專(zhuān)利名稱(chēng)：基于自適應(yīng)調(diào)制的垂直分層空時(shí)系統(tǒng)接收檢測(cè)方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種無(wú)線(xiàn)通信系統(tǒng)接收檢測(cè)方法，尤其涉及一種基于自適應(yīng)調(diào)制的垂直分層空時(shí)系統(tǒng)的接收檢測(cè)方法。
背景技術(shù)：
下一代的移動(dòng)通信系統(tǒng)要求支持不同服務(wù)質(zhì)量要求的高速多媒體傳輸業(yè)務(wù)。高速傳輸?shù)闹饕笜?biāo)是頻譜效率，即在給定誤碼率和掉話(huà)率的前提下，單位小區(qū)單位帶寬內(nèi)所能達(dá)到的最大傳輸速率。
貝爾實(shí)驗(yàn)室垂直分層空時(shí)系統(tǒng)(V-BLAST)是一種由貝爾實(shí)驗(yàn)室首先提出的，在發(fā)射端和接收端都采用多天線(xiàn)的技術(shù)，它是一種充分利用空域資源來(lái)提高通信系統(tǒng)頻譜效率的通信技術(shù)。在通常的獨(dú)立瑞利(Rayleigh)散射信道假設(shè)前提下，當(dāng)發(fā)射天線(xiàn)數(shù)固定的情況下，理論容量和接收天線(xiàn)數(shù)呈線(xiàn)性關(guān)系。具體來(lái)講，在發(fā)射端首先將每個(gè)用戶(hù)的數(shù)據(jù)流分割為多個(gè)獨(dú)立的子數(shù)據(jù)流后并行分配在各發(fā)射天線(xiàn)上，所有的子數(shù)據(jù)流以同樣的頻帶傳輸。在接收端，若接收天線(xiàn)的陣元數(shù)目大于等于發(fā)射天線(xiàn)的陣元數(shù)目，且信道傳輸特性對(duì)于接收端是已知的，就可利用傳輸信道的空間特性區(qū)分不同的數(shù)據(jù)流。
在已有的V-BLAST接收檢測(cè)方案中，通常采用基于不同準(zhǔn)則的串行干擾抵消方法，即按照一定的檢測(cè)順序依次檢測(cè)各發(fā)射天線(xiàn)傳輸?shù)男盘?hào)。每次檢測(cè)一個(gè)發(fā)射天線(xiàn)對(duì)應(yīng)的信號(hào)后，從總接收信號(hào)中減去該信號(hào)對(duì)其他信號(hào)造成的干擾，如此循環(huán)往復(fù)，直至最后檢測(cè)出所有子數(shù)據(jù)流的信息。V-BLAST檢測(cè)方法的實(shí)質(zhì)就是空域的串行干擾抵消方法。根據(jù)檢測(cè)順序的不同，又可分為正序檢測(cè)和逆序檢測(cè)。文獻(xiàn)。[V-BLASTAn architecturefor realizing very high data rates over the rich-scattering wireless channel Wolniansky P W，F(xiàn)oschini G J，Golden G D，et al。Proc。ISSSE-98[C]，Pisa，Italy，1998295-300]首次提出正序的V-BLAST檢測(cè)算法，首先對(duì)信噪比最大的信號(hào)進(jìn)行檢測(cè)判決，然后從總接收信號(hào)中減去該信號(hào)對(duì)其他信號(hào)造成的干擾，如此循環(huán)往復(fù)，直至最后檢測(cè)出所有子數(shù)據(jù)流的信息。在該文獻(xiàn)中由于沒(méi)有考慮自適應(yīng)調(diào)制，其最優(yōu)檢測(cè)的出發(fā)點(diǎn)是檢測(cè)誤碼率最低，而一般通信系統(tǒng)更注重頻譜效率，即在給定目標(biāo)誤比特率或掉話(huà)率的前提下，單位小區(qū)單位帶寬內(nèi)所能達(dá)到的最大傳輸速率。與此相反，文獻(xiàn)[Adaptive modulation forMIMO systems with V-BLAST detection。Kim Y D，Kim I Y，Choi J H，et al。IEEE VTC2003-Spring[C]，Jeju，Korea，20031074-1078]提出一種逆序檢測(cè)方法，即按檢測(cè)信噪比由弱到強(qiáng)的順序進(jìn)行檢測(cè)。