專利名稱：一種可補(bǔ)償同相/正交相不平衡的裝置及其方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明提供一種可補(bǔ)償同相/正交相不平衡的裝置及其方法，尤指一種于載波頻率偏移存在下補(bǔ)償正交分頻多任務(wù)系統(tǒng)中同相/正交相不平衡的裝置及其方法。
背景技術(shù)：
一般通訊系統(tǒng)為了增加通訊頻帶的使用效率，通常會(huì)將通訊頻帶切割成多個(gè)子信道(sub-channel)，并使用正交分頻多任務(wù)(orthogonal frequencydivision multiplexing，OFDM)的技術(shù)來(lái)進(jìn)行信號(hào)的傳輸與接收，此種通訊系統(tǒng)稱為正交分頻多任務(wù)通訊系統(tǒng)。以歐規(guī)數(shù)字電視的標(biāo)準(zhǔn)DVB-T(digitalvideo broadcasting-terrestrial)為例，由接收器(receiver)的天線所接收的無(wú)線電信號(hào)為多個(gè)正交分頻多任務(wù)符元(OFDM symbol)所構(gòu)成的一時(shí)域序列信號(hào)，而該多個(gè)時(shí)域正交分頻多任務(wù)符元可經(jīng)一現(xiàn)有的傅利葉轉(zhuǎn)換單元來(lái)產(chǎn)生一正交分頻多任務(wù)頻域信號(hào)，如業(yè)界所現(xiàn)有，該正交分頻多任務(wù)頻域信號(hào)是由多個(gè)子載波信號(hào)所組成。
請(qǐng)參閱圖1，圖1為現(xiàn)有正交分頻多任務(wù)接收器100的示意圖。正交分頻多任務(wù)接收器100包含有一天線102、一低噪聲放大器(Low Noise Amplifier，LNA)104、一同相混頻器(In-phase Mixer)106、一正交相混頻器(Quadrature-phase Mixer)108、多個(gè)低通濾波器(low-pass filter，LPF)110和112、多個(gè)模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器(analog-to-digital converter，ADC)116和118、以及一補(bǔ)償模塊114。天線102是接收一無(wú)線電信號(hào)R1(t)，而低噪聲放大器104是用于放大天線102所接收的無(wú)線電信號(hào)R1(t)以輸出一無(wú)線電信號(hào)R2(t)，接著，同相混頻器106會(huì)將無(wú)線電信號(hào)R2(t)與一本地同相載波(In-phase Carrier)2cos(2πfct)混頻產(chǎn)生一同相模擬信號(hào)(In-phase AnalogSignal)RI(t)，以及正交相混頻器108會(huì)將無(wú)線電信號(hào)R2(t)與一本地正交相載波(Quadrature-phase Carrier)2sin(2πfct)混頻產(chǎn)生一正交相模擬信號(hào)(Quadrature-phase Analog Signal)RQ(t)，請(qǐng)注意，本地同相載波2cos(2πfct)與本地正交相載波2sin(2πfct)中的振幅系數(shù)2僅為了便于說明下列方程式的運(yùn)算，實(shí)際上，本地同相載波與本地正交相載波的振幅系數(shù)可以為任意值。最后，低通濾波器110、112是分別用來(lái)濾除同相模擬信號(hào)RI(t)和正交相模擬信號(hào)RQ(t)的高頻成份以輸出濾波處理后的同相模擬信號(hào)RI′(t)和正交相模擬信號(hào)RQ′(t)，此外，模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器116和118會(huì)將同相模擬信號(hào)RI′(t)和正交相模擬信號(hào)RQ′(t)分別轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào)RI′[n]、RQ′[n]，以供后續(xù)補(bǔ)償模塊114進(jìn)行相關(guān)信號(hào)處理。
