專利名稱：一種正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的采樣頻率偏差跟蹤信號(hào)處理裝置及方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明屬于無線數(shù)字通信領(lǐng)域，特別是一種基于正交頻分復(fù)用(OrthognalFrepuency Division Multiplexing，OFDM)調(diào)制方法的采樣頻率偏差跟蹤技術(shù)。
背景技術(shù)：
與模擬通信系統(tǒng)不同，數(shù)字通信系統(tǒng)都會(huì)有D/A和A/D模塊，在發(fā)送端通過D/A模塊將數(shù)字信號(hào)變換成模擬信號(hào)，然后通過射頻模塊發(fā)射到無線信道中去，而接收端則通過A/D模塊將通過射頻模塊獲取的模擬信號(hào)轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號(hào)，然后進(jìn)行全數(shù)字化的處理。但是決定接收機(jī)D/A模塊和發(fā)射機(jī)A/D模塊的采樣頻率的晶振特性無法做到完全相同，造成了發(fā)送端和接收端采樣頻率存在偏差。
由于接收機(jī)和發(fā)射機(jī)的晶振特性無法做到完全相同，造成了發(fā)送端和接收端采樣頻率的偏差。采樣頻率的偏差會(huì)破壞OFDM信號(hào)子載波間的正交性，導(dǎo)致解調(diào)性能的下降，因此對采樣頻率偏差的估計(jì)也是OFDM系統(tǒng)中的重要部分之一。
隨著時(shí)間的增長，由于采樣頻率偏差估計(jì)剩余誤差造成的相位偏移量不斷增加，而且采樣時(shí)鐘的偏差造成的相位偏差在不同的子載波上是不相同的，這樣的相位偏差會(huì)使得QAM的星座圖發(fā)生旋轉(zhuǎn)，且不同子載波上的星座點(diǎn)旋轉(zhuǎn)的相位量各不相同。如圖1a及圖1b所示從圖1a及圖1b中可以看出采樣頻率偏差估計(jì)的剩余誤差對星座點(diǎn)的影響。圖1a是OFDM幀的持續(xù)時(shí)間不是很長的情況?？梢钥吹酱藭r(shí)星座點(diǎn)已經(jīng)開始散開，且不同子載波上的星座點(diǎn)旋轉(zhuǎn)的相位各不相同。不過由于OFDM幀的持續(xù)時(shí)間較短，相位的旋轉(zhuǎn)還不是很大，16QAM的星座圖還是可以勉強(qiáng)分辨，但已對解碼造成了影響。圖1b是OFDM幀的持續(xù)時(shí)間較長的情況?？梢钥吹竭@個(gè)時(shí)候，星座點(diǎn)的相位旋轉(zhuǎn)已經(jīng)非常大了，16QAM的星座圖幾乎形成了三個(gè)同心圓，已經(jīng)完全不能分辨，不能進(jìn)行解調(diào)。
在圖1a的情況下雖然星座圖已經(jīng)散開，但仍舊可以分辨，可以不進(jìn)行采樣頻率偏差估計(jì)剩余誤差跟蹤而直接進(jìn)行解調(diào)。但是為了提高系統(tǒng)性能，還是需要進(jìn)行采樣頻率偏差估計(jì)剩余誤差跟蹤。在圖1b的情況下，星座圖已經(jīng)無法分辨，必須進(jìn)行采樣頻率偏差估計(jì)剩余誤差跟蹤。
采樣時(shí)鐘偏差對接收信號(hào)的影響必然導(dǎo)致某些特征量的變換，接收機(jī)就是通過對這些變量的估計(jì)來判斷采樣頻率偏差的方向以及大小，從而對采樣時(shí)鐘的采樣間隔進(jìn)行調(diào)整采樣時(shí)鐘偏差對接收信號(hào)的影響必然導(dǎo)致某些特征量的變換，接收機(jī)就是通過對這些變量的估計(jì)來判斷采樣頻率偏差的方向以及大小，從而對采樣時(shí)鐘的采樣間隔進(jìn)行調(diào)整。圖2a、圖2b、圖2c給出了常見的對系統(tǒng)采樣時(shí)鐘進(jìn)行調(diào)整的三種方案。圖2a所示的方案對采樣時(shí)鐘的調(diào)整是在模擬處理模塊內(nèi)進(jìn)行的。即在模擬模塊中提取參數(shù)特征，對采樣時(shí)鐘的調(diào)整信息是模擬部分獲取的。這種方案在原理上比較簡單，但是由于提取的是模擬量信號(hào)，容易受到各種電磁干擾，以及電路板底板噪聲底干擾，所以對采樣頻率偏差的估計(jì)會(huì)有較大的誤差，同步性能較差。而且調(diào)試也不方便，由于電路板之間差異性，不同電路板的參數(shù)設(shè)置可能會(huì)有很大的不同。由于這些原因，所以提出了在數(shù)字處理部分提取參數(shù)特征的方案，如圖2b所示。在數(shù)字信號(hào)中提取參數(shù)特征有很多優(yōu)勢，數(shù)字信號(hào)處理過程受電磁干擾以及電路板底板噪聲影響非常小，而且對數(shù)字信號(hào)進(jìn)行處理可以采用復(fù)雜的算法以提高參數(shù)估計(jì)的性能。但是這種方案也有不足之處，采樣時(shí)鐘采樣間隔的調(diào)整過程依然是個(gè)模擬過程，其調(diào)整過程還是會(huì)受到電磁干擾以及晶振本身波動(dòng)的影響，使得整個(gè)采樣模塊的性能下降。