專利名稱：一種改進(jìn)的基于pn序列的ofdm定時同步方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明屬于無線數(shù)字通信領(lǐng)域，是一種基于正交頻分復(fù)用(OrthogonalFrequency Division Multiplexing，OFDM)調(diào)制方法的同步技術(shù)。
背景技術(shù)：
同步技術(shù)是任何一個通信系統(tǒng)都需要解決的實際問題，其性能直接關(guān)系到整個通信系統(tǒng)的性能，沒有準(zhǔn)確的同步算法，就不可能有可靠的數(shù)據(jù)傳輸。
載波頻率的偏移會使子載波之間產(chǎn)生干擾，破壞OFDM信號的正交性。同時多普勒效應(yīng)會導(dǎo)致頻率發(fā)生彌散，引起信號發(fā)生畸變，信號失真會隨發(fā)送信道的多普勒擴(kuò)展的增加而加劇。因此對于要求子載波嚴(yán)格同步的OFDM系統(tǒng)來說，載波的頻率偏移所帶來的影響會更加嚴(yán)重。當(dāng)采用同步解調(diào)或相干檢測時，接收端要取得一個與發(fā)射端調(diào)制載波同頻同相的相干載波，這種獲取相干載波的過程就稱為載波同步。
對于數(shù)字通信系統(tǒng)，接收端的最佳采樣時刻應(yīng)該對應(yīng)于每個碼元間隔內(nèi)接收濾波器的最大輸出時刻。因此，對于數(shù)字通信系統(tǒng)，除了載波同步問題外，還有符號同步問題。符號同步的目的是使接收端得到與發(fā)送端周期相同的符號序列，并確定每個符號的起始以及結(jié)束時間，從而實現(xiàn)幀同步。
由于發(fā)送端和接受端之間的采樣時鐘有偏差，每個信號樣本都一定程度地偏離它正確的采樣時間，此偏差隨樣本數(shù)量的增加而線性增大，采樣頻率的偏差會破壞子載波之間的正交性。OFDM系統(tǒng)中的采樣頻率同步與一般數(shù)字通信系統(tǒng)中的符號同步類似，包括采樣頻率偏差的估計和補(bǔ)償以及剩余誤差的跟蹤。當(dāng)采樣頻率偏差被估計并進(jìn)行補(bǔ)償后，可以利用用內(nèi)插濾波器來控制正確的時間進(jìn)行采樣。
OFDM中的同步通常包括以下3方面的內(nèi)容(1)時間同步；(2)載波頻率偏差及校正(3)采樣偏差及校正。
圖1給出了一般OFDM同步系統(tǒng)的示意，其中 是載波頻率的估計值，然后進(jìn)行混頻得到基帶信號。 是采樣頻率的估計值，使用該采樣頻率對基帶信號進(jìn)行采樣，得到數(shù)字的基帶信號。再通過符號同步獲取OFDM符號的起始和結(jié)束位置。最后進(jìn)行解碼，獲得最后的信息輸出。
OFDM信號是多載波信號，與單載波信號相比有許多不同點，使得OFDM信號的同步工作可以靈活的選擇在時域或者頻域進(jìn)行，可以采用一些單載波所不能使用的方法進(jìn)行同步。
OFDM技術(shù)是一種特殊的多載波技術(shù)，傳統(tǒng)的多載波系統(tǒng)為了避免產(chǎn)生載波間干擾，各個子載波在頻帶上是不重疊的，接收機(jī)可以用傳統(tǒng)的濾波器加以分離和提取，但是這樣頻帶利用率很低，其頻譜圖如圖2所示。而在OFDM系統(tǒng)中，各個子載波的頻譜是重疊的，每個子載波都采用矩形脈沖成型。其頻譜是sinc函數(shù)，在頻域上可以很好的保證不同的子載波信號的正交性，而沒有信道間干擾的發(fā)生。同時提高了系統(tǒng)的頻帶利用率。其頻譜圖如圖3所示。
