專利名稱：：5－2－5矩陣編碼器和解碼器系統(tǒng)的制作方法
技術領域：
：本發(fā)明涉及聲音再現(xiàn)系統(tǒng)，該系統(tǒng)用于將一對立體聲輸入音頻信號解碼為多個輸出信號，從而在經(jīng)過設置于聽眾周圍的同樣多個揚聲器適當放大之后予以再現(xiàn)，以及將多聲道信號編碼為2聲道信號。
背景技術：
：本發(fā)明涉及建立解碼矩陣的改進的設計標準及其解決方案，所說矩陣在再現(xiàn)經(jīng)過編碼的多聲道素材信號以及標準的2聲道素材信號時具有最佳的心理聲學特性，包括在所有狀態(tài)下，即使在輸入信號中存在凈向前或向后的偏離分量時，或者當存在沿特定方向的一個強的聲音分量時，使立體聲信號左右分量之間保持較大的分離度，在使具有限定方向的各個輸出信號之間保持較大的分離度的同時，使非定向編碼的分量保持恒定的聲級，而不管輸入音頻信號的定向編碼分量的方向如何，還包括頻率相關電路，該電路改善了前部信號與后部信號之間的平衡，形成該系統(tǒng)7聲道版的聲音平滑運動特質(zhì)，和使5聲道版的聲音效果接近7聲道版的聲音效果。此外，本發(fā)明涉及建立編碼電路的改進的設計標準及其解決方案，所說編碼電路用于將多聲道聲音編碼為2聲道信號，以便在標準的2聲道接收器中和使用根據(jù)本發(fā)明構(gòu)成的解碼器再現(xiàn)。本發(fā)明是使將多聲道音頻信號編碼為兩個獨立聲道，然后將所獲得的2聲道分解回復到它們初始的多聲道信號的手段精益求精的不懈努力的一部分。這種編碼/解碼程序的目標之一是重建聽起來盡可能與初始信號相同的初始信號。這種解碼器的另一個重要目的是從并非由5聲道初始信號編碼而成的2聲道源信號中析取5聲道或更多獨立聲道的信號。所得的5聲道信號的表現(xiàn)力必須至少同初始的2聲道信號表現(xiàn)力一樣富于音樂美感。本發(fā)明涉及對于適合的可變矩陣系數(shù)偏差的改進。為了幫助理解這些改進，本說明書引用Griessinger的美國專利US-4862502(1989年申請)，該專利被稱為89年專利；US-5136650(1992年申請)，該專利被稱為92年專利；Griessinger于1996年7月提出的美國專利申請No.08/684948，該申請被稱為96年7月申請；和Griesinger于1996年11月提出的美國專利申請No.08/742460，該申請被稱為96年11月申請?；谧詈笠豁椛暾堉圃斓慕獯a器市售版被稱為1.11版(或V1.11)。其它的一些改進公開在1997年9月提出的臨時專利申請60/058169中，該申請被稱為2.01版(或V2.01)。V1.11和V2.01這些版本的解碼器，和本發(fā)明的解碼器統(tǒng)稱為“邏輯7”解碼器。引用的其它技術文獻為[1]“MultichannelMatrixSurroundDecodersforTwo-EaredListeners，”DavidGriesinger.AESpreprint#4402，1996年10月，和[2]“Progressin5-2-5MatrixSystems，”DavidGriesinger，AESprerint#4625，1997年9月。發(fā)明概述用于實現(xiàn)重建從5聲道編碼為2聲道的初始信號和以5聲道格式音質(zhì)優(yōu)美地再現(xiàn)2聲道素材信號的兩個目標的手段隨著我們不斷地日益理解其物理和心理聲學特性而得以發(fā)展。上面所引用的早期專利和專利申請都體現(xiàn)了制造有用的解碼器裝置的設計哲學。本發(fā)明涉及實現(xiàn)具有使其音質(zhì)最佳的某些特性的一種有源矩陣。另一方面，本發(fā)明披露了對于這種有源矩陣的某些輸出信號的與頻率相關的改善。再一方面，本發(fā)明提供了能夠?qū)?聲道輸入信號編碼為2聲道輸出信號的有源電路，所獲得的2聲道信號可以利用標準的2聲道設備，利用根據(jù)本發(fā)明構(gòu)成的解碼器，和利用工業(yè)標準的“杜比全向邏輯”解碼器都能得到最佳的表現(xiàn)。本發(fā)明的一部分內(nèi)容涉及一種有源矩陣解碼器，這種有源矩陣解碼器的矩陣元依賴于輸入信號定向分量變化。所說矩陣元以這樣一種方式變化，使得輸出信號中不屬于預定方向的定向編碼信號的響度減小，而使再現(xiàn)該預定方向時屬于所包含方向的那些信號的響度增強，同時始終保持可能同時傳輸至輸入端的其它信號的左/右分離度。此外，根據(jù)本發(fā)明建立的矩陣元已經(jīng)通過增加或減少兩個輸入信號之間的混合，例如通過立體聲頻寬控制，復原了去相關的2聲道素材信號的左/右分離度，其中所說2聲道信號經(jīng)過了定向編碼。此外，根據(jù)本發(fā)明建立的矩陣元可以盡可能多地保持輸入信號各個分量之間的能量平衡，從而保持解碼器輸出信號中聲音與伴奏之間的平衡。因而，根據(jù)本發(fā)明建立的矩陣元能夠同時保持輸入音頻信號中非定向編碼分量的響度和這些分量的左/右分離度。此外，根據(jù)本發(fā)明構(gòu)成的解碼器包括頻率相關電路，該電路提高了播放標準的2聲道素材信號時解碼器輸出的兼容性，將用于5聲道解碼器的2聲道環(huán)繞輸出信號轉(zhuǎn)換為用于7聲道解碼器的4聲道環(huán)繞輸出信號，并校正了5聲道解碼器中后部聲道的頻譜，從而使其聲音方向與7聲道解碼器中的聲音方向更加相似。根據(jù)本發(fā)明構(gòu)成的編碼器將5輸入聲道(或5個全頻信道加一個低頻信道)混聲為2輸出聲道，從而當一個特定輸入信號的輸入電平較強時，在輸出中保持該輸入信號的能量；并且按照所說輸出信號的相位/幅值比將強輸入的方向進行編碼；進而所說強信號可以在該編碼器的任何兩個輸入端之間展開，而且可以對所說輸出信號進行正確的定向編碼。另外，施加到所說編碼器的兩個后部輸入信號的去相關素材信號將以這樣的方式編碼為2聲道，使得當用根據(jù)本發(fā)明構(gòu)成的解碼器解碼所說編碼器的輸出信號時能夠保持輸入信號的左/右分離度，從而施加到所說編碼器的兩個后部聲道的同相輸入信號將會產(chǎn)生解碼至根據(jù)本發(fā)明構(gòu)成的解碼器和根據(jù)杜比標準構(gòu)成的解碼器的后部聲道的一個2聲道輸出信號，而且施加到所說編碼器的兩個后部聲道的反相輸入信號將會產(chǎn)生對應于根據(jù)本發(fā)明構(gòu)成的解碼器和根據(jù)杜比標準構(gòu)成的解碼器的一個非定向信號的輸出信號，并且對施加到所說編碼器的兩個后部輸入聲道的低電平混響信號進行編碼，使其在2聲道輸出信號中的電平減小3dB。附圖簡介在所附的權(quán)利要求書中記載了據(jù)信為本發(fā)明特點的新穎特征。通過以下結(jié)合附圖對于所示實施例的詳細描述可以最為清楚地地理解本發(fā)明，以及本發(fā)明的其它特征和優(yōu)點。在所說附圖中圖1為一方框示意圖，該圖表示根據(jù)本發(fā)明構(gòu)成的一種解碼器中的方向檢測部分和一個2-5聲道矩陣部分，但是不包含在圖2和圖3中所示的其它部分；圖2為一方框示意圖，該圖表示一個5聲道頻率相關有源信號處理器電路，該電路可以連接在圖1所示矩陣部分的輸出與解碼器輸出之間；圖3為一方框示意圖，該圖表示一個5-7聲道頻率相關有源信號處理器，該處理器也可以連接在圖1所示的矩陣部分的輸出與所說解碼器輸出之間；圖4為一方框示意圖，該圖表示根據(jù)本發(fā)明構(gòu)成的一種5聲道-2聲道有源編碼器；圖5為一三維曲線圖，該圖表示89年專利和杜比全向邏輯中的現(xiàn)有技術的左前左(LFL)矩陣元，按照其標度最大值為1；圖6為一三維曲線圖，該圖表示89年專利和杜比全向邏輯中的現(xiàn)有技術的左前右(LFR)矩陣元，按照其標度最小值為-0.5，最大值為+0.5；圖7為一三維曲線圖，該圖表示89年專利中的現(xiàn)有技術的LFL和-LFR的平方和之平方根，按照其標度最大值為1；圖8為一三維曲線圖，該圖表示申請No.08/742460中LFL和LFR矩陣元之和的平方根，按照其標度最大值為1；圖9為一三維曲線圖，該圖表示V1.11中左前左(LFL)矩陣元；圖10為一三維曲線圖，該圖表示本發(fā)明中部分完成的左前左矩陣元；圖11為一曲線圖，該圖表示本發(fā)明的LFL和LFR沿左側(cè)與完全后部之間的后部邊界的特性；圖12為一三維曲線圖，該圖表示從左后部觀察得到的本發(fā)明中完全完成的左前左(LFL)矩陣元；圖13為一三維曲線圖，該圖表示本發(fā)明的完全完成的左前右(LFR)矩陣元；圖14為一三維曲線圖，該圖表示本發(fā)明的LFL和LFR的均方根和；圖15為一三維曲線圖，該圖表示從左后部觀察得到的本發(fā)明的LFL和LFR的平方和的平方根，包括對于后部信號電平的校正；圖16為一曲線圖，其中實線表示在現(xiàn)有技術杜比全向邏輯解碼器中應當使用的作為CS函數(shù)的中央矩陣元(單位為dB)，點線表示在所說杜比全向邏輯解碼器中中央矩陣元的實際值；圖17為一曲線圖，其中實線表示中央矩陣元的理想值，點線表示現(xiàn)有技術杜比全向邏輯解碼器中央矩陣元的實際值；圖18為一三維曲線圖，該圖表示LRL和LRR的平方和