專利名稱：連續(xù)相位信號(hào)的調(diào)制及解調(diào)方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明屬于通信技術(shù)領(lǐng)域，涉及數(shù)字通信中的調(diào)制與檢測(cè)，具體說是一種連續(xù)相位信號(hào)的調(diào)制及解調(diào)方法，可用于移動(dòng)通信、衛(wèi)星通信、深空通信及遙測(cè)等領(lǐng)域。
背景技術(shù)：
在現(xiàn)有通信系統(tǒng)的眾多應(yīng)用領(lǐng)域中，往往要求在惡劣的通信環(huán)境，比如移動(dòng)、多徑、動(dòng)態(tài)變化等條件下仍能保持穩(wěn)定的高速率數(shù)據(jù)通信。這種情形下，就需要高效的編碼調(diào)制體制與之相適應(yīng)。通信系統(tǒng)的設(shè)計(jì)應(yīng)能達(dá)到以下目標(biāo)，例如，大于2bits/sec/Hz的較高頻譜效率；較低的帶外功率以減小臨道干擾；抗干擾性能好；調(diào)制信號(hào)包絡(luò)恒定允許采用非線性功率放大器；在移動(dòng)環(huán)境中性能優(yōu)異，在嚴(yán)重的多徑和動(dòng)態(tài)環(huán)境下可以工作；具有類似Turbo碼的編碼增益。連續(xù)相位調(diào)制CPM(Continuous Phase Modulation)是一類滿足上述條件的高效調(diào)制技術(shù)。它具有較高的頻譜利用率和功率效率。由于CPM信號(hào)包絡(luò)恒定，它對(duì)放大器的非線性不敏感。其傳輸相位在時(shí)間上是連續(xù)的，帶外功率小，因而臨道干擾較小。除頻帶利用率和功率利用率較高之外，與PSK調(diào)制相比CPM信號(hào)本身具有一定的編碼增益。這一編碼增益是由相位成形濾波器的記憶特性產(chǎn)生的，在解碼過程中可以加以利用。像卷積碼一樣，CPM信號(hào)可以利用網(wǎng)格圖來表示可能的傳輸信號(hào)，并且其最優(yōu)解調(diào)方法是采用最大似然序列檢測(cè)。尤其當(dāng)CPM與網(wǎng)格編碼調(diào)制TCM結(jié)合起來，可以獲得1～6dB的增益。
隨著編碼理論的不斷發(fā)展，在Turbo碼提出后不久，人們證明了串行級(jí)聯(lián)碼SCC(Serial Concatenated Code)比Turbo碼具有更優(yōu)異的性能。并且當(dāng)網(wǎng)格編碼調(diào)制或連續(xù)相位調(diào)制與SCC結(jié)合起來時(shí)，其帶寬效率遠(yuǎn)遠(yuǎn)高于采用SCC加簡(jiǎn)單的載波調(diào)制如BPSK(binary phase shift keying)。因此，具有高頻譜利用率、功率利用率和類似Turbo碼性能的串行級(jí)聯(lián)連續(xù)相位調(diào)制SCCPM(Serially Concatenated Continuous Phase Modulation)系統(tǒng)引起了人們的關(guān)注。由于CPM可以作為遞歸內(nèi)碼，迭代解碼的SCCPM與串行級(jí)聯(lián)碼類似，具有較大的交織增益。它在動(dòng)態(tài)和衰落環(huán)境下較為穩(wěn)健，而且適于跳頻系統(tǒng)和當(dāng)前軍用領(lǐng)域感興趣的自組織網(wǎng)絡(luò)，在移動(dòng)通信、衛(wèi)星通信、深空通信及遙測(cè)等領(lǐng)域獲得廣泛的重視。
通常，連續(xù)相位的調(diào)制解調(diào)框圖如圖1所示。在連續(xù)相位調(diào)制信號(hào)中，信息符號(hào)是通過改變載波的相位來發(fā)送的，對(duì)于所有的符號(hào)序列，傳輸相位在時(shí)間上是連續(xù)的，假定傳輸?shù)钠鹗紩r(shí)刻為t＝0，CPM傳輸信號(hào)可以表示為s(t,α)=2ETcos(2πfct+φ(t,α))---(1)]]>其中T為符號(hào)間隔，E為符號(hào)能量，fc為載波頻率，α＝(α0，α1，...)為經(jīng)過映射的M進(jìn)制數(shù)據(jù)序列，一般M ∈{2，4，6，8，16}，αi∈{±1，±3，±(M-1)}。對(duì)于符號(hào)間隔n，t∈[nT，(n+1)T]，相位函數(shù)定義如下，φ(t,α)=hπΣi=0n-Lαi+2πhΣi=n-L+1nαiq(t-iT)=θn+θ(t,α)---(2)]]>其中h為調(diào)制指數(shù)，函數(shù)q(t)為相位脈沖，一般有矩形、升余弦、高斯等形式。L為CPM的記憶長(zhǎng)度。θn稱為累積相位，表示n-L時(shí)刻以前的碼元符號(hào)對(duì)當(dāng)前相位的貢獻(xiàn)。當(dāng)限制調(diào)制指數(shù)h＝K/P，K，P為互質(zhì)的整數(shù)時(shí)，相位狀態(tài)θn取自一個(gè)有限的離散集合。
