專利名稱：基于可調(diào)時頻訓(xùn)練序列的低復(fù)雜度頻偏估計方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明是一種應(yīng)用于正交頻分復(fù)用(OFDM)系統(tǒng)及其它分塊傳輸系統(tǒng)的頻率同步方法，屬于移動通信中的同步技術(shù)領(lǐng)域。
背景技術(shù)：
頻率同步是移動通信系統(tǒng)能正常通信的前提。為了能夠支持高速數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)，未來移動通信系統(tǒng)將是寬帶、多(收、發(fā))天線的系統(tǒng)，而OFDM是未來移動通信系統(tǒng)的重要候選方案。對于未來移動無線通信來說，寬帶無線信道的時變特性會對載波頻率產(chǎn)生影響，使其發(fā)生偏移，從而破壞OFDM系統(tǒng)內(nèi)子載波之間的正交性。與單載波系統(tǒng)相比，OFDM系統(tǒng)對載波頻偏更為敏感，如何減少子載波間干擾ICI對系統(tǒng)性能的影響，是OFDM系統(tǒng)能得到廣泛應(yīng)用的前提之一。傳統(tǒng)的頻率同步方法都是或者基于頻域訓(xùn)練序列或者基于時域訓(xùn)練序列來對載波頻偏進(jìn)行估計的，它們都有這樣那樣的缺點不適合分組數(shù)據(jù)傳輸、負(fù)載過高、捕獲范圍小、估計性能不理想、計算復(fù)雜度高。本發(fā)明克服了以上缺點，提出了一種基于可調(diào)時頻訓(xùn)練序列進(jìn)行頻偏估計的方法。

發(fā)明內(nèi)容
技術(shù)問題本發(fā)明的目的是提供一種基于可調(diào)時頻訓(xùn)練序列的低復(fù)雜度頻偏估計方法，并據(jù)此進(jìn)一步提供一種快速可靠、負(fù)載比較小、捕獲范圍大、估計精度高、實現(xiàn)復(fù)雜度低、既適于連續(xù)數(shù)據(jù)傳輸又適于分組數(shù)據(jù)傳輸?shù)念l偏估計方法。
技術(shù)方案本發(fā)明的基于可調(diào)時頻訓(xùn)練序列的低復(fù)雜度頻偏估計方法為1)、對接收的頻域序列TS 1作β倍快速傅立葉變換插值，并據(jù)此計算其周期圖；
2)、對相應(yīng)周期圖用冒泡法作峰值幅度搜索；3)、根據(jù)預(yù)定義查找表確定所找到的峰值導(dǎo)頻在集合{ik}0K-1中的索引值；4)、計算所找到的峰值頻域?qū)ьl的偏移量并將其歸一化到N，從而確定粗頻偏估計值；5)、對接收的時域序列TS 2作粗頻偏校正；6)、對校正后的時域序列TS 2，根據(jù)其所包含的P個相同的子序列，計算由于頻偏而引起的相角旋轉(zhuǎn)分量；7)、對上述相角旋轉(zhuǎn)分量作加權(quán)平均并歸一化即可得到相應(yīng)的細(xì)頻偏估計值；8)、將估計出的粗頻偏值和細(xì)頻偏值相加，得到總的頻偏估計值。
其中，β應(yīng)從集合{2n}0-log2α中選取，α應(yīng)從集合{2-n}1log2N-1中選擇，N＞0為該時頻訓(xùn)練序列的總長度，集合{ik}0K-1表示頻域序列TS 1中K個不等間距導(dǎo)頻的索引值，0＜K□αN。
所述的可調(diào)的時頻訓(xùn)練序列，由長度為αN的頻域序列TS 1和長度為(1-α)N的時域序列TS 2組成的該種訓(xùn)練序列，其兩部分的比率可以調(diào)節(jié)，但總長度保持不變?yōu)镹；為了對抗符號間干擾(ISI)，在這兩部分序列前面都插入長度為Ng的循環(huán)前綴；頻域序列TS 1由K個不等間距的導(dǎo)頻組成，時域序列TS 2由P個相同的長度為U的子序列所組成；通過參數(shù)的選取，相應(yīng)的頻偏估計器可以獲得不同的復(fù)雜度性能權(quán)衡，從而應(yīng)用到不同的無線移動場景中。其中，Ng應(yīng)大于無線多徑信道的最大時延擴(kuò)展，PU＝(1-α)N。