的平方根，其中使用現(xiàn)有技術中V1.11的矩陣元；圖19為一曲線圖，該圖表示GS(lr)和GR(lr)在恒定功率條件下沿cs＝0軸的數(shù)值解，和沿左側(cè)與中央之間邊界的零輸出；圖20為一三維曲線圖，該圖表示本發(fā)明的LRL和LRR平方和的平方根，其中使用GR和GS的值；圖21為一三維曲線圖，該圖表示現(xiàn)有技術89年專利中4聲道解碼器(和杜比全向邏輯解碼器)的中央左(CL)矩陣元，如果將左右交換，該圖也可以表示中央右(CR)矩陣元；圖22為一三維曲線圖，該圖表示在邏輯7V1.11解碼器中中央左(CL)矩陣元；圖23為一曲線圖，其中實線表示新LFL和LFR所需的中央輸出聲道衰減，點線表示現(xiàn)有技術的標準杜比全向邏輯解碼器的中央衰減；圖24為一曲線圖，其中實線表示本發(fā)明適用于“影片”策略的理想的中央聲道衰減，虛線表示工作明顯較好的一個值，點線表示用于比較的標準杜比解碼器的中央聲道衰減；圖25表示本發(fā)明適用于“音樂”策略的中央衰減；圖26為一曲線圖，其中實線表示本發(fā)明的與“音樂”中央衰減GC的恒定能量比所需的GF值，虛線表示以前的LFR矩陣元sin(cs)*corr1，點線表示sin(cs)的值；圖27為一三維曲線圖，表示新發(fā)明中左前右(LFR)矩陣元，包括對于沿lr＝0軸的中央電平的校正；圖28為一三維曲線圖，該圖用新的中央增值函數(shù)表示中央左(CL)矩陣元；和圖29為一曲線圖，該圖表示當一個強信號從中央擴展到左側(cè)時左前輸出的輸出電平(點線)和中央輸出(實線)。優(yōu)選實施例的詳細描述本發(fā)明的設計保留了以往解碼器的許多設計理念，但是實際的設計在許多方面都已改變。在有限篇幅的文獻中不可能完整地描述這個設計的演變。為了使這篇文獻的內(nèi)容保持連貫，在本申請中，我們將表現(xiàn)最重要的一些設計主導思想，給出所討論問題的數(shù)學解，并對該申請的基本技術方案提出權(quán)利要求。參閱我們以前有關這個主題的申請是十分有益的，但并不是必需的。借助于在96年7月專利、和96年11月專利申請、以及97年9月臨時專利申請中所述的解碼器和編碼器方面的經(jīng)歷，我們已經(jīng)作出一些過去從未涉及的改進。本申請將記載本發(fā)明改進的編碼器和解碼器的最基本的特征，并且對于自從美國專利申請No.08/742460以來增加的新穎特征提出權(quán)利要求。1.解碼器概述在本申請中所述的解碼器包括兩個獨立的部分。第一部分是一個矩陣，該矩陣將2輸入聲道分解為5輸出聲道，這5個聲道通常被稱為中央聲道、左前聲道、右前聲道、左后聲道和右后聲道。第二部分包括一系列延遲和濾波，它們校正了頻譜和兩個后部輸出的電平。第二部分的功能之一是當需要7聲道解碼器時，導出一對附加輸出，即左側(cè)和右側(cè)輸出。在申請08/742460中，第二部分是不明確的-兩個附加聲道是從初始矩陣中的一對附加矩陣元得出的。在描述解碼器和編碼器的數(shù)學方程中，對于大部分變量我們將使用標準的印刷體，單變量用斜體字母表示，矢量用粗黑小寫體字母表示，矩陣用粗黑大寫體字母表示。作為從一個指定輸入聲道獲得的一個指定輸出聲道的系數(shù)的矩陣元用正常的大寫體字母表示。某些單變量諸如lr和cs用雙字母命名，它們不表示兩個獨立的單變量的乘積。其它變量l/r和c/s在某種意義上表示左-右和中央-環(huán)繞比值，但是其值為從這些比值得出的控制信號電壓。這些表示慣例也用于本申請中所引用的在先美國專利和專利申請中。用Matlab語言編寫的程序段也通過使用不同的字體和字號表示和將這些行縮進排版而加以區(qū)別。各個方程都有編號，以將它們與Matlab賦值語句區(qū)別開來，和對本申請中所述的具體特征給出標引。圖1與美國專利申請No.08/742460中的圖4相同，是解碼器第一部分，即將2聲道變?yōu)?聲道的矩陣90的方框示意圖。圖1中用一條垂直虛線分開的左半部分表示用于獲得兩個定向傳播(steering)電壓l/r和c/s的裝置。這些電壓表示輸入信號包含固有的或分別沿左/右或前/后方向的定向編碼分量的程度。對于圖1中的這一部分在本申請中不再詳細討論，因為在上述專利申請中已經(jīng)充分地進行了討論，所說專利申請以引用方式結(jié)合在本申請中。在圖1中，解碼器90的方向檢測裝置包括單元92至138，其后為一個5×2矩陣，它位于所說垂直虛線的右側(cè)。這個矩陣的矩陣元140至158確定每個輸入聲道的量，所說每個輸入聲道與其它輸入聲道線性組合以構(gòu)成各個輸出聲道。假設這些矩陣元是實數(shù)。(在美國專利申請No.08/742460中討論了復數(shù)矩陣元的情況，故在本申請中不再討論。)這些矩陣元是所說的兩個定向傳播電壓l/r和c/s的函數(shù)。美國專利申請No.08/742460給出了這些函數(shù)的數(shù)學方程。在本申請中，一部分新穎性就在于對于這些表達式的改進。我們以圖表形式表示這些方程，并且解釋它們之所以成為這種形式的原因。2.定向傳播電壓概述如圖1所示，所說定向傳播電壓c/s和l/r由輸入端92的左輸入信號幅值與輸入端94的右輸入信號幅值比值的對數(shù)，以及幅值和與幅值差比值的對數(shù)獲得。在描述這些矩陣元時，將l/r和c/s表示為從+45度變化到-45度的角度是比較方便的。在V1.11和V2.01解碼器中，這些電壓的單位為分貝(dB)。我們可以將所說定向傳播參數(shù)變換為角度，其中l(wèi)r＝90-arctan(10^((l/r)/20))...(1a)cs＝90-arctan(10^((c/s)/20))...(1b)所說角度lr和cs確定了輸入信號具有定向分量的程度。例如，當解碼器輸入為去相關信號時，lr和cs都為零。對于僅僅來自中央聲道的信號，lr為零，cs的值為45度。對于來自后部的信號，lr為零，cs為-45度。類似地，對于來自左聲道的信號，lr的值為45度，cs的值為零，而對于來自右聲道的信號，lr的值為-45度，cs的值為零。在我們的設計中我們假定生成編碼信號的編碼器具有這樣的屬性，即當我們對左后信號編碼時，lr＝22.5度，cs＝22.5度。類似地，施加到編碼器右后輸入的信號的lr值等于22.5度，cs的值等于22.5。從l/r和c/s的定義以及l(fā)r和cs的導出，可以看出lr和cs的絕對值不大于45度。lr和cs的允許值構(gòu)成由abs(lr)-abs(cs)＝45度曲線軌跡約束的一個表面。產(chǎn)生位于該表面邊界上的lr和cs值的任何輸入信號都是完全局域化的，就是說，它只包含編碼為來自一個特定方向的單一聲音信號。在本申請中，我們將廣泛使用作為覆蓋這個兩維表面的函數(shù)的矩陣元曲線圖。一般來說，矩陣元的導出在該表面的四個象限中是不同的。換句話說，根據(jù)所說定向傳播向前或向后，以及向左或向右而采用不同的方式描述這些矩陣元。為了確保該表面在不同象限之間的邊界上是連續(xù)的，需要大量的計算。在某些點偶爾出現(xiàn)不連續(xù)是V1.11解碼器的問題之一，這也正是本申請所要解決的問題。3.頻率相關矩陣元圖1所示的矩陣元是實數(shù)，因此與頻率無關。輸入中的所有信號都轉(zhuǎn)變?yōu)橐蕾囉趯С鼋嵌萳r和cs的輸出。(在目前的現(xiàn)有技術中，利用圖1中未示出的濾波器，在從輸入信號導出lr和cs時使低頻和非常高頻分量衰減。但是，矩陣元本身是寬頻帶的。)我們在實踐中已經(jīng)發(fā)現(xiàn)在矩陣之后將信號施加于頻率相關電路具有若干優(yōu)點。這些頻率相關電路之一，即在圖1中右側(cè)輸出180側(cè)的相移電路170，在美國專利申請No.08/742460中已經(jīng)介紹過，這里不再贅述。圖2表示附加的頻率相關電路的5聲道版。這些電路不具有固定參數(shù)。其頻率和電平特性依賴于定向值lr和cs。這些電路實現(xiàn)若干目的。首先，在5聲道解碼器和7聲道解碼器中，當所說定向傳播不確定(neutral)(lr和cs為零)或者向前(cs＞0)時，附加矩陣元使得能夠調(diào)整后部聲道的視在響度。在美國專利申請No.08/742460中，這種衰減是作為矩陣本身的一部分功能實現(xiàn)的，因而是與頻率無關的。通過理論研究和測聽試驗，我們已經(jīng)發(fā)現(xiàn)非常需要在聽眾四周再現(xiàn)低頻分量。因此在本發(fā)明的解碼器中，只利用可變低通濾波器182、184、188和190將高頻分量衰減。這是通過利用器件188、190將后部聲道中500Hz以上頻率衰減，利用器件182、184將4kHz以上頻率衰減而實現(xiàn)的，當所說定向傳播始終近乎不確定或向前時，使用在本申請下文中定義的一個背景控制信號186。偶爾存在的向后定向傳播的聲音降低了衰減效果，這是將環(huán)繞聲編碼素材信號與普通2聲道素材信號自動區(qū)別開來的一個特征。當所說定向傳播向后(cs＜0)時，在5聲道解碼器中的其它器件192、194使用所說c/s信號196校正該聲音的頻譜，從而使揚聲器似乎位于聽眾的背后，即使它們的實際位置在側(cè)面。