器單元142和182分別提供對(duì)控制器140和180使用的程序代碼和數(shù)據(jù)的存儲(chǔ)。存儲(chǔ)器單元142和182可以在控制器140和180的內(nèi)部，如圖1所示，或者在這些控制器的外部。
MIMO-OFDM系統(tǒng)的主要挑戰(zhàn)在于基于信道條件為數(shù)據(jù)傳輸選擇合適的速率。所述速率選擇的目標(biāo)在于最大化所述NS個(gè)空間信道上的吞吐量同時(shí)滿足某些質(zhì)量目標(biāo)，這些質(zhì)量目標(biāo)由特定的分組誤碼率(例如，1％PER)來(lái)進(jìn)行量化。
所述MIMO-OFDM系統(tǒng)的性能高度地依賴于所述速率選擇的精確性。如果數(shù)據(jù)傳輸?shù)乃鲞x擇的速率太節(jié)約，那么過(guò)多的系統(tǒng)資源被花費(fèi)來(lái)用于數(shù)據(jù)傳輸，并且信道容量未被充分利用。反之，如果所述選擇的速率太迅速，那么所述接收機(jī)可能對(duì)數(shù)據(jù)傳輸進(jìn)行錯(cuò)誤解碼，并且可能為了重傳而花費(fèi)系統(tǒng)資源。MIMO-OFDM系統(tǒng)的速率選擇是有挑戰(zhàn)性的，這是因?yàn)樵诠烙?jì)多徑MIMO信道的真正傳輸容量時(shí)復(fù)雜。
由在發(fā)射機(jī)110上的NT個(gè)發(fā)射天線和接收機(jī)150上的NR個(gè)接收天線形成的多徑MIMO信道的特征在于一組NF個(gè)信道響應(yīng)矩陣，H(k)，k＝1，...，NF，其可被表示為
等式(1)其中矩陣元hi，j(k)，i＝1...NR，j＝1...NT以及k＝1...NF，表示針對(duì)子帶k的發(fā)射天線j和接收天線i之間的復(fù)信道增益。為了簡(jiǎn)化，下述說(shuō)明假設(shè)每個(gè)信道響應(yīng)矩陣H(k)是滿秩的，且所述空間信道的數(shù)目為NS＝NT≤NR。通常，空間信道是發(fā)射機(jī)處的數(shù)據(jù)符號(hào)向量s(k)的元素和接收機(jī)處的檢測(cè)符號(hào)向量 的相應(yīng)元素之間的有效信道。向量s(k)和 在下面進(jìn)行描述。MIMO信道的NT個(gè)空間信道依賴于在發(fā)射機(jī)處執(zhí)行的空間處理(如果存在的話)和在接收機(jī)處執(zhí)行的空間處理。
所述多徑MIMO信道具有可以按照不同方式確定的最大容量。如同這里使用的，“最大容量”表示信道的傳輸能力，而“頻譜效率”代表“每量綱的最大容量”的常規(guī)概念，其中所述量綱可以是頻率和/或空間。對(duì)于MIMO-OFDM系統(tǒng)，頻譜效率可以以每秒每赫茲每空間信道比特(bps/Hz/ch)為單位給出。頻譜效率通常被指定為受限的或不受限的?！安皇芟薜摹鳖l譜效率通常被定義為可為具有給定信道響應(yīng)和噪聲方差的信道可靠使用的理論上的最大數(shù)據(jù)速率?！笆芟薜摹鳖l譜效率進(jìn)一步依賴于用于數(shù)據(jù)傳輸?shù)奶囟ㄕ{(diào)制方案。所述受限的容量(由于調(diào)制符號(hào)受限于信號(hào)星座圖上的特定點(diǎn)的事實(shí))低于所述不受限的容量(其不受任何信號(hào)星座圖的限制)。
圖2圖示了用于為具有多徑MIMO信道的MIMO-OFDM系統(tǒng)執(zhí)行速率選擇的技術(shù)。對(duì)于由信道響應(yīng)H(k)，k＝1，...，NF，和噪聲方差N0定義的給定多徑MIMO信道而言，理論上的MIMO-OFDM系統(tǒng)具有采用調(diào)制方案M的平均受限頻譜效率Savg。如同這里使用的，“理論”系統(tǒng)是沒有任何損失的系統(tǒng)，而“實(shí)際”系統(tǒng)是具有實(shí)施損失(例如，由于硬件不理想)、由于實(shí)際代碼沒有以最大容量工作造成的代碼損失以及任何其他損失的系統(tǒng)。所述理論系統(tǒng)和實(shí)際系統(tǒng)都使用一個(gè)或多個(gè)調(diào)制方案來(lái)進(jìn)行數(shù)據(jù)傳輸，并且都由受限頻譜效率來(lái)定義。所述平均受限頻譜效率可以按照下述來(lái)確定。通常，不同的調(diào)制方案可用于不同的子帶和/或空間信道。為了簡(jiǎn)化，下述說(shuō)明假設(shè)對(duì)于數(shù)據(jù)傳輸可用的所有空間信道的所有子帶，使用同一調(diào)制方案M。
具有AWGN信道的等價(jià)系統(tǒng)需要為SNRequiv的SNR來(lái)實(shí)現(xiàn)采用調(diào)制方案M的受限頻譜效率Savg。這個(gè)等價(jià)系統(tǒng)也不具有損失?？梢匀缦聛?lái)導(dǎo)出所述等價(jià)SNR。
具有AWGN信道的實(shí)際MIMO-OFDM系統(tǒng)需要為SNRequiv或更好的SNR來(lái)支持速率R(與調(diào)制方案M相關(guān)聯(lián))、編碼方案C和數(shù)據(jù)速率D。所述數(shù)據(jù)速率D以bps/Hertz/ch為單位給出，該單位與用于頻譜效率的單位相同。所述速率R被選擇為由具有等于或小于所述等價(jià)SNR的所需SNR的系統(tǒng)所支持的最高速率，如下所述。所需SNR依賴于調(diào)制方案M、編碼方案C以及其他系統(tǒng)損失。為每個(gè)支持的速率確定所需SNR(例如，基于計(jì)算機(jī)仿真、實(shí)驗(yàn)測(cè)量或一些其他方式)，并且將其存儲(chǔ)在查找表中。
如果所需SNR小于或等于所述等價(jià)SNR，那么具有多徑MIMO信道的實(shí)際MIMO-OFDM系統(tǒng)(例如，MIMO-OFDM系統(tǒng)100)被認(rèn)為支持采用調(diào)制方案M和編碼方案C的速率R。隨著所述速率增加，實(shí)際系統(tǒng)的所需SNR增加，同時(shí)由于所述等價(jià)SNR由所述信道響應(yīng)H(k)和噪聲方差N0定義，所以所述等價(jià)的SNR近似恒定?？捎删哂卸鄰組IMO信道的實(shí)際MIMO-OFDM系統(tǒng)支持的最大速率由此受限于所述信道條件。速率選擇的細(xì)節(jié)在下面進(jìn)行描述。
可以對(duì)具有不受限的頻譜效率的理想系統(tǒng)進(jìn)行分析，并且將其用于為具有受限頻譜效率的實(shí)際系統(tǒng)進(jìn)行速率選擇。所述多徑MIMO信道的每個(gè)子帶的不受限頻譜效率可以基于如下所述的不受限MIMO頻譜效率函數(shù)來(lái)確定Sunconst(k)=1NT·log2[det(I‾+H‾(k)·Γ‾(k)·H‾H(k)],k=1...NF]]>等式(2)其中det(M)表示M的行列式，I是單位矩陣，Sunconst(k)是H(k)的不受限頻譜效率，Γ(k)是確定用于所述發(fā)射天線的功率的矩陣，而“H”代表共軛轉(zhuǎn)置。如果所述信道響應(yīng)H(k)僅為接收機(jī)所知，那么Γ(k)等于單位矩陣(即，Γ(k)＝I)。