同時(shí)軟件無線電技術(shù)的提出就是希望能在同一個(gè)硬件平臺(tái)上通過軟件模塊的切換完成通信模式、通信速率的變換。而該方案是通過直接調(diào)整采樣時(shí)鐘來實(shí)現(xiàn)同步的，而通信模式以及通信速率的變化對采樣時(shí)鐘的動(dòng)態(tài)范圍提出了很高的要求。這就限制了系統(tǒng)多模式、多速率的實(shí)現(xiàn)。所以提出了固定采樣頻域的方案，如圖2c所示。該方案采用一個(gè)固定頻率的本振對信號(hào)進(jìn)行采樣，采樣間隔的調(diào)整在數(shù)字處理模塊內(nèi)通過內(nèi)插處理直接對數(shù)字信號(hào)進(jìn)行調(diào)整來實(shí)現(xiàn)。這樣就實(shí)現(xiàn)了接收機(jī)信采樣頻率同步的全數(shù)字化。為可變模式、可變速率接收機(jī)的實(shí)現(xiàn)提供了很大的方便。
利用圖2c所示的方案，可以采樣一個(gè)固定頻率的本振對信號(hào)進(jìn)行采樣，采樣間隔的調(diào)整在數(shù)字處理模塊內(nèi)通過內(nèi)插處理直接對數(shù)字信號(hào)進(jìn)行調(diào)整來實(shí)現(xiàn)。這里可以實(shí)現(xiàn)全數(shù)字化的采樣頻率同步算法。而軟件無線電技術(shù)正是要盡量減少模擬電路環(huán)節(jié)，讓寬帶A/D和D/A模塊盡量靠近天線，使得我們可以依靠強(qiáng)大的數(shù)字信號(hào)處理器件就可以是實(shí)現(xiàn)無線信號(hào)的接收發(fā)送。
如圖3所示，是一個(gè)典型的軟件無線電收發(fā)機(jī)模型，寬帶A/D和D/A模塊盡量靠近天線，可以依靠強(qiáng)大的數(shù)字信號(hào)處理器件就可以是實(shí)現(xiàn)無線信號(hào)的接收發(fā)送。這樣才有可能按不同需要，通過軟件來更換和重新配置數(shù)字信號(hào)處理功能。但實(shí)際上受到物理器件水平和數(shù)字通信技術(shù)的限制，很難實(shí)現(xiàn)全波段的射頻信號(hào)數(shù)字化處理。早期只能在較低的波段和低速率數(shù)字通信系統(tǒng)中，如短波電臺(tái)可以使用多波段RF天線、高速的A/D、D/A變換器和DSP處理器來實(shí)現(xiàn)軟件無線電通信。隨著近年來模擬/數(shù)字器件水平、數(shù)字信號(hào)處理技術(shù)、全數(shù)字調(diào)制解調(diào)技術(shù)的發(fā)展，軟件無線電技術(shù)逐漸走向?qū)嶋H應(yīng)用領(lǐng)域。所以，靈活的hl(t)=Πj=I1,j≠1I2t-jTsiTs-jTs]]>硬件平臺(tái)結(jié)構(gòu)和軟件構(gòu)架、合理的無線網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)、高速寬帶數(shù)字/模擬器件、各種數(shù)字信號(hào)處理技術(shù)和全數(shù)字化調(diào)制解調(diào)方法等成為軟件無線電研究的關(guān)鍵所在。
接收端的采樣速率是不變的，并且一般來說與發(fā)送方采樣速率不可能完全相同，其比值一般為無理數(shù)。在這樣的情況下，只有根據(jù)計(jì)算出的判決點(diǎn)的位置，然后用插值計(jì)算的方法估計(jì)出最佳判決點(diǎn)上的信號(hào)值。
設(shè)x(m)是對信號(hào)進(jìn)行采樣率為fs＝1/Ts的采樣，得到的離散序列。通過一個(gè)沖擊響應(yīng)為h1(t)的內(nèi)插濾波器，可以得到一個(gè)模擬的信號(hào)。
y(t)=Σmx(m)hl(t-mTs)]]>通過對y(t)進(jìn)行重采樣，可以將采樣頻率轉(zhuǎn)換到我們需要的頻率fi＝1/Ti上，令t＝kTi，可得y(kTi)=Σmx(mTs)hl(kTi-mTs)]]>根據(jù)輸入序列{x(m)}、插值濾波器h1(t)以及輸入輸出采樣位置kTi和mTs可計(jì)算出新的采樣點(diǎn)y(kTi)的值。式中Ts表示采樣周期，Ti與符號(hào)周期成整數(shù)倍關(guān)系，y(kTi)表示用與符號(hào)速率成整數(shù)倍關(guān)系的頻率采樣所得的信號(hào)值。
m是輸入信號(hào)的序列號(hào)，定義插值濾波器的序列號(hào)為i＝int[kTi/Ts]-m，其中int[z]表示取不大于z的最大整數(shù)。同樣，定義mk＝int[kTi/Ts]，μk＝kTi/Ts-mk，從時(shí)間軸上看，它們之間的關(guān)系如圖5所示。