盡管文中采用了自適應(yīng)調(diào)制，但是同樣關(guān)注誤碼性能，沒(méi)有考慮頻譜效率。這兩種檢測(cè)順序各有弊端，當(dāng)平均信噪比較低時(shí)，正序檢測(cè)不能快速有效地將無(wú)效信道變?yōu)橛行诺?，?duì)應(yīng)的頻譜效率較低；當(dāng)平均信噪比較高時(shí)，逆序檢測(cè)盡管使飽和信道的信噪比升高，但由于該信道已經(jīng)飽和而不能提高頻譜效率。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于克服上述兩種檢測(cè)方案的缺點(diǎn)，從最大化頻譜效率為出發(fā)點(diǎn)，將正序和逆序檢測(cè)相結(jié)合，提出了一種基于自適應(yīng)調(diào)制的垂直分層空時(shí)系統(tǒng)接收檢測(cè)方法。
為達(dá)到上述目的，本發(fā)明采用的技術(shù)方案是基于一個(gè)有M個(gè)發(fā)射天線(xiàn)和P個(gè)接收天線(xiàn)的多輸入多輸出傳輸系統(tǒng)，信道為準(zhǔn)靜態(tài)平坦瑞利衰落，各子信道之間相互獨(dú)立，接收端有理想的信道估計(jì)和同步接收，接收信號(hào)為r＝Hb+n，其中r為P×1維的發(fā)射信號(hào)向量；H為P×M維的信道矩陣；n為P×1維的高斯白噪聲，均值為0，方差為σ2；b為M×1維的已調(diào)制發(fā)射信號(hào)向量；其特征在于1)在接收端采用基于迫零準(zhǔn)則的檢測(cè)方法，其具體步驟為①根據(jù)信噪比門(mén)限值{γjj＝1，2，…，J}、調(diào)制制式{Sjj＝1，2，…，J}及目標(biāo)誤碼率BERtarget的關(guān)系式BERtarget≤4Q[3γjSj-1],]]>其中Q(x)=12π∫x+∞e-t22dt,x≥0,]]>確定一系列調(diào)制制式對(duì)應(yīng)的信噪比門(mén)限值；②令m＝1，G＝H+，A＝{1，2，…，M}，其中m為對(duì)應(yīng)發(fā)射天線(xiàn)數(shù)的迭代數(shù)，H為理想的信道估計(jì)值，H+為信道矩陣H的Moore-Penrose廣義逆矩陣，A為未檢天線(xiàn)序號(hào)集合；③計(jì)算權(quán)系數(shù)wi＝(G)i，i∈A，其中(G)i為矩陣G的第i行；④此時(shí)未檢測(cè)的第i支數(shù)據(jù)流所對(duì)應(yīng)的檢測(cè)后信噪比為 i∈A，其中每天線(xiàn)發(fā)射信號(hào)的平均能量 設(shè)為1，噪聲方差σ2可由子空間分解法求得；⑤判斷是否存在ρi≥γJ，i∈A，若存在，則本次應(yīng)該檢測(cè)的子信道編號(hào)為km=argmaxi∈Aρi,]]>即信噪比最大的飽和信道，同時(shí)該子信道的調(diào)制制式為Pkm=SJ,]]>然后轉(zhuǎn)到步驟⑥，否則，判斷是否存在ρi＜γ0，i∈A，若存在，則本次應(yīng)該檢測(cè)的子信道編號(hào)為km=argmini∈Aρi,]]>即信噪比最小的無(wú)效信道，同時(shí)該子信道的調(diào)制制式為Pkm=S0,]]>實(shí)際上就是在km子信道上不發(fā)送數(shù)據(jù)，然后轉(zhuǎn)到步驟⑥；否則，計(jì)算<i*,j*>=argmini∈Aj∈{1,2,···,J-1}(ρi-γj)s.t.,ρi≥γj,]]>尋找信噪比多余量最小的子信道，則本次應(yīng)該檢測(cè)的子信道編號(hào)為km＝i*，同時(shí)該子信道的調(diào)制制式為Pkm=Sj*;]]>⑥根據(jù)在步驟⑤得到的本次應(yīng)該檢測(cè)第km個(gè)天線(xiàn)對(duì)應(yīng)的信號(hào)且該子信道按調(diào)制制式Pkm調(diào)制信號(hào)；⑦ 在信道矩陣H中將k1，k2，…，km列置零后計(jì)算廣義逆；⑧A＝A-{km}，在未檢天線(xiàn)序號(hào)集合中去除km；⑨m＝m+1，重復(fù)步驟②～⑧，直到m＝M；⑩將所有子信道的調(diào)制制式Pkm，m＝{1，2，…，M}反饋到發(fā)射端，將混合順序{k1，k2，...，kM}存儲(chǔ)到接收端內(nèi)存中；2)接收端依據(jù)混合順序{k1，k2，...，kM}，依次檢測(cè)出所有發(fā)射天線(xiàn)傳送的數(shù)據(jù)。