如業(yè)界所現(xiàn)有，上述的本地同相載波2cos(2πfct)和本地正交相載波2sin(2πfct)之間理應(yīng)對(duì)應(yīng)一90度的相位差，以使混頻后的同相模擬信號(hào)RI和正交相模擬信號(hào)RQ之間彼此為正交。然而，在實(shí)際的電路中，其會(huì)因?yàn)闇囟?、制程以及供?yīng)電壓飄移等因素而使得同相載波2cos(2πfct)和正交相載波2sin(2πfct)之間產(chǎn)生一增益不平衡與相位不平衡的現(xiàn)象，導(dǎo)致混頻后的同相模擬信號(hào)和正交相模擬信號(hào)之間亦產(chǎn)生增益不平衡與相位不平衡的情形。在不失一般性下，先不考慮低噪聲放大器104所提供的增益及相關(guān)噪聲的影響，則輸入同相混頻器106與正交相混頻器108的無(wú)線電信號(hào)R2(t)可表示為R2(t)=Re{[rI(t)+jrQ(t)]ej2πfct}]]>方程式(1)于方程式(1)中，rI(t)是代表一發(fā)射器(未顯示)所傳送的同相模擬信號(hào)，以及rQ(t)是代表該發(fā)射器所傳送的正交相模擬信號(hào)。此時(shí)，當(dāng)考慮一增益不平衡ε與一相位不平衡θ對(duì)正交分頻多任務(wù)接收機(jī)100的影響時(shí)，在不失一般性下，讓同相混頻器106所接收的本地同相載波為2cos(2πfct)，而正交相混頻器108所接收的本地正交相載波則成為-2(1+ε)sin(2πfct+θ)，所以，正交分頻多任務(wù)接收器100此時(shí)所產(chǎn)生的同相模擬信號(hào)RI(t)和正交相模擬信號(hào)RQ(t)便分別表示如下RI(t)=Re{[rI(t)+jrQ(t)]ej2πfct}·2cos(2πfct)]]>=2rI(t)cos(2πfct)cos(2πfct)-2rQ(t)sin(2πfct)cos(2πfct)]]>=rI+rI(t)cos(4πfct)-rQ(t)sin(4πfct)]]>方程式(2)RQ(t)=Re{(rI(t)+jrQ(t))ej2πfct}·(-2(1+ϵ)sin(2πfct+θ))]]>=2(1+ϵ)(-rI(t)cos(2πfct)sin(2πfct+θ)+rQ(t)sin(2πfct)sin(2πfct+θ))]]>=(1+ϵ)(-rI(t)sin(θ)-rI(t)sin(4πfct+θ)+rQ(t)cos(θ)-rQ(t)cos(4πfct+θ))]]>方程式(3)經(jīng)由上述方程式(2)、(3)可知，于低通濾波器110、112濾除同相模擬信號(hào)RI(t)和正交相模擬信號(hào)RQ(t)的高頻成份后，則同相模擬信號(hào)RI′(t)和正交相模擬信號(hào)RQ′(t)便可分別表示如下RI′(t)＝rI(t) 方程式(4)RQ′(t)＝(1+ε)[rQ(t)cosθ-rI(t)sinθ] 方程式(5)再經(jīng)過模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器116和118后的同相數(shù)字信號(hào)RI′[n]和正交相數(shù)字信號(hào)RQ′[n]即分別為
RI′[n]＝rI[n]方程式(6)RQ′[n]＝(1+ε)[rQ[n]cosθ-rI[n]sinθ]方程式(7)現(xiàn)有應(yīng)用于正交分頻多任務(wù)接收器以補(bǔ)償同相/正交相不平衡的方式包含有(1)利用一適應(yīng)性頻域均衡器(Adaptive Frequency-Domain Equalizer，AFEQ)，請(qǐng)參考論文A.Schuchert，R.Hasholzner，″A Novel IQ ImbalanceCompensation Scheme for the Reception of OFDM Signals.IEEE Trans.OnConsumer Electronics，Vol.43，No.3，August 1998；(2)利用一適應(yīng)性時(shí)域補(bǔ)償器(Adaptive Time-Domain Compensator，ATDC)，請(qǐng)參考論文S.Fouladifard，H.Shafiee，″On Adaptive cancellation of IQ Mismatch inOFDM Receivers，″Proc.ICASSP 2003 IEEE International Conferenceon，Vol.4，6-10 April 2003PagesIV一564-7；(3)以及利用一決策回授修正架構(gòu)(Decision Feedback Correction Scheme，DFCS)，請(qǐng)參考論文J.Tubbax，B.Come，L.Van der Per re，L.Deneire，S.Donnay，M.Engels，″Compensation of IQ imbalance in OFDM systems，″Communications，2003.ICC′03.IEEE International Conference on，Volume5，11-15 May 2003Pages3403-3407。由于上述三種補(bǔ)償同相/正交相不平衡的機(jī)制為業(yè)界所現(xiàn)有，因此，其詳細(xì)電路與操作原理不另贅述。然而，上述三種現(xiàn)有的補(bǔ)償同相/正交相不平衡的機(jī)制是并未考慮載波頻率偏移(carrier frequencyoffset)的影響。載波頻率偏移與同相/正交相不平衡均會(huì)破壞正交分頻多任務(wù)系統(tǒng)內(nèi)子載波彼此之間的正交性，其中載波頻率偏移的主要原因是發(fā)射器(transmitter)的振蕩器和接收器的混頻器間的不平衡，次要原因是因發(fā)射器或接收器之間的相對(duì)位移所產(chǎn)生的多普勒偏移(Doppler shift)造成的影響。