則上面的公式可以改寫為y(kTi)=y[(mk+μk)Ts]=Σi=I1I2x[(mk-i)Ts]hl[(i+μk)Ts]]]>其中在高速系統(tǒng)中，高效的實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)將大大節(jié)省資源。對于給定的多項(xiàng)式，最直接的實(shí)現(xiàn)方法是根據(jù)當(dāng)前的時(shí)間(i+μk)Ts，實(shí)時(shí)計(jì)算出內(nèi)插系數(shù)，再作橫向?yàn)V波。顯然，這樣做很耗資源。我們也可以對時(shí)偏μkTs進(jìn)行分級(jí)量化，事先計(jì)算好抽頭系數(shù)，然后根據(jù)輸入調(diào)用相應(yīng)的系數(shù)。顯然這樣做就和一般的濾波函數(shù)沒有區(qū)別，失去了多項(xiàng)式內(nèi)插函數(shù)具有的優(yōu)勢。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是針對上述問題的存在，提供一種定時(shí)誤差或采樣頻率偏差的提取均是基于導(dǎo)頻而獨(dú)立于符號(hào)速率的、由一個(gè)數(shù)字控制振蕩器(NCO)控制的內(nèi)插環(huán)路來實(shí)現(xiàn)采樣速率轉(zhuǎn)換和符號(hào)同步的精確跟蹤的適用于軟件無線電OFDM接收機(jī)的采樣速率轉(zhuǎn)換和符號(hào)同步方法的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)用采樣頻率偏差跟蹤的信號(hào)處理裝置及方法。
本發(fā)明的目的是通過以下技術(shù)方案實(shí)現(xiàn)的本發(fā)明所述的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的采樣頻率偏差跟蹤信號(hào)處理裝置，包括一由采樣頻率為fsam的時(shí)鐘控制的用于將接收的模擬正交頻分復(fù)用(OFDM)中頻信號(hào)進(jìn)行數(shù)字化處理的模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)；一用于進(jìn)行數(shù)字正交下變頻和整數(shù)倍抽取處理而獲得較低采樣率的基帶信號(hào)(rcm)及輸出采樣率為afN的復(fù)數(shù)序列的數(shù)字下變頻器(DDC)；一用于調(diào)整采樣頻率并進(jìn)行定時(shí)偏差校正，得到采樣率為2fN、采樣時(shí)刻最佳的輸出信號(hào)序列的內(nèi)插濾波器；一用于去除循環(huán)前綴(GI)而得到fN的信號(hào)序列的有限沖激響應(yīng)(FIR)濾波器；一用于進(jìn)行串并變換和傅立葉變換(FFT)計(jì)算而得到輸出信號(hào)的串并變換器；
一用于對傅立葉變換計(jì)算之前的內(nèi)插器輸出信號(hào)進(jìn)行粗定時(shí)誤差檢測(TED)以得到粗估計(jì)誤差值 并用該粗估計(jì)誤差值調(diào)整傅立葉變換計(jì)算窗口位置的粗定時(shí)檢測(TED)裝置；其特點(diǎn)是所述串并變換器后設(shè)有一用于對傅立葉變換計(jì)算之后的輸出信號(hào)進(jìn)行定時(shí)誤差檢測(TED)以確定其精定時(shí)誤差(ε)的后定時(shí)誤差檢測(TED)裝置，且所述后定時(shí)誤差檢測(TED)裝置與內(nèi)插濾波器之間設(shè)置有一用于通過相對偏差計(jì)算內(nèi)插控制偏置值，進(jìn)行內(nèi)插位置調(diào)整，從而實(shí)現(xiàn)符號(hào)精確同步的由依序連接的環(huán)路濾波裝置、重采樣控制裝置、數(shù)字控制振蕩器(NCO)組成的內(nèi)插控制環(huán)路，其中所述后定時(shí)誤差檢測(TED)裝置得到的定時(shí)誤差(ε)的整數(shù)部分εi來調(diào)整FFT計(jì)算窗口位置，小數(shù)部分εi作為內(nèi)插控制環(huán)路的誤差輸入信號(hào)，驅(qū)動(dòng)環(huán)路濾波和重采樣控制器、數(shù)字控制振蕩器(NCO)單元，并通過相位偏差計(jì)算內(nèi)插控制偏置值，進(jìn)行內(nèi)插位置調(diào)整。
其中上述內(nèi)插濾波器采用四點(diǎn)分段拋物線擬合內(nèi)插濾波器。
本發(fā)明所述的正交分復(fù)用系統(tǒng)的采樣頻率偏差跟蹤信號(hào)處理方法，其特點(diǎn)是包括以下步驟(1)、用一由采樣頻率為fsam的時(shí)鐘控制的模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)將接收的模擬正交頻分復(fù)用中頻信號(hào)進(jìn)行數(shù)字化處理得到數(shù)字正交頻分復(fù)用中頻信號(hào)；(2)、用一數(shù)字下變器(DDC)將數(shù)字正交頻分復(fù)用中頻信號(hào)進(jìn)行正交下變頻處理和對其采樣速率進(jìn)行抽取系數(shù)(a)的整數(shù)倍抽取處理而得到采樣速率為afN的串行輸出序列；(3)、用一濾波函數(shù)為y(n)=Σl=0LμnlΣi=I1I2bl(i)r(mn-i)]]>