由于OFDM信號的特殊結(jié)構(gòu)，使得OFDM系統(tǒng)的時間同步可以在選擇在時域進(jìn)行，也可以選擇在頻率進(jìn)行，還可以選擇同時利用時域和頻域的信息來進(jìn)行同步。
不同應(yīng)用條件下的系統(tǒng)，對同步有不同的要求。對于數(shù)據(jù)連續(xù)傳輸?shù)姆绞?，比如廣播方式的通信系統(tǒng)，對同步的時間要求不高，可以有充足的時間利用盲的方法來實現(xiàn)符號同步；而對于突發(fā)方式，比如無線局域網(wǎng)的通信系統(tǒng)，要求快速的定時同步，需要在幀頭的范圍內(nèi)完成同步，一般利用前導(dǎo)字的方式來實在同步。
對于連續(xù)模式，進(jìn)行符號起始位置檢測的一個簡單易行的辦法就是利用循環(huán)前綴的周期性來進(jìn)行相關(guān)，通過相關(guān)峰值來獲得符號起始位置。P(d)=Σm=1Ngrd-N-Ng+m*·rd-Ng+m]]>R(d)=Σm=1Ngrd-Ng+m*·rd-Ng+m]]>M(d)=|P(d)||R(d)|]]>這里r是接收到的數(shù)字基帶信號，d是當(dāng)前采樣點的序號，rd表示接收到的第d個采樣點。N是FFT窗口的長度，Ng是循環(huán)前綴的長度。則P(d)是根據(jù)循環(huán)前綴得到的相關(guān)值，而R(d)是循環(huán)前綴的能量，M(d)是用循環(huán)前綴能量進(jìn)行歸一化后得到的判決值。如圖4所示，可以看到在每個符號結(jié)束，也就是下個符號開始的位置上都會出現(xiàn)一個峰值?？梢岳梅逯党霈F(xiàn)的位置來進(jìn)行符號同步。
在采用突發(fā)模式進(jìn)行傳輸?shù)南到y(tǒng)中，要求快速準(zhǔn)確的同步，一般盲的同步方法在同步獲取的時間上比較慢，所以需要采用基于前導(dǎo)字結(jié)構(gòu)的符號同步方法。
Schimdl和Cox提出的SCA算法是基于前導(dǎo)字結(jié)構(gòu)的典型的算法。這是一個基于前導(dǎo)字結(jié)構(gòu)的符號同步與載波頻率同步聯(lián)合估計的算法。很多算法都是在SCA的基礎(chǔ)上進(jìn)行改進(jìn)和完善的。
SCA采用兩個OFDM符號為前導(dǎo)字。第一個前導(dǎo)字用于符號同步，第二個前導(dǎo)字與第一個前導(dǎo)字聯(lián)合進(jìn)行載波頻率估計。這里主要介紹符號同步的過程。
第一個前導(dǎo)字在時域上的特征是OFDM符號的前半部分和后半部分在理想情況下完全相同，接收機(jī)根據(jù)這個特征進(jìn)行符號同步。這樣的前導(dǎo)字結(jié)構(gòu)可以在頻域上偶數(shù)位置子載波上填入PN序列，而在奇數(shù)位置子載波上填入0來獲得。
假設(shè)填入這樣的一個PN序列{PN-P，PN-(P-1)，...，PN0，...，PNP}，其中P＝[K/2]([x]表示對x取整)，則前導(dǎo)字的頻域信息填入如下Xp*2=PNpXp*2+1=0]]>p＝-P，-(P-1)，...，0，...，P經(jīng)過快速傅立葉變換IFFT運算可以得到具有前面所述時域特性的前導(dǎo)字符號。
令L是半個OFDM符號周期內(nèi)的采樣點數(shù)，(這里OFDM符號周期不包括循環(huán)前綴的時間)。定義P(d)如下P(d)=Σm=0L-1(rd+m*·rd+m+L)]]>定義符號能量如下R(d)=ΣM=0L-1|rd+m+L|2]]>定時估計的度量函數(shù)定義如下