經(jīng)過校正的左環(huán)繞和右環(huán)繞信號分別在輸出端198和200輸出。這個電路的其它細節(jié)在本說明書的后面一個部分中介紹。圖3表示所說頻率相關器件的7聲道版。如前所述，當所說定向傳播不確定或者向前時，第一組濾波器182、184、188和190將側(cè)面和后部輸出的較高頻分量衰減，同樣這也是在背景控制信號186控制下完成的。這種衰減還導致更為向前的聲象，并且可以根據(jù)聽眾的喜好加以調(diào)整。當由c/s信號196表示的定向傳播向后移動時，附加電路202、204、206和208用于使所說側(cè)面輸出與后部輸出相區(qū)別。當定向傳播向后移動時，在側(cè)面揚聲器中上述衰減首先被器件204和206去掉，以產(chǎn)生側(cè)向聲音。當定向傳播進一步向后移動時，器件204和206的衰減恢復并且增大。其結(jié)果是聲音從前部揚聲器平滑地移動到側(cè)面揚聲器，然后移動到后部揚聲器，所說后部揚聲器有大約10ms的延遲，這是利用延遲器件202和208產(chǎn)生的。由于低頻分量不受到這些電路的影響，在側(cè)面揚聲器中的低頻響度(用于形成寬敞度感覺)不受聲音移動的影響。同樣，在下文中將介紹圖3的其它細節(jié)。4.編碼器概述圖4為用于將5個輸入聲道自動混聲為2個輸出聲道的一種編碼器的方框示意圖。其結(jié)構(gòu)與在美國專利申請No.08/742460中所述的編碼器完全不同。新設計的目的是保留5聲道初始信號的音樂平衡，同時提供相位/幅值插入信號，以使解碼器可以抽取初始的5聲道。前述的編碼器具有類似的目的，但是其用于實現(xiàn)這些目的的方法有一些改進。保留音樂平衡對于編碼器是非常重要的。這種編碼器的基本目的之一是自動生成5聲道錄音的2聲道混合信號，這些信號將以與5聲道初始信號一樣的優(yōu)美音質(zhì)在普通的2聲道系統(tǒng)中播放。這種新編碼器設計包括有源器件以確保保留音樂平衡。與97年11月申請中的編碼器不同，新編碼器可以使輸入信號在編碼器的5個輸入的任意兩個之間平移(pan)。例如，一個聲音可以從左前輸入平移到右后輸入。當利用本申請所述的解碼器對所得的2聲道信號進行解碼時，其結(jié)果非常接近原始聲音。利用早期的環(huán)繞解碼器的解碼結(jié)果也與原始聲音相似。在下文中詳細介紹編碼器。5.解碼器有源矩陣元的設計目的本發(fā)明最基本的目的與我們以前的解碼器，特別是在美國專利申請No.08/742460中所述的解碼器相同-“本發(fā)明是一種環(huán)繞聲解碼器，其所具有的可變矩陣元這樣構(gòu)成，使得可以減小在沿預定方向再現(xiàn)時輸出中沒有直接涉及的那些定向編碼音頻分量；增強在沿預定方向再現(xiàn)時輸出中直接涉及的那些定向編碼音頻分量，從而使這些信號的總功率保持恒定；同時與定向傳播信號無關地保持非定向信號中左聲道與右聲道分量之間高分離度；并使定義為非定向信號的總音頻功率電平的響度有效地保持恒定，而不管是否存在定向編碼信號，或者如果存在的話其方向如何。”表面上看，所有矩陣解碼器都具有這些目的中的大部分。本發(fā)明的新穎性部分在于知曉如何更加精確地實現(xiàn)上述規(guī)則，部分在于知曉何時不應用上述規(guī)則。但是，美國專利申請No.08/742460中的大部分方法得以保留。以前的目的中最重要的一個是在所有條件下清楚地保持解碼器左聲道與右聲道之間的高分離度。所有以前的4聲道解碼器都不能保持后部聲道的分離度，因為它們只具有一個后部聲道。其它制造商的5聲道解碼器在許多方面犧牲了分離度。在本申請中所述的解碼器以與V1.11解碼器相似的方式滿足這個目的-但是它同樣滿足其它目的。美國專利申請No.08/742460還公開了許多較小的改進，例如用于提高定向信號精度的電路，和用于在強向后定向傳播時轉(zhuǎn)換后部聲道之一相位的可變相移電路。在新解碼器中保留了V1.11解碼器的這些特征，但是不會被該文獻所覆蓋。在圖4中，分別將前部輸入信號L、C和R施加到輸入端50、52和54。L和R分別直接進入加法器278和282，而C信號在施加到加法器278和282輸入端之前首先在衰減器372中衰減，衰減系數(shù)為fcn。低頻效果信號LFE通過一個增益為2.0的器件374，然后施加到加法器278和282。環(huán)繞聲輸入信號LS和RS分別通過兩個輸入端施加到兩條獨立的路徑LS信號的路徑為通過增益為fs(l，ls)的衰減器378，RS信號的路徑為通過增益為fs(r，rs)的一個對應的衰減器380。這些輸出傳輸?shù)皆鲆嫦禂?shù)為-crx的互耦器件384和386中，其中crx標準值為0.383。從這些器件輸出的互耦信號傳送至加法器392和394，它們也從0.91衰減器388和392接收經(jīng)過衰減的LS和RS信號。加法器392、394的輸出施加到加法器278、282的輸入端。這樣分別將所說器件定位在解碼器空間中央后部的左45度和右45度。其它信號路徑分別使LS和RS信號通過增益為fc(l，ls)的衰減器376和增益為fc(r，rs)的衰減器382，然后通過互耦器件396、398、402、404、406和408的一個類似排列，所說加法器406和408的輸出與以前一樣，以中央后部45度左和45度右表示左后輸入和右后輸入。但是，這些信號現(xiàn)在分別通過相移器234和246，而來自加法器278和282的左信號和右信號分別通過相移器286和288。這些相移器單元都是全通濾波器，相移器286和288的相位響應為(f)，相移器234和246的相位響應為(f)-90°。對于這些濾波器中所需分量值的計算在本領域中是熟知的，這里不再贅述。其結(jié)果是使加法器406和408所有頻率的輸出在通過如圖4所示的全通濾波器網(wǎng)路之后比加法器278和282的輸出滯后90度。全通濾波器網(wǎng)路234和286的輸出在加法器276中結(jié)合，在輸出端44產(chǎn)生所說A(或左)輸出信號，而濾波器246和288的輸出在加法器280中結(jié)合，在輸出端46產(chǎn)生所說B(或右)輸出信號。增益函數(shù)fs和fc用于使強環(huán)繞信號與其它聲音同相，而使弱環(huán)繞信號通過90度相移的路徑，以使去相關的“音樂”信號保持恒定電平。crx的值也可以改變，進而改變聽到所說環(huán)繞聲的角度。6.自從申請No.08/742460以來的設計改進本發(fā)明相對于美國專利申請No.08/742460最引人注目的改進之一是當信號沿中央方向定向傳播時，對于中央矩陣元和左前及右前矩陣元的改變。我們發(fā)現(xiàn)按照以前的方式編碼和解碼的中央聲道存在兩個問題。最顯著的問題是，在5聲道矩陣系統(tǒng)中，中央聲道的使用與盡可能保持左/右分離度的目的本質(zhì)上是相抵觸的。如果所說矩陣要從常規(guī)的2聲道立體聲素材信號產(chǎn)生一個可以感知的輸出，當所說兩個輸入聲道沒有左/右分量時，必須用左輸入聲道與右輸入聲道之和驅(qū)動所說中央聲道。因此，左解碼器輸入和右解碼器輸入都會在中央揚聲器中再現(xiàn)，原來僅僅在左(或右)聲道中的聲音也會從中央聲道中再現(xiàn)。其結(jié)果必然是，這些聲音的視在位置被拉到房間的中間。這種效果出現(xiàn)的程度取決于中央聲道的響度。美國專利US-4862502和US-5136650使用最小值比左右聲道低3dB的矩陣元。當解碼器的輸入去相關時，所說中央聲道的響度等于左右聲道的響度。當定向傳播向前方移動時，所說中央矩陣元再增大3dB。這種高響度效果是大大減小前部聲象的寬度。應當聽出位于聲象左側(cè)和右側(cè)的樂器總是被拉向聲象的中央。美國專利申請No.08/742460使用最小值比以前值低4.5dB的中央矩陣元。這個最小值是根據(jù)測聽試驗選擇的。當輸入素材信號為含有管弦樂的非相關信號時，這種衰減產(chǎn)生向前部聲象擴展的令人愉快的效果。所說前部聲象不會發(fā)聲嚴重的變窄現(xiàn)象。在美國專利申請No.08/742460中，當定向傳播移向前方時這些矩陣元增大，最終達到杜比矩陣元中所使用的值。使用V1.11解碼器的經(jīng)歷證明，盡管中央聲道響度的減小解決了空間問題，但是該矩陣未能保持輸入信號的功率平衡。數(shù)學分析揭示，不僅V1.11解碼器是錯誤的，而且杜比解碼器和我們以前的解碼器也是錯誤的。十分矛盾的是，雖然從再現(xiàn)前部聲象寬度的觀點來看中央聲道太強，但是從保持功率平衡的角度來看它又太弱。這個問題對于Mandel解碼器-標準杜比解碼器尤其嚴重。在標準杜比解碼器中，后部聲道比專利US-4862502中我們的解碼器強。因此，為了保持功率恒定，中央聲道必須較強。中央聲道無法保持功率恒定是杜比解碼器存在已久的問題。杜比建議混聲工程師應當經(jīng)常測聽矩陣的平衡，從而使矩陣中的功率不平衡在混聲過程中得以彌補。但是，現(xiàn)代的影片都是為在5聲道音響系統(tǒng)中播放而混聲錄制的，自動編碼為2聲道可能導致人物對話電平方面的問題。進一步的分析和測聽表明影片和音樂在平衡問題上需要不同的解決方案。