的內(nèi)插濾波器對數(shù)字下變頻器(DDC)輸出的串行輸出序列進(jìn)行采樣速率轉(zhuǎn)換得到采樣率為2f(N)的信號(hào)輸出序列，其中公式中bl(i)是與最佳采樣點(diǎn)和輸入采樣信號(hào)的歸一化偏差μn無關(guān)的固定系數(shù)，r(mn-i)是數(shù)字化接收信號(hào)序列，L為內(nèi)插濾波階數(shù)，下標(biāo)n為內(nèi)插輸出樣點(diǎn)序列標(biāo)號(hào)，I1、I2為內(nèi)插時(shí)刻參與計(jì)算的輸入樣點(diǎn)相對于參考基準(zhǔn)樣點(diǎn)mn的前后偏移量；(4)、用一有限沖激響應(yīng)(FIR)濾波器對內(nèi)插濾波器的信號(hào)輸出序列進(jìn)行循環(huán)前綴(GI)的去除處理和將其采樣速率降低為接近符號(hào)速率(fN)的采樣速率轉(zhuǎn)換處理，此時(shí)，定時(shí)偏差λl的OFDM第l個(gè)符號(hào)的第n個(gè)子載波可以表示為yl,n=1Nf{Σk=0Nf-1Xl,kej(2πΔfcTs+φ0+2πnλl+2πkn/Nf)Hl,k}+wl,n]]>其中Ts＝T+Tg，T是有用數(shù)據(jù)的周期，Tg是一個(gè)符號(hào)中保護(hù)間隔的時(shí)間長度，Δfc是載波頻差，Φ0是相位偏差，第l個(gè)符號(hào)相對于Ts歸一化的定時(shí)偏差為λl；(5)、用一串并變換器對有限沖激響應(yīng)(FIR)的信號(hào)輸出序列進(jìn)行串并變換和傅立葉變換(FFT)計(jì)算而得到并行信號(hào)輸出序列；(6)、用一粗定時(shí)誤差檢測(TED)裝置對內(nèi)插濾波器輸出的信號(hào)輸出序列采用基于保護(hù)間隔相關(guān)運(yùn)算的算法得到粗定時(shí)誤差估計(jì)值 并由此得到傅立葉變換(FFT)窗口的起始位置；(7)、用一后定時(shí)誤差檢測(TED)裝置對傅立葉變換輸出的并行信號(hào)輸出序列采用跟蹤算法并通過頻域上的定時(shí)誤差檢測來得到定時(shí)偏差ε的估計(jì)值；(8)、將后定時(shí)誤差檢測(TED)裝置檢測得到的定時(shí)偏差ε的整數(shù)部分εi反饋調(diào)整傅立葉變換(FFT)窗口的起始位置，將其小數(shù)部分εf用來調(diào)整數(shù)字控制振蕩器(NCO)相位ηn的初始值和頻率控制字Wn并驅(qū)動(dòng)由環(huán)路濾波器、采樣控制器及數(shù)字控制振蕩器(NCO)組成的內(nèi)插控制環(huán)路來反饋跟蹤和調(diào)整內(nèi)插濾波器的剩余偏差，此時(shí)這些參數(shù)的遞歸方程如下μn＝ηn/wnηn＝(ηn-1-wn-1)mod 1ηstart_l＝ηstart_l-1+f1(ε)wstart_l＝wstart_l-1+f2(ε)w0＝2fN/fddc其中wn是wn的初值，f1(ε)、f2(ε)是ε經(jīng)兩個(gè)環(huán)路濾波器后的輸出，兩個(gè)環(huán)路濾波器的帶寬分別是wf1和wf2。而wstart_l和ηstart_l分別是第l個(gè)OFDM符號(hào)對應(yīng)的NCO頻率控制字和相位的第一個(gè)值，wstart_l每個(gè)OFDM符號(hào)計(jì)算一次，即同個(gè)符號(hào)內(nèi)其值保持不變，而ηn和wn的更新速率為采樣速率fddc。
本發(fā)明由于采用一個(gè)固定頻率的本振對信號(hào)進(jìn)行采樣及將采樣間隔的調(diào)整在數(shù)字處理模塊內(nèi)通過內(nèi)插處理直接對數(shù)字信號(hào)進(jìn)行調(diào)整來實(shí)現(xiàn)的方法。從而實(shí)現(xiàn)了接收機(jī)信采樣頻率同步的全數(shù)字化。為可變模式、可變速率接收機(jī)的實(shí)現(xiàn)提供了很大的方便。同時(shí)本發(fā)明由于采用了可用于OFDM軟件接收機(jī)的全數(shù)字化內(nèi)插環(huán)路。該方法可以實(shí)現(xiàn)采樣速率到符號(hào)速率的轉(zhuǎn)換，在基于前導(dǎo)字的同步粗估計(jì)的基礎(chǔ)上，用NCO控制的環(huán)路來實(shí)現(xiàn)殘留符號(hào)定時(shí)偏差和采樣頻率誤差的跟蹤補(bǔ)償，可以獲得精確同步。
以下結(jié)合附圖詳細(xì)描述本發(fā)明的實(shí)現(xiàn)


圖1a是OFDM幀持續(xù)時(shí)間較短的情況下采樣頻率偏差估計(jì)的剩余誤差對星座點(diǎn)的影響的結(jié)構(gòu)示意圖；圖1b是OFDM幀持續(xù)時(shí)間較長的情況下采樣頻率偏差估計(jì)的剩余誤差對星座點(diǎn)的影響的結(jié)構(gòu)示意圖；圖2a是對采樣時(shí)鐘的調(diào)整是在模擬處理模塊內(nèi)進(jìn)行的結(jié)構(gòu)示意圖；
圖2b是對采樣時(shí)鐘的調(diào)整是在數(shù)字處理部分提取參數(shù)特征的方案的結(jié)構(gòu)示意圖；圖2c是對采樣時(shí)鐘的調(diào)整是在一個(gè)固定頻率的本振對信號(hào)進(jìn)行采樣的結(jié)構(gòu)示意圖；圖3是一個(gè)典型的軟件無線電收發(fā)機(jī)模型的結(jié)構(gòu)示意圖；圖4是本發(fā)明的結(jié)構(gòu)組成示意圖；圖5是本發(fā)明的采樣率轉(zhuǎn)換關(guān)系的結(jié)構(gòu)示意圖。