M(d)=|P(d)|2(R(d))2]]>rn為接收到的基帶數(shù)字序列，n是該序列的序號，即rn表示接收到的第n個采樣點。rn*是rn的共軛。式中d是窗口寬度為2L的滑動窗口對應(yīng)的第一個采樣點的位置。將這樣一個窗在時域上進(jìn)行滑動，同時計算相應(yīng)的M(d)的值。當(dāng)沒有包含上述前導(dǎo)字結(jié)構(gòu)的信號出現(xiàn)時，得到的M(d)值非常小，遠(yuǎn)小于1，而當(dāng)有上述的前導(dǎo)字結(jié)構(gòu)的信號出現(xiàn)時，相應(yīng)的M(d)值迅速升高，出現(xiàn)一個臺階，對應(yīng)的峰值接近于1。首先根據(jù)是否有臺階出現(xiàn)進(jìn)行信號到達(dá)判決，確認(rèn)有信號到達(dá)后再利用臺階的起始和結(jié)束的位置獲得定時同步的估計。
圖5是采用基于前導(dǎo)字結(jié)構(gòu)的SCA得到的各個時刻的判決變量的值。可以看到在符號開始的時候判決變量M(d)會出現(xiàn)一個臺階，然后又回到一個較小的值。該臺階的寬度在理想情況下與OFDM符號的循環(huán)前綴長度相同。即可利用該特點對OFDM信號進(jìn)行符號同步。
常見的基于循環(huán)前綴的定時估計方法需要較長的時間來獲得可靠的同步，適合于對同步完成時間要求不高的連續(xù)傳輸模式。SCA是基于前導(dǎo)字的，適合于突發(fā)模式。但通過該方法得到的估計值準(zhǔn)確度不夠，統(tǒng)計方差比較大。需要對其進(jìn)行改進(jìn)和完善。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是針對上述存在的問題，提供一種以SCA為基礎(chǔ)，采用Schmidl和Cox提出的前導(dǎo)字結(jié)構(gòu)，把定時同步估計分為粗略定時同步估計和精確定時同步估計兩個步驟并根據(jù)路徑延遲時間估計的方法對粗略值進(jìn)行修正以獲得精確估計值的改進(jìn)的基于PN序列的OFDM定時同步方法。
本發(fā)明的目的是通過以下技術(shù)方案實現(xiàn)的
一種改進(jìn)的基于PN序列的OFDM定時同步方法，其特點是包括以下步驟(1)、以SCA算法得到的結(jié)果為基礎(chǔ)，在進(jìn)行快速傅立葉變換(IFFT)運算之前對輸入信號進(jìn)行粗定時同步估計而得到粗定時同步估計值 (2)、以前述的粗定時同步估計值 為基礎(chǔ)在快速傅立葉變換(IFFT)運算后采有路徑延遲時間估計算法得到前述的粗定時同步估計值 的修正值(-ed)，并用該修正值(-ed)對前述的粗定時同步估計值 進(jìn)行補(bǔ)償而得到精定時同步估計值 上述步驟(1)中以SCA算法得到的結(jié)果為基礎(chǔ)，在進(jìn)行快速傅立葉變換(IFFT)運算之前對輸入信號進(jìn)行粗定時同步估計而得到粗定時同步估計值 的處理包括以下步驟(11)、在接收的載波信號上填入一個規(guī)定的PN序列并定義和得到相應(yīng)的根據(jù)循環(huán)前綴得到的相關(guān)值P(d)、循環(huán)前綴能量R(d)及用該循環(huán)前綴能量進(jìn)行歸一化后得到的判決值M(d)，其中P(d)=Σm=0L-1(rd+m*·rd+m+L)---(S1)]]>R(d)=Σm=0L-1|rd+m+L|2---(S2)]]>M(d)=|P(d)|2(R(d))2---(S3)]]>其中，公式(S1)、(S2)、(S3)中rn為接收到的基帶數(shù)字序列，n是該序列的序號，即rn表示接收到的第n個采樣點，rn*是rn的共軛，d是窗口寬度為2L的滑動窗口對應(yīng)的第一個采樣點的位置；(12)、將上述的滑動窗口在時域上進(jìn)行滑動和計算相應(yīng)的判決值M(d)，并根據(jù)判決值M(d)是否有臺階出現(xiàn)進(jìn)行信號到達(dá)判決，當(dāng)確認(rèn)有信號到達(dá)后再利用臺階的起始和結(jié)束的位置獲得定時同步的粗定時估計值 