當(dāng)K為奇數(shù)時(shí)，CPM信號(hào)的網(wǎng)格圖是時(shí)變的，其狀態(tài)轉(zhuǎn)移圖是一個(gè)可以約減的馬爾可夫鏈。Bixio E.Rimoldi，A Decomposition Approach to CPM，IEEE Trans.on IT，Vol.34，No.2，March 1988通過引入物理傾斜相位，將CPM信號(hào)的網(wǎng)格圖轉(zhuǎn)化成時(shí)不變結(jié)構(gòu)。此時(shí)基帶信號(hào)可以表示為sB(t,U)=2ETexp(ψ‾(t,U))---(3)]]>物理傾斜相位ψ(τ+nT，U)與(t，α)滿足如下關(guān)系Ψ(τ+nT，U)＝R2π[(t，α)+πh(M-1)t/T]=R2π[2πhΣi=0n-LUi+4πhΣi=0L-1Un-iq(τ+iT)+W(τ)]]]>=R2π[2πhRP[Σi=0n-LUi]+4πhΣi=0L-1Un-iq(τ+iT)+W(τ)],0≤τ<T---(4)]]>其中Rx[·表示模X運(yùn)算，U＝[...，Un-1，Un]為修正的數(shù)據(jù)序列Ui＝(αi+(M-1))/2，Ui∈{0，1，...，M-1}. (5)
W(τ)是與數(shù)據(jù)無關(guān)的項(xiàng)W(τ)=πh(M-1)τ/T-2πh(M-1)Σi=0L-1q(τ+iT)+(L-1)(M-1)πh---(6)]]>經(jīng)過相位傾斜后，可以用下面的L元組來表示CPM信號(hào)的狀態(tài)，σn＝[Un-1，...，Un-L+1，Vn](7)其中Vn=RP(Σi=-∞n-LUi)---(8)]]>為相位狀態(tài)，[Un-1，...，Un-L+1]為相關(guān)狀態(tài)?？偟臓顟B(tài)數(shù)為PML-1，P為相位狀態(tài)數(shù)，ML-1為相關(guān)狀態(tài)數(shù)。這樣得到的狀態(tài)σn稱為ML狀態(tài)，相應(yīng)的網(wǎng)格圖稱之為ML網(wǎng)格圖。
CPM信號(hào)的頻譜取決于調(diào)制指數(shù)h，脈沖形狀q(t)和信號(hào)集的數(shù)目M，為滿足較高的頻譜利用率和數(shù)據(jù)速率的要求，通常選擇多進(jìn)制、較小的調(diào)制指數(shù)及平滑的相位脈沖。這也就意味著進(jìn)行最佳最大似然檢測(cè)時(shí)，所需要的匹配濾波器組數(shù)量(2ML-1)和維特比解碼器的狀態(tài)數(shù)(PML-1)很多，而且需要載波恢復(fù)電路以保證相干檢測(cè)的性能，最佳檢測(cè)器實(shí)現(xiàn)起來非常復(fù)雜。一些學(xué)者圍繞最佳檢測(cè)器的簡(jiǎn)化做了許多工作。
一種降低CPM維特比檢測(cè)器復(fù)雜度的設(shè)計(jì)思想是采用一個(gè)接收濾波器，它比發(fā)射機(jī)采用的頻率脈沖短。由接收濾波器生成的相位樹應(yīng)能較好地近似于發(fā)射機(jī)脈沖生成的相位樹。對(duì)于某些參數(shù)的CPM其性能損失大約0.5～1dB，復(fù)雜度得到降低。
降低CPM接收機(jī)復(fù)雜性的另一種方法是利用CPM的線性表達(dá)式，將CPM信號(hào)表示成多個(gè)調(diào)幅脈沖之和。對(duì)于二進(jìn)制、h＝1/2的CPM信號(hào)可以用單個(gè)調(diào)幅脈沖或兩個(gè)調(diào)幅脈沖之和來近似。因此，根據(jù)CPM信號(hào)的這種線性近似，就可容易實(shí)現(xiàn)接收機(jī)。研究結(jié)果表明，這種簡(jiǎn)化的接收機(jī)在性能上幾乎沒有什么損失，卻明顯降低了實(shí)現(xiàn)的復(fù)雜性。但是這種近似模型沒有利用CPM調(diào)制器的內(nèi)在結(jié)構(gòu)，僅對(duì)于記憶深度短的CPM信號(hào)可以作出較為簡(jiǎn)化的近似。