對于影片，我們發(fā)現(xiàn)保留在美國專利申請No.08/742460中所述的左右前部矩陣元是最有用的。這些矩陣元從左前和右前聲道中盡可能地消除了中央聲道信息。這樣使對話聲音泄漏到左前和右前聲道的程度最小。在新的“影片”型解碼器設計中，通過改變中央矩陣元，即當定向傳播向前移動時(當cs變?yōu)榇笥?時)使中央聲道響度比標準解碼器更為迅速地增大來校正功率平衡。實際上，并不需要中央矩陣元的最終值大于標準解碼器中的值，因為這種條件僅僅當中央聲道有源時才能實現(xiàn)。只是要求當中央聲道與左右聲道電平基本相等時，中央聲道電平大于標準解碼器中的電平。采用這種“影片”策略，增大中央聲道響度以保持輸入信號中的功率平衡，而使中央聲道分量在所有其它輸出中最小。這種策略對于影片來說似乎是理想的，而中央聲道的主要用途是播放對話，從中央以外的其它位置發(fā)出的對話是無法預料的。這種策略的主要缺點是在任何存在明顯的中央定向性的期間-例如在許多類型的流行音樂中那樣-前部聲象變窄。但是，對于影片的優(yōu)點-對話泄漏到前部聲道的程度最小和具有優(yōu)異的功率平衡-超過了這個缺點。對于音樂我們采取另一項策略。在這種情況下我們可以使中央聲道響度以與美國專利申請No.08/742460中一樣的速率增大，直至定向傳播的中間值，這時cs≥22.5度。為了恢復所說音樂平衡，我們改變左前和右前矩陣元，使得輸入信號中的中央分量不完全去除。調(diào)整左前和右前聲道中中央聲道分量的含量，使得解碼器所有輸出的聲音功率都與輸入信號的聲音功率匹配-而不會使中央聲道響度過大。采取這種策略，全部三個前部揚聲器都再現(xiàn)原始編碼素材信號中存在的中央聲道信息。最實用的采取這種策略的解碼器限制了在輸入信號中央分量的中央輸出比另外兩個前部輸出中任意一個強6dB的點處的定向傳播。通過限制cs的正值即刻簡單地實現(xiàn)這一點。這種新策略-使中央聲道分量從全部三個前部揚聲器中輸出，和當中央聲道響度比左前和右前聲道大6dB時限制定向傳播-使得對于各種音樂都表現(xiàn)出優(yōu)異的特性。經(jīng)過編碼的5聲道混合信號和普通的2聲道混合信號都解碼為具有穩(wěn)定的中央聲道效果，和中央聲道與左右聲道之間足夠的分離度。需要指出的是，與以往的解碼器不同，中央聲道與左右聲道之間的分離度是故意使之不完全的。將預計來自左聲道的信號從中央聲道中去除，而不是采用其它方式。對于音樂來說，這種策略所提供的較大的橫向分離度和穩(wěn)定的前部聲象彌補了不具有完全分離度的缺點。對于這些側(cè)重影片設計的測聽表明，盡管存在一些對話來自左前和右前揚聲器的情況，但是所得聲象的穩(wěn)定性是極佳的。其聲音效果是令人愉快的，而不會使人分散注意力。因此，對于采用音樂解碼器的影片的聽眾來說，不會感到影片的藝術品質(zhì)降低。而對于采用電影解碼器的音樂錄音的聽眾來說，會感到存在更多問題。本申請中下一個最為重要的改進或許就是當一個信號向左前或左后方向定向傳播時增大前部聲道與后部聲道之間的分離度。在這些條件下V1.11解碼器的前部聲道使用美國專利US-4852502中所述的矩陣元。這些矩陣元僅僅在向正后方位置-即左后與右后的中間方向定向傳播時才完全消除向后定向傳播信號。當定向傳播為向左后或右后(不是正后方)時，左前或右前輸出的值比相應的后部輸出低9dB。在本發(fā)明中，修改了前部矩陣元以當定向傳播朝向方向為左后與右后之間的任何位置時消除來自前部的聲音。7.對于后部矩陣元的改進一般聽眾對于后部矩陣元的改進不是能夠立刻感覺到的。這些改進校正了在各個象限之間的邊界上矩陣元連續(xù)性方面的錯誤。它們也改善了在各種條件下定向信號與非定向信號之間的功率平衡。下面所給出的這些矩陣元的數(shù)學表述包含了這些改進。8.有源矩陣元的詳細描述Matlab語言用于表述這些矩陣元的數(shù)學方法不是基于變量cs和lr的連續(xù)函數(shù)。一般包括對于方程的附條件、絕對值、和其它非線性修正。因此，我們使用一種程序語言表述矩陣元。Matlab語言提供了以圖表方式檢驗方程的一種簡單方法。Matlab語言非常類似于Fortran語言或C語言。它們的主要區(qū)別在于Matlab語言中的變量可以是矢量-就是說，每個變量可以表示為順序排列的數(shù)值矩陣。例如，我們可以按照下述方式定義變量xx＝1∶10；這個Matlab語言規(guī)定建立了從1到10十個數(shù)值的線性序列。變量x包括所有10個值。它表示一個矢量，一個1乘10矩陣?？梢源嫒』蛱幚砻總€矢量中的單個數(shù)值。例如，表示式x(4)＝4；將設定矢量x中第4個分量的值等于4。變量還可以表示一個兩維矩陣?？梢杂煤唵蔚姆绞綖榫仃囍械膯蝹€矩陣元賦值X(2，3)＝10；將值10賦予矩陣X的第2行和第3列。對于下述矩陣元的詳細描述與在參考文獻[2]中基本相同。其內(nèi)容已經(jīng)有所改變。主要差別是1、參考文獻[2]包含“tv矩陣”特征。當定向傳播不確定或者向前時這個特征使后部輸出的電平減小。在本申請中這種功能是利用設置在矩陣之后的頻率相關電路實現(xiàn)的。所以我們省去了這種“tv矩陣”校正。2、關于中央矩陣元的部分已經(jīng)修改為包含“影片”策略、“音樂”策略、和限制“音樂”設置特性的內(nèi)容。參考文獻[2]僅僅記載了“音樂”設置，而沒有限制。9.用方程和圖表表示的矩陣解碼器在參考文獻[1]中我們提出了一種矩陣解碼器的設計，這種解碼器可以用一個n×2矩陣的矩陣元表示，其中n為輸出聲道的數(shù)目。每個輸出可以看作是兩個輸入的線性組合，其中所說線性組合的系數(shù)由該矩陣的矩陣元給出。在這篇論文中，通過字母的簡單組合來標識這些矩陣元。參考文獻[1]記載了一種5聲道解碼器和一種7聲道解碼器。從5聲道到7聲道的轉(zhuǎn)換現(xiàn)在是在解碼器的頻率相關部分實現(xiàn)的，所以這里我們只講述一種5聲道解碼器。從對稱性角度考慮，我們顯然只需要描述6個矩陣元的特性-即中央矩陣元、兩個左前矩陣元、和兩個左后矩陣元。可以發(fā)現(xiàn)，通過簡單地變換左右標識，就可以從左側(cè)矩陣元獲得右側(cè)矩陣元。這些矩陣元包括CL左輸入聲道至中央輸出的矩陣元CR右輸入聲道至中央輸出的矩陣元LFL左輸入聲道至左前輸出LFR右輸入聲道至左前輸出LRL左輸入聲道至左后輸出LRR右輸入聲道至左后輸出這些矩陣元不是恒定的。它們的值作為輸入聲音的視在方向的兩維函數(shù)變化。大部分相位/幅值解碼器通過比較輸入信號幅值來確定輸入的視在方向。例如從左輸入聲道幅值與右輸入聲道幅值的比值可以確定沿向右/向左方向定向傳播的角度。按照類似的方式，從輸入聲道幅值的和值和差值的比值可以確定沿向前/向后方向定向傳播的角度。盡管邏輯7解碼器在如何實現(xiàn)這些功能方面與標準解碼器明顯不同，但是在本申請中我們不討論確定這些定向傳播方向的方法，我們假設已經(jīng)確定了定向傳播方向。這里，我們將這些方向表示為角度-一個角度用于表示左/右方向(lr)，一個角度用于表示前/后(中央/環(huán)繞)方向(cs)。這兩個定向傳播方向為有正負之分的變量。當lr和cs都為零時，輸入信號是非定向的，就是說，這兩個輸入聲道是不相關的。當輸入中包含一個已經(jīng)定向編碼的信號時，這兩個定向傳播方向具有其最大值。但是在這些條件下它們不是獨立的。將定向傳播值表示為角度的優(yōu)點是當只有一個信號時，這兩個定向值的絕對值之和必須為45度。當所說輸入除了強定向信號以外還包含去相關素材信號時，定向值的絕對值之和必須小于45度。|lr|+|cs|≤45...(2)如果我們在由定向值形成的一個兩維平面中繪出這些矩陣元值，該平面中央的值將為(0，0)，定向值之和的法定值不超過45度。實際上，由于非線性濾波器的特性，該和值有可能超過45度-申請No.08/742460要求保護一個電路，該電路限制lr和cs中較小者，以使它們的和值不超過45度。這里不再詳細討論該權(quán)利要求。我們假設當出現(xiàn)超出限值情況時這些矩陣元的數(shù)學表示式仍然能夠很好地表示其變化。當我們繪制矩陣元值時，如果超過了輸入變量的法定和值，我們就任意地將其值設定為零。這使得我們能夠直接觀察到矩陣元沿邊界軌跡-即強定向信號遵循的軌跡的變化特性。這種圖表是利用Matlab語言生成的。按照Matlab語言，非定向位置為(46，46)，因為Matlab語言要求角度變量比實際的角度值大1。幸運的是，這樣規(guī)定不至于太混亂。以前的矩陣解碼器傾向于只考慮矩陣對于強定向信號的行為-即矩陣在所說表面邊界周圍的行為。從表面上看這是一個基本錯誤。當你研究真實信號-影片或者音樂信號時，你會發(fā)現(xiàn)極少達到表面的邊界。對于大部分情況來說，信號都是在平面中部周圍擺動-略微朝向中央前部。矩陣在這些條件下的行為對于聲音來說是至關重要的。當你將我們的矩陣元與以前的矩陣元進行比較時，你可以看出表面中部區(qū)域的復雜性顯著增加。正是這種復雜性導致聲音的改善。這種復雜性是有代價的。我們最初的1987年的設計-參見1989年專利-簡單到用模擬器件來實現(xiàn)。這些新矩陣元幾乎完全用一維查閱表表述，所說查閱表通常是以數(shù)字方式實施的。