對(duì)于最大容量實(shí)現(xiàn)(capacity achieving)MIMO-OFDM系統(tǒng)，所述MIMO-OFDM系統(tǒng)是以所述MIMO信道的最大容量發(fā)射和接收數(shù)據(jù)的系統(tǒng)，其中假設(shè)最大容量實(shí)現(xiàn)代碼可為所用，所述MIMO信道的每個(gè)子帶的不受限頻譜效率可以基于如下所述的不受限SISO頻譜效率函數(shù)來(lái)確定Sunconst(k)=1NT·Σl=1NTlog2[1+SNRl(k)],k=1...NF]]>等式(3)其中SNRl(k)是最大容量實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的空間信道l的子帶k的事后檢測(cè)SNR。所述事后檢測(cè)SNR是在接收機(jī)空間處理以去除來(lái)自其他符號(hào)流的干擾后為檢測(cè)符號(hào)流實(shí)現(xiàn)的SNR。例如，可以通過(guò)使用采用最小均方誤差(MMSE)檢測(cè)器的串行干擾消除(SIC)技術(shù)的接收機(jī)來(lái)獲得等式(3)中的事后檢測(cè)SNR，如下所述。等式(2)和(3)表明，對(duì)于最大容量實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)，MIMO信號(hào)的不受限頻譜效率等于組成所述MIMO信道的NT個(gè)單進(jìn)單出(SISO)信道的不受限頻譜效率之和。每個(gè)SISO信道對(duì)應(yīng)于所述MIMO信道的空間信道。
如果單數(shù)據(jù)速率被用于所有發(fā)射天線的所有子帶上的數(shù)據(jù)傳輸，那么這個(gè)單數(shù)據(jù)速率可被設(shè)置為如下所述的MIMO信道的NF個(gè)子帶的平均不受限頻譜效率Dunconst=1NF·Σk=1NFSunconst(k)]]>等式(4)將等式(3)中的不受限SISO頻譜效率函數(shù)代入等式(4)中，所述單數(shù)據(jù)速率可被表示為Dunconst=1NF·NT·Σk=1NFΣl=1NTlog2[1+SNRl(k)]]]>等式(5)所述數(shù)據(jù)速率Dunconst是基于所述平均不受限頻譜效率而獲得的，并且所述數(shù)據(jù)速率適合于理想MIMO-OFDM系統(tǒng)，其不受限于特定調(diào)制方案。所述實(shí)際MIMO-OFDM系統(tǒng)使用一個(gè)或多個(gè)特定調(diào)制方案來(lái)進(jìn)行數(shù)據(jù)傳輸，并且具有小于所述不受限容量的受限頻譜效率?；诘仁?5)導(dǎo)出的數(shù)據(jù)速率Dunconst是所述實(shí)際MIMO-OFDM系統(tǒng)的最優(yōu)化數(shù)據(jù)速率?？梢曰谑芟薜娜萘亢瘮?shù)而不是不受限的容量函數(shù)來(lái)為實(shí)際MIMO-OFDM系統(tǒng)獲得更為精確的數(shù)據(jù)速率，如下所述。
圖3示出了用于為具有多徑MIMO系統(tǒng)的實(shí)際MIMO-OFDM系統(tǒng)執(zhí)行速率選擇的過(guò)程300。過(guò)程300可以由接收機(jī)處的速率選擇器174或一些其他處理單元來(lái)執(zhí)行。首先，確定MIMO信道的平均受限頻譜效率Savg(塊310)。這可以按照若干方式來(lái)實(shí)現(xiàn)。
如果可得到受限MIMO頻譜效率函數(shù)fmimo(H(k)，M)，那么可以基于這個(gè)函數(shù)來(lái)計(jì)算MIMO信道的每個(gè)子帶的受限頻譜效率(塊312)，如下所述Smino(k)=1NT·fmimo(H‾(k),M),k=1...NF]]>等式(6)隨后可以計(jì)算MIMO信道的所有子帶的平均受限頻譜效率Savg(塊314)，如下所述Savg=1NF·Σk=1NFSmino(k)]]>等式(7)所述受限MIMO頻譜效率函數(shù)fmimo(H(k)，M)可能是不具有閉合形式解的復(fù)雜(complex)等式或者甚至不可能得到。在這種情況下，所述MIMO信道可以被分解為NT個(gè)SISO信道，并且可以基于所述個(gè)體SISO信道的受限頻譜效率來(lái)確定所述MIMO信道的平均受限頻譜效率Savg。由于如上所述，所述MIMO信道的不受限頻譜效率等于所述最大容量實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的NT個(gè)SISO信道的不受限頻譜效率之和，所以所述MIMO信道的受限頻譜效率被假定為等于所述最大容量實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的NT個(gè)SISO信道的不受限頻譜效率之和。
為了計(jì)算Savg，可以為所述最大容量實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)確定每個(gè)空間信道l的每個(gè)子帶的事后檢測(cè)SNR SNRl(k)，如下所述(塊322)。隨后基于受限SISO頻譜效率函數(shù)fsiso(SNRl(k)，M)來(lái)確定每個(gè)空間信道的每個(gè)子帶的受限頻譜效率Sl(k)(塊324)，如下所述Sl(k)＝fsiso(SNRl(k)，M)，k＝1...NF，l＝1...NT等式(8)所述受限SISO頻譜效率函數(shù)fsiso(SNRl(k)，M)可被定義為
fsiso=(SNRl(k),M)=]]>B-12BΣi=12BE[log2Σj=12Bexp(-SNRl(k)·(|ai-aj|2+2Re{η*(ai-aj)}))],]]>等式(9)其中B是調(diào)制方案M的每個(gè)調(diào)制符號(hào)的比特的數(shù)目；ai和aj是用于調(diào)制方案M的2B陣列星座圖中的信號(hào)點(diǎn)；η是復(fù)高斯隨機(jī)變量，其均值為0，方差為1/SNRl(k)；和E[·]是針對(duì)等式(9)中的η采取的期望運(yùn)算。
調(diào)制方案M與包含2B個(gè)信號(hào)點(diǎn)的2B陣列星座圖(例如，2B陣列QAM)相關(guān)聯(lián)。所述星座圖中的每個(gè)信號(hào)點(diǎn)被標(biāo)簽為不同的B-比特值。
等式(9)中示出的受限SISO頻譜效率函數(shù)不具有閉合形式解?？梢葬槍?duì)每個(gè)調(diào)制方案的不同SNR值來(lái)數(shù)值地求解這個(gè)函數(shù)，并且所述結(jié)果可以被存儲(chǔ)在查找表中。此后，可以通過(guò)利用調(diào)制方案M和事后檢測(cè)SNR SNRl(k)來(lái)訪問(wèn)所述查找表來(lái)估計(jì)所述受限SISO頻譜效率函數(shù)。
隨后，計(jì)算所有空間信道的所有子帶的平均受限頻譜效率Savg(塊326)，如下所述Savg=1NF·NT·Σk=1NFΣl=1NTsl(k)]]>等式(10)可以按照各種方式為具有多徑MIMO信道的實(shí)際MIMO-OFDM系統(tǒng)計(jì)算平均受限頻譜效率Savg。在上面描述了兩種例示性的方法。也可以使用其他方法。