當(dāng)把載波頻率偏移與同相/正交相不平衡分開來(lái)看時(shí)，兩者都各有其各自的補(bǔ)償方式，然而，當(dāng)兩者效應(yīng)同時(shí)存在時(shí)，則各自的補(bǔ)償方式會(huì)因只考慮一種效應(yīng)而未將另一種效應(yīng)列入考慮，而導(dǎo)致整體補(bǔ)償效果不佳。前述三種用于現(xiàn)有的同相/正交相不平衡的補(bǔ)償方式只適用于僅有同相/正交相不平衡的情形，若電路的非理想效應(yīng)另包含載波頻率偏移(frequency offset)時(shí)，則上述三種現(xiàn)有的同相/正交相不平衡的補(bǔ)償方式則不再適用。因此，當(dāng)同相混頻器106所使用的本地同相載波以及正交相混頻器108所使用的本地正交相載波具有載波頻率偏移情形時(shí)，經(jīng)由相關(guān)實(shí)驗(yàn)證明，正交分頻多任務(wù)接收器100應(yīng)用上述任何三種現(xiàn)有機(jī)制之一皆無(wú)法正確地補(bǔ)償增益不平衡ε與相位不平衡θ。亦即，于載波頻率偏移存在的情況下，上述現(xiàn)有補(bǔ)償機(jī)制的效能將會(huì)大幅地下降。

發(fā)明內(nèi)容
因此本發(fā)明的目的之一在于提供一種于載波頻率偏移存在下可補(bǔ)償正交分頻多任務(wù)系統(tǒng)中同相/正交相不平衡的裝置及其方法，以解決現(xiàn)有同相/正交相不平衡的補(bǔ)償機(jī)制在頻率偏移時(shí)效能不佳的問題。
本發(fā)明揭露一種可補(bǔ)償同相/正交相不平衡(IQ Imbalance)的方法，用來(lái)補(bǔ)償一同相載波與一正交相載波之間的一增益不平衡與一相位不平衡。該方法包含有分別依據(jù)該同相載波與該正交相載波混頻一射頻信號(hào)以產(chǎn)生一同相模擬信號(hào)與一正交相模擬信號(hào)，其中該射頻信號(hào)的載波頻率與該同相載波的頻率之間具有一頻率偏移量(frequency offset)，以及該射頻信號(hào)的載波頻率與該正交相載波的頻率之間亦具有該頻率偏移量；依據(jù)該同相模擬信號(hào)與該正交相模擬信號(hào)來(lái)計(jì)算一增益補(bǔ)償值以及一相位補(bǔ)償值；以及使用該增益補(bǔ)償值來(lái)補(bǔ)償該增益不平衡，以及使用該相位補(bǔ)償值來(lái)補(bǔ)償該相位不平衡。
此外，本發(fā)明另揭露一種可補(bǔ)償同相/正交相不平衡的裝置。該裝置包含有一混頻模塊、一增益補(bǔ)償模塊、一相位補(bǔ)償模塊以及一信號(hào)補(bǔ)償模塊?；祛l模塊是用來(lái)分別依據(jù)該同相載波與該正交相載波混頻一無(wú)線電信號(hào)以產(chǎn)生一同相模擬信號(hào)與一正交相模擬信號(hào)，其中該無(wú)線電信號(hào)的載波頻率與該同相載波的頻率之間具有一頻率偏移量(frequency offset)，以及該無(wú)線電信號(hào)的載波頻率與該正交相載波的頻率之間亦具有該頻率偏移量。同相/正交相不平衡參數(shù)估算單元，耦接于該混頻模塊，用來(lái)估算一增益補(bǔ)償值以及一相位補(bǔ)償值。信號(hào)補(bǔ)償模塊，耦接于該同相/正交相不平衡參數(shù)估算單元，用來(lái)使用該增益補(bǔ)償值來(lái)補(bǔ)償該增益不平衡以及使用該相位補(bǔ)償值來(lái)補(bǔ)償該相位不平衡。
本發(fā)明可補(bǔ)償同相/正交相不平衡的裝置與方法可于載波頻率偏移存在下成功地估計(jì)出系統(tǒng)中的增益不平衡與相位不平衡，最后并經(jīng)由一反矩陣乘以一混頻模塊所輸出的同相模擬信號(hào)和正交相模擬信號(hào)來(lái)消除同相/正交相不平衡的效應(yīng)。


圖1為現(xiàn)有正交分頻多任務(wù)接收器的示意圖。
圖2為本發(fā)明可補(bǔ)償同相/正交相不平衡的接收器的一實(shí)施例的示意圖。
圖3為同相/正交相不平衡參數(shù)估算單元的示意圖。