設計具有類似性能的模擬解碼器是可能的，但是這樣做沒有價值。在本申請中，我們對比矩陣元的幾個不同版本。最早的是我們1989年專利中所述的矩陣元。這些矩陣元用于我們第一個環(huán)繞聲處理器中，并且與標準(杜比)環(huán)繞聲處理器的左聲道、中央聲道和右聲道的矩陣元是一樣的(但是與環(huán)繞聲道的不同)。在我們的設計中，環(huán)繞聲道是與中央聲道對稱處理的。在標準(杜比)解碼器中，所說環(huán)繞聲道是按照不同方式處理的，在本申請后面的一部分將討論這個問題。這里所述的矩陣元并不總是正確標度的。一般來說，這樣進行表示，使得非零矩陣元的非定向值對于任何給定聲道都是1。實際上，常常這樣標度矩陣元，使得每個矩陣元的最大值為1或小于1。無論如何，在最終的產(chǎn)品中，矩陣元的標度在定標程序中還要改變。應當假設這里所述的矩陣元可以用適合的常數(shù)標度。10.我們1989年專利中的左前矩陣元假設cs和lr分別為沿中央/環(huán)繞和左/右軸向的定向傳播方向(以角度度數(shù)表示)。在1989年專利中用于表示前部矩陣元的方程為在左前象限LFL＝1-0.5*G(cs)+0.41*G(lr)...(3a)LFR＝-0.5*G(cs)...(3b)在右前象限LFL＝1-0.5*G(cs)...(3c)LFR＝-0.5*G(cs)...(3d)在左后象限LFL＝1-0.5*G(cs)+0.41*G(lr)...(3e)LFR＝-0.5*G(cs)...(3f)在右后象限LFL＝1-0.5*G(cs)...(3g)LFR＝-0.5*G(cs)...(3h)函數(shù)G(x)是在1989年專利中用實驗方法確定的，并在91年專利中用數(shù)學方程加以規(guī)定。當x從0變化到45度時，該函數(shù)從0變化到1。當定向傳播在左前象限中時(lr和cs都是正值)，G(x)可以表示為等于1-|r|/|l|，其中|r|和|l|為右輸入和左輸入幅值。G(x)還可以利用多種方程以定向傳播角度為變量表示。其中一個方程在91年專利中給出，其它方程將在本申請下文中給出。參見圖5和圖6以lr和cs軸為基準繪制的LFL和LFR矩陣元的三維圖表。在參考文獻[1]中，通過增加非定向素材信號響度應當與定向傳播方向無關地保持恒定的要求改進了這些矩陣元。從數(shù)學上說，這意味著LFL和LFR矩陣元的均方根之和應當是一個常數(shù)。在該論文中指出這個目的在定向傳播方向應當改變-就是說，當定向傳播向正左方向時，這些矩陣元的平方和應當提高3dB。圖7表示這些矩陣元的平方和，它表明上述矩陣元不滿足恒定響度的要求。應當注意，在圖7中所說矩陣元值沿從非定向方向至右的軸向保持為0.71。非定向至左方向的值提高3dB達到值1，非定向至中央或至后方的值下降3dB達到值0.5。圖表中的這個部分被左側(cè)的峰值遮擋住了。向后方向的電平與中央方向的電平相同。在申請No.08/742460和參考文獻[1]中，我們通過用正弦和余弦代替矩陣方程中的函數(shù)G(x)校正了圖7中的幅值錯誤參見圖8，其中表示經(jīng)過校正的矩陣元LFL和LFR平方和的圖表，該圖表由以下的方程(4a)-(4b)表述。注意在該平面的整個右半部分保持為常數(shù)值0.71，而朝向左側(cè)頂點平緩上升到1。對于左前象限LFL＝cos(cs)+0.41*G(lr)...(4a)LFR＝-sin(cs)...(4b)對于右前象限LFL＝cos(cs)...(4c)LFR＝-sin(cs)...(4d)對于左后象限LFL＝cos(-cs)+0.41*G(lr)...(4e)LFR＝sin(-cs)...(4f)對于右后象限LFL＝cos(-cs)...(4g)LFR＝sin(-cs)...(4h)11.對于左前矩陣元的改進在1996年3月，我們對這些矩陣元作出了一些改變。我們保留了基本函數(shù)關系，但是沿前部的cs軸增加了一個附加增值，和沿后部的cs軸增加了一個減值。增值的理由是改善向前平移動的立體聲音樂的音質(zhì)。在后部減值的理由是當立體聲音樂向后部平移動時增大前部聲道與后部聲道之間的分離度。對于左前象限LFL＝(cos(cs)-0.41*G(lr))*boost1(cs)...(5a)LFR＝(-sin(cs))*boost1(cs)...(5b)對于右前象限LFL＝(cos(cs))*boost1(cs)...(5c)LFR＝(-sin(cs))*boost1(cs)...(5d)對于左后象限LFL＝(cos(-cs)+0.41*G(lr))/boost(cs)...(5e)LFR＝(sin(cs))/boost(cs)...(5f)對于右后象限LFL＝(cos(cs))1boost(cs)...(5g)LFR＝(sin(cs))/boost(cs)...(5h)函數(shù)G(x)與89年專利中的一樣。當用角度作為輸入進行表示時，可以將其表示為等于G(x)＝1-tan(45-x)...(6)1997年3月使用的函數(shù)boost1(cs)是3dB的線性增值全部施加到定向傳播的前一個22.5度上，在下一個22.5度又減小到0dB。Boost(cs)是用下面的Matlab碼中的corr(x)給出的(注釋行之前使用百分號％)。％計算在22.5度處+3dB的提升函數(shù)％corr(x)提升3dB并維持高值。corr(x)提升然后下降forx＝1∶24；％x有值1-24，代表0-23度corr(x)＝10^(3*(x-1)/(23*20))；％在該范圍上升3dBcorr1(x)＝corr(x)，endforx＝25∶46％在24-45度范圍上corr1走回低值corr(x)＝1.41；corr(x)＝corr(48-x)；end參見圖9，即根據(jù)方程(5a)-(5h)所得的LFL的圖表。注意當定向方向向中央移動時，沿lr＝0軸和沿左至中央邊界都發(fā)生增值。還需注意當定向傳播向后移動時電平降低。1997年3月所設計電路的性能可以提高。第一個問題是定向信號沿左與中央，右與中央之間邊界的行為。當一個強信號從左向中央平移時，在圖9中可以看到LFL矩陣元的值在左與中央中間增大到最大值。這種值的增大是當將中央信號加入立體聲音樂中時有意增大左側(cè)主要輸出和右側(cè)主要輸出電平的未曾預料的結(jié)果。當立體聲信號向前平移時，要求左前和右前輸出的電平增大以補償矩陣從這些輸出中消除相關分量。但是用于在這些條件下增大電平的方法應當僅僅在輸入的lr分量為最小值時-即當不存在凈向左或向右定向傳播時采用。在1997年3月選擇用于實現(xiàn)這種增大的方法與lr值無關，當一個強信號平移穿過邊界時導致電平增大。僅僅沿lr＝0軸需要這種增值。當lr為非零值時，矩陣元不應當增值。這個問題可以通過使用矩陣元的一個附加項代替相乘來解決。我們定義一個新的定向傳播指標，用Matlab碼表示的邊界限定的cs值假設lr和cs都大于0，則我們在左前象限中(假設cs和lr遵循從1到+46變化的Matlab約定)％找約束的c/sif(cs＜24)bcs＝cs-(lr-1)；if(bcs＜1)％它限制了最大值bcs＝1；endelsebcs＝47-cs-(lr-1)；if(bcs＜1)bcs＝1；endend如果cs＜22.5度，lr＝0，(按照Matlab約定，cs＜24，lr＝1)，bcs等于cs。但是，隨著Ir增大bcs將減小到0。如果cs＞22.5，隨著lr增大，bcs也減小?，F(xiàn)在為了找到所需的校正函數(shù)，我們求得沿lr＝0軸增值矩陣元與未增值矩陣元之間的差值。我們將這個差值稱為cos_tbl_plus和sin_tbl_plus。利用Matlab碼，a＝0∶45；％按一度為一級定義矢量，a值在0-45度間degreesa1＝2*pi*a/360％轉(zhuǎn)為弧度％現(xiàn)有定義正弦和余弦表，以及前向的提升表sin_tbl＝sin(a1)；cos_tbl＝cos(a1)；cos_tbl_plus＝cos(a1).*corr1(a+1)；cos_tbl_plus＝cos_tbl_plus-cos_tbl；％這是我們采用的定義cos_tbl_minus＝cos(a1)./corr(a+1)；sin_tbl_plus＝sin(a1).*corr1(a+1)；sin_tbl_plus＝sin_tbl_plus-sin_tbl；％這是我們采用的定義sin_tbl_minus＝sin(a1)./corr(a+1)；矢量cos_tbl_plus和sin_tbl_plus為簡單正弦與簡單余弦之間，以及增值正弦與增值余弦之間的差值?，F(xiàn)在我們定義LFL＝cos(cs)+0.41*G(lr)+cos_tbl_plus(bcs)...(7a)LFR＝-sin(cs)-sin_tbl_plus(bcs)...(7b)右前象限中的LFL和LFR是相似的，但是沒有+0.41*G項。這些新定義導致在圖10中表示的矩陣元。在圖10中，注意所說新矩陣元沿左至中央邊界，以及右至中央邊界具有校正幅值。在后部象限中的定向傳播也不是最佳的。當定向傳播朝向后部時，上述矩陣元由下式給出LFL＝cos_tbl_minus(-cs)+0.41*G(-cs)...