所述的預(yù)定義查找表，其存儲內(nèi)容如下

其中，i0，i1，…，iK-1為頻域序列TS 1中所包含的K個不等間距導(dǎo)頻的索引值。
有益效果1、引入時頻訓(xùn)練序列的概念，充分利用了時域和頻域兩種訓(xùn)練序列各自的優(yōu)點，從而可以獲得最優(yōu)的估計性能。
2、采用查找表，充分利用頻域訓(xùn)練序列的結(jié)構(gòu)特點，提高了粗頻偏估計的正確概率，極大的減少了完成粗頻偏估計的時間消耗。
3、根據(jù)實際載波頻偏大小及具體應(yīng)用場景的不同，選取不同的時頻訓(xùn)練序列參數(shù)及結(jié)構(gòu)，從而獲得最優(yōu)的復(fù)雜度性能折衷權(quán)衡。
4、細(xì)頻偏估計算法可以根據(jù)具體應(yīng)用場景及時頻訓(xùn)練序列結(jié)構(gòu)的不同而作不同的選取，極大的豐富了具體系統(tǒng)實現(xiàn)的靈活性、多樣性。
本發(fā)明提出的頻偏估計算法能用于任何分塊傳輸系統(tǒng)。
本發(fā)明主要考慮如何在移動通信系統(tǒng)中減少系統(tǒng)負(fù)載，降低估計算法的復(fù)雜度，提高系統(tǒng)性能，使得系統(tǒng)能更高效地支持高速數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)。


圖1是本發(fā)明的時頻訓(xùn)練序列結(jié)構(gòu)示意圖。其中，f表示頻域，t表示時域，CP表示循環(huán)前綴，TS 1為頻域序列，TS 2為時域序列，Ng為循環(huán)前綴的長度，αN和(1-α)N分別為TS 1和TS 2的長度；i0，i1，…，iK-1為TS 1中所包含的K個不等間距導(dǎo)頻的索引值，U為TS 2中所包含的P個子序列中每一個子序列的長度。
圖2是基于可調(diào)時頻訓(xùn)練序列的頻偏估計方法示意圖。
圖3是基于可調(diào)時頻訓(xùn)練序列的頻偏估計算法的實現(xiàn)結(jié)構(gòu)示意圖(含αβ＝1時的細(xì)頻偏估計算法實現(xiàn)結(jié)構(gòu)示意圖，而αβ＝1時的細(xì)頻偏估計算法是αβ＜1時的細(xì)頻偏估計算法的一種特例)。它包括插值裝置、平方裝置、峰值幅度搜索裝置、峰值導(dǎo)頻索引計算裝置、偏移量計算及歸一化裝置、乘法裝置、乘法累加裝置、相角計算裝置、加法裝置。其中，αβ＝1時的細(xì)頻偏估計器由乘法累加裝置、相角計算裝置組成。
具體實施例方式
假設(shè)一個OFDM符號所包含的子載波數(shù)目為N，CP的長度為Ng。頻域序列TS 1的長度為NF＝αN，由K個不等間距非零導(dǎo)頻所組成，該非零導(dǎo)頻用p~K=[p~i0,p~i1,···p~iK-1]T]]>表示；時域序列TS 2的長度為NT＝(1-α)N，由P個相同的長度為U的子序列所組成。
接收的訓(xùn)練序列經(jīng)過β倍快速傅立葉變換插值并計算周期圖后，用冒泡法作峰值幅度搜索，然后經(jīng)過峰值導(dǎo)頻索引值計算單元，接著計算峰值導(dǎo)頻的偏移量并將其歸一化到N后即得到相應(yīng)的粗頻偏估計值，然后將接收到的時域序列送到粗頻偏校正單元。根據(jù)時頻訓(xùn)練序列結(jié)構(gòu)的不同，細(xì)頻偏估計分兩種情況αβ＝1，則將校正后的時域序列依次送到乘法累加器、相角計算模塊，最后得到相應(yīng)的細(xì)頻偏估計值；αβ＜1，則將校正后的時域序列依次送到乘法累加器、乘法器、相角計算模塊、乘法累加器即可得到細(xì)頻偏估計值。最后，將粗、細(xì)頻偏估計值相加，輸出總的頻偏估計值。