本發(fā)明首先檢測(cè)飽和信道，然后再檢測(cè)無(wú)效信道，最后按實(shí)際檢測(cè)后信噪比距離門(mén)限值最近者優(yōu)先的原則對(duì)剩余子信道進(jìn)行檢測(cè)，每檢測(cè)出一個(gè)子信道，將它對(duì)其他信道的干擾抵消后重新計(jì)算信噪比，如此反復(fù)，直至檢測(cè)出所有子信道，仿真結(jié)果表明，在平均信噪比較高或較低時(shí)，本發(fā)明的的頻譜效率分別趨于正序或逆序檢測(cè)，當(dāng)信噪比適中時(shí)，本發(fā)明的頻譜效率優(yōu)于其它兩種算法，同時(shí)也說(shuō)明總信道增益的提高并不對(duì)應(yīng)頻譜效率提高。


圖1是本發(fā)明的信噪比與調(diào)制制式關(guān)系示意圖，其中橫坐標(biāo)為子信道編號(hào)，縱坐標(biāo)為信噪比；圖2是本發(fā)明的混合檢測(cè)順序流程圖；圖3是本發(fā)明與其它檢測(cè)算法對(duì)應(yīng)的頻譜效率比較圖，其中橫坐標(biāo)為接收天線(xiàn)處的平均符號(hào)信噪比SNR，縱坐標(biāo)為頻譜效率，采用蒙特卡羅算法仿真；圖4是本發(fā)明與正序檢測(cè)、逆序檢測(cè)對(duì)應(yīng)的總信道增益比較圖，其中橫坐標(biāo)為接收天線(xiàn)處的平均符號(hào)信噪比SNR，縱坐標(biāo)為總信道增益，采用蒙特卡羅算法仿真；圖5是本發(fā)明與正序檢測(cè)、逆序檢測(cè)對(duì)應(yīng)誤碼率比較圖，其中橫坐標(biāo)為接收天線(xiàn)處的平均符號(hào)信噪比SNR，縱坐標(biāo)為誤碼率；采用蒙特卡羅算法仿真。
具體實(shí)施例方式
下面結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明作進(jìn)一步詳細(xì)說(shuō)明。
設(shè)一個(gè)有M個(gè)發(fā)射天線(xiàn)和P個(gè)接收天線(xiàn)的多輸入多輸出傳輸系統(tǒng)，信道為準(zhǔn)靜態(tài)平坦瑞利衰落，各子信道之間相互獨(dú)立，接收端有理想的信道估計(jì)和同步接收，接收信號(hào)為r＝Hb+n，其中r為P×1維的發(fā)射信號(hào)向量；H為P×M維的信道矩陣；n為P×1維的高斯白噪聲，均值為0，方差為σ2；b為M×1維的已調(diào)制發(fā)射信號(hào)向量，本發(fā)明未考慮編碼，b中的各元素對(duì)應(yīng)各發(fā)射天線(xiàn)的信號(hào)，其調(diào)制制式由接收端根據(jù)各子信道的衰落進(jìn)行自適應(yīng)調(diào)制，將調(diào)制制式通過(guò)低速率的反饋鏈路告訴發(fā)射端，本發(fā)明假設(shè)反饋鏈路可實(shí)現(xiàn)無(wú)延時(shí)，無(wú)差錯(cuò)傳輸。
為了下面分析方便，首先給出無(wú)效信道和飽和信道的定義。無(wú)效信道是由于該信道的信噪比太低不能滿(mǎn)足BPSK所需的信噪比門(mén)限，此時(shí)該信道不能發(fā)送有效數(shù)據(jù)；飽和信道是由于該信道的信噪比大于最高調(diào)制制式對(duì)應(yīng)的信噪比門(mén)限，此時(shí)信噪比再提高也不能發(fā)送更多數(shù)據(jù)。對(duì)于一個(gè)調(diào)制類(lèi)型和目標(biāo)誤碼率確定的通信系統(tǒng)，接收端采用最大似然解調(diào)，那么就可以得到某一種調(diào)制制式Sj和接收信噪比最低門(mén)限值γj的對(duì)應(yīng)關(guān)系，即解調(diào)采用調(diào)制制式Sj的信號(hào)后，若想得到不高于目標(biāo)誤碼率的性能，接收信噪比必須不低于γj。