(8a)LFR＝sin_tbl_minus(-cs)...(8b)這些矩陣元與89年專利中的矩陣元非常接近。考慮一個強信號從左向后平移的情況。89年專利是這樣設計的，僅僅當這個信號完全向后時(cs＝-45，lr＝0)，才完全消除左前輸出。但是，在邏輯7解碼器中，當編碼信號朝向左后方向(cs＝-22.5和lr＝22.5)時，要求左前輸出應當為零。當所說信號進一步向正后方平移時，所說左前輸出應當保持為零。在1997年3月版解碼器中所使用的矩陣元，即上述的矩陣元，導致當一個信號平移至左后位置時左前聲道中的輸出大約為-9dB。這個電平差值對于矩陣元具有良好的特性是足夠的，但是還沒有達到盡善盡美的程度。通過改變左后象限中的LFL和LFR矩陣元可以提高這種性能。我們在這里只討論矩陣元沿左與后之間邊界如何變化。在參考文獻[1]中給出的數(shù)學方法可以用于獲知矩陣元沿所說邊界的變化。讓我們假設當t從0(左)變化到-22.5度(左后)時左前輸出的幅值按照函數(shù)F(t)變化。所說方法給出矩陣元LFL＝cos(t)*F(t)-/+sin(t)*(sqrt(1-F(t)^2))...(9a)LFR＝(sin(t)*F(t)+/-cos(t)*(sqrt(1-F(t)^2)))...(9b)如果我們選擇F(t)＝cos(4*t)，并選擇正確符號，則這些方程簡化為LFL＝cos(t)*cos(4*t)+sin(t)*sin(4*t)...(9c)LFR＝(sin(t)*cos(4*t)-cos(t)*sin(4*t)...(9d)參見圖11中這些系數(shù)LFL(實線)和LFR(點線)相對于t的曲線。(中間的微小假信號是由于在22.5度缺少一個點，因為按照Matlab語言，所有角度都是整數(shù)。)這些矩陣元工作良好-隨著t從0變化到22.5度，所說左前輸出平滑地減小到0。我們希望當定向傳播方向從22.5度繼續(xù)變化到45度(正后方)時，所說輸出保持為零。沿著所說邊界的這一部分，LFL＝-sin(t)...(10a)LFR＝cos(t)...(10b)應當指出這些矩陣元距離沿lr＝0邊界上的矩陣元很遠，在參考文獻[1]中這些值為LFL＝cos(cs)...(10c)LFR＝sin(cs)...(10d)應當指出，這些矩陣元用于適當?shù)靥幚韽姸ㄏ騻鞑バ盘?，在這種情況下cs和lr都具有最大值。以前的矩陣元對于lr接近零時的信號，即已經(jīng)平移到后方的立體聲信號的處理是成功的。我們需要一種方法，能夠在lr和cs趨近于邊界時將以前的矩陣元變換為新矩陣元?？梢允褂靡环N線性內(nèi)插法。在Lexicon產(chǎn)品中使用的處理器中，采用乘法是不適合的，較好的策略是定義一個新變量，即lr和cs的最小值，如下面用Matlab程序段所定義的％新，發(fā)現(xiàn)邊界參數(shù)bp＝x；if(bp＞y)bp＝y(tǒng)；end以及一個依賴于bp的新校正函數(shù)forx＝1∶24ax＝2*pi*(46-x)360；front_boundary_tbl(x)＝(cos(ax)-sin(ax))/(cos(ax)+sin(ax))；endforx＝25∶46ax＝2*pi*(x-1)/360；front_boundary_tbl(x)＝(cos(ax)-sin(ax))/(cos(ax)+sin(ax))；end然后我們將這個象限中的LFL和LFR定義為LFL＝cos(cs)/(cos(cs)+sin(cs))-front_boundary_tbl(bp)+0.41*G(lr)...(11a)LFR＝sin(cs)/(cos(cs)+sin(cs))+front_boundary_tbl(bp)...(11b)注意其中cos(cs)+sin(cs)的校正。如果我們用cos(cs)除以這個系數(shù)，我們得到函數(shù)1-0.5*G(cs)，該函數(shù)與這個象限中的杜比矩陣相同。如果我們用sin(cs)除以這個系數(shù)，我們得到以前的函數(shù)+0.5*G(cs)。類似地在右后象限中LFL＝cos(cs)/(cos(cs)+sin(cs))＝1-0.5*G(cs)...(12a)LFR＝sin(cs)/(cos(cs)+sin(cs))＝0.5*G(cs)...(12b)參見圖12和圖13中這些值的曲線表示。在圖12中，該圖表示左后象限的系數(shù)，注意其中沿左后邊界的較大校正值。這導致當定向傳播方向從左向左后移動時，左前輸出變?yōu)榱恪．斔f定向傳播方向繼續(xù)向正后方移動時，所說輸出保持為零。沿lr＝0軸和在右后象限中，該函數(shù)與杜比矩陣相同。在圖13中，注意在左至后邊界中的較大峰值。這個峰值與LFL矩陣元一起使得當定向傳播方向從左后向正后方移動時所說前部輸出沿這個邊界保持為零。此外，在向后方向上沿lr＝0軸和在右后象限中所說矩陣元也與杜比矩陣相同。邏輯7矩陣解碼器的主要設計目的之一是使解碼器輸入中非定向傳播信號的任何給定輸出的響度保持恒定，而與同時存在的定向傳播信號的方向無關。如上所述，這意味著對于每個輸出來說，這些矩陣元的平方和應當為1，而與定向傳播方向無關。如前所述，當沿所涉及輸出方向存在強定向傳播信號時，必須改變這個要求。就是說，如果我們考慮左前輸出，當所說定向傳播方向為正左方向時，這些矩陣元的平方和必須增大3dB。當定向傳播沿lr＝0軸向前或向后移動時，上述矩陣元也在某種程度上改變了這個要求。但是，通過繪制這些矩陣元平方和之平方根的曲線，也能夠驗證我們的設計是成功的。參見圖14和圖15，其中表示了這種改進設計的曲線圖。在圖14中，注意在左方向上的3dB峰值，和當一個信號從非定向傳播變化為沿中央方向22.5度時的較小峰值。(為了這個曲線圖，我們刪除了后部象限中的1/(sin(cs)+cos(cs))，從而我們能夠看清所得和值如何精確地變?yōu)閱挝恢怠?這個峰值是在定向傳播朝向半前部時左輸出和右輸出預定增值的結(jié)果。應當指出，在其它象限中所說rms和值非常接近1，與設計目標一樣。左后象限中的值并不完全等于1，因為用于生成這些矩陣元的方法是一種近似方法，但是其符合程度非常好。在圖15中，從非定向傳播(中間)向右軸上的值為1，中央頂點值為0.71，后部頂點值為0.5，左側(cè)頂點值為1.41。注意沿中間向中央軸的峰值。12.當定向傳播向前時的后部矩陣元89年專利中的后部矩陣元(除了我們已經(jīng)介紹了用0.71標度以顯示標準定標過程的效果)有下式給出對于左前象限LRL＝0.71*(1-G(lr))...(13a)LRR＝0.71*(-1)...(13b)對于左后象限LRL＝0.71*(1-G(lr)+.41*G(-cs))...(13c)LRR＝-0.71*(1+0.41*G(-cs))...(13d)(該平面的右半部是相同的，但是變換為LRL和LRR)杜比全向邏輯中的后部矩陣元為(在經(jīng)過類似標定之后)對于左前象限LRL＝1-G(lr)...(14a)LRR＝-1...(14b)對于左后象限LRL＝1-G(lr)...(14c)LRR＝-1...(14d)(該平面的右半部是相同的，但是調(diào)換了LRL和LRR)應當指出，杜比矩陣元與89年專利中的矩陣元經(jīng)過標定，當cs＝-45度時在左后象限中是相等的。13.對于杜比全向邏輯中環(huán)繞聲電平的簡述杜比矩陣元與我們89年專利中的矩陣元相似，但是沒有在后部依賴于cs的增值函數(shù)關系。這個差別事實上是十分重要的，因為在經(jīng)過標準標定過程之后，這個矩陣元對于非定向傳播信號具有完全不同的值。一般來說，我們對于矩陣元的描述不考慮對于這些解碼器的標定過程。我們用相對任何的標度導出所有矩陣元。在大部分情況下，這些矩陣元按照最大值為1.41進行標度。事實上，出于技術原因，這些矩陣元最終都按照最大值小于1來進行標度。此外，當所說解碼器最終投入使用時，需要調(diào)節(jié)每個揚聲器輸出的增益。為了調(diào)節(jié)增益，需要播放已經(jīng)在四個主要方向上，即左、中央、右和環(huán)繞編碼的、具有相等聲音功率的一個信號，調(diào)節(jié)每個輸出的增益，直到在聽眾所在位置的聲音功率相等為止。在實踐中，這意味著矩陣元的實際電平標度為在完全定向傳播條件下解碼器的四個輸出是相等的。在以上關于后部矩陣元的方程中我們已經(jīng)明確地包含了這種標定作用。在向前定向傳播和非定向條件下矩陣元的3dB差值并非不重要。在非定向條件下，在非定向傳播條件下，89年專利的矩陣元的值為0.71，這些矩陣元平方和的值為1。而杜比矩陣元在標定時不是如此。LRL的非定向值為1，平方和值為2，或比89年專利中高3dB。應當指出，這種標定過程所生成的矩陣在矩陣為非定向時不對應于“杜比環(huán)繞”無源矩陣。杜比環(huán)繞無源矩陣規(guī)定后部輸出的值應當為0.71*(Ain-Bin)，而所說全向邏輯矩陣不滿足這個規(guī)則。結(jié)果是當A和B輸入為去相關的信號時，所說后部輸出比其它輸出強3dB。如果有兩個揚聲器共用所說后部輸出，則將每個輸出調(diào)節(jié)到比單個的后部揚聲器弱3dB，這將使得當所說解碼器輸入去相關時，全部5個揚聲器都具有近似相等的聲音功率。