具體算法描述如下受頻偏ε影響的接收序列表達(dá)式可以寫成 [公式一]其中，φ為由于定時誤差或者維納相位噪聲而引入的相位偏差，F(xiàn)‾=[fi0,fi1,···,fiK-1]]]>為NF×K的反傅立葉變換矩陣，w為加性高斯白噪聲信號。
然后，通過快速傅立葉變換插值技術(shù)計算接收序列的周期圖Ξ(k)=|Σn=0βNF-1r‾ne-j2πnk/(βNF)|2,k=0,1,···,βNF-1]]>[公式二]其中，r‾n=rn,n=0,1,···,NF-10,n=NF,NF+1,···,βNF-1;]]>β表示加零插值比。插值后的信號送到峰值幅度搜索單元，找到如下最大值ξ=argmaxk∈
{Ξ(k)}]]>[公式三]然后，根據(jù)預(yù)定義查找表定位該峰值導(dǎo)頻信號在集合{ik}0K-1中的索引值，即K=argmaxk∈
{Σg=0K-2Ξ[((βΠk,g+ξ))βNF]}]]>[公式四]其中，Πk，g表示存儲在查找表中第k行第g列的內(nèi)容。將上式結(jié)果送到偏移量計算及歸一化模塊，即可得到粗頻偏估計值δ＝(ζ-βik)/(αβ) [公式五]
[公式六]然后，將接收到的時域序列{tn}0NT-1送到相應(yīng)的粗頻偏校正模塊tncc=tne-j2πϵ^c(Ng+NF+n)/N,n=0,1,···,NT-1]]>[公式七]假設(shè)αβ＝1，則將校正后的時域序列依次送到乘法累加器、相角計算模塊，得到相應(yīng)的細(xì)頻偏估計值如下ϵ^f=1(1-α)πangle{Σn=0NT/2-1tncc*tn+NT/2cc}]]>[公式八]假設(shè)αβ＜1，則將校正后的時域序列依次送到乘法累加器、乘法器、相角計算模塊、乘法累加器即可得到細(xì)頻偏估計值如下 [公式九]其中，Ωm=3(P-m)(P-m+1)-M(P-M)M(4M2-6PM+3P2-1),1≤m≤M;]]>1＝angle{ρ1}；ρm=1NT-mUΣn=mUNT-1tncctn-mUcc*,1≤m≤M;]]> U＝NT/P；M＝P/2。αβ＝1時的細(xì)頻偏估計算法是αβ＜1時的細(xì)頻偏估計算法的一種特例；令公式九中的P＝2即可得到公式八。
最后，將估計出的粗、細(xì)頻偏估計值送到加法器即可得到總的頻偏估計值如下 [公式十]根據(jù)以上描述，可以得到基于可調(diào)時頻訓(xùn)練序列的頻偏估計算法的實現(xiàn)步驟如下1)、對接收的頻域序列TS 1作β倍快速傅立葉變換插值，并據(jù)此計算其周期圖；2)、對相應(yīng)周期圖用冒泡法作峰值幅度搜索；3)、根據(jù)預(yù)定義查找表確定所找到的峰值導(dǎo)頻在集合{ik}0K-1中的索引值；4)、計算所找到的峰值頻域?qū)ьl的偏移量并將其歸一化到N，從而確定粗頻偏估計值；
5)、對接收的時域序列TS 2作粗頻偏校正；6)、對校正后的時域序列TS 2，根據(jù)其所包含的P個相同的子序列，計算由于頻偏而引起的相角旋轉(zhuǎn)分量；7)、對上述相角旋轉(zhuǎn)分量作加權(quán)平均并歸一化即可得到相應(yīng)的細(xì)頻偏估計值；8)、將估計出的粗頻偏值和細(xì)頻偏值相加，得到總的頻偏估計值。
其中，β應(yīng)從集合{2n}0-log2α中選取，α應(yīng)從集合{2-n}1log2N-1中選擇，N＞0為該時頻訓(xùn)練序列的總長度，集合{ik}0K-1表示頻域序列TS 1中K個不等間距導(dǎo)頻的索引值，0＜K□αN。