具有AWGN信道的等價(jià)系統(tǒng)將需要為SNRequiv的SNR來(lái)實(shí)現(xiàn)采用調(diào)制方案M的受限頻譜效率Savg。所述等價(jià)SNR可以基于反受限SISO頻譜效率函數(shù)fsiso-1(Savg，M)來(lái)確定(塊330)。所述受限SISO頻譜效率函數(shù)fsiso(x)采用兩個(gè)輸入，SNRl(k)和M，并且將其映射為受限頻譜效率Sl(k)。這里，x表示所述函數(shù)的相關(guān)變量的集合。所述反受限SISO頻譜效率函數(shù)fsiso-1(x)采用兩個(gè)輸入，Savg和M，并且將其映射為SNR值，如下所述SNRequiv=fsiso-1(Savg,M)]]>等式(11)
可以為每個(gè)支持的調(diào)制方案一次性確定所述反函數(shù)fsiso-1(Savg，M)，并且將其存儲(chǔ)在查找表中。
隨后基于所述等價(jià)系統(tǒng)的等價(jià)SNR來(lái)確定用于在具有AWGN信道的實(shí)際MIMO-OFDM系統(tǒng)中進(jìn)行的數(shù)據(jù)傳輸?shù)淖罡咚俾?塊332)。實(shí)際MIMO-OFDM系統(tǒng)可支持一組P個(gè)速率，R＝{R(m)，m＝1，2，...，P，其中m是速率索引。僅僅集合R中的P個(gè)速率可用于數(shù)據(jù)傳輸。集合R中的每個(gè)速率R(m)可以與一個(gè)特定調(diào)制方案M(m)、特定的碼速率或編碼方案C(m)、特定數(shù)據(jù)速率D(m)和特定所需SNR SNRreq(m)相關(guān)聯(lián)，如下所述R(m)[M(m)，C(m)，D(m)，SNRreq(m)]，m＝1...P等式(12)對(duì)于每個(gè)速率R(m)，可以利用調(diào)制方案M(m)和碼速率C(m)來(lái)確定數(shù)據(jù)速率D(m)。例如，與調(diào)制方案QPSK(其中每個(gè)調(diào)制符號(hào)兩個(gè)比特)和碼速率1/2相關(guān)聯(lián)的速率將為每個(gè)調(diào)制符號(hào)1.0個(gè)信息比特的數(shù)據(jù)速率。等式(12)聲明了可以發(fā)射使用調(diào)制方案M(m)和碼速率C(m)的數(shù)據(jù)速率D(m)，并且所述數(shù)據(jù)速率D(m)還需要為SNRreq(m)或更好的SNR來(lái)實(shí)現(xiàn)為Pe的PER。所需SNR解釋實(shí)際系統(tǒng)中的系統(tǒng)損失，并且通過(guò)計(jì)算機(jī)仿真、實(shí)驗(yàn)性測(cè)量等來(lái)確定。所述支持速率的集合和其所需SNR被存儲(chǔ)在查找表中。所述等價(jià)SNR SNRequiv可以被提供給所述查找表，其隨后返回與由SNRequiv支持的最高速率相關(guān)聯(lián)的速率R＝R(ms)。所述選擇速率R使得滿足下述條件(1)調(diào)制方案M用于數(shù)據(jù)傳輸，或者M(jìn)(ms)＝M；(2)所需SNR小于或等于所述等價(jià)SNR，或者SNRreq(ms)≤SNRequiv；以及(3)最大數(shù)據(jù)速率R被選擇，或者Ds=maxm{D(m)},]]>經(jīng)歷其他條件。所述選擇速率R包括補(bǔ)償因子，該補(bǔ)償因子解釋由于所述選擇碼速率C(ms)導(dǎo)致的損失，其不能實(shí)現(xiàn)最大容量。這種補(bǔ)償發(fā)生在上述條件(2)中。
數(shù)據(jù)速率Ds是可以在最大容量實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的每個(gè)空間信道的每個(gè)子帶上發(fā)射的最大數(shù)據(jù)速率的指示?？梢匀缦掠?jì)算所有NT個(gè)空間信道的總數(shù)據(jù)速率Dtotal＝Ds·NT等式(13)所述總數(shù)據(jù)速率以bps/Hz為單位給出，其被標(biāo)準(zhǔn)化到頻率。所述因子NF因此不被包括在等式(13)中。所述總數(shù)據(jù)速率表示對(duì)于期望的PER Pe，由具有多徑MIMO信道的實(shí)際MIMO-OFDM系統(tǒng)支持的數(shù)據(jù)速率的預(yù)測(cè)。
上面描述的速率選擇技術(shù)假設(shè)實(shí)際MIMO-OFDM系統(tǒng)能夠?qū)崿F(xiàn)采用調(diào)制方案M的最大容量。在下面描述可以實(shí)現(xiàn)最大容量的若干傳輸方式。所述選擇的速率R可以是此種系統(tǒng)的正確速率，并且可以用于數(shù)據(jù)傳輸而不需要任何修正。
然而，在利用任何速率預(yù)測(cè)方案時(shí)，在速率預(yù)測(cè)中將不可避免地存在誤差。而且，所述實(shí)際系統(tǒng)不能實(shí)現(xiàn)最大容量和/或可能具有不能為所述選擇速率R所解釋的其他損失。在這種情況下，為了確?？梢詫?shí)現(xiàn)所述期望的PER，所述速率預(yù)測(cè)中的誤差可以被估計(jì)，并且可以導(dǎo)出另一補(bǔ)償因子。隨后可以通過(guò)所述另一補(bǔ)償因子來(lái)降低在塊332中獲得的速率，以獲得經(jīng)由所述多徑MIMO信道進(jìn)行的數(shù)據(jù)傳輸?shù)淖罱K速率?；蛘?，可以通過(guò)所述另一補(bǔ)償因子來(lái)降低所述平均受限頻譜效率Savg，并且所述降低的平均受限頻譜效率可以被提供給所述查找表以獲得用于數(shù)據(jù)傳輸?shù)乃俾?。在任何情況下，所述另一補(bǔ)償因子降低所述系統(tǒng)的吞吐量。因此，期望將這個(gè)補(bǔ)償因子保持為盡可能地小，同時(shí)仍然可以實(shí)現(xiàn)期望的PER。一種準(zhǔn)確的速率預(yù)測(cè)方案(比如這里描述的一種)可以最小化所施加的另一補(bǔ)償量，并且因此最大化系統(tǒng)容量。
可以為每個(gè)時(shí)間間隔連續(xù)地執(zhí)行上述速率選擇，所述時(shí)間間隔可以是任意時(shí)間周期(例如，一個(gè)OFDM符號(hào)周期)。期望的是，使用用于數(shù)據(jù)傳輸?shù)乃鲞x擇的速率來(lái)盡可能地最小化選擇速率和使用速率之間的時(shí)間量。
圖4A例示了具有所述多徑MIMO信道的MIMO-OFDM系統(tǒng)中的NT個(gè)空間信道的受限頻譜效率。對(duì)于每個(gè)空間信道，可基于事后檢測(cè)SNR、調(diào)制方案M以及受限SISO頻譜效率函數(shù)fsiso(SNRl(k)，M)來(lái)導(dǎo)出NF個(gè)子帶的受限頻譜效率的導(dǎo)頻410，如等式(8)和(9)中所示。如圖4A所示，由于NT個(gè)空間信道的衰落不同，所以這些空間信道的導(dǎo)頻410a到410t也不同。
圖4B例示了具有AWGN信道的等價(jià)系統(tǒng)的受限頻譜效率。通過(guò)連接圖4A中的NT個(gè)空間信道的導(dǎo)頻410a到410t而形成導(dǎo)頻420。導(dǎo)頻422示出了所述等價(jià)系統(tǒng)的受限頻譜效率，其是導(dǎo)頻410a到410t的受限頻譜效率的平均值。
上述的速率選擇包括碼損失的補(bǔ)償因子，但是另外假設(shè)所述MIMO-OFDM系統(tǒng)可以實(shí)現(xiàn)最大容量。在下面描述能夠?qū)崿F(xiàn)最大容量的兩種例示性的傳輸方案。