符號(hào)說明正交分頻多任務(wù)接收器 100天線 102、402低噪聲放大器 104、404同相混頻器 106、414正交相混頻器 108、416低通濾波器 110、112、418、420模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器 116、118、408、410補(bǔ)償同相/正交相不平衡的接收器400混頻模塊 406補(bǔ)償模塊 114、412同相/正交相不平衡參數(shù)估算單元422平均功率估算單元 512、510相關(guān)性估算單元 514計(jì)算單元 516、518具體實(shí)施方式
請(qǐng)參閱圖2，圖2為本發(fā)明可于載波頻率偏移存在下補(bǔ)償同相/正交相不平衡的接收器400的一實(shí)施例的示意圖。接收器400包含有一天線402、一低噪聲放大器404、一混頻模塊406、多個(gè)模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器408和410、同相/正交相不平衡參數(shù)估算單元422以及一補(bǔ)償模塊412。天線402是接收一無(wú)線電信號(hào)R1(t)，而低噪聲放大器404是用于放大天線402所接收的無(wú)線電信號(hào)R1(t)以輸出一無(wú)線電信號(hào)R2(t)，接著，混頻模塊406便依據(jù)無(wú)線電信號(hào)R2(t)來(lái)產(chǎn)生同相模擬信號(hào)VI(t)和正交相模擬信號(hào)VQ(t)，個(gè)別經(jīng)過模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器408和410后，產(chǎn)生同相數(shù)字信號(hào)VI[n]和正交相數(shù)字信號(hào)VQ[n]。本實(shí)施例中，同相/正交相不平衡參數(shù)估算單元422會(huì)依據(jù)同相數(shù)字信號(hào)VI[n]和正交相數(shù)字信號(hào)VQ[n]來(lái)估計(jì)一增益補(bǔ)償值ε′和一相位補(bǔ)償值θ′。最后，補(bǔ)償模塊412便依據(jù)增益補(bǔ)償值ε′與相位補(bǔ)償值θ′來(lái)補(bǔ)償同相數(shù)字信號(hào)VI[n]和正交相數(shù)字信號(hào)VQ[n]中增益不平衡與相位不平衡的效應(yīng)。
如圖2所示，混頻模塊406是由一同相混頻器(In-phase Mixer)414、一正交相混頻器(Quadrature-phase Mixer)416以及多個(gè)低通濾波器(low-passfilter，LPF)418、420所構(gòu)成，由于接收器400是于載波頻率偏移Δf存在下補(bǔ)償同相/正交相不平衡，因此，假設(shè)載波頻率偏移Δf與同相/正交相不平衡(增益不平衡ε與相位不平衡θ)同時(shí)存在時(shí)。在不失一般性下，此時(shí)系統(tǒng)模型為，同相混頻器414所接收的本地同相載波為2cos[2π(fc+Δf)t]，且正交相混頻器416所接收的本地正交相載波則成為-2(1+ε)sin[2π(fc+Δf)t+θ]。本實(shí)施例中，同相混頻器414會(huì)將無(wú)線電信號(hào)R2(t)與本地同相載波2cos[2π(fc+Δf)t]混頻產(chǎn)生一同相模擬信號(hào)RI(t)，以及正交相混頻器416會(huì)將無(wú)線電信號(hào)R2(t)與本地正交相載波-2(1+ε)sin[2π(fc+Δf)t+θ]混頻產(chǎn)生一正交相模擬信號(hào)RQ(t)，請(qǐng)注意，本地同相載波2cos[2π(fc+Δf)t]與本地正交相載波-2(1+ε)sin[2π(fc+Δf)t+θ]中的振幅系數(shù)2僅為了便于說明下列方程式的運(yùn)算，實(shí)際上，本地同相載波與本地正交相載波的振幅系數(shù)可以為任意值。最后，低通濾波器418、420是分別用來(lái)濾除同相模擬信號(hào)RI(t)和正交相模擬信號(hào)RQ(t)的高頻成份以輸出濾波處理后的同相模擬信號(hào)VI(t)和正交相模擬信號(hào)VQ(t)，再個(gè)別經(jīng)過模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器408、410后，產(chǎn)生同相數(shù)字信號(hào)VI[n]和正交相數(shù)字信號(hào)VQ[n]。