參見(jiàn)圖1，信噪比劃分為J+1個(gè)區(qū)間，共有J個(gè)信噪比門(mén)限值γj，j∈{1，2，...，J}，若信噪比落在[γj，γj+1)區(qū)間內(nèi)，對(duì)應(yīng)的調(diào)制制式為Sj。此時(shí)每個(gè)符號(hào)發(fā)送的比特?cái)?shù)為j。如圖1中信道2的信噪比落在[γ1，γ2)區(qū)間內(nèi)，其對(duì)應(yīng)的調(diào)制制式為S1，即BPSK；若第i信道(如圖1中的信道5)的檢測(cè)后信噪比ρi≥γJ，則該信道可使用的調(diào)制制式是最高調(diào)制制式SJ，稱(chēng)該信道為飽和信道；若第i信道(如圖1中的信道1)的檢測(cè)后信噪比ρi＜γ1，則該信道信噪比不能滿(mǎn)足最低調(diào)制制式BPSK所需的信噪比門(mén)限值γ1，此時(shí)采用調(diào)制制式S0，即不發(fā)射數(shù)據(jù)，稱(chēng)該信道為無(wú)效信道。
通過(guò)上述分析可以得出下面結(jié)論，對(duì)于一個(gè)調(diào)制類(lèi)型和目標(biāo)誤碼率確定的通信系統(tǒng)，信噪比門(mén)限值集合{γj，j＝1，2，...，J}是確定的，要想提高系統(tǒng)的頻譜效率，必須提高接收信號(hào)的檢測(cè)后信噪比ρi。
參見(jiàn)圖2，接收端求解混合檢測(cè)順序的具體步驟為1)根據(jù)信噪比門(mén)限值{γjj＝1，2，…，J}、調(diào)制制式{Sjj＝1，2，…，J}及目標(biāo)誤碼率BERtarget的關(guān)系式BERtarget≤4Q[3γjSj-1],]]>其中Q(x)=12π∫x+∞e-t22dt,x≥0,]]>確定一系列調(diào)制制式對(duì)應(yīng)的信噪比門(mén)限值，即γj為采用調(diào)制制式Sj時(shí)，達(dá)到目標(biāo)誤碼率所需的最低信噪比，此時(shí)的每符號(hào)傳輸j個(gè)比特；2)令m＝1，G＝H+，A＝{1，2，…，M}。其中m為對(duì)應(yīng)發(fā)射天線(xiàn)數(shù)的迭代數(shù)，H為理想的信道估計(jì)值。H+表示信道矩陣H的Moore-Penrose廣義逆矩陣，A為未檢天線(xiàn)序號(hào)集合；3)計(jì)算權(quán)系數(shù)wi＝(G)i，i∈A，其中(G)i表示矩陣G的第i行；4)此時(shí)未檢測(cè)的第i支數(shù)據(jù)流所對(duì)應(yīng)的檢測(cè)后信噪比為 i∈A。其中 為每天線(xiàn)發(fā)射信號(hào)的平均能量，為簡(jiǎn)單起見(jiàn)，本發(fā)明設(shè) 為1。噪聲方差σ2可由現(xiàn)有技術(shù)求得，如子空間分解法。
5)判斷是否存在ρi≥γJ，i∈A。若存在，則這次應(yīng)該檢測(cè)的子信道編號(hào)為km=argmaxi∈Aρi,]]>即信噪比最大的飽和信道，同時(shí)該子信道的調(diào)制制式為Pkm=SJ,]]>轉(zhuǎn)到步驟8；若不存在轉(zhuǎn)到步驟6；6)判斷是否存在ρi＜γ0，i∈A。若存在，則這次應(yīng)該檢測(cè)的子信道編號(hào)為km=argmini∈Aρi,]]>即信噪比最小的無(wú)效信道，同時(shí)該子信道的調(diào)制制式為Pkm=S0,]]>實(shí)際上就是在km子信道上不發(fā)送數(shù)據(jù)；轉(zhuǎn)到步驟8；若不存在，轉(zhuǎn)到步驟7；7)計(jì)算<i*,j*>=argmini∈Aj∈{1,2,···,J-1}(ρi-γJ)s.t.,ρi≥γJ,]]>尋找信噪比多余量最小的子信道，也就是說(shuō)，此時(shí)若在第km＝i*子信道按調(diào)制制式Pkm=SJ*]]>調(diào)制信號(hào)，接收端檢測(cè)得到的誤碼率剛好滿(mǎn)足目標(biāo)誤碼率，且信噪比的浪費(fèi)最?。?)至此，根據(jù)步驟5～7得到的本次應(yīng)該檢測(cè)第km個(gè)天線(xiàn)對(duì)應(yīng)的信號(hào)且該子信道按調(diào)制制式Pkm調(diào)制信號(hào)；9) 在信道矩陣H中將k1，k2，...