上述步驟(2)中以前述的粗定時同步估計值 為基礎(chǔ)在快速傅立葉(FFT)運算后采用路徑延遲時間估計算法得到前述的粗定時同步估計值 的修正值(-ed)，并用該修正值(-ed)對前述的粗定時同步估計值 進(jìn)行補(bǔ)償而得到精定時同步估計值 的處理包括以下步驟(21)、將粗定時估計值 提前一定的量，使其總是早于實際的定時值do，并定義 為進(jìn)行路徑延遲時間估計的快速傅立葉變換(IFFT)窗口的起始位置，并得到歸一化剩余定進(jìn)誤差 其中d^FFT=d^0-v---(S4)]]>ed=d^FFT-d0---(S5)]]>(22)、以 為快速傅立葉變換(IFFT)窗口計數(shù)的起始位置，根據(jù)上述粗定時估計值 對接收的載波信號進(jìn)行快速傅立葉變換(IFFT)運算并得到各個子載波上的信道響應(yīng)，其中H^p=X^p*2Xp*2]]>p＝-P，-(P-1)，...，0，...，P (S7)；(23)、采用一個長度為M(M＝P*2+1)的漢明窗{w(m)|m＝0，1，...，(M-1)}，對信道響應(yīng)進(jìn)行處理后，做快速傅立葉變換(IFFT)運算，得到信道的沖擊響應(yīng)h^l=1MΣm=0M-1H^m-P·w(m)·ej(2π/M)/m]]>m＝0，1，...，M-1l＝0，1，...，M-1 (S8)；(24)、根據(jù)得到的信道的沖擊響應(yīng)進(jìn)行路徑延遲時間的估計，對于高斯白噪聲信道或者多徑衰落信道，在{h^1|1=0,1,...,M-1}]]>中搜索最大值，將其對應(yīng)的延遲時間作為路徑延遲時間的估計值 其中-e^d=argmaxl(h^l)---(S9)]]>將得到估計值 對粗略估計值進(jìn)行補(bǔ)償d^fine=d^FFT-e^d,d^fine]]>即為得到的精確定時估計值；(25)、將得到的精確定時值 對載波信號進(jìn)行頻率補(bǔ)償，再將進(jìn)行頻率補(bǔ)償后的載波信號送往后端進(jìn)行處理。
本發(fā)明由于把定時同步估計分為粗定時同步估計和細(xì)定時同步估計兩個步驟的方法，并將粗定時同步估計根據(jù)SCA算法在快速傅立葉變換(IFFT)運算之前進(jìn)行，細(xì)定時同步估計則是以粗略估計值為基礎(chǔ)在進(jìn)行快速傅立葉變換(IFFT)運算之后進(jìn)行，根據(jù)路徑延遲時間估計的方法對前面得到的粗略值進(jìn)行修正，從而獲得精細(xì)的定時同步估計值。
以下結(jié)合附圖詳細(xì)描述本發(fā)明的實現(xiàn)方法及工作原理


圖1是現(xiàn)有技術(shù)中OFDM中的同步系統(tǒng)方框圖；圖2是傳統(tǒng)多載波系統(tǒng)頻域示意圖；圖3是疊加的正交載波頻域示意圖；圖4是基于循環(huán)前綴的符號同步算法相關(guān)峰值示意圖；圖5是基于前導(dǎo)字的SCA符號同步算法的判決變量示意圖；圖6是本發(fā)明所述的定時同步估計系統(tǒng)框圖；圖7是本發(fā)明所述的粗略定時估計誤差概率分布圖；圖8是本發(fā)明所述的精所述確定時估計誤差概率分布圖。
具體實施例方式