在不失一般性下，先不考慮低噪聲放大器404所提供的增益及相關(guān)噪聲的影響，則輸入混頻模塊406的無(wú)線電信號(hào)R2(t)則可以如前述方程式(1)表示之，因此，同相混頻器414與正交相混頻器416所輸出的同相模擬信號(hào)RI(t)和正交相模擬信號(hào)RQ(t)分別表示如下RI(t)=Re{[rI(t)+jrQ(t)]ej2πfct}·2cos(2π(fc+Δf)t)]]>=2rI(t)cos(2πfct)cos(2π(fc+Δf)t)-2rQ(t)sin(2πfct)cos(2π(fc+Δf)t)]]>=rI(t)cos(2πΔft)+rI(t)cos(2π(2fc+Δf)t)]]>+rQ(t)sin(2πΔft)-rQ(t)sin(2π(2fc+Δf)t)]]>方程式(8)RQ(t)=Re{(rI(t)+jrQ)ej2πfct}·(-2(1+ϵ)sin(2π(fc+Δf)t+θ))]]>=2(1+ϵ)(-rI(t)cos(2πfctθ)sin(2π(fc+Δf)t+θ)+rQ(t)sin(2πfct)sin(2π(fc+Δf)t+θ))]]>=(1+ϵ)(-rI(t)sin(2πΔft+θ)rI(t)sin(2π(2fc+Δf)t+θ))]]>+rQ(t)cos(2πΔft+θ)-rQ(t)cos(2π(2fc+Δf)t+θ))]]>方程式(9)經(jīng)由上述方程式(8)、(9)可知，于低通濾波器418、420濾除同相模擬信號(hào)RI(t)和正交相模擬信號(hào)RQ(t)的高頻成份后，則同相模擬信號(hào)VI(t)和正交相模擬信號(hào)VQ(t)便可分別表示如下VI(t)＝rI(t)cos(2πΔft)+rQ(t)sin(2πΔft) 方程式(10)VQ(t)＝(1+ε)[rQ(t)cos(2πΔft+θ)-rI(t)sin(2πΔft+θ)]＝(1+ε)[rQ(t)cos(2πΔft)cos(θ)-rQ(t)sin(2πΔft)sin(θ)-rI(t)sin(2πΔft)cos(θ)-rI(t)cos(2πΔft)sin(θ)]＝(1+ε)((rQ(t)cos(2πΔft)-rI(t)sin(2πΔft))cos(θ)-VI(t)sin(θ))方程式(11)
于方程式(8)～(11)中，rI(t)是代表一發(fā)射器(未顯示)所傳送的同相模擬信號(hào)，以及rQ(t)是代表該發(fā)射器所傳送的正交相模擬信號(hào)。
本實(shí)施例中，同相/正交相不平衡參數(shù)估算單元422會(huì)依據(jù)同相數(shù)字信號(hào)VI[n]的功率(亦即VI2[n])與正交相數(shù)字信號(hào)VQ[n]的功率(亦即VQ2[n])之間所對(duì)應(yīng)的一第一預(yù)定函數(shù)關(guān)系(1+ε)2來(lái)計(jì)算所要的增益補(bǔ)償值ε′，此外，同相/正交相不平衡參數(shù)估算單元422亦會(huì)依據(jù)同相數(shù)字信號(hào)VI[n]與正交相數(shù)字信號(hào)VQ[n]的乘積所對(duì)應(yīng)的一第二預(yù)定函數(shù)關(guān)系-(1+ε)·E(VI2[n])·sinθ來(lái)計(jì)算所要的相位補(bǔ)償值θ′。
一般來(lái)說，發(fā)射器傳送的同相模擬信號(hào)rI(t)和正交相模擬信號(hào)rQ(t)在統(tǒng)計(jì)特性上互為不相關(guān)(uncorrelated)，并且發(fā)射器傳送的同相模擬信號(hào)rI(t)和正交相模擬信號(hào)rQ(t)的平均功率亦會(huì)相同，故可分別得到方程式(12)和方程式(13)如下E(rI(t)·rQ(t))＝0 方程式(12)E(rI2(t))=E(rQ2(t))]]>E(rI2(t))＝E(rQ2(t))方程式(13)于方程式(12)、(13)中，E(·)為期望值操作數(shù)。
從方程式(10)、(11)、(12)、(13)可得E(VI2(t))=E((rI(t)cos(2πΔft)+rQ(t)sin(2πΔft))2)]]>=E(rI2(t)cos2(2πΔft)+rQ2(t)sin2(2πΔft)+2rI(t)rQ(t)cos(2πΔft)sin(2πΔft))]]>=E(rI2(t))E(cos2(2πΔft))+E(rQ2(t))E(sin2(2πΔft))]]>+2E(rI(t)rQ(t))E(cos(2πΔft)sin(2πΔft))]]>=E(rI2(t))]]>方程式(14)E(VQ2(t))=E((1+ϵ)2[rQ(t)cos(2πΔft+θ)-rI(t)sin(2πΔft+θ)]2)]]>=(1+ϵ)2E(rI2(t))]]>方程式(15)