，km列置零后計(jì)算廣義逆；10)A＝A-{km}；在未檢天線(xiàn)序號(hào)集合中去除km；11)m＝m+1，重復(fù)步驟3～10，直到m＝M；12)將所有子信道的調(diào)制制式為Pkm，m＝{1，2，...，M}反饋到發(fā)射端，將混合檢測(cè)順序{k1，k2，...，kM}存儲(chǔ)到接收端內(nèi)存中；以下是接收端按基于迫零準(zhǔn)則，按照混合檢測(cè)順序進(jìn)行檢測(cè)的步驟1)接收端從內(nèi)存中調(diào)出混合檢測(cè)順序{k1，k2，...，kM}，并依據(jù)下面步驟依次檢測(cè)發(fā)射端數(shù)據(jù)bm，m＝{1，2，…，M}；2)令m＝1，G＝H+，rm＝r，其中r為接收信號(hào)向量，m為對(duì)應(yīng)發(fā)射天線(xiàn)數(shù)的迭代數(shù)，H為理想的信道估計(jì)值。H+表示信道矩陣H的Moore-Penrose廣義逆矩陣；3)計(jì)算權(quán)系數(shù)wkm=(G)km‾.]]>其中(G)km表示矩陣G的第km行；4)根據(jù)b^km=D(wkmrm)]]>得到bkm的估計(jì)值。其中D為對(duì)應(yīng)調(diào)制類(lèi)型(如QAM，PSK等)的解調(diào)函數(shù)；5)rm+1=rm-b^km(H)km.]]>在總接收信號(hào)rm中減去bkm造成的干擾。其中(H)km表示矩陣H的第km列；
6) 在信道矩陣H中將k1，k2，...，km列置零后計(jì)算廣義逆；7)m＝m+1，重復(fù)步驟3)～6)，直到m＝M。
由于本發(fā)明采用的是基于自適應(yīng)調(diào)制的多天線(xiàn)系統(tǒng)，不同的檢測(cè)順序?qū)?dǎo)致不同的頻譜效率，本發(fā)明也正是從頻譜效率最大化為出發(fā)點(diǎn)，提出混合順序檢測(cè)方法。需要指出的是，混合順序是在接收端根據(jù)信道估計(jì)值和噪聲估計(jì)值進(jìn)行計(jì)算的，一旦計(jì)算出后，將各發(fā)射天線(xiàn)對(duì)應(yīng)的調(diào)制制式反饋到發(fā)射端，此后的一段時(shí)間內(nèi)，發(fā)射端一直按此調(diào)制制式進(jìn)行信號(hào)調(diào)制，直到接收端檢測(cè)到信道狀態(tài)發(fā)生變化，重新計(jì)算出新的調(diào)制制式并反饋到發(fā)射端，發(fā)射端才會(huì)根據(jù)新的調(diào)制制式進(jìn)行操作，因此對(duì)于準(zhǔn)靜態(tài)信道而言，調(diào)用求解混合順序算法的頻率并不高；與此不同，接收端的檢測(cè)算法一直在工作。
在接收端采用基于迫零準(zhǔn)則的檢測(cè)方法中(下面敘述適用于任意的檢測(cè)順序)，假設(shè)檢測(cè)順序K＝{k1，k2，...，kM}，權(quán)系數(shù)wki的取值滿(mǎn)足下面迫零條件wki(H)kj=0,j>i1,j=i]]>這樣wk只需要與H的部分列(ki+1，ki+2，...，kM)正交，共計(jì)u＝M-i列，即與未檢信號(hào)張成的子空間正交。第ki支數(shù)據(jù)流經(jīng)過(guò)i-1次干擾抵消后的檢測(cè)后信噪比用下式表示ρki=E[|bki|2]σ2||wki||2]]>系統(tǒng)的誤碼性能由檢測(cè)后信噪比ρki決定，由于各子信道的信號(hào)符號(hào)能量bki和信道噪聲功率σ2相同，因此系統(tǒng)性能只取決于等價(jià)增益‖wki‖-1。根據(jù)Cauchy-Schwartz不等式，wki中的i越大，要求與之正交的H的列數(shù)u越少，等價(jià)增益越大，換句話(huà)說(shuō)，按本發(fā)明的檢測(cè)算法每迭代一次，信道矩陣中將有一列補(bǔ)零，其它未檢子信道的等價(jià)增益將變大，即||wki,j||-1≤||wki,j+1||-1]]>j表示迭代次數(shù)。整個(gè)系統(tǒng)的總信道增益定義為J(k1,k2,···,kM)=Σi=1M||wki||-1]]>但是在Kim Y D文獻(xiàn)中證明使用不同檢測(cè)順序，等價(jià)增益與檢測(cè)后信噪比的提高幅度不同，在不采用自適應(yīng)調(diào)制的系統(tǒng)中，檢測(cè)誤碼率不同；在采用自適應(yīng)調(diào)制的系統(tǒng)中，對(duì)應(yīng)的頻譜效率不同，因此檢測(cè)順序很重要。