如圖6～圖8所示，本發(fā)明所述的一種改進(jìn)的基于PN序列的OFDM定時同步方法，包括以下步驟(1)、以SCA算法得到的結(jié)果為基礎(chǔ)，在進(jìn)行快速傅立葉變換(IFFT)運算之前對輸入信號進(jìn)行粗定時同步估計而得到粗定時同步估計值 (2)、以前述的粗定時同步估計值 為基礎(chǔ)在快速傅立葉變換(IFFT)運算后采用路徑延遲時間估計算法得到前述的粗定時同步估計值 的修正值(-ed)，并用該修正值(-ed)對前述的粗定時同步估計值 進(jìn)行補(bǔ)償而得到精定時同步估計值 其中上述步驟(1)中以SCA算法得到的結(jié)果為基礎(chǔ)，在進(jìn)行快速傅立葉變換(IFFT)運算之前對輸入信號進(jìn)行粗定時同步估計而得到粗定時同步估計值 的處理包括以下步驟(11)、在接收的載波信號上填入一個規(guī)定的PN序列并定義和得到相應(yīng)的根據(jù)循環(huán)前綴得到的相關(guān)值P(d)、循環(huán)前綴能量R(d)及用該循環(huán)前綴能量進(jìn)行歸一化后得到的判決值M(d)，其中P(d)=Σm=0L-1(rd+m*·rd+m+L)---(S1)]]>R(d)=Σm=0L-1|rd+m+L|2---(S2)]]>M(d)=|P(d)|2(R(d))2---(S3)]]>其中，公式(S1)、(S2)、(S3)中rn為接收到的基帶數(shù)字序列，n是該序列的序號，即rn表示接收到的第n個采樣點，rn*是rn的共軛，d是窗口寬度為2L的滑動窗口對應(yīng)的第一個采樣點的位置，此時當(dāng)將窗口寬度為2L的滑動窗口在時域上進(jìn)行滑動時，可計算相應(yīng)的M(d)的值。當(dāng)沒有包含上述前導(dǎo)字結(jié)構(gòu)的信號出現(xiàn)時，得到的M(d)值非常小，遠(yuǎn)小于1，而當(dāng)有上述的前導(dǎo)字結(jié)構(gòu)的信號出現(xiàn)時，相應(yīng)的M(d)值迅速升高，出現(xiàn)一個臺階，對應(yīng)的峰值接近于1，為此(12)、將上述的滑動窗口在時域上進(jìn)行滑動和計算相應(yīng)的判決值M(d)，并根據(jù)判決值M(d)是否有臺階出現(xiàn)進(jìn)行信號到達(dá)判決，當(dāng)確認(rèn)有信號到達(dá)后再利用臺階的起始和結(jié)束的位置獲得定時同步的粗定時估計值 此時所述的粗略定時估計值 可能等于或早于實際的定時值(d0)，即 也可能晚于(d0)，即d^0-d0>0.]]>為了便于采用路徑延遲時間估計的方法進(jìn)行精確定時同步估計，為此本發(fā)明所述的上述步驟(2)中以前述的粗定時同步估計值 為基礎(chǔ)在進(jìn)行快速傅立葉變換(IFFT)運算后采用路徑延遲時間估計算法得到前述的粗定時同步估計值 的修正值(-ed)，并用該修正值(-ed)對前述的粗定時同步估計值 進(jìn)行補(bǔ)償而得到精定時同步估計值 的處理包括以下步驟(21)、將粗定時估計值 提前一定的量，使其總是早于實際的定時值do，并定義 為進(jìn)行路徑延遲時間估計的快速傅立葉變換(IFFT)窗口的起始位置，并得到歸一化剩余定進(jìn)誤差 其中d^FFT=d^0-v---(S4)]]>ed=d^FFT-d0---(S5)]]>(22)、以 為快速傅立葉變換(IFFT)窗口計數(shù)的起始位置，根據(jù)上述粗定時估計值 對接收的載波信號進(jìn)行快速傅立葉變換(IFFT)運算并得到各個子載波上的信道響應(yīng)，其中