依據(jù)方程式(14)、(15)可得E(VQ2(t))E(VI2(t))=(1+ϵ)2]]>方程式(16)因此，經(jīng)由方程式(16)，增益不平衡ε即為ϵ=[E(VQ2(t))E(VI2(t))]12-1]]>方程式(17)此外，依據(jù)上述方程式(10)、(11)、(13)，可得同相模擬信號(hào)VI(t)與正交相模擬信號(hào)VQ(t)在統(tǒng)計(jì)上的相關(guān)性(cross-correlation)為E(VI(t)VQ(t))=E((rI(t)cos(2πΔft)+rQ(t)sin(2πΔft))]]>(1+ϵ)(rQ(t)cos(2πΔft+θ)-rI(t)sin(2πΔft+θ)))]]>=(1+ϵ)(-E(rI2(t)cos(2πΔft)sin(2πΔft+θ))]]>+E(rQ2(t)sin(2πΔft)cos(2πΔft+θ)))]]>=(1+ϵ)E(rI2(t))(E(-cos(2πΔft)(sin(2πΔft)cosθ+cos(2πΔft)sinθ))]]>+E(sin(2πΔft)(cos(2πΔft)cosθ-sin(2πΔft)sinθ)))]]>=(1+ϵ)E(rI2(t)(-E(cos2(2πΔft)sinθ)-E(sin2(2πΔft)sinθ))]]>=-(1+ϵ)E(rI2(t))sinθ]]>方程式(18)因此，經(jīng)由方程式(18)相位不平衡θ即為θ=sin-1(-E(VI(t)·VQ(t))(1+ϵ)E(rI2(t)))=sin-1(-E(VI(t)·VQ(t))(1+ϵ)E(rI2(t)))]]>方程式(19)請(qǐng)注意，由于E(rI2(t))會(huì)等于E(VI2(t))，因此，本實(shí)施例中，相位補(bǔ)償模塊410是直接以E(VI2(t))代入方程式(19)來(lái)計(jì)算相位補(bǔ)償值θ′。
當(dāng)增益不平衡ε和相位不平衡θ參數(shù)都求出來(lái)后，我們便可以將同相模擬信號(hào)VI(t)與正交相模擬信號(hào)VQ(t)中增益不平衡ε和相位不平衡θ的影響去除，而得到另一組不含增益不平衡ε和相位不平衡θ因子的信號(hào)
SI(t)＝rI(t)cos(2πΔft)+rQ(t)sin(2πΔft) 方程式(20)SQ(t)＝rQ(t)cos(2πΔft)-rI(t)sin(2πΔft) 方程式(21)由方程式(10)(11)可知信號(hào)SI(t)，SQ(t)和VI(t)，VQ(t)具有如下關(guān)系VI(t)＝SI(t) 方程式(22)VQ(t)＝(1+ε)(SQ(t)cos(θ)-SI(t)sin(θ)) 方程式(23)由上兩式可推得SI(t)＝VI(t) 方程式(24)SQ(t)=1cos(θ)(VQ(t)1+ϵ+VI(t)sin(θ))]]>方程式(25)請(qǐng)參閱圖3，圖3為同相/正交相不平衡參數(shù)估算單元422的示意圖。同相模擬信號(hào)VI(t)和正交相模擬信號(hào)VQ(t)，個(gè)別經(jīng)過模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器來(lái)產(chǎn)生同相數(shù)字信號(hào)VI[n]和正交相數(shù)字信號(hào)VQ[n]后，即輸入至同相/正交相不平衡參數(shù)估算單元422。平均功率估算單元512、510分別估算出同相數(shù)字信號(hào)VI[n]的功率(亦即VI2[n])與正交相數(shù)字信號(hào)VQ[n]的功率(亦即VQ2[n])后輸出至計(jì)算單元516，計(jì)算單元516即依據(jù)上述兩功率所對(duì)應(yīng)的一第一預(yù)定函數(shù)關(guān)系(1+ε)2來(lái)計(jì)算所要的增益補(bǔ)償值ε′；此外，相關(guān)性估算單元514估算出同相數(shù)字信號(hào)VI[n]與正交相數(shù)字信號(hào)VQ[n]的乘積后輸出至計(jì)算單元518，計(jì)算單元518即依據(jù)該乘積所對(duì)應(yīng)的一第二預(yù)定函數(shù)關(guān)系-(1+ε)·E(rI2(t))·sinθ來(lái)計(jì)算所要的相位補(bǔ)償值θ′。
方程式(26)、(27)為分別為同相/正交相不平衡參數(shù)估算單元422輸出的增益補(bǔ)償值ε′和相位補(bǔ)償值θ′ϵ′=[E[VQ2[n]]E[VI2[n]]]12-1]]>方程式(26)
θ′=sin-1(-E[VI[n]·VQ[n]](1+ϵ′)E[VI2[n]])]]>方程式(27)最后，補(bǔ)償單元412便依據(jù)同相/正交相不平衡參數(shù)估算單元422估算出來(lái)的增益補(bǔ)償估算值ε′及相位補(bǔ)償估算值θ′，來(lái)補(bǔ)償同相數(shù)字信號(hào)VI[n]和正交相數(shù)字信號(hào)VQ[n]，最后輸出補(bǔ)償后不含增益不平衡ε和相位不平衡θ因子的信號(hào)如下SI[n]＝VI[n] 方程式(28)SQ[n]=1cos(θ′)(VQ[n]1+ϵ′+VI[n]sin(θ′))]]>方程式(29)相較于現(xiàn)有技術(shù)，本發(fā)明補(bǔ)償同相/正交相不平衡的接收器與方法可于載波頻率偏移存在下成功地估計(jì)出系統(tǒng)中的增益不平衡與相位不平衡，最后并經(jīng)由一反矩陣乘以一混頻模塊所輸出的同相模擬信號(hào)和正交相模擬信號(hào)來(lái)消除同相/正交相不平衡的效應(yīng)。