在第一種傳輸方案中，發(fā)射機(jī)在所述MIMO信道的“特征模式”上發(fā)射數(shù)據(jù)。所述特征模式可被視為通過(guò)分解所述MIMO信道獲得正交空間信道?？梢允褂锰卣髦捣纸鈦?lái)分解每個(gè)子帶的信道響應(yīng)矩陣H(k)，如下所述R(k)＝HH(k)·H(k)＝E(k)·Λ(k)·EH(k)，k＝1...NF等式(14)其中R(k)是H(k)的NT×NT的相關(guān)矩陣；E(k)是其列為R(k)的特征向量的NT×NT的單位矩陣；Λ(k)是R(k)的特征值的NT×NT的對(duì)角矩陣。
單位矩陣U的特征在于特性UH·U＝I。單位矩陣的所述列彼此正交。
發(fā)射機(jī)如下執(zhí)行空間處理x(k)＝E(k)·s(k)，k＝1...NF等式(15)其中s(k)是具有將要在子帶k的NT個(gè)特征模式上發(fā)送的NT個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)的NT×1向量；x(k)是具有在子帶k上將要從NT個(gè)發(fā)射天線發(fā)射的NT個(gè)發(fā)射符號(hào)的NT×1向量。
在接收機(jī)上的接收符號(hào)可被表示為rem(k)＝H(k)·x(k)+n(k)，k＝1...NF等式(16)其中rem(k)是具有在子帶k上經(jīng)由NR個(gè)接收天線獲得的NR個(gè)接收符號(hào)的NT×1向量；和n是子帶k的噪聲和干擾的NT×1向量。
所述噪聲向量n(k)被假定為具有零均值和協(xié)方差矩陣Λn(k)＝N0·I，其中N0是噪聲方差。
所述接收機(jī)如下執(zhí)行接收機(jī)空間處理/檢測(cè)s^‾em(k)=Λ‾-1(k)·E‾H(k)·H‾H(k)·r‾em(k)=s‾(k)+n‾em(k),k=1...NF,]]>等式(17)其中 是具有子帶k的NT個(gè)檢測(cè)符號(hào)的NT×1向量，其是s(k)中的NT個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)的估計(jì)；和nem(k)＝Λ-1(k)·EH(k)·HH(k)·n(k)是在接收機(jī)上的空間處理之后的事后檢測(cè)干擾和噪聲。
每個(gè)特征模式是數(shù)據(jù)符號(hào)向量s(k)的一個(gè)元素和檢測(cè)符號(hào)向量 的相應(yīng)元素之間的有效信道。
每個(gè)特征模式的每個(gè)子帶的SNR可以被表示為SNRem.l(k)=Pl(k)·λl(k)N0,k=1...NF,l=1...NT]]>等式(18)其中Pl(k)是用于子帶k的特征模式l的發(fā)射功率；λl(k)是子帶k的特征模式的特征值，其是Λ(k)的第l個(gè)對(duì)角元素；和SNRem.l(k)是子帶k的特征模式l的事后檢測(cè)SNR。
在第二傳輸方案中，發(fā)射機(jī)編碼和調(diào)制數(shù)據(jù)以獲得數(shù)據(jù)符號(hào)，將所述數(shù)據(jù)符號(hào)解復(fù)用為NT個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)流，并且將所述NT個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)流同時(shí)從NT個(gè)發(fā)射天線發(fā)射。接收機(jī)處的接收符號(hào)可以被表示為rant(k)＝H(k)·s(k)+n(k)，k＝1...NF等式(19)所述接收機(jī)對(duì)每個(gè)子帶的NR個(gè)接收符號(hào)執(zhí)行接收機(jī)空間處理/檢測(cè)，以恢復(fù)在該子帶上發(fā)射的NT個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)。所述接收機(jī)空間處理/檢測(cè)可以利用最小均方誤差(MMSE)檢測(cè)器、最大比率合并(MRC)檢測(cè)器、線性迫零(ZF)檢測(cè)器、MMSE線性均衡器(MMSE-LE)、決策反饋均衡器(DFE)或一些其他檢測(cè)器/均衡器來(lái)執(zhí)行。
所述接收機(jī)還可以使用串行干擾消除(SIC)來(lái)對(duì)NR個(gè)接收符號(hào)流進(jìn)行處理，以恢復(fù)所述NT個(gè)符號(hào)流。可以在發(fā)射機(jī)獨(dú)立地處理所述NT個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)流時(shí)使用所述SIC技術(shù)，使得接收機(jī)可以單獨(dú)地恢復(fù)每個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)流。接收機(jī)在NT個(gè)連續(xù)級(jí)中恢復(fù)所述NT個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)流，每個(gè)級(jí)中一個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)流。
對(duì)于第一級(jí)，接收機(jī)首先對(duì)NR個(gè)接收符號(hào)流執(zhí)行接收機(jī)空間處理/檢測(cè)(例如使用MMSE、MRC或迫零檢測(cè)器)，并且獲得一個(gè)檢測(cè)符號(hào)流。接收機(jī)進(jìn)一步對(duì)所述檢測(cè)符號(hào)流進(jìn)行解調(diào)、解交織和解碼，以獲得解碼后的數(shù)據(jù)流。接收機(jī)隨后估計(jì)這個(gè)解碼后的數(shù)據(jù)流對(duì)仍未恢復(fù)的其他NT-1個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)流的干擾，從所述NR個(gè)接收符號(hào)流中消除所述估計(jì)的干擾，并且獲得下一級(jí)的NR個(gè)修正后的符號(hào)流。接收機(jī)隨后對(duì)所述NR個(gè)修正后的符號(hào)流執(zhí)行同樣的處理，以恢復(fù)另一數(shù)據(jù)符號(hào)流。為了簡(jiǎn)化，下述說(shuō)明假設(shè)按照連續(xù)的順序來(lái)恢復(fù)所述NT個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)流，即，在第l級(jí)恢復(fù)從發(fā)射天線l發(fā)送的數(shù)據(jù)符號(hào)流{Sl(k)}，l＝1...NT。
對(duì)于采用MMSE接收機(jī)的SIC，如下為級(jí)l的每個(gè)子帶導(dǎo)出MMSE檢測(cè)器，l＝1...NTW‾mmse,l(k)=(H‾l(k)·H‾lH(k)+N0·I‾)-1·H‾l(k),k=1...NF]]>等式(20)其中Wmmse，l(k)是級(jí)l中的子帶k的MMSE檢測(cè)器的NR×(NT-l+1)矩陣；和Hl(k)是級(jí)l中的子帶k的NR×(NT-l+1)減小的信道響應(yīng)矩陣。
所述減小的信道響應(yīng)矩陣Hl(k)是通過(guò)移除原始矩陣H(k)中與已經(jīng)在l-1個(gè)先前級(jí)中恢復(fù)的l-1個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)流對(duì)應(yīng)的l-1列而獲得的。