H^p=X^p*2Xp*2]]>p＝-P，-(P-1)，...，0，...，P (S7)；此時所述的歸一化剩余定時誤差為ed=d^FFT-d0,]]>當(dāng)以 為FFT窗口計數(shù)的起始位置時，可以把剩余定時誤差-edT計算在信道響應(yīng)路徑延遲時間里，則有h(τ,t)=Σl=0L-1hl(t)·δ(τ-τl+edT)]]>而本發(fā)明所述的精定時同步估計的任務(wù)就是通過沖激響應(yīng)函數(shù)在半個滑動窗口內(nèi)各滑動點位置的信道響應(yīng)的累加值來推算得到-edT。
(23)、采用一個長度為M(M＝P*2+1)的漢明窗{w(m)|m＝0，1，...，(M-1)}，對信道響應(yīng)進(jìn)行處理后，做IFFT運算，得到信道的沖擊響應(yīng)h^l=1MΣm=0M-1H^m-P·ej(2π/M)/m]]>m＝0，1，...，M-1l＝0，1，...，M-1 (S8)；(24)、根據(jù)得到的信道的沖擊響應(yīng)進(jìn)行路徑延遲時間的估計，對于高斯白噪聲信道或者多徑衰落信道，在{h^1|1=0,1,...,M-1}]]>中搜索最大值，將其對應(yīng)的延遲時間作為路徑延遲時間的估計值-e^d=argmaxl(h^l)---(S9)]]>將得到估計值 對粗略估計值進(jìn)行補(bǔ)償d^fine=d^FFT-e^d,d^fine]]>即為得到的精確定時估計值；(25)、將得到的精確定時值 對載波信號進(jìn)行頻率補(bǔ)償，再將進(jìn)行頻率補(bǔ)償后的載波信號送往后端進(jìn)行處理。
權(quán)利要求
1.一種改進(jìn)的基于PN序列的OFDM定時同步方法，其特征在于包括以下步驟(1)、以SCA算法得到的結(jié)果為基礎(chǔ)，在進(jìn)行快速傅立葉變換(IFFT)運算之前對輸入信號進(jìn)行粗定時同步估計而得到粗定時同步估計值 (2)、以前述的粗定時同步估計值 為基礎(chǔ)在快速傅立葉變換(IFFT)運算后采用路徑延遲時間估計算法得到前述的粗定時同步估計值 的修正值(-ed)，并用該修正值(-ed)對前述的粗定時同步估計值 進(jìn)行補(bǔ)償而得到精定時同步估計值
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的OFDM定時同步方法，其特征在于上述步驟(1)中以SCA算法得到的結(jié)果為基礎(chǔ)，在進(jìn)行快速傅立葉變換(IFFT)運算之前對輸入信號進(jìn)行粗定時同步估計而得到粗定時同步估計值 的處理包括以下步驟(11)、在接收的載波信號上填入一個規(guī)定的PN序列并定義和得到相應(yīng)的根據(jù)循環(huán)前綴得到的相關(guān)值P(d)、循環(huán)前綴能量R(d)及用該循環(huán)前綴能量進(jìn)行歸一化后得到的判決值M(d)，其中P(d)=Σm=0L-1(rd+m*·rd+m+L)----(S1)]]>R(d)=Σm=0L-1|rd+m+L|2----(S2)]]>M(d)=|P(d)|2(R(d))2----(S3)]]>其中，公式(S1)、(S2)、(S3)中rn為接收到的基帶數(shù)字序列，n是該序列的序號，即rn表示接收到的第n個采樣點，rn*是rn的共軛，d是窗口寬度為2L的滑動窗口對應(yīng)的第一個采樣點的位置；(12)、將上述的滑動窗口在時域上進(jìn)行滑動和計算相應(yīng)的判決值M(d)，并根據(jù)判決值M(d)是否有臺階出現(xiàn)進(jìn)行信號到達(dá)判決，當(dāng)確認(rèn)有信號到達(dá)后再利用臺階的起始和結(jié)束的位置獲得定時同步的粗定時估計值