插值裝置和平方裝置完成公式[二]中包含的運(yùn)算，峰值幅度搜索裝置完成公式[三]，峰值導(dǎo)頻索引計算裝置完成公式[四]，偏移量計算及歸一化裝置完成公式[五]、公式[六]，乘法裝置完成粗頻偏校正運(yùn)算(公式[七])，兩個乘法累加裝置、乘法裝置、及相角計算裝置合起來完成αβ＜1時的細(xì)頻偏估計運(yùn)算(公式[九])，加法裝置完成總的頻偏估計運(yùn)算(公式[十])。其中乘法累加裝置、相角計算裝置完成αβ＝1時的細(xì)頻偏估計運(yùn)算(公式[八])。
權(quán)利要求
1.一種基于可調(diào)時頻訓(xùn)練序列的低復(fù)雜度頻偏估計方法，其特征在于該估計的方法為1)、對接收的頻域序列TS 1作β倍快速傅立葉變換插值，并據(jù)此計算其周期圖；2)、對相應(yīng)周期圖用冒泡法作峰值幅度搜索；3)、根據(jù)預(yù)定義查找表確定所找到的峰值導(dǎo)頻在集合{ik}0K-1中的索引值；4)、計算所找到的峰值頻域?qū)ьl的偏移量并將其歸一化到N，從而確定粗頻偏估計值；5)、對接收的時域序列TS 2作粗頻偏校正；6)、對校正后的時域序列TS 2，根據(jù)其所包含的P個相同的子序列，計算由于頻偏而引起的相角旋轉(zhuǎn)分量；7)、對上述相角旋轉(zhuǎn)分量作加權(quán)平均并歸一化即可得到相應(yīng)的細(xì)頻偏估計值；8)、將估計出的粗頻偏值和細(xì)頻偏值相加，得到總的頻偏估計值。其中，β應(yīng)從集合{2n}0-log2α中選取，α應(yīng)從集合{2-n}1log2N-1中選擇，N＞0為該時頻訓(xùn)練序列的總長度，集合{ik}0K-1表示頻域序列TS 1中K個不等間距導(dǎo)頻的索引值，0＜K□αN。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的一種基于可調(diào)時頻訓(xùn)練序列的低復(fù)雜度頻偏估計方法，其特征在于所述的可調(diào)的時頻訓(xùn)練序列，由長度為αN的頻域序列TS 1和長度為(1-α)N的時域序列TS 2組成的該種訓(xùn)練序列，其兩部分的比率可以調(diào)節(jié)，但總長度保持不變?yōu)镹；為了對抗符號間干擾ISI，在這兩部分序列前面都插入長度為Ng的循環(huán)前綴；頻域序列TS 1由K個不等間距的導(dǎo)頻組成，時域序列TS 2由P個相同的長度為U的子序列所組成；通過參數(shù)的選取，相應(yīng)的頻偏估計器可以獲得不同的復(fù)雜度性能權(quán)衡，從而應(yīng)用到不同的無線移動場景中。其中，Ng應(yīng)大于無線多徑信道的最大時延擴(kuò)展，PU＝(1-α)N。
全文摘要
基于可調(diào)時頻訓(xùn)練序列的頻偏估計方法是一種適用于正交頻分復(fù)用系統(tǒng)OFDM及其它分塊傳輸系統(tǒng)的頻率同步方法。其中，可調(diào)的時頻訓(xùn)練序列，由長度為αN的頻域序列TS 1和長度為(1－α)N的時域序列TS 2組成的該種訓(xùn)練序列，其兩部分的比率可以調(diào)節(jié)，但總長度保持不變?yōu)镹；為了對抗符號間干擾ISI，在這兩部分序列前面都插入長度為N
文檔編號H04L27/26GK1665230SQ20051003849
公開日2005年9月7日 申請日期2005年3月21日 優(yōu)先權(quán)日2005年3月21日
發(fā)明者尤肖虎, 高西奇, 蔣雁翔 申請人:東南大學(xué)