具體實(shí)施例方式
如圖4及圖5所示，本發(fā)明所述的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的采樣頻率偏差跟蹤信號(hào)處理裝置，包括一由采樣頻率為fsan的時(shí)鐘控制的用于將接收的模擬正交頻分復(fù)用OFDM中頻信號(hào)進(jìn)行數(shù)字化處理的模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)；一用于進(jìn)行數(shù)字正交下變頻和整數(shù)倍抽取處理而獲得較低采樣率的基帶信號(hào)(rcm)及輸出采樣率為afN的復(fù)數(shù)序列的數(shù)字下變頻器(DDC)；一用于調(diào)整采樣頻率并進(jìn)行定時(shí)偏差校正，得到采樣率為2fN、采樣時(shí)刻最佳的輸出信號(hào)序列的內(nèi)插濾波器，其中所述內(nèi)插濾波器采用四點(diǎn)分段拋物線擬合內(nèi)插濾波器；一用于去除循環(huán)前綴(GI)而得到fN的信號(hào)序列的有限沖激響應(yīng)(FIR)濾波器；一用于進(jìn)行串并變換和傅立葉變換(FFT)計(jì)算而得到輸出信號(hào)的串并變換器；一用于對傅立葉變換計(jì)算之前的內(nèi)插器輸出信號(hào)進(jìn)行粗定時(shí)誤差檢測(TED)以得到粗估計(jì)誤差值 并用該粗估計(jì)誤差值調(diào)整傅立葉變換計(jì)算窗口位置的粗定時(shí)檢測(TED)裝置；其特征在于所述串并變換器后設(shè)有一用于對傅立葉變換計(jì)算之后的輸出信號(hào)進(jìn)行定時(shí)誤差檢測(TED)裝置以確定其精定時(shí)誤差(ε)的后定時(shí)誤差檢測(TED)裝置，且所述后定時(shí)誤差檢測(TED)裝置與內(nèi)插濾波器之間設(shè)置有一用于通過相對偏差計(jì)算內(nèi)插控制偏置值，進(jìn)行內(nèi)插位置調(diào)整，從而實(shí)現(xiàn)符號(hào)精確同步的由依序連接的環(huán)路濾波裝置、重采樣控制裝置、數(shù)字控制振蕩器(NCO)組成的內(nèi)插控制環(huán)路，其中所述后定時(shí)誤差檢測(TED)裝置得到的定時(shí)誤差(ε)的整數(shù)部分εi來調(diào)整傅立葉變換(FFT)計(jì)算窗口位置，小數(shù)部分εi作為內(nèi)插控制環(huán)路的誤差輸入信號(hào)，驅(qū)動(dòng)環(huán)路濾波和重采樣控制器、數(shù)字控制振蕩器(NCO)單元，并通過相位偏差計(jì)算內(nèi)插控制偏置值，進(jìn)行內(nèi)插位置調(diào)整。此時(shí)根據(jù)如圖5所示的采樣速率轉(zhuǎn)換的主要信號(hào)控制參數(shù)，其中時(shí)間軸上方是輸入采樣序列，采樣周期為Ts；時(shí)間軸下方是輸入采樣序列，采樣周期為Ti。輸入采樣點(diǎn)和輸出點(diǎn)之間的時(shí)間偏差用μkTs表示，從而可以得到如下的遞歸方程μn＝ηn/wnηn＝(ηn-1-wn-1)mod 1ηstart_l＝ηstart_l-1+f1(ε)wstart_l＝wstart_l-1+f2(ε)w0＝2fN/fddc其中，ηn是NCO相位累加器中的相位值，wn是NCO頻率控制字；ε是從FFT輸出信號(hào)中檢測出的定時(shí)偏差，由它控制ηn和wn來產(chǎn)生μn。其中w0是wn的初值，f1(ε)、f2(ε)是ε經(jīng)兩個(gè)環(huán)路濾波器后的輸出。兩個(gè)環(huán)路濾波器的帶寬分別是wf1和wf2。而wstart_l和ηstart_l分別是第l個(gè)OFDM符號(hào)對應(yīng)的NCO頻率控制字和相位的第一個(gè)值。wstart_l每個(gè)OFDM符號(hào)計(jì)算一次，即同個(gè)符號(hào)內(nèi)其值保持不變。而ηn和wn的更新速率為采樣速率fddc。采樣頻率偏差和殘留初定時(shí)偏差可以通過調(diào)整NCO的這兩個(gè)參數(shù)值及相關(guān)參數(shù)來實(shí)現(xiàn)跟蹤補(bǔ)償。這時(shí)我們得到了控制環(huán)路結(jié)構(gòu)的一些參數(shù)，本發(fā)明所述解決方案的解決要點(diǎn)是如何估計(jì)殘留的定時(shí)誤差。假設(shè)在OFDM數(shù)據(jù)符號(hào)中每隔Np個(gè)子載波加入一個(gè)導(dǎo)頻。如圖5所示， 是傅立葉變換(FFT)之前定時(shí)誤差的初步估計(jì)值。我們采用基于保護(hù)間隔相關(guān)運(yùn)算的算法來實(shí)現(xiàn)OFDM符號(hào)的初步同步估計(jì)。在AWGN信道條件下，符號(hào)定時(shí)偏差的估計(jì)值由下式得到λ^=argmaxk{|Σi=0Ng-1yk+iyk+i+Nf*|)]]>-12Σi=0Ng-1(|yk+i|2+|yk+i+Nf|2)}]]>則FFT窗口的起始位置可以表示為sFFT=λ^+Ng-s]]>其中s是FFT窗口位置的前移值。