另外，A.Svensson.Reduced state sequence detection of partial response continuous phasemodulation.IEE Proceedings-I，Vol.138，NO.4，Aug.1991，pp.256-268提出了一種基于信號(hào)分集思想的結(jié)合判決反饋的減少狀態(tài)序列檢測(cè)算法。該算法將CPM信號(hào)狀態(tài)合并成超狀態(tài)，減化相關(guān)狀態(tài)和相位狀態(tài)，從而減少維特比解碼器的狀態(tài)數(shù)。從最小平方歐氏距離來說，一些簡(jiǎn)化方案可以達(dá)到簡(jiǎn)化前的最小距離，幾乎不會(huì)引起性能損失。但是該方法是相干解調(diào)，對(duì)收發(fā)載波之間的頻差十分敏感，要求接收機(jī)具備載波恢復(fù)電路。收發(fā)載波不是完全同頻同相的話，性能急劇惡化，難以實(shí)用。
發(fā)明的內(nèi)容本發(fā)明的目的在于克服上述已有技術(shù)的不足，提出一種連續(xù)相位信號(hào)的調(diào)制及解調(diào)方法，特別是利用差分非相干簡(jiǎn)化狀態(tài)序列檢測(cè)連續(xù)相位調(diào)制信號(hào)的方法，以簡(jiǎn)化接收機(jī)的處理復(fù)雜度，減小性能損失，節(jié)省軟硬件資源，實(shí)時(shí)可靠地解調(diào)信息。
本發(fā)明的目的是這樣實(shí)現(xiàn)的第二代移動(dòng)通信系統(tǒng)中已采用連續(xù)相位調(diào)制GMSK信號(hào)作為其調(diào)制方式，在衛(wèi)星通信、深空通信及軍事通信等對(duì)頻譜效率和功率效率要求更高的系統(tǒng)當(dāng)中，連續(xù)相位調(diào)制是十分適宜的。
本發(fā)明對(duì)連續(xù)相位信號(hào)的調(diào)制是根據(jù)CPM調(diào)制信號(hào)的相位受過去碼元的影響，在圖2所示的調(diào)制器中將相位φ(t，α)分解成兩項(xiàng)第一項(xiàng)是相位狀態(tài)θn，第二項(xiàng)是相關(guān)狀態(tài)αn＝{αn-1，αn-2，...，αn-L+1}和當(dāng)前符號(hào)αn決定的相位增量θ(t，α)。當(dāng)K為偶數(shù)時(shí)，θn有P個(gè)取值，{0，πK/P，2πK/P，...，π(P-1)K/P}；當(dāng)K為奇數(shù)時(shí)，θn有2P個(gè)取值，{0，πk/P，2πK/P，...，π(2P-1)K/P}。θ(t，α)共有ML個(gè)可能的取值。因此可通過建立兩個(gè)查找表，分別存儲(chǔ)θn和θ(t，α)的正余弦值。即調(diào)制端波形形成可以采用波形存儲(chǔ)正交調(diào)制法產(chǎn)生，步驟如下第一步輸入的二進(jìn)制比特流首先根據(jù)進(jìn)行格雷映射準(zhǔn)則得到碼元α。
第二步根據(jù) 和αn的取值分別在兩個(gè)查找表中取出θn和θ(t，α)的正余弦值。
第三步將第二步得到的正余弦值按下式進(jìn)行差分運(yùn)算得到基帶信號(hào)cosθncosθ(t，α)-sinθnsinθ(t，α)＝cos((t，α))(9)sinθncosθ(t，α)+cosθnsinθ(t，α)＝sin((t，α))(10)第四步將基帶信號(hào)送給上變頻器與正交載波相乘就得到已調(diào)信號(hào)。
本發(fā)明在接收端對(duì)連續(xù)相位調(diào)制信號(hào)的解調(diào)方法是在上述A.Svensson.所提出方法的基礎(chǔ)上，把基于判決反饋的簡(jiǎn)化狀態(tài)算法推廣到非相干形式，接收機(jī)采用基于簡(jiǎn)化狀態(tài)差分序列檢測(cè)算法。定義CPM信號(hào)的簡(jiǎn)化狀態(tài)為σn′σn′=[RM1′(Un-1),...,RML-1′(Un-L+1),Vn′(P′,L′)]---(11)]]>
其中Vn′(P′,L′)=RP′(Σi=-∞n-L′Ui)---(12)]]>上式中各個(gè)參數(shù)的含義及取值為[...，Un-L+1，...，Un-1，...]為修正的數(shù)據(jù)序列，Ui＝(αi+(M-1))/2，1≤Mi′≤M(1≤i≤L-1)且限制其取2的指數(shù)，RX[·]表示模X運(yùn)算，1≤L′≤L，1≤P′≤P。