本發(fā)明首先檢測(cè)飽和信道(如圖1中的信道5)，若飽和信道不止一個(gè)，則按信噪比由強(qiáng)到弱順序檢測(cè)(即正序檢測(cè))。檢測(cè)飽和信道后，其余無(wú)效(或未飽和)信道經(jīng)干擾消除后檢測(cè)后信噪比逐漸提高，等到檢測(cè)該信道時(shí)可能已變?yōu)橛行?或飽和)信道；反之，若首先檢測(cè)未飽和信道(即逆序檢測(cè))，其余飽和信道經(jīng)多次迭代后檢測(cè)后信噪比盡管有所提高，但由于該信道本來(lái)就飽和，即使信噪比再增加也不能提高調(diào)制制式。因此首先檢測(cè)飽和信道更有利于提高系統(tǒng)的頻譜效率；其次檢測(cè)無(wú)效信道(如圖1中的信道1)，若無(wú)效信道不止一個(gè)，則按信噪比由弱到強(qiáng)順序檢測(cè)(即逆序檢測(cè))。盡管無(wú)效信道不能傳送有效數(shù)據(jù)，但通過(guò)檢測(cè)無(wú)效信道(實(shí)際上就是將信道矩陣中對(duì)應(yīng)無(wú)效信道的這一列置零)可以使其它信道(包括其余無(wú)效信道或非飽和信道)的等價(jià)增益升高，同時(shí)我們注意到，如果按信噪比由弱到強(qiáng)檢測(cè)，越是先檢測(cè)的信道(很可能是信噪比遠(yuǎn)低于γ1的無(wú)效信道)，其原始信噪比(第一次檢測(cè)時(shí)計(jì)算所得，如 越低且迭代次數(shù)越少而不能成為有效信道，更為關(guān)鍵的是越是后來(lái)檢測(cè)的信道(可以是無(wú)效信道或有效非飽和信道)，其原始信噪比越高且迭代次數(shù)越多，越有可能使其檢測(cè)后信噪比相比原始信噪比有更大增長(zhǎng)，進(jìn)入新的一個(gè)信噪比區(qū)間 這樣該信道對(duì)應(yīng)的調(diào)制制式由原先的Sj(由原始信噪比計(jì)算所得)變?yōu)镾j+1(由多次迭代后的檢測(cè)后信噪比計(jì)算所得)，相應(yīng)的每符號(hào)傳輸比特?cái)?shù)由原先的j增加為j+1；最后按檢測(cè)后信噪比距離門(mén)限值最近者優(yōu)先的原則檢測(cè)剩余子信道。在采用調(diào)制制式為Sj的系統(tǒng)中，只要檢測(cè)后信噪比滿(mǎn)足ρi≥γj，那么接收誤碼率一定不大于目標(biāo)誤碼率(即BER≤BERtarget)，而且檢測(cè)后信噪比距離門(mén)限值越近(即ei＝ρi-γj越小)，實(shí)際誤碼率越接近系統(tǒng)要求的目標(biāo)誤碼率。系統(tǒng)要求是只要滿(mǎn)足BER≤BERtargrt就可以了，因此優(yōu)化目標(biāo)就是尋找滿(mǎn)足arg mineis.t.ei≥0的檢測(cè)順序，尋找實(shí)際信噪比ρi不小于門(mén)限值γj且距離門(mén)限值最近的子信道，把距離門(mén)限值較遠(yuǎn)的子信道留到以后檢測(cè)，經(jīng)干擾消除后檢測(cè)后信噪比有可能再上一個(gè)臺(tái)階，達(dá)到更高的調(diào)制制式。例如，有多個(gè)信道(如圖1中的信道3、4)的檢測(cè)后信噪比均落在 區(qū)間內(nèi)，可以傳送的每符號(hào)比特?cái)?shù)為j。則根據(jù)混合檢測(cè)順序，首先檢測(cè)距離γj最近的子信道(圖1中的信道3)，因?yàn)榫嚯xγj最遠(yuǎn)的子信道距離γj+1最近，經(jīng)過(guò)迭代檢測(cè)干擾消除后，越有可能使信噪比升高，甚至達(dá)到或超過(guò)γj+1，這樣在以后檢測(cè)時(shí)，距離γj最遠(yuǎn)的子信道(圖1中的信道4)可能傳送的每符號(hào)比特?cái)?shù)為j+1，這樣就可以提高頻譜效率。