初步符號(hào)同步估計(jì)值往往是一個(gè)實(shí)數(shù)值，而傅立葉變換(FFT)窗口位置的最小調(diào)整步進(jìn)為一個(gè)采樣點(diǎn)。所以初步定時(shí)同步校正后必然的一定的殘留偏差。另外，在接收機(jī)中還存在采樣時(shí)鐘頻率偏差，即設(shè)定的初始值w0不可能是實(shí)際值。上述兩點(diǎn)都將引起每個(gè)符號(hào)及符號(hào)中每一個(gè)子載波的不同的相位旋轉(zhuǎn)。設(shè)第l個(gè)符號(hào)的殘留定時(shí)誤差為ϵ(l)=λl-λ^]]>因此，需要一個(gè)跟蹤算法來減小ε(l)。ε(l)的估計(jì)值可以通過頻域上的TED(Timing Error Detector)得到。
ϵ^(l)=Δφ·Nf/(2Δkπ)]]>≈angle[Yl,k2Yl,k1]·Nf/(2Δkπ)]]>定義殘留定時(shí)偏差的平均值為ε(l)＝εi+εfεi＝int(ε(l))，εf＝fra(ε(l))
εi和εf分別表示估計(jì)值的整數(shù)和小數(shù)部分，而此時(shí)整數(shù)部分εi用來調(diào)整FFT的窗口位置。則有sFFT=λ^+Ng-s-ϵi]]>而小數(shù)部分通過內(nèi)插器來跟蹤調(diào)整剩余的偏差，該值用來調(diào)整NCO相位ηn的初始值和NCO頻率控制字。這樣采樣速率轉(zhuǎn)換、采樣頻率偏差和符號(hào)定時(shí)誤差跟蹤可以綜合在一個(gè)如圖4所示內(nèi)插環(huán)路內(nèi)，從而使本發(fā)明所述的定時(shí)誤差或采樣頻率偏差的提取均是基于導(dǎo)頻而獨(dú)立于符號(hào)速率的、由一個(gè)數(shù)字控制振蕩器NCO控制的內(nèi)插環(huán)路來實(shí)現(xiàn)采樣轉(zhuǎn)換和符號(hào)同步的精確跟蹤的適用于軟件無線電OFDM接收機(jī)的采樣速率轉(zhuǎn)換和符號(hào)同步方法以達(dá)到本發(fā)明的目的。
一種正交分復(fù)用系統(tǒng)的采樣頻率偏差跟蹤信號(hào)處理方法，其特征在于包括以下步驟(1)、用一由采樣頻率為fsam的時(shí)鐘控制的模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)將接收的模擬正交頻分復(fù)用中頻信號(hào)進(jìn)行數(shù)字化處理得到數(shù)字正交頻分復(fù)用中頻信號(hào)；(2)、用一數(shù)字下變器(DDC)將數(shù)字正交頻分復(fù)用中頻信號(hào)進(jìn)行正交下變頻處理和對其采樣速率進(jìn)行抽取系數(shù)(a)的整數(shù)倍抽取處理而得到采樣速率為fN的串行輸出序列；(3)、用一濾波函數(shù)為y(n)=Σl=0LμnlΣi=I1I2bl(i)r(mn-i)]]>的內(nèi)插濾波器對數(shù)字下變頻器(DDC)輸出的串行輸出序列進(jìn)行采樣速率轉(zhuǎn)換得到采樣率為fN的信號(hào)輸出序列，其中公式中bl(i)是與最佳采樣點(diǎn)和輸入采樣信號(hào)的歸一化偏差μn無關(guān)的固定系數(shù)，r(mn-i)是數(shù)字化接收信號(hào)序列，L內(nèi)插濾波階數(shù)，下標(biāo)n為內(nèi)插輸出樣點(diǎn)序列標(biāo)號(hào)，I1、I2為內(nèi)插時(shí)刻參與計(jì)算的輸入樣點(diǎn)相對于參考基準(zhǔn)樣點(diǎn)mn的前后偏移量；(4)、用一有限沖激響應(yīng)(FIR)濾波器對內(nèi)插濾波器的信號(hào)輸出序列進(jìn)行循環(huán)前綴(GI)的去除處理和將其采樣速率降低為接近符號(hào)速率(fN)的采樣速率轉(zhuǎn)換處理，此時(shí)，定時(shí)偏差λl的OFDM第l個(gè)符號(hào)的第n個(gè)子載波可以表示為yl,n=1Nf{Σk=0Nf-1Xl,kej(2πΔfcTs+φ0+2πnλl+2πkn/Nf)Hl,k}+wl,n]]>其中Ts＝T+Tg，T是有用數(shù)據(jù)的周期，Tg是一個(gè)符號(hào)中保護(hù)間隔的時(shí)間長度，Δfc是載波頻差，Φ0是相位偏差，第l個(gè)符號(hào)相對于Ts歸一化的定時(shí)偏差為λl；(5)、用一串并變換器對有限沖激響應(yīng)(FIR)的信號(hào)輸出序列進(jìn)行串并變換和傅立葉變換(FFT)計(jì)算而得到并行信號(hào)輸出序列；(6)、用一粗定時(shí)誤差檢測(TED)裝置對內(nèi)插濾波器輸出的信號(hào)輸出序列采用基于保護(hù)間隔相關(guān)運(yùn)算的算法得到粗定時(shí)誤差估計(jì)值 并由此得到傅立葉變換(FFT)窗口的起始位置；(7)、用一后定時(shí)誤差檢測(TED)裝置對傅立葉變換輸出的并行信號(hào)輸出序列采用跟蹤算法并通過頻域的定時(shí)誤差檢測來得到定時(shí)偏差ε的估計(jì)值，即先通過如下公式來計(jì)算第l個(gè)符號(hào)的殘留定時(shí)誤差 ϵ^(l)=Δφ·Nf/(2Δkπ)]]>≈angle[Yl,k2Yl,k1]·Nf/(2Δkπ),]]>再定義殘留定時(shí)偏差的平均值為ε(l)＝εi+εfεi＝int(ε(l))，εf＝fra(ε(l))εi和εf分別表示估計(jì)值的整數(shù)和小數(shù)部分，而此時(shí)整數(shù)部分εi用來調(diào)整FFT的窗口位置。則有