收方采用較少的狀態(tài)集合對(duì)復(fù)雜的連續(xù)相位調(diào)制信號(hào)進(jìn)行非相干維特比解調(diào)，即根據(jù)簡(jiǎn)化狀態(tài)的定義式(11)，建立一個(gè)所采用的CPM信號(hào)的簡(jiǎn)化狀態(tài)網(wǎng)格圖，從接收信號(hào)得到基帶差分信號(hào)后，將基帶差分信號(hào)送給Viterbi解碼器，利用該簡(jiǎn)化狀態(tài)的網(wǎng)格圖進(jìn)行非相干Viterbi解調(diào)，如圖3所示。其解調(diào)的具體步驟如下第一步 中頻信號(hào)到達(dá)接收機(jī)后，進(jìn)行下變頻、抽取、濾波處理，接收機(jī)載波滿足f1＝fc-h(M-1)/2T，得到復(fù)基帶信號(hào)信號(hào)rB(t)，接收碼元的總數(shù)為N；第二步 將復(fù)基帶信號(hào)與其經(jīng)過一碼元T延遲和90°相移的信號(hào)相乘，求出基帶差分信號(hào)ΔrB(t)ΔrB(t)=rB(t)×rB*(t-T)---(13)]]>式中，星號(hào)表示共軛；第三步 在n+1時(shí)刻按下式計(jì)算進(jìn)入每個(gè)狀態(tài)σn+1′的所有支路的分支度量Z(σn′:Un′→σn+1′)=Re{∫nT(n+1)TΔrB(t)·exp(-jΔψ‾n)dt}---(14)]]>式中，σn′:Un′→σn+1′代表簡(jiǎn)化狀態(tài)網(wǎng)格圖中的一個(gè)轉(zhuǎn)移，Re為復(fù)數(shù)變量取實(shí)部運(yùn)算，exp(jΔψn)為與 相對(duì)應(yīng)的相位增量參考信號(hào)， 是σn′的未經(jīng)簡(jiǎn)化的原始ML狀態(tài)σn的估計(jì)值σ^n(σn′)=[U~n-1,...,U~n-L+1,RP(Σi=-∞n-LU~i)]---(15)]]>exp(jΔψ‾n)=sB(t,Un′,σ^n(σn′))·sB*(t,U~n-1,σ^n-1(σn-1′))---(16)]]> (i＜n)為根據(jù)幸存狀態(tài)輸出的幸存符號(hào)，sB(t,Un′,σ^n(σn′))=2ETexp(ψ‾(t,Un′,σ^n(σn′))),]]>sB*(t,U‾n-1,σ^n-1(σn-1′))=2ETexp(-ψ‾(t,Un-1′,σ^n-1(σn-1′)));]]>第四步 將分支度量Z(σn′:Un′→σn+1′)累加到前一時(shí)刻，即n時(shí)刻的路徑度量M(σn′)上，M(σn+1′)＝M(σn′)+Z(σn′:Un′→σn+1′)，對(duì)每一狀態(tài)σn+1′僅保留一條路徑度量最小的路徑作為其幸存路徑，舍棄其它路徑并保留幸存狀態(tài)，按照(15)式對(duì)當(dāng)前狀態(tài)σn+1′的ML狀態(tài) 進(jìn)行估計(jì)；第五步 在n+1時(shí)刻所有狀態(tài)的路徑度量中選擇一條具有最小度量的路徑，沿該路徑回溯，對(duì)碼元作出判決，若時(shí)刻n+1滿足τ＜n+1＜接收碼元總數(shù)N，則輸出n+1-τ時(shí)刻的信息碼元 τ為維特比解碼器的譯碼遲延；若時(shí)刻n+1滿足n+1＝N，輸出n+1到n+1-τ時(shí)段的所有信息碼元；第六步 將當(dāng)前時(shí)刻增加一個(gè)碼元間隔，返回第三步，依次循環(huán)，得出所有的信息碼元。
本發(fā)明具有如下優(yōu)點(diǎn)1.本發(fā)明將判決反饋的簡(jiǎn)化狀態(tài)算法推廣到非相干形式，在盡可能不損失最小平方歐氏距離的前提下，大大減少了CPM信號(hào)的狀態(tài)數(shù)。
2.本發(fā)明由于采用簡(jiǎn)化狀態(tài)的非相干維特比算法進(jìn)行信號(hào)解調(diào)，節(jié)省了維特比算法所需存儲(chǔ)的狀態(tài)度量及幸存路徑，減少了進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算的運(yùn)算量，簡(jiǎn)化了接收端的電路設(shè)計(jì)，接收端不需要知道確切的載波相位，對(duì)于收發(fā)信機(jī)時(shí)鐘及多普勒頻移引起的小頻偏和相位差不敏感，對(duì)系統(tǒng)設(shè)計(jì)允許的頻差提出要求后，就可以不采用載波恢復(fù)電路，適用于高斯信道和瑞利信道，對(duì)于時(shí)變信道具有較好的適應(yīng)性。