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的OFDM定時同步方法，其特征在于上述步驟(2)中以前述的粗定時同步估計值 為基礎(chǔ)在快速傅立葉變換(IFFT)運算后采用路徑延遲時間估計算法得到前述的粗定時同步估計值 的修正值(-ed)，并用該修正值(-ed)對前述的粗定時同步估計值 進(jìn)行補(bǔ)償而得到精定時同步估計值 的處理包括以下步驟(21)、將粗定時估計值 提前一定的量，使其總是早于實際的定時值d0，并定義 為進(jìn)行路徑延遲時間估計的快速傅立葉變換(IFFT)窗口的起始位置，并得到歸一化剩余定時誤差估計值 其中d^FFT=d^0-v----(S4)]]>ed=d^FFT-d0----(S5)]]>(22)、以 為快速傅立葉變換(IFFT)窗口計數(shù)的起始位置，根據(jù)上述粗定時估計值 對接收的載波信號進(jìn)行快速傅立葉變換(IFFT)運算并得到各個子載波上的信道響應(yīng)，其中H^p=X^p*2Xp*2]]>p＝-P，-(P-1)，...，0，...，P (S7)；(23)、采用一個長度為M(M＝P*2+1)的漢明窗{w(m)|m＝0，1，...，(M-1)}，對信道響應(yīng)進(jìn)行處理后，做快速傅立葉變換(IFFT)運算，得到信道的沖擊響應(yīng)h^l=1MΣm=0M-1H^m-P·w(m)·ej(2π/M)/m]]>m＝0，1，...，M-1l＝0，1，...，M-1(S8)；(24)、根據(jù)得到的信道的沖擊響應(yīng)進(jìn)行路徑延遲時間的估計，對于高斯白噪聲信道或者多徑衰落信道，在{h^l|l=0,1,...,M-1}]]>中搜索最大值，將其對應(yīng)的延遲時間作為路徑延遲時間的估計值 其中-e^d=argmaxl(h^l)----(S9)]]>將得到估計值 對粗略估計值進(jìn)行補(bǔ)償d^fine=d^FFT-e^d,d^fine]]>即為得到的精確定時估計值；(25)、將得到的精確定時值 對載波信號進(jìn)行頻率補(bǔ)償，再將進(jìn)行頻率補(bǔ)償后的載波信號送往后端進(jìn)行處理。
全文摘要
一種改進(jìn)的基于PN序列的OFDM定時同步方法，包括以下步驟以SCA算法為基礎(chǔ)，在進(jìn)行快速傅立葉變換運算之前對信號進(jìn)行粗定時同步估計而得到粗定時同步估計值并以其為基礎(chǔ)在快速傅立葉變換運算后采用路徑延遲時間估計算法得到前述的粗定時同步估計值的修正值，并用該修正值對前述的粗定時同步估計值進(jìn)行補(bǔ)償而得到精定時同步估計值。本發(fā)明由于把定時同步估計分為粗定時同步估計和細(xì)定時同步估計兩個步驟的方法，并將粗定時同步估計根據(jù)SCA算法在快速傅立葉變換運算之前進(jìn)行，細(xì)定時同步估計則是以粗略估計值為基礎(chǔ)在進(jìn)行快速傅立葉變換運算之后進(jìn)行，根據(jù)路徑延遲時間估計的方法對前面得到的粗略值進(jìn)行修正，從而獲得精細(xì)的估計值。
文檔編號H04L27/26GK1719819SQ200510035708
公開日2006年1月11日 申請日期2005年7月8日 優(yōu)先權(quán)日2005年7月8日
發(fā)明者吳克平, 謝遠(yuǎn)成, 趙民建, 羅志勇, 宋征衛(wèi), 梁安平, 周衛(wèi)稷, 呂峻 申請人:廣州海格通信有限公司, 浙江大學(xué)