sFFT=λ^+Ng-s-ϵi;]]>(8)、將后定時(shí)誤差檢測(TED)裝置檢測得到的定時(shí)偏差ε的整數(shù)部分εi反饋調(diào)整傅立葉變換(FFT)窗口的起始位置，將其小數(shù)部分εf用來調(diào)整數(shù)字控制振蕩器(NCO)相位ηn的初始值和頻率控制字wn并驅(qū)動(dòng)由環(huán)路濾波器、采樣控制器及數(shù)字控制振蕩器(NCO)組成的內(nèi)插控制環(huán)路來反饋跟蹤和調(diào)整內(nèi)插濾波器的剩余偏差，此時(shí)這些參數(shù)的遞歸方程如下μn＝ηn/wnηn＝(ηn-1-wn-1)mod 1ηstart_l＝ηstart_l-1+f1(ε)wstart_l＝wstart_l-1+f2(ε)w0＝2fN/fddc其中w0是wn的初值，f1(ε)、f2(ε)是ε經(jīng)兩個(gè)環(huán)路濾波器后的輸出，兩個(gè)環(huán)路濾波器的帶寬分別是wf1和wf2。而wstart_l和ηstart_l分別是第l個(gè)OFDM符號(hào)對應(yīng)的NCO頻率控制字和相位的第一個(gè)值，wstart_l每個(gè)OFDM符號(hào)計(jì)算一次，即同個(gè)符號(hào)內(nèi)其值保持不變，而ηn和wn的更新速率為采樣速率fddc。
權(quán)利要求
1.一種正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的采樣頻率偏差跟蹤信號(hào)處理裝置，包括一由采樣頻率為fsam的時(shí)鐘控制的用于將接收的模擬正交頻分復(fù)用OFDM中頻信號(hào)進(jìn)行數(shù)字化處理的模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)；一用于進(jìn)行數(shù)字正交下變頻和整數(shù)倍抽取處理而獲得較低采樣率的基帶信號(hào)(rcm)及輸出采樣率為afN的復(fù)數(shù)序列的數(shù)字下變頻器(DDC)；一用于調(diào)整采樣頻率并進(jìn)行定時(shí)偏差校正，得到采樣率為2fN、采樣時(shí)刻最佳的輸出信號(hào)序列的內(nèi)插濾波器；一用于去除循環(huán)前綴(GI)而得到fN的信號(hào)序列的有限沖激響應(yīng)(FIR)濾波器；一用于進(jìn)行串并變換和傅立葉變換(FFT)計(jì)算而得到輸出信號(hào)的串并變換器；一用于對傅立葉變換(FFT)計(jì)算之前的內(nèi)插器輸出信號(hào)進(jìn)行粗定時(shí)誤差檢測(TED)以得到粗估計(jì)誤差值 并用該粗估計(jì)誤差值調(diào)整傅立葉變換(FFT)計(jì)算窗口位置的粗定時(shí)檢測(TED)裝置；其特征在于所述串并變換器后設(shè)有一用于對傅立葉變換(FFT)計(jì)算之后的輸出信號(hào)進(jìn)行定時(shí)誤差檢測(TED)裝置以確定其精定時(shí)誤差(ε)的后定時(shí)誤差檢測(TED)裝置，且所述后定時(shí)誤差檢測(TED)裝置與內(nèi)插濾波器之間設(shè)置有一用于通過相對偏差計(jì)算內(nèi)插控制偏置值，進(jìn)行內(nèi)插位置調(diào)整，從而實(shí)現(xiàn)符號(hào)精確同步的由依序連接的環(huán)路濾波裝置、重采樣控制裝置、數(shù)字控制振蕩器(NCO)組成的內(nèi)插控制環(huán)路，其中所述后定時(shí)誤差檢測(TED)裝置得到的定時(shí)誤差(ε)的整數(shù)部分εi來調(diào)整FFT計(jì)算窗口位置，小數(shù)部分εi作為內(nèi)插控制環(huán)路的誤差輸入信號(hào)，驅(qū)動(dòng)環(huán)路濾波和重采樣控制器、數(shù)字控制振蕩器(NCO)單元，并通過相位偏差計(jì)算內(nèi)插控制偏置值，進(jìn)行內(nèi)插位置調(diào)整。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的采樣頻率偏差跟蹤信號(hào)處理裝置，其特征在于上述內(nèi)插濾波器采用四點(diǎn)分段拋物線擬合內(nèi)插濾波器。