3.本發(fā)明的解調(diào)方法與最佳MLSE解調(diào)相比，性能損失較小，在理想定時(shí)同步的假設(shè)基礎(chǔ)上，采用簡(jiǎn)化狀態(tài)的性能損失小于1dB，完全可以滿足性能和實(shí)時(shí)處理的要求。
4.本發(fā)明的調(diào)制方法由于采用將連續(xù)相位調(diào)制信號(hào)的相位分為兩項(xiàng)，并建立兩個(gè)查找表，采用了波形存儲(chǔ)正交調(diào)制方式，簡(jiǎn)化了調(diào)制的軟件實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度。


圖1是現(xiàn)有CPM的調(diào)制解調(diào)框2是本發(fā)明的調(diào)制過程框3是本發(fā)明的差分序列檢測(cè)的解調(diào)過程框4是本發(fā)明M＝8，h＝1/8，2RC信號(hào)的一段簡(jiǎn)化狀態(tài)網(wǎng)格5是本發(fā)明M＝8，h＝1/8，2RC簡(jiǎn)化狀態(tài)差分序列檢測(cè)的誤比特率6是存在頻差時(shí)差分序列解調(diào)和相干解調(diào)的性能比較圖具體實(shí)施方式
以下結(jié)合附圖詳細(xì)描述本發(fā)明的實(shí)現(xiàn)過程。
本發(fā)明的調(diào)制解調(diào)方法可以用硬件電路實(shí)現(xiàn)，也可以用信號(hào)處理器的軟件方便地實(shí)現(xiàn)。本實(shí)施例取M＝8、h＝1/8，長(zhǎng)度為2T的升余弦CPM信號(hào)。采用信號(hào)處理器的軟件方式實(shí)現(xiàn)CPM信號(hào)的調(diào)制及解調(diào)。
(1)調(diào)制波形的形成首先，將升余弦CPM信號(hào)的相位φ(t，α)分解成兩項(xiàng)第一項(xiàng)是相位狀態(tài)θn，第二項(xiàng)是相關(guān)狀態(tài)αn＝{αn-1，αn-2，...，αn-L+1}和當(dāng)前符號(hào)αn決定的相位增量θ(t，α)。當(dāng)K為偶數(shù)時(shí)，θn有P個(gè)取值，{0，πK/P，2πK/P，...，π(P-1)K/P}；當(dāng)K為奇數(shù)時(shí)，θn有2P個(gè)取值。此實(shí)施例中，θn=π8Σi=0n-2αi,αn={αn-1},]]>K＝1，θn有16個(gè)取值。
其次，建立兩個(gè)查找表，即對(duì)于θn的16個(gè)取值θm∈{0，π/8，π/4，3π/8，π/2，5π/8，3π/4，7π/8，π，9π/8，5π/4，11π/8，3π/2，13π/8，7π/4，15π/8}和θ(t,α)=π/2Σi=n-1nαiq(t-iT)]]>的64種狀態(tài)建立兩個(gè)查找表，分別存儲(chǔ)θn的32(16×2)個(gè)可能的正余弦值及θ(t，α)的64種狀態(tài)，用數(shù)字信號(hào)處理的方法實(shí)現(xiàn)時(shí)需要將時(shí)間離散化，本實(shí)施例中每個(gè)碼元間隔T取8個(gè)采樣點(diǎn)，共1024(64×2×8)個(gè)正余弦值；然后，按照?qǐng)D2采用的波形存儲(chǔ)正交調(diào)制法，通過如下過程產(chǎn)生調(diào)制波第一步 輸入的二進(jìn)制比特流每三個(gè)一組進(jìn)入格雷映射器后，根據(jù)表1所示的格雷映射準(zhǔn)則得到相應(yīng)的碼元α；表1M＝8的格雷映射規(guī)則

第二步 根據(jù)

和αn的取值分別在兩個(gè)查找表中取出正余弦值cosθn，sinθn和cosθ(t，α)，sinθ(t，α)；第三步 將第二步得到的正余弦值按下式進(jìn)行差分運(yùn)算得到基帶信號(hào)cosθncosθ(t，α)-sinθnsinθ(t，α)＝cos((t，α))(17)sinθncosθ(t，α)+cosθnsinθ(t，α)＝sin((t，α))(18)第四步 將第三步得到基帶信號(hào)送給上變頻器與正交載波相乘就得到已調(diào)信號(hào)。