接收機(jī)對(duì)級(jí)l中的每個(gè)子帶執(zhí)行檢測(cè)，如下s^mmse,l(k)=w‾mmse,lH(k)·r‾l(k)=sl(k)+w‾mmse,lH(k)·n‾l(k)]]>等式(21)其中wmmse，l(k)是與發(fā)射天線l對(duì)應(yīng)的Wmmse，l(k)的一列；mmse，l(k)是級(jí)l中的子帶k的MMSE檢測(cè)符號(hào)；wmmse，lH(k)·nl(k)是檢測(cè)符號(hào)mmse，l(k)的事后檢測(cè)噪聲。
每個(gè)發(fā)射天線的每個(gè)子帶的SNR可被表示為SNRmmse,l(k)=Pl(k)N0·||w‾mmse,l(k)||2]]>等式(22)其中N0·‖wmmse，l(k)‖2是事后檢測(cè)噪聲的方差；和SNRmmse，l(k)是發(fā)射天線l的子帶k的事后檢測(cè)SNR。
因?yàn)榈仁?22)中的wmmse，l(k)的范數(shù)隨著每個(gè)級(jí)而降低，所以稍后級(jí)的事后檢測(cè)SNR得到改善。
在共同轉(zhuǎn)讓的2001年11月6日提交的、題目為“Multiple-AccessMultiple-Input Multiple-Output(MIMO)Communication System”的美國(guó)專利申請(qǐng)No.09/993,087中對(duì)所述SIC技術(shù)進(jìn)一步進(jìn)行了詳細(xì)描述。
對(duì)于第二種傳輸方案，接收機(jī)也可以使用迭代檢測(cè)和解碼(IDD)方案來(lái)恢復(fù)所述NT個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)流。對(duì)于IDD方案，無(wú)論是否獲得數(shù)據(jù)分組的接收符號(hào)的塊，接收機(jī)迭代地對(duì)所述塊中的接收符號(hào)執(zhí)行多次(Ndec)次檢測(cè)和解碼，以獲得解碼后的分組。檢測(cè)器對(duì)接收符號(hào)塊執(zhí)行檢測(cè)，并且提供檢測(cè)符號(hào)塊。解碼器對(duì)檢測(cè)符號(hào)塊執(zhí)行解碼，并且向解碼器提供先驗(yàn)信息，該先驗(yàn)信息在后續(xù)迭代中由檢測(cè)器使用?；谧詈笠淮蔚慕獯a器輸出來(lái)產(chǎn)生解碼后的分組。
可以表明的是，采用使用MMSE接收機(jī)的SIC或IDD接收機(jī)的第一傳輸方案和第二傳輸方案是最優(yōu)化的，并且可以實(shí)現(xiàn)MIMO-OFDM系統(tǒng)的最大容量或接近最大容量。針對(duì)接收符號(hào)采用最大似然檢測(cè)器的第二傳輸方案也可以提供最優(yōu)的或接近最優(yōu)的性能。其他最大容量實(shí)現(xiàn)傳輸方案也可以用于MIMO-OFDM系統(tǒng)。一種這樣的最大容量實(shí)現(xiàn)傳輸方案是由T.L.Marzetta等在2002年4月，IEEE信息理論論文集、Vol.48，No.4上發(fā)表的題目為“StructuredUnitary Space-Time Autocoding Constellations”的論文中描述的自動(dòng)編碼方案。
圖5示出了發(fā)射機(jī)110的方框圖。在TX數(shù)據(jù)處理器120中，編碼器520接收數(shù)據(jù)流3jivhmmexw，并且根據(jù)所述選擇的速率R的編碼方案C來(lái)對(duì)該數(shù)據(jù)流進(jìn)行編碼，并且提供碼比特。所述編碼增加了數(shù)據(jù)傳輸?shù)目煽啃?。所述編碼方案可以包括傳統(tǒng)碼、Turbo碼、分組碼、CRC碼或其組合。信道交織器522基于一個(gè)交織方案來(lái)對(duì)來(lái)自編碼器520的碼比特進(jìn)行交織(即，重排序)。所述交織為所述碼比特提供了時(shí)間和/或頻率分集。符號(hào)映射單元524根據(jù)所述選擇的速率R的調(diào)制方案M來(lái)調(diào)制(即，符號(hào)映射)來(lái)自信道交織器522的交織后的數(shù)據(jù)，并且提供數(shù)據(jù)符號(hào)。所述調(diào)制可以通過(guò)(1)將B個(gè)交織后的比特的集合分組來(lái)形成B-比特二進(jìn)制值，其中B≥1，和(2)將每個(gè)B-比特二進(jìn)制值映射為所述調(diào)制方案的信號(hào)星座圖中的特定信號(hào)點(diǎn)來(lái)實(shí)現(xiàn)。符號(hào)映射單元524提供數(shù)據(jù)符號(hào)流{s}。
發(fā)射機(jī)110基于為每個(gè)數(shù)據(jù)分組選擇的速率R來(lái)分別編碼和調(diào)制每個(gè)數(shù)據(jù)分組，以獲得相應(yīng)的數(shù)據(jù)符號(hào)塊。發(fā)射機(jī)110可以在一個(gè)時(shí)刻在可用于數(shù)據(jù)傳輸?shù)乃锌臻g信道的所有子帶上發(fā)射一個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)塊。每個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)塊可以在一個(gè)或多個(gè)OFDM符號(hào)周期中發(fā)射。發(fā)射機(jī)110還可以在可用的子帶和空間信道上同時(shí)發(fā)射多個(gè)符號(hào)塊。如果如上所述為每個(gè)時(shí)間間隔選擇一個(gè)速率，那么在同一時(shí)間間隔中發(fā)射的所有數(shù)據(jù)符號(hào)塊使用同一選擇的速率。
對(duì)于圖5中示出的實(shí)施例，TX空間處理器130實(shí)施上述第二傳輸方案。在TX空間處理器130中，復(fù)用器/解復(fù)用器(Mux/Demux)530接收數(shù)據(jù)符號(hào)流{s}，并將其解復(fù)用為NT個(gè)發(fā)射天線的NT個(gè)流。Mux/demux 530還復(fù)用進(jìn)導(dǎo)頻符號(hào)(例如，在時(shí)分復(fù)用(TDM)方式中)，并且為NT個(gè)發(fā)射天線提供NT個(gè)發(fā)射符號(hào)流{x1}到{xNT}。每個(gè)發(fā)射符號(hào)可以是數(shù)據(jù)符號(hào)、導(dǎo)頻符號(hào)、或?qū)τ谖从糜跀?shù)據(jù)或?qū)ьl傳輸?shù)淖訋У臑榱愕男盘?hào)值。