以上所述僅為本發(fā)明的較佳實(shí)施例，凡依本發(fā)明申請(qǐng)專利范圍所做的均等變化與修飾，皆應(yīng)屬本發(fā)明的涵蓋范圍。
權(quán)利要求
1.一種可補(bǔ)償同相/正交相不平衡的方法，用來(lái)補(bǔ)償一同相載波與一正交相載波之間的一增益不匹配與一相位不匹配情形，該方法包含有分別依據(jù)該同相載波與該正交相載波混頻一射頻信號(hào)以產(chǎn)生一同相模擬信號(hào)與一正交相模擬信號(hào)，其中可容許該射頻信號(hào)的載波頻率與該同相載波的頻率之間具有一頻率偏移量，以及該射頻信號(hào)的載波頻率與該正交相載波的頻率之間亦具有該頻率偏移量；依據(jù)該同相模擬信號(hào)與該正交相模擬信號(hào)來(lái)計(jì)算一增益補(bǔ)償值以及一相位補(bǔ)償值；以及使用該增益補(bǔ)償值來(lái)補(bǔ)償該增益不匹配，以及使用該相位補(bǔ)償值來(lái)補(bǔ)償該相位不匹配。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其另包含有轉(zhuǎn)換該同相模擬信號(hào)為一同相數(shù)字信號(hào)；以及轉(zhuǎn)換該正交相模擬信號(hào)為一正交相數(shù)字信號(hào)；其中計(jì)算該增益補(bǔ)償值以及該相位補(bǔ)償值的步驟是對(duì)該同相數(shù)字信號(hào)及該正交相數(shù)字信號(hào)進(jìn)行估算以產(chǎn)生該增益補(bǔ)償值以及該相位補(bǔ)償值。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的方法，其中計(jì)算該增益補(bǔ)償值與該相位補(bǔ)償值的步驟是依據(jù)該同相數(shù)字信號(hào)的功率與該正交相數(shù)字信號(hào)的功率之間所對(duì)應(yīng)的一第一預(yù)定函數(shù)關(guān)系來(lái)計(jì)算該增益補(bǔ)償值，以及依據(jù)該同相數(shù)字信號(hào)與該正交相數(shù)字信號(hào)的相關(guān)性所對(duì)應(yīng)的一第二預(yù)定函數(shù)關(guān)系來(lái)計(jì)算該相位補(bǔ)償值。
4.根據(jù)權(quán)利要求3所述的方法，其中計(jì)算該增益補(bǔ)償值的步驟是利用該同相數(shù)字信號(hào)的平均功率與該正交相數(shù)字信號(hào)的平均功率的比值等于該第一預(yù)定函數(shù)關(guān)系，其為(1+ε)2，其中ε為該增益補(bǔ)償值，以求出該增益補(bǔ)償值ε。
5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的方法，其中計(jì)算該相位補(bǔ)償值的步驟是利用該同相數(shù)字信號(hào)與該正交相數(shù)字信號(hào)的乘積的平均值等于該第二預(yù)定函數(shù)關(guān)系，其為-(1+ε)·E(VI2[n])·sinθ，其中θ為該相位補(bǔ)償值，E(VI2[n])為該同相數(shù)字信號(hào)的平均功率，以求出該相位補(bǔ)償值θ。
6.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其是應(yīng)用于一正交分頻多任務(wù)通訊系統(tǒng)。
7.一種可補(bǔ)償同相/正交相不平衡的裝置，該裝置為一接收器，用來(lái)補(bǔ)償一同相載波與一正交相載波之間的一增益不匹配與一相位不匹配，該接收器包含有一混頻模塊，分別依據(jù)該同相載波與該正交相載波混頻一射頻信號(hào)以產(chǎn)生一同相模擬信號(hào)與一正交相模擬信號(hào)，其中可容許該射頻信號(hào)的載波頻率與該同相載波的頻率之間具有一頻率偏移量，以及該射頻信號(hào)的載波頻率與該正交相載波的頻率之間亦具有該頻率偏移量；一同相/正交相不平衡參數(shù)估算單元，耦接于該混頻模塊，用來(lái)依據(jù)該同相模擬信號(hào)與該正交相模擬信號(hào)來(lái)估算一增益補(bǔ)償值以及一相位補(bǔ)償值；以及一信號(hào)補(bǔ)償模塊，耦接于該同相/正交相不平衡參數(shù)估算單元，用來(lái)使用該增益補(bǔ)償值來(lái)補(bǔ)償該增益不匹配，以及使用該相位補(bǔ)償值來(lái)補(bǔ)償該相位不匹配。