(2)解調(diào)方法接收機(jī)采用基于簡(jiǎn)化狀態(tài)的差分序列檢測(cè)算法。定義CPM信號(hào)的簡(jiǎn)化狀態(tài)為σ′nσn′=[RM1′(Un-1),...,RML-1′(Un-L+1),Vn′(P′,L′)]---(19)]]>式中Vn′(P′,L′)=RP′(Σi=-∞n-L′Ui)---1≤L′≤L,1≤P′≤P]]>[...，Un-L+1，...，Un-1，...]為修正的數(shù)據(jù)序列1≤Mi′≤M且限制其取2的指數(shù)，(1≤i≤L-1)RX[·]表示模X運(yùn)算，對(duì)于M＝8、h＝1/8，長(zhǎng)度為2T的升余弦CPM信號(hào)而言，未經(jīng)簡(jiǎn)化的ML狀態(tài)數(shù)為64，定義其簡(jiǎn)化狀態(tài)為σn′＝[Un-1]，簡(jiǎn)化后變?yōu)?狀態(tài)。圖4給出了一段三節(jié)簡(jiǎn)化8狀態(tài)網(wǎng)格圖，圖中實(shí)心原點(diǎn)表示簡(jiǎn)化后的狀態(tài)，從一個(gè)原點(diǎn)到另一個(gè)原點(diǎn)的線段表示由輸入符號(hào)U′n引起的從狀態(tài)σn′到狀態(tài)σn+1′的轉(zhuǎn)移即狀態(tài)分支。
接收機(jī)將接收到的中頻信號(hào)送給下變頻器，下變頻器的載波與發(fā)端載波相差7/16T，經(jīng)過濾波得到的基帶信號(hào)為傾斜相位信號(hào)。
在n+1時(shí)刻，對(duì)于網(wǎng)格圖中的每個(gè)狀態(tài)σn+1′，共有八個(gè)分支到達(dá)該狀態(tài)，它們對(duì)應(yīng)的可能的相位增量信號(hào)為exp(jΔψn)＝exp{j[ψ(t，U)-ψ(t-T，U)]}＝exp(2πh(Vn-Vn-l)+4πh((Un-Un-1)q(t-nT)+(Un-1-Un-2)q(t-(n-1)T))+W(τ))(20)對(duì)于復(fù)雜的CPM信號(hào)而言，在網(wǎng)格圖上用非相干維特比算法尋找最大似然路徑時(shí)，最關(guān)鍵的是如何方便地得到每個(gè)分支對(duì)應(yīng)的相位增量信號(hào)，運(yùn)算速度足夠快時(shí)可以通過(20)式計(jì)算得到該信號(hào)，存儲(chǔ)空間足夠時(shí)也可以建立該相位增量信號(hào)的查找表。
對(duì)于本實(shí)施例，由于Vn＝RP(Vn-1+Un-2)，所以(Vn-Vn-1)有8種可能取值，而(Vn-Vn-1)和(Un-1-Un-2)均有15種可能取值，建立相位增量信號(hào)exp(jΔψn)的查找表，共需存儲(chǔ)8×152個(gè)正余弦值。計(jì)算每個(gè)轉(zhuǎn)移的分支度量時(shí)，先根據(jù)該轉(zhuǎn)移的起始狀態(tài)和結(jié)束狀態(tài)對(duì)應(yīng)的Vn、Vn-1、Un、Un-1、Un-2的取值從查找表中取出相應(yīng)的相位增量信號(hào)的正余弦值，然后計(jì)算其與一碼元差分信號(hào)的歐氏距離作為分支度量。
參照?qǐng)D3和圖4，本發(fā)明解調(diào)的具體步驟如下第一步 中頻信號(hào)到達(dá)接收機(jī)后，經(jīng)過數(shù)字下變換DDC器件進(jìn)行下變頻、抽取、濾波處理，接收機(jī)載波滿足f1＝fc-7/16T，得到復(fù)基帶信號(hào)信號(hào)rB(t)，接收碼元的總數(shù)為N；第二步 將復(fù)基帶信號(hào)與其經(jīng)過一碼元T延遲和90°相移的信號(hào)相乘，求出基帶差分信號(hào)ΔrB(t)ΔrB(t)=rB(t)×rB*(t-T)---(21)]]>式中星號(hào)表示共軛；第三步 在n+1時(shí)刻按下式計(jì)算進(jìn)入每個(gè)狀態(tài)σn+1′的所有支路的分支度量Z(σn′:Un′→σn+1′)=Re{∫nT(n+1)TΔrB(t)·exp(-jΔψ‾n)dt}---(22)]]>其中，σn′:Un′→σn+1′代表簡(jiǎn)化狀態(tài)網(wǎng)格圖中的一個(gè)轉(zhuǎn)移，Re為復(fù)數(shù)變量取實(shí)部運(yùn)算，exp(jΔψn)為與 相對(duì)應(yīng)的相位增量參考信號(hào)， 是σn′未經(jīng)簡(jiǎn)化的ML狀態(tài)σn的估計(jì)值，σ^n(σn′)=[U~n-1,...,U~n-L+1,RP(Σi=-∞n-LU~i)]---(23)]]> 為根據(jù)幸存狀態(tài)輸出的幸存符號(hào)，exp(jΔψn)可以從查找表得到。例如對(duì)于0:0→0這個(gè)轉(zhuǎn)移，假定σn′＝0的ML狀態(tài)估計(jì)為σ^n(σn′)=