發(fā)射機(jī)單元132包括用于NT個(gè)發(fā)射天線的NT個(gè)OFDM調(diào)制器532a到532t以及NT個(gè)TX RF單元534a到534t。每個(gè)OFDM調(diào)制器532通過(guò)(1)分組每個(gè)NF個(gè)子帶的NF個(gè)發(fā)射符號(hào)的集合并且使用NF-點(diǎn)IFFT進(jìn)行變換以獲得包含NF個(gè)碼片的相應(yīng)變換后的符號(hào)，以及(2)重復(fù)每個(gè)變換后的符號(hào)的一部分(或者Ncp個(gè)碼片)來(lái)獲得包含NF+Ncp個(gè)碼片的相應(yīng)OFDM符號(hào)，來(lái)對(duì)各個(gè)發(fā)射符號(hào)流執(zhí)行OFDM調(diào)制。所述重復(fù)的部分被稱為循環(huán)前綴，其確保在多徑信道中存在擴(kuò)展延遲時(shí)OFDM符號(hào)保持其原始特性。每個(gè)OFDM調(diào)制器532提供OFDM符號(hào)流，其被相關(guān)的TX RX單元534進(jìn)一步調(diào)整(例如，變換為模擬、頻率上變頻、濾波和放大)以產(chǎn)生調(diào)制信號(hào)。來(lái)自TX RF單元534a到534t的NT個(gè)調(diào)制信號(hào)分別從NT個(gè)天線540a到540t發(fā)射出去。
圖6示出了接收機(jī)150的方框圖。NR個(gè)接收天線652a到652r接收由發(fā)射機(jī)110發(fā)射的調(diào)制信號(hào)，并且向接收機(jī)單元154提供NR個(gè)接收信號(hào)。接收機(jī)單元154包括用于NR個(gè)接收天線的NR個(gè)RX RF單元654a到654r以及NR個(gè)OFDM解調(diào)器656a到656r。每個(gè)RX RF單元調(diào)整和數(shù)字化各個(gè)接收信號(hào)，并且提供采樣流。每個(gè)OFDM解調(diào)器656通過(guò)(1)移除每個(gè)接收的OFDM符號(hào)中的循環(huán)前綴以獲得接收的變換后的符號(hào)，以及(2)利用NF-點(diǎn)FFT將每個(gè)接收的變換后的符號(hào)變換到頻域以獲得NF個(gè)子帶的NF個(gè)接收符號(hào)，來(lái)對(duì)各個(gè)采樣流執(zhí)行OFDM解調(diào)。每個(gè)OFDM解調(diào)器656向RX空間處理器160提供接收數(shù)據(jù)符號(hào)，以及向信道估計(jì)器172提供接收導(dǎo)頻符號(hào)。
圖6還示出了RX空間處理器160a和RX數(shù)據(jù)處理器170a，其分別是接收機(jī)150上的RX空間處理器160和RX數(shù)據(jù)處理器170的一個(gè)實(shí)施例。在RX空間處理器160a中，檢測(cè)器660對(duì)NR個(gè)接收符號(hào)流執(zhí)行空間處理/檢測(cè)以獲得NT個(gè)檢測(cè)符號(hào)流。每個(gè)檢測(cè)符號(hào)是由發(fā)射機(jī)發(fā)射的數(shù)據(jù)符號(hào)的估計(jì)。檢測(cè)器660可以實(shí)現(xiàn)MMSE檢測(cè)器、MRC檢測(cè)器或迫零檢測(cè)器。基于每個(gè)子帶的匹配濾波器矩陣(或檢測(cè)器響應(yīng))W(k)來(lái)為每個(gè)子帶執(zhí)行檢測(cè)，該矩陣W(k)是基于該子帶的信道響應(yīng)矩陣H(k)的估計(jì)導(dǎo)出的。例如，MMSE檢測(cè)器的匹配濾波器矩陣可被導(dǎo)出為Wmmse(k)＝(H(k)·HH(k)+N0·I)-1·H(k)。復(fù)用器662復(fù)用所述檢測(cè)符號(hào)，并且向RX數(shù)據(jù)處理器170a提供檢測(cè)符號(hào)流 在RX數(shù)據(jù)處理器170a內(nèi)，符號(hào)解映射單元670依照用于所述選擇的速率R的調(diào)制方案M來(lái)解調(diào)所述檢測(cè)符號(hào)，并且提供解調(diào)數(shù)據(jù)。信道解交織器672按照與在發(fā)射機(jī)處執(zhí)行的所述交織互補(bǔ)的方式對(duì)所述解調(diào)數(shù)據(jù)進(jìn)行解交織，并且提供解交織后的數(shù)據(jù)。解碼器674按照與在發(fā)射機(jī)處執(zhí)行的編碼互補(bǔ)的方式對(duì)所述解交織后的數(shù)據(jù)進(jìn)行解碼，并且提供解碼后的數(shù)據(jù)流 例如，如果Turbo或傳統(tǒng)編碼分別在發(fā)射機(jī)處執(zhí)行，那么解碼器674可以實(shí)施Turbo解碼器或維特比(Viterbi)解碼器。解碼器674還提供每個(gè)解碼后的分組的狀態(tài)，其表明所述分組是被正確地解碼還是存在錯(cuò)誤。
圖7示出了RX空間處理器160b和RX數(shù)據(jù)處理器170b，其實(shí)現(xiàn)IDD方案且分別是在接收機(jī)150處的RX空間處理器160和RX數(shù)據(jù)處理器170的另一實(shí)施例。檢測(cè)器760和解碼器780對(duì)每個(gè)數(shù)據(jù)分組的接收符號(hào)執(zhí)行迭代檢測(cè)和解碼，以獲得解碼后的分組。IDD方案采用信道碼的糾錯(cuò)能力來(lái)提供改進(jìn)的性能。這是通過(guò)在檢測(cè)器760和解碼器780之間迭代地傳遞先驗(yàn)信息以用于迭代來(lái)實(shí)現(xiàn)的，其中Ndec＞1。所述先驗(yàn)信息表明每個(gè)發(fā)射的數(shù)據(jù)比特為0或1的可能性。
在RX空間處理器160b中，緩沖器758接收和存儲(chǔ)每個(gè)數(shù)據(jù)分組的來(lái)自NR個(gè)接收天線的NR個(gè)接收符號(hào)序列。對(duì)數(shù)據(jù)分組的接收符號(hào)的每個(gè)塊執(zhí)行迭代檢測(cè)和解碼過(guò)程。檢測(cè)器760對(duì)每個(gè)塊的NR個(gè)接收符號(hào)序列執(zhí)行空間處理，并且為所述塊提供NT個(gè)檢測(cè)符號(hào)序列。檢測(cè)器760可以實(shí)施MMSE檢測(cè)器、MRC檢測(cè)器或迫零檢測(cè)器。復(fù)用器762復(fù)用所述NT個(gè)序列中的檢測(cè)符號(hào)，并且提供檢測(cè)符號(hào)塊。
在RX數(shù)據(jù)處理器170b中，對(duì)數(shù)似然比(LLR)計(jì)算單元770從RX空間處理器160b接收檢測(cè)符號(hào)，并且計(jì)算每個(gè)檢測(cè)符號(hào)的B個(gè)碼比特的LLR。這些LLR表示由檢測(cè)器760提供給解碼器780的先驗(yàn)信息。信道解交織器772對(duì)來(lái)自LLR計(jì)算單元770的LLR的每個(gè)塊進(jìn)行解交織，并且為所述塊提供解交織后的LLR{xn}。解碼器780解碼所述解交織后的LLR，并且提供解碼器LLR{xn+1}，其表示由解碼器780提供給檢測(cè)器760的先驗(yàn)信息。解碼器LLR由信道交織器782進(jìn)行交織，并且被提供給檢測(cè)器760。
隨后為另一迭代重復(fù)檢測(cè)和解碼過(guò)程。檢測(cè)器760基于所述接收符號(hào)和解碼器LLR來(lái)導(dǎo)出新的檢測(cè)符號(hào)。所述新的檢測(cè)符號(hào)由解碼器780再次進(jìn)行解碼。將檢測(cè)和解碼過(guò)程迭代Ndec次。在迭代檢測(cè)和解碼過(guò)程期間，隨著每次檢測(cè)/解碼迭代，檢測(cè)符號(hào)的可靠性得到改善。在已經(jīng)完成所有Ndec次檢測(cè)/解碼迭代后，解碼器780計(jì)算最后的數(shù)據(jù)比特LLR，并且限幅(slice)這些LLR來(lái)獲得解碼后的分組。