如果使用89年專利中的矩陣元，同樣的標定過程將使得當解碼器輸入為去相關時后部聲音功率低3dB。當所說輸入為去相關信號時，后部聲道響度如何實質(zhì)上只是一個感覺問題。當播放環(huán)繞編碼的錄音時，聽眾可以愿意再現(xiàn)錄制者在將錄音混聲時所聽到的平衡效果。達到這種平衡是我們的解碼器與編碼器組合的設計目標。但是，對于標準立體聲信號，目標是再現(xiàn)原始錄音中的功率平衡，同時產(chǎn)生優(yōu)雅而不張揚的環(huán)繞聲。杜比矩陣元的問題是該矩陣沒有保持常規(guī)的2聲道錄音中的功率平衡。環(huán)繞聲道太強，而中央聲道太弱。為了認識這個問題的重要性，考慮當我們將包含三個分量，即一個去相關左左聲道分量和右聲道分量和一個獨立的去相關中央分量施加到解碼器中的情況下會發(fā)生什么。Ain＝Lin+.71*Cin...(15a)Bin＝Rin+.71*Cin...(15b)當借助于一個常規(guī)的立體聲系統(tǒng)播放Ain和Bin時，房間中的聲音功率正比于Lin2+Rin2+Cin2。如果三個分量全都具有基本相等的幅值，則中央分量與左分量加右分量的功率比值為1∶2。我們希望我們的解碼器能夠以與立體聲基本相同的功率比在房間中再現(xiàn)聲音功率，而不考慮Cin與Lin和Rin的功率比值。我們可以用數(shù)學方程表示這些。如果其它矩陣元都取給定值，這個相等功率比值要求實質(zhì)上相當于規(guī)定了中央矩陣元沿cs軸的函數(shù)形式。如果我們假設杜比矩陣元經(jīng)過標定使得當所說矩陣完全是定向矩陣時后部聲音功率比其它三個聲道輸出低3dB，即比標準標定值低3dB，則中央矩陣元應具有圖16所示的形狀。對于標準標定我們也可以這樣做，其結(jié)果如圖17所示。在圖16中，假設解碼器輸出中的功率比應與立體聲中的功率比相同，并且后部杜比矩陣元經(jīng)過標定后的電平比通常使用的矩陣元低3dB，注意雖然實際值對于非定向信號和完全定向信號給出了合理的結(jié)果，但是它們在中部低大約為1.5dB。在圖17中，假設具有與立體聲相等的功率比，給出所說矩陣元和在杜比全向邏輯中實際使用的標定(點線)，注意對于所有cs值，這些實際值都要低3dB以上。這兩個附圖表示了混聲工程師常常意識到的一些內(nèi)容，就是說為在一個杜比全向邏輯系統(tǒng)中播放而制作的混聲信號可能需要比為在立體聲系統(tǒng)中播放而制作的混聲信號具有更大的中央響度。相反，為在立體聲系統(tǒng)中播放而制作的混聲信號在全向邏輯解碼器中播放時聲音清晰度會降低。不過，無源杜比環(huán)繞解碼器不是如此。當我們討論中央矩陣元時將再次觸及這個問題。14.生成兩個獨立的后部輸出89年專利中矩陣元和杜比矩陣元中都存在的主要問題是只有一個后部輸出。91年專利公開了生成兩個獨立的側(cè)面聲道輸出的一種方法，該專利中的數(shù)學方程應用于1996年的參考文獻[1]和申請No.08/742460中的左前象限。這個象限中矩陣元的作用是消除從左向中央定向傳播信號的輸出，同時保留左后聲道中同時存在的非定向信號的某些輸出。為了實現(xiàn)這個目的，我們假設LRL矩陣元具有下列形式對于左前象限LRL＝1-GS(lr)-0.5*G(cs)...(16a)LRR＝-0.5*G(cs)-G(lr)...(16b)如能夠看到的，這些矩陣元與89年專利中的矩陣元非常相似，但是在LRR方程中增加了G(lr)項，在LRL方程中增加了GS項。增加G(lr)項是為了將解碼器B輸入聲道的信號添加到左后輸出中，從而當去除定向傳播信號時提供一定的非定向信號功率。然后我們求解函數(shù)GS(lr)，規(guī)則是對于一個從左向中央移動的完全定向信號應當沒有信號輸出。GS(lr)的方程變?yōu)榈扔贕2(lr)，盡管在91年專利中給出了該方程更為復雜的表示形式?？梢宰C明這兩個表示式是等效的。在參考文獻[1]中，通過給定增值(sin(cs)+cos(cs))校正這些矩陣元，使之對于非定向信號更加接近恒定響度。雖然在右前象限中是完全成功的，但是在左前象限中不是非常成功的。參見圖18。(對于右前象限，這些矩陣元與89年專利中的LRL和LRR矩陣元是相同的。)在圖18中，注意在左前象限中沿著從中間至左側(cè)頂點的直線有3dB的下降，而沿左側(cè)與中央之間的邊界電平增值大約3dB。下面討論后部象限中的“山脈”狀部分。這個附圖中已經(jīng)去掉了V1.11中的“tv矩陣”校正，以便能夠更好地在圖20中與本發(fā)明進行比較。圖18表示關于聲音功率的幾個問題。首先考慮沿cs＝0軸平方和的下降。之所以存在這種下降是由于LRR中G(lr)的函數(shù)形狀不是最佳的。G(lr)的選擇是任意的-在早期設計中在解碼器中已經(jīng)使用了這個函數(shù)，用模擬電路來實現(xiàn)它是很容易的。理論上，我們希望在這個方程中包含函數(shù)GR(lr)，并以這樣的方式選擇GS(lr)和GR(lr)，以使LRL和LRR的平方和沿cs＝0軸保持恒定，和使所說輸出沿左側(cè)與中央之間的邊界保持為零。這可以實現(xiàn)。我們還希望所說矩陣元與右前象限中沿lr＝0軸的矩陣元相同。因此，我們假設LRL＝cos(cs)-GS(lr)...(17a)LRR＝-sin(cs)-GR(lr)...(17b)我們想要所說平方和沿cs＝0軸等于1，(1-GS(lr))2+(GR(lr))2＝1...(18)和所說輸出對于定向信號，或者當t從0變化到45度時為零，LRL*cos(t)+LRR*sin(t)＝0...(19)方程(18)和(19)構(gòu)成GR和GS的混合二次方程，用數(shù)值方法求解，并表示在圖19中。使用如圖所示的GS和GR導致對功率和沿cs＝0軸的較大改進，如預期的一樣。但是，保留了沿左側(cè)與中央之間邊界的平方和的峰值。在實際的設計中，補償這種誤差可能不是非常重要的，但是我們決定采取下述策略試探性地這樣做。我們將兩個矩陣元都除以一個系數(shù)，該系數(shù)依賴于根據(jù)lr和cs組合的一個新變量。這個新變量稱為xymin。(實際上，我們不采用除法，而是乘以下述系數(shù)的倒數(shù)。)按照Matlab符號表示法％找出x或y的最小值xymin＝x；if(xymin＞y)xymin＝y(tǒng)；endif(xymin＞23)xymin＝23.end％注意xymin在0到22.5度間變化然后我們利用xymin求得對于沿邊界的矩陣元的校正。在左前象限中LRL＝(cos(cs)-GS(lr))/(1+.29*sin(4*xymin))...(20a)LRR＝(-sin(cs)-GR(lr))/(1+.29*sin(4*xymin))..(20b)在右前象限中LRL＝cos(cs)...(20c)LRR＝-sin(cs)...(20d)在參考文獻[2]中，還將這些矩陣元乘以“tv矩陣”校正系數(shù)。本申請的圖20表示了沒有“tv矩陣”校正的矩陣元。在本申請中這種校正是采用設置在矩陣之后的頻率相關電路實現(xiàn)的，在下文中對其進行介紹。應當指出，在圖20中所說平方和接近1，并且除了在后部有意增大電平之外，都是連續(xù)的。15.在向后定向傳播時的后部矩陣元在91年專利中給出的后部矩陣元不適合于5聲道解碼器，在我們的CP-3產(chǎn)品中試探性地加以改進。參考文獻[1]和美國專利申請No.08/742460公開了獲得沿左后象限邊界的這些矩陣元的一種數(shù)學方法。該方法在所說邊界比較奏效，但是其結(jié)果沿lr＝0軸和沿cs＝0軸是不連續(xù)的。在1997年3月的專利中，這些通過對這些矩陣元進行附加校正修復(大部分)了這些不連續(xù)點，所說矩陣元保持了它們沿定向傳播邊界上的特性。對于在本申請中所述的矩陣元，已經(jīng)通過內(nèi)插法校正了這些誤差。第一內(nèi)插修復了LRL沿cs＝0邊界的不連續(xù)點。經(jīng)過內(nèi)插處理使得所說值在cs為零時與GS(lr)的值匹配，并且使得所說值隨著cs向后負向增大而平滑地增大到由前述數(shù)學方法給出的值。第二內(nèi)插使得LRR沿cs＝0軸內(nèi)插到GR(lr)的值中。16.在從右至右后的向后定向傳播時的左側(cè)/后部輸出首先考慮當定向傳播方向不確定或者朝向完全右側(cè)或右后之間任何方向時的左后左矩陣元和左后右矩陣元。就是說，lr可以從0變化至-45度，并且cs可以從0變化至-22.5度。在這些條件下，應當將輸入信號的定向傳播分量從左側(cè)輸出中去除，當定向傳播向右或向右后時左后聲道中應當沒有輸出。在91年專利中給出的矩陣元實現(xiàn)了這個目的。它們與4聲道解碼器中的后部矩陣元基本相同，對于非定向響度增加了sin(cs)+cos(cs)校正。如果這樣做的話，所說矩陣元都是簡單的正弦和余弦LRL＝cos(-cs)＝sri(-cs)...(21a)LRR＝sin(-cs)＝sric(-cs)...