,]]>且σn′＝0的前一時(shí)刻的幸存狀態(tài)為σ^n-1(σn-1′)=
,]]>則Vn＝Vn-1＝Un＝Un-1＝Un-2＝0，如圖4中虛線箭頭所示，根據(jù)Vn，Vn-1，Un，Un-1，Un-2的值從查找表中取出相應(yīng)的exp(jΔψn)，其它轉(zhuǎn)移類同；第四步 將分支度量Z(σn′:Un′→σn+1′)累加到前一時(shí)刻即n時(shí)刻的路徑度量M(σn′)上得到n+1時(shí)刻的路徑度量M(σn+1′)，M(σn+1′)＝M(σn′)+Z(σn′:Un′→σn+1′)，對(duì)每一狀態(tài)σn+1′僅保留一條路徑度量最小的路徑作為其幸存路徑，舍棄其它路徑并保留幸存狀態(tài)，按照(15)式對(duì)當(dāng)前狀態(tài)σn+1′的ML狀態(tài)進(jìn)行估計(jì)；對(duì)于σn+1′＝0，假定此時(shí)0:0→0得到的路徑度量小于其它七條(1:0→0，2:0→0，3:0→0，4:0→0，5:0→0，6:0→0，7:0→0)路徑度量，那么僅保留0:0→0作為幸存路徑。同時(shí)估計(jì)其ML狀態(tài)σ^n+1(σn+1′=0)=
,]]>其余狀態(tài)類同；第五步 在n+1時(shí)刻所有狀態(tài)的路徑度量中選擇一條具有最小度量的路徑，沿該路徑回溯，對(duì)碼元作出判決，若時(shí)刻n+1滿足τ＜n+1＜接收碼元總數(shù)N，則輸出n+1-τ時(shí)刻的信息碼元 τ為維特比解碼器的譯碼遲延；若時(shí)刻n+1滿足n+1＝N，輸出n+1到n+1-τ時(shí)段的所有信息碼元；第六步 將當(dāng)前時(shí)刻增加一個(gè)碼元間隔，返回第三步，依次循環(huán)，得出所有的信息碼元。
圖5-6給出了M＝8、h＝1/8，長(zhǎng)度為2T的升余弦CPM信號(hào)不同簡(jiǎn)化方案在高斯白噪聲信道下的誤比特率性能曲線。
圖5給出幾種不同簡(jiǎn)化狀態(tài)非相干檢測(cè)的誤比特率性能。五條曲線分別對(duì)應(yīng)于相干檢測(cè)，非相干64狀態(tài)、32狀態(tài)、16狀態(tài)和8狀態(tài)?？梢钥闯龇窍喔蓹z測(cè)比最佳相干檢測(cè)在10-3誤比特率時(shí)有2dB的性能損失，而狀態(tài)簡(jiǎn)化帶來的性能損失小于1dB。
圖6給出了存在多普勒頻移時(shí)相干檢測(cè)和非相干檢測(cè)的性能比較，歸一化多普勒頻移fdT分別為0，0.001和0.005，兩者均采用32狀態(tài)維特比檢測(cè)。相干檢測(cè)要求準(zhǔn)確的載波恢復(fù)，存在很小的剩余頻差時(shí)，由于頻差會(huì)隨著時(shí)間的增加產(chǎn)生相位累積效應(yīng)，相干檢測(cè)的性能急劇下降，而非相干檢測(cè)卻具有穩(wěn)健的性能。對(duì)于接收端載波相位未知、收發(fā)載波存在頻差及載波恢復(fù)困難的情況非常適合。
可見采用本發(fā)明提出的差分非相干簡(jiǎn)化狀態(tài)序列解調(diào)方法，性能損失小于1dB，大大簡(jiǎn)化了計(jì)算復(fù)雜度，完全可以滿足通信系統(tǒng)實(shí)時(shí)處理的要求，不需要載波恢復(fù)電路，實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，對(duì)于移動(dòng)通信時(shí)變信道及快速跳頻難以采用鎖相環(huán)的場(chǎng)合非常適合，穩(wěn)健性好。
權(quán)利要求
1.一種連續(xù)相位信號(hào)的調(diào)制方法，采用波形存儲(chǔ)正交調(diào)制，將相位φ(t，α)分解成兩項(xiàng)第一項(xiàng)是相位狀態(tài)θn，第二項(xiàng)是相關(guān)狀態(tài)αn＝{αn-1，αn-2，...，αn-L+1}和當(dāng)前符號(hào)αn決定的相位增量θ(t，α)，并通過建立兩個(gè)查找表，分別存儲(chǔ)θn和θ(t，α)的正余弦值，再按如下步驟產(chǎn)生調(diào)制端波形第一步對(duì)輸入的二進(jìn)制比特流經(jīng)過格雷映射得到碼元α；第二步根據(jù) 和αn的取值分別在兩個(gè)查找表中取出其正余弦值；第三步將第二步得到的正余弦值按下式進(jìn)行差分運(yùn)算得到基帶信號(hào)，cosθncosθ(t，α)-sinθnsinθ(t，α)＝cos((t，α))sinθncosθ(t，α)+cosθnsinθ(t，α)＝sin((t，α))；第四步將所得基帶信號(hào)送給上變頻器與正交載波相乘得到已調(diào)信號(hào)。