8.根據(jù)權(quán)利要求7所述的裝置，其另包含有一第一模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器，耦接于該混頻模塊，用來(lái)轉(zhuǎn)換該同相模擬信號(hào)為一同相數(shù)字信號(hào)；以及一第二模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器，耦接于該混頻模塊，用來(lái)轉(zhuǎn)換該正交相模擬信號(hào)為一正交相數(shù)字信號(hào)；其中該同相/正交相不平衡參數(shù)估算單元是對(duì)該同相數(shù)字信號(hào)及該正交相數(shù)字信號(hào)進(jìn)行估算以產(chǎn)生該增益補(bǔ)償值以及該相位補(bǔ)償值。
9.根據(jù)權(quán)利要求8所述的裝置，其中該同相/正交相不平衡參數(shù)估算單元包含有一第一平均功率估算單元，耦接于該第一模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器，用來(lái)估算出同相數(shù)字信號(hào)的平均功率；一第二平均功率估算單元，耦接于該第二模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器，用來(lái)估算出正交相數(shù)字信號(hào)的平均功率；一相關(guān)性估算單元，分別耦接于該第一、第二模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器，用來(lái)估算出同相數(shù)字信號(hào)與正交相數(shù)字信號(hào)的相關(guān)性；一第一計(jì)算單元，分別耦接于該第一、第二平均功率估算單元，用來(lái)依據(jù)該同相數(shù)字信號(hào)的平均功率與該正交相數(shù)字信號(hào)的平均功率之間所對(duì)應(yīng)的一第一預(yù)定函數(shù)關(guān)系來(lái)計(jì)算該增益補(bǔ)償值；以及一第二計(jì)算單元，分別耦接于該第一計(jì)算單元、該第一平均功率估算單元以及該相關(guān)性估算單元，用來(lái)依據(jù)該同相數(shù)字信號(hào)與該正交相數(shù)字信號(hào)的相關(guān)性所對(duì)應(yīng)的一第二預(yù)定函數(shù)關(guān)系來(lái)計(jì)算該相位補(bǔ)償值。
10.根據(jù)權(quán)利要求9所述的裝置，其中該第一計(jì)算單元是使利用該同相數(shù)字信號(hào)的平均功率與該正交相數(shù)字信號(hào)的平均功率的比值等于該第一預(yù)定函數(shù)關(guān)系，其為(1+ε)2，其中ε為該增益補(bǔ)償值，以求出該增益補(bǔ)償值ε。
11.根據(jù)權(quán)利要求10所述的裝置，其中該第二計(jì)算單元是利用該同相數(shù)字信號(hào)與該正交相數(shù)字信號(hào)的乘積的平均值等于該第二預(yù)定函數(shù)關(guān)系，其為-(1+ε)·E(VI2[n])·sinθ，其中θ為該相位補(bǔ)償值，E(VI2[n])為該同相數(shù)字信號(hào)的平均功率，以求出該相位補(bǔ)償值θ。
12.根據(jù)權(quán)利要求7所述的裝置，其是應(yīng)用于一正交分頻多任務(wù)通訊系統(tǒng)。
全文摘要
一種可補(bǔ)償同相/正交相不平衡的裝置及其方法，其是應(yīng)用于一正交分頻多任務(wù)通訊系統(tǒng)。該裝置包含有一混頻模塊，用來(lái)混頻一無(wú)線電信號(hào)以產(chǎn)生一同相模擬信號(hào)與一正交相模擬信號(hào)；一同相/正交相不平衡參數(shù)估算單元，耦接于該混頻模塊，用來(lái)估算一增益補(bǔ)償值以及一相位補(bǔ)償值；以及一信號(hào)補(bǔ)償模塊，耦接于該同相/正交相不平衡參數(shù)估算單元，用來(lái)使用該增益補(bǔ)償值來(lái)補(bǔ)償增益不平衡以及使用該相位補(bǔ)償值來(lái)補(bǔ)償相位不平衡。
文檔編號(hào)H04L27/26GK1835489SQ20051005554
公開日2006年9月20日 申請(qǐng)日期2005年3月16日 優(yōu)先權(quán)日2005年3月16日
發(fā)明者吳文榕, 蔡國(guó)仁 申請(qǐng)人:聯(lián)發(fā)科技股份有限公司