在共同轉(zhuǎn)讓的2003年9月25日提交的、題目為“HierarchicalCoding With Multiple Antennas in a Wireless Communication System”的美國(guó)專利申請(qǐng)No.60/506,466中對(duì)所述IDD方案進(jìn)一步進(jìn)行了詳細(xì)描述。
這里描述的速率選擇和傳輸技術(shù)可以通過(guò)不同的方式來(lái)實(shí)現(xiàn)。例如，這些技術(shù)可以以硬件、軟件或其組合的形式來(lái)實(shí)現(xiàn)。對(duì)于硬件實(shí)現(xiàn)而言，用于執(zhí)行速率選擇和數(shù)據(jù)傳輸?shù)奶幚韱卧梢杂靡粋€(gè)或者多個(gè)專用集成電路(ASIC)、數(shù)字信號(hào)處理器(DSP)、數(shù)字信號(hào)處理設(shè)備(DSPD)、可編程邏輯設(shè)備(PLD)，現(xiàn)場(chǎng)可編程門陣列(FPGA)、處理器、控制器、微控制器、微處理器、被設(shè)計(jì)來(lái)執(zhí)行這里所描述的功能的其他電子單元或其組合來(lái)實(shí)現(xiàn)。在接收機(jī)處用于匹配濾波和其他相關(guān)功能的處理也可以利用一個(gè)或多個(gè)ASIC、DSP等等來(lái)實(shí)現(xiàn)。
對(duì)于一個(gè)軟件實(shí)現(xiàn)而言，所述速率選擇和數(shù)據(jù)傳輸技術(shù)可以利用執(zhí)行這里所描述的功能的模塊(例如，過(guò)程、函數(shù)等等)來(lái)實(shí)現(xiàn)。所述軟件代碼可以被存儲(chǔ)在存儲(chǔ)單元中(例如，圖1中的存儲(chǔ)單元182和142)，并由一個(gè)處理器(例如，控制器180和140)來(lái)執(zhí)行。存儲(chǔ)單元可以在處理器的內(nèi)部實(shí)現(xiàn)或者在處理器的外部實(shí)現(xiàn)，在存儲(chǔ)單元在處理器的外部實(shí)現(xiàn)的情況下，它可以通過(guò)本領(lǐng)域熟知的各種方式可通信地耦合到處理器上。
所述公開的實(shí)施例的上述描述被提供來(lái)使得本領(lǐng)域的技術(shù)人員能夠?qū)崿F(xiàn)或者使用本發(fā)明。對(duì)于本領(lǐng)域的技術(shù)人員來(lái)說(shuō)，這些實(shí)施例的各種修改是顯而易見的，并且這里定義的總體原理也可以在不脫離本發(fā)明的范圍和主旨的基礎(chǔ)上應(yīng)用于其他實(shí)施例。因此，本發(fā)明并不限于這里示出的實(shí)施例，而是與符合這里公開的原理和新穎特征的最廣范圍相一致。
權(quán)利要求
1.一種用于為多載波多進(jìn)多出(MIMO)通信系統(tǒng)中的數(shù)據(jù)傳輸選擇速率的方法，包括確定用于數(shù)據(jù)傳輸?shù)亩鄠€(gè)空間信道的多個(gè)子帶的平均受限頻譜效率，所述多個(gè)空間信道由所述系統(tǒng)中的MIMO信道形成；確定由具有加性高斯白噪聲(AWGN)信道的等價(jià)系統(tǒng)需要的等價(jià)信號(hào)與噪聲和干擾的比(SNR)，以支持所述平均受限頻譜效率；和基于所述等價(jià)SNR，為所述多載波MIMO系統(tǒng)中的數(shù)據(jù)傳輸選擇所述速率。
2.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，所述平均受限頻譜效率、所述等價(jià)SNR和所述速率都是基于特定調(diào)制方案來(lái)確定的。
3.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，所述多個(gè)子帶是利用正交頻分復(fù)用(OFDM)獲得的。
4.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，所述多個(gè)空間信道對(duì)應(yīng)于組成所述MIMO信道的多個(gè)單進(jìn)單出(SISO)信道。
5.如權(quán)利要求1所述的方法，還包括確定用于數(shù)據(jù)傳輸?shù)拿總€(gè)空間信道的每個(gè)子帶的事后檢測(cè)SNR；和基于所述空間信道的子帶的事后檢測(cè)SNR，確定每個(gè)空間信道的每個(gè)子帶的受限頻譜效率；和其中所述平均受限頻譜效率是基于所述多個(gè)空間信道的所述多個(gè)子帶的受限頻譜效率來(lái)確定的。
6.如權(quán)利要求5所述的方法，其中，每個(gè)空間信道的每個(gè)子帶的所述事后檢測(cè)SNR是基于能夠?qū)崿F(xiàn)所述MIMO信道的最大容量的傳輸方案來(lái)確定的。
7.如權(quán)利要求5所述的方法，其中，每個(gè)空間信道的每個(gè)子帶的所述事后檢測(cè)SNR是基于在接收機(jī)采用最小均方誤差(MMSE)檢測(cè)器進(jìn)行的串行干擾消除(SIC)處理來(lái)確定的。
8.如權(quán)利要求5所述的方法，其中，每個(gè)空間信道的每個(gè)子帶的所述受限頻譜效率可進(jìn)一步基于受限頻譜效率函數(shù)來(lái)確定，該受限頻譜效率函數(shù)以SNR和調(diào)制方案為輸入且提供受限頻譜效率作為輸出。
9.如權(quán)利要求1所述的方法，還包括基于以MIMO信道響應(yīng)和調(diào)制方案為輸入且提供受限頻譜效率作為輸出的受限頻譜效率函數(shù)，確定所述MIMO信道的每個(gè)子帶的受限頻譜效率；和其中用于數(shù)據(jù)傳輸?shù)乃龆鄠€(gè)空間信道的所述多個(gè)子帶的平均受限頻譜效率是基于所述MIMO信道的所述多個(gè)子帶的受限頻譜效率確定的。
10.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，所述等價(jià)SNR是基于反受限頻譜效率函數(shù)來(lái)確定，該反受限頻譜效率函數(shù)以頻譜效率和調(diào)制方案為輸入且提供SNR作為輸出。
11.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，數(shù)據(jù)傳輸?shù)乃鏊俾适腔谟伤龆噍d波MIMO系統(tǒng)支持的一組速率和所述支持的速率所需的SNR來(lái)選擇的。
12.如權(quán)利要求11所述的方法，其中，所述選擇的速率是其所需SNR小于或等于所述等價(jià)SNR的所述支持的速率中最高的速率。
13.如權(quán)利要求11所述的方法，其中，所述支持的速率的所需SNR包括由所述多載波MIMO系統(tǒng)觀測(cè)到的損失。
14.如權(quán)利要求1所述的方法，還包括確定補(bǔ)償因子以解釋速率預(yù)測(cè)和系統(tǒng)損失中的誤差；和基于所述補(bǔ)償因子，降低數(shù)據(jù)傳輸?shù)乃俾省?br> 15.如權(quán)利要求1所述的方法，還包括以所述選擇的速率接收數(shù)據(jù)傳輸，其中，所述接收的數(shù)據(jù)傳輸包括至少一個(gè)數(shù)據(jù)分組的數(shù)據(jù)符號(hào)的至少一個(gè)塊，并且在用于數(shù)據(jù)傳輸?shù)乃龆鄠€(gè)空間信道的所述多個(gè)子帶上同時(shí)發(fā)射每個(gè)塊中的數(shù)據(jù)符號(hào)。