3.一種正交分復(fù)用系統(tǒng)的采樣頻率偏差跟蹤信號(hào)處理方法，其特征在于包括以下步驟(1)、用一由采樣頻率為f的時(shí)鐘控制的模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)將接收的模擬正交頻分復(fù)用中頻信號(hào)進(jìn)行數(shù)字化處理得到數(shù)字正交頻分復(fù)用中頻信號(hào)；(2)、用一數(shù)字下變器(DDC)將數(shù)字正交頻分復(fù)用中頻信號(hào)進(jìn)行正交下變頻處理和對其采樣速率進(jìn)行抽取系數(shù)(a)的整數(shù)倍抽取處理而得到采樣速率為a(fN)的串行輸出序列；(3)、用一濾波函數(shù)為y(n)=Σi=0I1μnlΣi=I1I2bl(i)r(mn-i)]]>的內(nèi)插濾波器對數(shù)字下變頻器(DDC)輸出的串行輸出序列進(jìn)行采樣速率轉(zhuǎn)換得到采樣率為2f(N)的信號(hào)輸出序列，其中公式中bl(i)是與最佳采樣點(diǎn)和輸入采樣信號(hào)的歸一化偏差μn無關(guān)的固定系數(shù)，r(mn-i)是數(shù)字化接收信號(hào)序列，L為內(nèi)插濾波階數(shù)，下標(biāo)n為內(nèi)插輸出樣點(diǎn)序列標(biāo)號(hào)，I1、I2為內(nèi)插時(shí)刻參與計(jì)算的輸入樣點(diǎn)相對于參考基準(zhǔn)樣點(diǎn)mn的前后偏移量；(4)、用一有限沖激響應(yīng)(FIR)濾波器對內(nèi)插濾波器的信號(hào)輸出序列進(jìn)行循環(huán)前綴(GI)的去除處理和將其采樣速率降低為接近符號(hào)速率(fN)的采樣速率轉(zhuǎn)換處理，此時(shí)，定時(shí)偏差λl的OFDM第l個(gè)符號(hào)的第n個(gè)子載波可以表示為yl,n=1Nf{Σk=0Nf-1Xl.kej(2πΔfcTs+φ0+2πnλ1+2πkn/Nf)Hl,k}+wl,n]]>其中Ts＝T+Tg，T是有用數(shù)據(jù)的周期，Tg是一個(gè)符號(hào)中保護(hù)間隔的時(shí)間長度，Δfc是載波頻差，Ф0是相位偏差，第l個(gè)符號(hào)相對于Ts歸一化的定時(shí)偏差為λl；(5)、用一串并變換器對有限沖激響應(yīng)(FIR)濾波器的信號(hào)輸出序列進(jìn)行串并變換和傅立葉變換(FFT)計(jì)算而得到并行信號(hào)輸出序列；(6)、用一粗定時(shí)誤差檢測(TED)裝置對內(nèi)插濾波器輸出的信號(hào)輸出序列采用基于保護(hù)間隔相關(guān)運(yùn)算的算法得到粗定時(shí)誤差估計(jì)值 并由此得到傅立葉變換(FFT)窗口的起始位置；(7)、用一后定時(shí)誤差檢測(TED)裝置對傅立葉變換輸出的并行信號(hào)輸出序列采用跟蹤算法并通過頻域上的定時(shí)誤差檢測來得到定時(shí)偏差ε的估計(jì)值；(8)、將后定時(shí)誤差檢測(TED)裝置檢測得到的定時(shí)偏差ε的整數(shù)部分εi反饋調(diào)整傅立葉變換(FFT)窗口的起始位置，將其小數(shù)部分εj用來調(diào)整數(shù)字控制振蕩器(NCO)相位ηn的初始值和頻率控制字wn并驅(qū)動(dòng)由環(huán)路濾波器、采樣控制器及數(shù)字控制振蕩器(NCO)組成的內(nèi)插控制環(huán)路來反饋跟蹤和調(diào)整內(nèi)插濾波器的剩余偏差，此時(shí)這些參數(shù)的遞歸方程如下μn＝ηn/wnηn＝(ηn-1-wn-1)mod 1ηstart_l＝ηstart_l-1+f1(ε)wstart_l＝wstart_l-1+f2(ε)w0＝2fN/fddc其中w0是wn的初值，f1(ε)、f2(ε)是ε經(jīng)兩個(gè)環(huán)路濾波器后的輸出，兩個(gè)環(huán)路濾波器的帶寬分別是wf1和wf2。而wstart_l和ηstart_l分別是第l個(gè)OFDM符號(hào)對應(yīng)的NCO頻率控制字和相位的第一個(gè)值，wstart_l每個(gè)OFDM符號(hào)計(jì)算一次，即同個(gè)符號(hào)內(nèi)其值保持不變，而ηn和wn的更新速率為采樣速率fddc。
全文摘要
一種正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的采樣頻率偏差跟蹤信號(hào)處理裝置及方法，包括數(shù)字下變頻器、內(nèi)插濾波器、FIR濾波器、串并變換器、粗定時(shí)檢測裝置和后定時(shí)誤差檢測裝置，其中后定時(shí)誤差檢測裝置與內(nèi)插濾波器之間設(shè)置有一用于通過相對偏差計(jì)算內(nèi)插控制偏置值進(jìn)行內(nèi)插位置調(diào)整的由依序連接的環(huán)路濾波裝置、重采樣控制裝置、數(shù)字控制振蕩器組成的內(nèi)插控制環(huán)路，其中所述后定時(shí)誤差檢測裝置得到的定時(shí)誤差ε的整數(shù)部分ε
文檔編號(hào)H04L27/26GK1719818SQ20051003570
公開日2006年1月11日 申請日期2005年7月8日 優(yōu)先權(quán)日2005年7月8日
發(fā)明者陳朝暉, 趙民建, 羅志勇, 喻斌, 呂峻, 張路明, 宋旭東 申請人:廣州海格通信有限公司, 浙江大學(xué)