參見(jiàn)圖3，在仿真試驗(yàn)中主要比較采用正序、逆序和本發(fā)明提出的混合檢測(cè)順序?qū)?yīng)的3種檢測(cè)算法的頻譜效率，(以下簡(jiǎn)稱(chēng)“正序檢測(cè)”、“逆序檢測(cè)”和“混合檢測(cè)”)，為了比較方便，圖3中還列出傳統(tǒng)自適應(yīng)調(diào)制對(duì)應(yīng)的頻譜效率，即利用接收天線(xiàn)處測(cè)得的原始信噪比進(jìn)行自適應(yīng)調(diào)制，采用匹配濾波進(jìn)行傳統(tǒng)檢測(cè)(以下簡(jiǎn)稱(chēng)“傳統(tǒng)檢測(cè)”)，仿真條件為發(fā)射天線(xiàn)數(shù)和接收天線(xiàn)數(shù)均為4，目標(biāo)誤比特率BERtarket＝10-3，假設(shè)信道為準(zhǔn)靜態(tài)平坦瑞利衰落，具有理想的信道估計(jì)和及時(shí)反饋信息機(jī)制，最高調(diào)制制式對(duì)應(yīng)的每符號(hào)比特?cái)?shù)J＝6，即對(duì)應(yīng)調(diào)制制式分別為不發(fā)射數(shù)據(jù)，BPSK，QPSK，8PSK，16QAM，32QAM，64QAM，相對(duì)應(yīng)的每符號(hào)比特?cái)?shù)j∈
。頻譜效率定義為每個(gè)天線(xiàn)單位帶寬單位時(shí)間內(nèi)傳輸?shù)淖畲蟊忍財(cái)?shù)，由圖3可以看出無(wú)論正序還是逆序檢測(cè)，其頻譜效率均優(yōu)于傳統(tǒng)檢測(cè)，當(dāng)SNR＜22.5dB時(shí)逆序檢測(cè)優(yōu)于正序檢測(cè)，反之則劣于正序檢測(cè)。隨著信噪比趨于正(負(fù))無(wú)窮，兩種算法的頻譜效率均趨于上(下)界，當(dāng)最高調(diào)制制式J變大時(shí)，圖3中各檢測(cè)算法對(duì)應(yīng)的頻譜效率變化規(guī)律不變，只是最大頻譜效率上界整體上移(圖3中未標(biāo)出)，當(dāng)平均符號(hào)信噪比較低時(shí)(SNR＜17dB)，由于大多數(shù)信道為無(wú)效信道，飽和信道很少，混合檢測(cè)的頻譜效率與逆序檢測(cè)大體相同；當(dāng)平均符號(hào)信噪比較高時(shí)(SNR＞30dB)，由于大多數(shù)信道為飽和信道，無(wú)效信道很少，混合檢測(cè)的頻譜效率與正序檢測(cè)大體相同；當(dāng)平均符號(hào)信噪比處于中等水平時(shí)(17～30dB)，飽和信道和無(wú)效信道都很少，實(shí)際信噪比距離門(mén)限值最近者優(yōu)先檢測(cè)的原則發(fā)揮作用，這樣可以充分利用信道增益，仿真結(jié)果顯示當(dāng)信噪比為10dB時(shí)，混合檢測(cè)的頻譜效率比正序檢測(cè)提高8％；當(dāng)信噪比為30dB時(shí)，其頻譜效率比逆序檢測(cè)提高6％，總之，在任何信噪比條件下，混合檢測(cè)的頻譜效率均優(yōu)于單純的正序或逆序檢測(cè)方法。
參見(jiàn)圖4，可以看出逆序檢測(cè)的總信道增益最高，正序檢測(cè)最低，混合檢測(cè)適中，一旦信道矩陣確定，正序和逆序檢測(cè)順序就不會(huì)變化，總信道增益基本不變，但是混合檢測(cè)的總信道增益卻隨信噪比變化，信噪比較低時(shí)和逆序檢測(cè)類(lèi)似，信噪比較高時(shí)又趨于正序檢測(cè)，結(jié)合圖3中對(duì)頻譜效率的比較，證明了前面所述在采用自適應(yīng)調(diào)制的系統(tǒng)中總信道增益的提高并不等價(jià)于頻譜效率提高。
參見(jiàn)圖5，可以看出在信噪比較大時(shí)，逆序檢測(cè)的誤碼率明顯低于其余兩種檢測(cè)順序，究其原因，是因?yàn)槟嫘驒z測(cè)會(huì)造成大量信噪比遠(yuǎn)大于γJ，的飽和信道，這樣信噪比余量ρi-γJ越大，檢測(cè)誤碼率越低。但是會(huì)造成頻譜效率的下降。總體看來(lái)，混合檢測(cè)對(duì)應(yīng)的誤碼率更接近于目標(biāo)誤碼率，信噪比余量ρi-γJ越小，信道資源利用越充分，頻譜效率越大。
權(quán)利要求