16.如權(quán)利要求1所述的方法，還包括以所述選擇的速率接收數(shù)據(jù)傳輸；和執(zhí)行迭代檢測(cè)和解碼(IDD)，以恢復(fù)所述接收的數(shù)據(jù)傳輸中的數(shù)據(jù)。
17.一種多載波多進(jìn)多出(MIMO)通信系統(tǒng)中的裝置，包括信道估計(jì)器，用于為所述系統(tǒng)中的MIMO信道獲得信道估計(jì)；和控制器，用于基于所述信道估計(jì)確定用于數(shù)據(jù)傳輸?shù)亩鄠€(gè)空間信道的多個(gè)子帶的平均受限頻譜效率，其中所述多個(gè)空間信道由所述MIMO信道形成；確定由具有加性高斯白噪聲(AWGN)信道的等價(jià)系統(tǒng)需要的等價(jià)信號(hào)與噪聲和干擾的比(SNR)，以支持所述平均受限頻譜效率；和基于所述等價(jià)SNR，為所述多載波MIMO系統(tǒng)中的數(shù)據(jù)傳輸選擇速率。
18.如權(quán)利要求17所述的裝置，其中，所述控制器還用于基于所述信道估計(jì)，確定用于數(shù)據(jù)傳輸?shù)拿總€(gè)空間信道的每個(gè)子帶的事后檢測(cè)SNR；和基于所述空間信道的子帶的事后檢測(cè)SNR，確定每個(gè)空間信道的每個(gè)子帶的受限頻譜效率；和其中所述平均受限頻譜效率是基于所述多個(gè)空間信道的所述多個(gè)子帶的受限頻譜效率來(lái)確定的。
19.如權(quán)利要求18所述的裝置，其中，每個(gè)空間信道的每個(gè)子帶的所述事后檢測(cè)SNR還基于能夠?qū)崿F(xiàn)所述MIMO信道的最大容量的傳輸方案來(lái)確定。
20.如權(quán)利要求17所述的裝置，其中，一組速率是由所述多載波MIMO系統(tǒng)支持的，并且每個(gè)支持的速率與各個(gè)所需SNR相關(guān)，其中所述控制器還用于從其所需SNR小于或等于所述等價(jià)SNR的所述支持的速率中選擇最高的速率。
21.如權(quán)利要求17所述的裝置，其中，所述控制器還用于確定補(bǔ)償因子以解釋速率預(yù)測(cè)和系統(tǒng)損失中的誤差；以及基于所述補(bǔ)償因子，降低數(shù)據(jù)傳輸?shù)乃俾省?br> 22.如權(quán)利要求17所述的裝置，還包括接收空間處理器，用于對(duì)以所述選擇的速率進(jìn)行的數(shù)據(jù)傳輸?shù)慕邮辗?hào)執(zhí)行檢測(cè)，并且提供檢測(cè)符號(hào)；和接收數(shù)據(jù)處理器，用于對(duì)所述檢測(cè)符號(hào)進(jìn)行處理以獲得解碼后的數(shù)據(jù)。
23.如權(quán)利要求22所述的裝置，其中，所述接收空間處理器和所述接收數(shù)據(jù)處理器用于執(zhí)行迭代檢測(cè)和解碼(IDD)以從所述接收符號(hào)獲得所述解碼后的數(shù)據(jù)。
24.一種多載波多進(jìn)多出(MIMO)通信系統(tǒng)中的裝置，包括用于確定用于數(shù)據(jù)傳輸?shù)亩鄠€(gè)空間信道的多個(gè)子帶的平均受限頻譜效率的模塊，所述多個(gè)空間信道由所述系統(tǒng)中的MIMO信道形成；用于確定由具有加性高斯白噪聲(AWGN)信道的等價(jià)系統(tǒng)需要的等價(jià)信號(hào)與噪聲和干擾的比(SNR)，以支持所述平均受限頻譜效率的模塊；和用于基于所述等價(jià)SNR，為所述多載波MIMO系統(tǒng)中的數(shù)據(jù)傳輸選擇所述速率的模塊。
25.如權(quán)利要求24所述的裝置，還包括用于確定用于數(shù)據(jù)傳輸?shù)拿總€(gè)空間信道的每個(gè)子帶的事后檢測(cè)SNR的模塊；和用于基于所述空間信道的子帶的事后檢測(cè)SNR，確定每個(gè)空間信道的每個(gè)子帶的受限頻譜效率的模塊，其中所述平均受限頻譜效率是基于所述多個(gè)空間信道的所述多個(gè)子帶的受限頻譜效率來(lái)確定的。
26.如權(quán)利要求24所述的裝置，還包括用于確定補(bǔ)償因子以解釋速率預(yù)測(cè)和系統(tǒng)損失中的誤差的模塊；以及用于基于所述補(bǔ)償因子，降低數(shù)據(jù)傳輸?shù)乃俾实哪K。
27.如權(quán)利要求24所述的裝置，還包括用于以所述選擇的速率接收數(shù)據(jù)傳輸?shù)哪K；和用于執(zhí)行迭代檢測(cè)和解碼(IDD)，以恢復(fù)所述接收的數(shù)據(jù)傳輸中的數(shù)據(jù)的模塊。
28.用于存儲(chǔ)可在裝置中操作的指令的處理器可讀介質(zhì)，用于確定多載波多進(jìn)多出(MIMO)通信系統(tǒng)中用于數(shù)據(jù)傳輸?shù)亩鄠€(gè)空間信道的多個(gè)子帶的平均受限頻譜效率，所述多個(gè)空間信道由所述系統(tǒng)中的MIMO信道形成；確定由具有加性高斯白噪聲(AWGN)信道的等價(jià)系統(tǒng)需要的等價(jià)信號(hào)與噪聲和干擾的比(SNR)，以支持所述平均受限頻譜效率；和基于所述等價(jià)SNR，為所述多載波MIMO系統(tǒng)中的數(shù)據(jù)傳輸選擇速率。
29.如權(quán)利要求28所述的處理器可讀介質(zhì)，還用于存儲(chǔ)被操作來(lái)進(jìn)行以下動(dòng)作的指令確定用于數(shù)據(jù)傳輸?shù)拿總€(gè)空間信道的每個(gè)子帶的事后檢測(cè)SNR；和基于所述空間信道的子帶的事后檢測(cè)SNR，確定每個(gè)空間信道的每個(gè)子帶的受限頻譜效率，其中所述平均受限頻譜效率是基于所述多個(gè)空間信道的所述多個(gè)子帶的受限頻譜效率來(lái)確定的。
全文摘要
為了為具有多徑MIMO信道的多載波MIMO系統(tǒng)中的數(shù)據(jù)傳輸選擇速率，首先確定每個(gè)空間信道的每個(gè)子帶的事后檢測(cè)SNR，并將該事后檢測(cè)SNR用于基于SNR和調(diào)制方案M的受限頻譜效率函數(shù)來(lái)導(dǎo)出受限頻譜效率。接著，基于所述個(gè)體子帶/空間信道的受限頻譜效率來(lái)確定用于數(shù)據(jù)傳輸?shù)乃锌臻g信道的所有子帶的平均受限頻譜效率。由具有AWGN信道的等價(jià)系統(tǒng)需要來(lái)支持?jǐn)?shù)據(jù)速率的等價(jià)SNR是基于反受限頻譜效率函數(shù)來(lái)確定的?；谒龅葍r(jià)SNR來(lái)為所述多載波MIMO系統(tǒng)選擇速率。所述選擇的速率是其所需SNR小于或等于所述等價(jià)SNR的所有支持的速率中的最高速率。
文檔編號(hào)H04L1/06GK1898930SQ200480038822
公開日2007年1月17日 申請(qǐng)日期2004年10月13日 優(yōu)先權(quán)日2003年10月24日
發(fā)明者塔梅爾·卡多斯 申請(qǐng)人:高通股份有限公司