2.一種連續(xù)相位信號(hào)的調(diào)解方法，采用簡(jiǎn)化狀態(tài)的非相干維特比算法，將CPM信號(hào)狀態(tài)簡(jiǎn)化為狀態(tài)σn′σn′=[RM1′(Un-1),...,RML-1′(Un-L+1),Vn′(P′,L′)]]]>其中Vn′(P′,L′)=RP′(Σi=-∞n-L′Ui)]]>式中，[...，Un-L+1，...，Un-1，...]為修正的數(shù)據(jù)序列，Ui＝(αi+(M-1))/2，1≤Mi′M(1≤i≤L-1)且限制其取2的指數(shù)，RX[·]表示模X運(yùn)算，1≤L′≤L，1≤P′≤P其具體步驟如下第一步 中頻信號(hào)到達(dá)接收機(jī)后，進(jìn)行下變頻、抽取、濾波處理，接收機(jī)載波滿足f1＝fc-h(M-1)/2T，得到復(fù)基帶信號(hào)rB(t)，接收碼元的總數(shù)為N；第二步 將復(fù)基帶信號(hào)與其經(jīng)過一碼元T延遲和90°相移的信號(hào)相乘，求出基帶差分信號(hào)ΔrB(t)ΔrB(t)＝rB(t)×rB*(t-T)式中，星號(hào)表示共軛；第三步 對(duì)當(dāng)前時(shí)刻n+1，按下式計(jì)算進(jìn)入每個(gè)狀態(tài)σn+1′的所有支路的分支度量Z(σn′:Un′→σn+1′)=Re{∫nT(n+1)TΔrB(t)·exp(-jΔψ‾n)dt}]]>式中，σn′Un′→σn+1′代表簡(jiǎn)化狀態(tài)網(wǎng)格圖中的一個(gè)轉(zhuǎn)移Re為復(fù)數(shù)變量取實(shí)部運(yùn)算，exp(jΔψn)為與 相對(duì)應(yīng)的相位增量參考信號(hào)，σ^n(σn′)=[U~n-1,...,U~n-L+1,Rp(Σi=-∞n-LU~i)],]]>是σn′未經(jīng)簡(jiǎn)化的原始狀態(tài)ML估計(jì)值U~i(i<n)]]>為根據(jù)幸存狀態(tài)輸出的幸存符號(hào)，exp(jΔψ‾n)=sB(t,Un′,σ^n(σn′))·sB*(t,U~n-1,σ^n-1(σn-1′)),]]>sB(t,Un′,σ^n(σn′))=2ETexp(ψ‾(t,Un′,σ^n(σn′))),]]>sB*(t,U~n-1,σ^n-1(σn-1′))=2ETexp(-ψ‾(t,Un-1′,σ^n-1(σn-1′)));]]>第四步 將分支度量Z(σn′Un′→σn+1′)累加到前一時(shí)刻，即n時(shí)刻的路徑度量M(σn′)上，M(σn+1′)＝M(σn′)+Z(σn′Un′→σn+1′)對(duì)每一狀態(tài)σn+1′僅保留一條路徑度量最小的路徑作為其幸存路徑，舍棄其它路徑并保留幸存狀態(tài)，再按照σ^n(σn′)=[U~n-1,...,U~n-L+1,RP(Σi=-∞n-LU~i)]]]>式對(duì)當(dāng)前狀態(tài)σn+1′的ML狀態(tài)進(jìn)行估計(jì)；第五步 在n+1時(shí)刻所有狀態(tài)的路徑度量中選擇一條具有最小度量的路徑，沿該路徑回溯，對(duì)碼元作出判決，若時(shí)刻n+1滿足τ＜n+1＜接收碼元總數(shù)N，則輸出n+1-τ時(shí)刻的信息碼元 τ為維特比解碼器的譯碼遲延；若時(shí)刻n+1滿足n+1＝N，輸出n+1到n+1-τ時(shí)段的所有信息碼元；第六步 將當(dāng)前時(shí)刻增加一個(gè)碼元間隔，返回第三步，依次循環(huán)，得出所有的信息碼元。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種連續(xù)相位信號(hào)的調(diào)制及解調(diào)方法，該調(diào)制采用波形存儲(chǔ)正交調(diào)制，將相位φ(t，α)分解成θ
文檔編號(hào)H04L27/18GK1710898SQ20051004286
公開日2005年12月21日 申請(qǐng)日期2005年6月29日 優(yōu)先權(quán)日2005年6月29日
發(fā)明者孫錦華, 李建東, 金力軍 申請(qǐng)人:西安電子科技大學(xué)