1.一種基于自適應(yīng)調(diào)制的垂直分層空時(shí)系統(tǒng)接收檢測(cè)方法，基于一個(gè)有M個(gè)發(fā)射天線(xiàn)和P個(gè)接收天線(xiàn)的多輸入多輸出傳輸系統(tǒng)，信道為準(zhǔn)靜態(tài)平坦瑞利衰落，各子信道之間相互獨(dú)立，接收端有理想的信道估計(jì)和同步接收，接收信號(hào)為r＝Hb+n，其中r為P×1維的發(fā)射信號(hào)向量；H為P×M維的信道矩陣；n為P×1維的高斯白噪聲，均值為0，方差為σ2；b為M×1維的已調(diào)制發(fā)射信號(hào)向量；其特征在于1)在接收端采用基于迫零準(zhǔn)則的檢測(cè)方法，其具體步驟為①根據(jù)信噪比門(mén)限值{γjj＝1，2，…，J}、調(diào)制制式{Sjj＝1，2，…，J}及目標(biāo)誤碼率BERtarget的關(guān)系式BERtarget≤4Q[3γjSj-1],]]>其中Q(x)=12π∫x+∞e-t22dt,x≥0,]]>確定一系列調(diào)制制式對(duì)應(yīng)的信噪比門(mén)限值；②令m＝1，G＝H+，A＝{1，2，…，M}，其中m為對(duì)應(yīng)發(fā)射天線(xiàn)數(shù)的迭代數(shù)，H為理想的信道估計(jì)值，H+為信道矩陣H的Moore-Penrose廣義逆矩陣，A為未檢天線(xiàn)序號(hào)集合；③計(jì)算權(quán)系數(shù)wi＝(G)i，i∈A，其中(G)i為矩陣G的第i行；④此時(shí)未檢測(cè)的第i支數(shù)據(jù)流所對(duì)應(yīng)的檢測(cè)后信噪比為 其中每天線(xiàn)發(fā)射信號(hào)的平均能量 設(shè)為1，噪聲方差σ2可由子空間分解法求得；⑤判斷是否存在ρi≥γJ，i∈A，若存在，則本次應(yīng)該檢測(cè)的子信道編號(hào)為km=argmaxi∈Aρi,]]>即信噪比最大的飽和信道，同時(shí)該子信道的調(diào)制制式為Pkm=SJ,]]>然后轉(zhuǎn)到步驟⑥，否則，判斷是否存在ρi＜γ0，i∈A，若存在，則本次應(yīng)該檢測(cè)的子信道編號(hào)為km=argmini∈Aρi,]]>即信噪比最小的無(wú)效信道，同時(shí)該子信道的調(diào)制制式為Pkm=S0,]]>實(shí)際上就是在km子信道上不發(fā)送數(shù)據(jù)，然后轉(zhuǎn)到步驟⑥；否則，計(jì)算⟨i*,j*⟩=argminj∈{1,2,···,J-1}i∈A(ρi-γj)s.t.,ρi≥γj,]]>尋找信噪比多余量最小的子信道，則本次應(yīng)該檢測(cè)的子信道編號(hào)為km＝i*，同時(shí)該子信道的調(diào)制制式為Pkm=SJ*;]]>⑥根據(jù)在步驟⑤得到的本次應(yīng)該檢測(cè)第km個(gè)天線(xiàn)對(duì)應(yīng)的信號(hào)且該子信道按調(diào)制制式Pkm調(diào)制信號(hào)；⑦ 在信道矩陣H中將k1，k2，...，km列置零后計(jì)算廣義逆；⑧A＝A-{km}，在未檢天線(xiàn)序號(hào)集合中去除km；⑨m＝m+1，重復(fù)步驟②～⑧，直到m＝M；⑩將所有子信道的調(diào)制制式Pkm,m={1,2,···,M}]]>反饋到發(fā)射端，將混合順序{k1，k2，...，kM}存儲(chǔ)到接收端內(nèi)存中；2)接收端依據(jù)混合順序{k1，k2，...，kM}，依次檢測(cè)出所有發(fā)射天線(xiàn)傳送的數(shù)據(jù)。
全文摘要
本發(fā)明提出了一種基于自適應(yīng)調(diào)制的垂直分層空時(shí)系統(tǒng)接收檢測(cè)方法，該方法首先檢測(cè)調(diào)制制式已達(dá)最大的飽和信道，然后檢測(cè)信噪比不能滿(mǎn)足最低門(mén)限的無(wú)效信道，最后按檢測(cè)后信噪比距離門(mén)限值最近者優(yōu)先的原則檢測(cè)剩余子信道，由于該方法使得檢測(cè)后信噪比剛好滿(mǎn)足信噪比門(mén)限值且余值最小，因此可以最大限度地利用信道資源，提高系統(tǒng)的頻譜效率。
文檔編號(hào)H04L1/06GK1649291SQ20051004168
公開(kāi)日2005年8月3日 申請(qǐng)日期2005年2月4日 優(yōu)先權(quán)日2005年2月4日
發(fā)明者馮興樂(lè), 朱世華, 任品毅 申請(qǐng)人:西安交通大學(xué)