(21b)注意，我們已經(jīng)定義了新函數(shù)sric(x)和sri(x)，前者等于0至22.5度范圍內(nèi)的sin(x)，后者等于cox(x)。在定義存在向左定向傳播信號時的左后矩陣元過程中我們將再次使用這些函數(shù)。17.在從右后至后部的向后定向傳播時的左側(cè)/后部輸出現(xiàn)在考慮當cs大于-22.5度時的相同矩陣元。如我們在參考文獻[1]和兩個專利申請中所說，LRL在該范圍上應當增大到1或者大于1，LRR應當減小到0。簡單的函數(shù)就滿足這個要求(記住在這些方程中cs是負值，并從-22.5變化到-45)LRL＝(cos(45+cs)+rboost(-cs))＝(sri(-cs)+rboost(-cs))...(22a)LRR＝sin(45+cs)＝sric(-cs)...(22b)Rboost(cs)是在參考文獻[1]和申請No.08/742460中定義的。它與以前矩陣元中的函數(shù)0.41*G(cs)是基本等價的，不同之處在于在0＞cs＞-22.5范圍內(nèi)rboost(cs)為零，而當cs從-22.5度變化到-45度時它從0變化到0.41。其精確的函數(shù)形狀是根據(jù)當聲音從左后向正后方平移時保持后部輸出的響度恒定的要求確定的。現(xiàn)在完成了對于在向右定向傳播時的左后矩陣元的校正。18.在定向傳播為從左向左后方向時的左后矩陣元左后左和左后右矩陣元的變化特性要復雜得多。當lr從4.5減小到22.5或減小到0時，所說左后左矩陣元必須從0快速增大到接近最大值。在參考文獻[1]中給出的矩陣元做到了這一點，但是正如我們在前面所述，在cs＝0邊界存在連續(xù)性問題。1997年3月版解碼器公開了一種解決方案，該方法使用了一個變量和若干條件的多個函數(shù)。在參考文獻[1]中，之所以出現(xiàn)cs＝0邊界上的問題，是因為在邊界的前側(cè)(cs≥0)LRL矩陣元是由GS(lr)給出的。在后側(cè)(cs＜0)參考文獻[1]中給出的這個函數(shù)具有相同的端點，但是當lr不等于0或45度時是不同的。參考文獻[1]中的數(shù)學方法提供了在22.55＜lr＜45范圍內(nèi)左后矩陣元的下列方程LRL＝cos(45-lr)*sin(4*(45-lr))-sin(45-lr)*cos(4*(45-lr))＝sra(lr)...(23a)LRR＝-(sin(45-lr).*sin(4*(45-lr))+cos(45-lr).*cos(4*(45-lr)))＝-srac(lr)...(23b)應當指出，我們定義了在這個范圍內(nèi)的兩個新函數(shù)，sra(lr)和srac(lr)。如果cs≥22.5，lr仍然可以從0變化到45。參考文獻[1]將LRL和LRR(當lr的范圍為0＜lr＜22.5時)(參見參考文獻[1]中的圖6)定義為LRL＝cos(lr)＝sra(lr)...(23c)LRR＝-sin(lr)＝-srac(lr)...(23d)現(xiàn)在定義了在0＜lr＜45范圍內(nèi)的兩個函數(shù)sra(x)和srac(x)。19.1997年3月版1997年3月版使用內(nèi)插方法校正沿所說邊界的LRR。其中存在兩個不連續(xù)點。沿所說的cs＝0邊界，后部的LRR必須與向前方向的LRR匹配，它表明沿cs＝0邊界LRR＝-G(lr)。在1997年3月版中所選擇的方式是根據(jù)0至15度范圍的cs值施加一個內(nèi)插值，盡管這種方式計算量較大。換句話說，當cs＝0時，我們應用G(lr)求解LRR。當cs增大到15度時，我們內(nèi)插srac(lr)的值。沿lr＝0軸也可能存在不連續(xù)點。在1997年3月版中，通過在LRR中增加一項校正(一定程度上)了這種不連續(xù)性，這是利用一個新變量，cs_bounded實現(xiàn)的。所說校正項簡單地變?yōu)閟ric(cs_bounded)。這一項保證了在lr＝0軸上的連續(xù)性。下面首先用Matlab符號定義cs_boundedcs_bounded＝lr-csif(cs_bounded＜1)％這限制了最大值cs_bounded＝0；endif(45-|lr|＜cs_bounded)％使用兩個值中的較小值cs_bounded＝45-lr；endforcs＝0to15LRR＝(-(srac(lr)+(srac(lr)-G(lr))*(15-cs)/15)+sric(cs_bounded))；forcs＝15to22.5LRR＝(-srac(lr)-sric(cs_bounded))；20.如97年8月版一樣在邏輯7中實施的LRL在本發(fā)明中，LRL是采用內(nèi)插法計算的，與LRR一樣。按照Mlatlab符號表示法forcs＝0to15LRL＝((sra(lr)+(sra(lr-GS(lr))*(15-cs)/15)+sri(-cs))；forcs＝15to22.5LRL＝(sra(lr)+sri(-cs))；21.在定向傳播從左后向正后方時的后部輸出當定向傳播方向從左后變化到正后方時，所說矩陣元按照參考文獻[1]中給出的方程變化，只是增加了對于后部響度的校正。按照Matlab符號表示法，F(xiàn)orcs＞22.5，lr＜22.5LRL＝(sra(lr)-sri(cs)+rboost(cs))LRR＝-srac(lr)-sric(cs_bounded)這樣完成了在定向傳播向左時的LRL和LRR矩陣元。將定義中左右互換就可以求得向右定向傳播時的矩陣元值。22.中央矩陣元89年專利和杜比全向邏輯都包含下列矩陣元對于向前定向傳播CL＝1-G(lr)+0.41*G(cs)...(24a)CR＝1+0.41*G(cs)...(24b)對于向后定向傳播CL＝1-G(lr)...(24c)CR＝1...(24d)因為這些矩陣元相對于左右軸具有對稱性，所以通過將CLCR互換可以求得向右定向傳播時的CL和CR值。參見圖21，該圖為這個矩陣元的曲線表示。在圖21中，曲線的中間，左側(cè)和后部頂點的值都為1。中央頂點的值為1.41。在實踐中，將這個矩陣元標定使該最大值為1。在申請No.08/742460和參考文獻[1]中，用正弦和余弦代替了這些矩陣元。對于向前定向傳播CL＝cos(45-lr)*sin(2*(45-lr))-sin(45-lr)*cos(2*(45-lr))+0.41*G(cs)...(25a)CR＝sin(45-lr)*sin(2*(45-lr))+cos(45-lr)*cos(2*(45-lr))+0.41*G(cs)...(25b)這些方程從未實施。1997年3月版的產(chǎn)品使用的是89年專利中的矩陣元，但是采用不同的標度，和不同于G(cs)的一個增值函數(shù)。我們發(fā)現(xiàn)減小中央輸出中非定向分量電平是重要的，并選擇比全向邏輯電平低4.5dB的一個值。該增值函數(shù)(0.41*G(cs))被改變?yōu)楫攃s向中央增大時使矩陣元的值增大回復到全向邏輯值。通過試聽測驗試探性地選擇1997年3月版中的增值函數(shù)。在1997年3月版中，cs的增值函數(shù)與以前一樣從0開始，并隨著cs以這樣的方式增大，使得當cs從0變?yōu)?2.5度時CL和CR增大4.5dB。對于cs每增大1dB，這個增大量是一個固定dB數(shù)。然后所說增值函數(shù)斜度，使得在下一個20度，所說矩陣元又增大3dB，然后保持恒定。因此，當定向傳播方向為“半向前”時(8dB或23度)，新矩陣元等于舊矩陣元的中間值。當定向傳播方向繼續(xù)向前移動時，新矩陣元和舊矩陣元變?yōu)橄嗟取Ｒ虼水敹ㄏ騻鞑シ较虿淮_定時中央聲道的輸出比舊輸出小4.5dB，但是當定向傳播方向完全朝向中央時增大到舊值。參見圖22，該圖表示這個矩陣元的三維曲線圖。應當指出，在圖22中所說中間值和右側(cè)頂點和后部頂點已經(jīng)減小4.5dB。當cs增大時，中央輸出以兩個斜率增大到1.41值。我們已經(jīng)發(fā)現(xiàn)在1997年3月版中使用的中央矩陣元不是最佳的。實踐中解碼器的大量實驗已經(jīng)證明，當你在立體聲(2聲道)再現(xiàn)與通過矩陣再現(xiàn)之間轉(zhuǎn)換時，可能會丟失流行音樂錄音的中央部分、和某些影片中的對話。此外，當中央聲道的電平改變時，與前部揚聲器距離不等的聽眾會注意到中央聲音移動的視在位置。在開發(fā)這里所述的新中央矩陣元過程中充分考慮了這個問題。如我們后面將要看到的，當信號沿邊界從左側(cè)向中央或從右側(cè)向中央平移時，也存在問題。當平移只及于其間時，申請No.08/742460中的矩陣元給出的中央揚聲器的輸出太低。23.新設計中的中央聲道雖然有可能利用矩陣技術從中央聲道輸出中消除強定向傳播信號，只要定向傳播方向朝前但是不偏左或偏右，中央聲道就必須以一定的增益系數(shù)再現(xiàn)A和B輸入之和。換句話說，不可能從中央聲道中消除去相關的左聲道和右聲道素材信號。我們唯一的選擇是調(diào)整中央揚聲器的響度。然而，它應當有多響？這個問題取決于左聲道和右聲道主輸出的特性。上述的矩陣值LFL和LFR用于當定向傳播變?yōu)橄蚯皶r消除輸入信號中的中央分量。我們可以證明，如果輸入信號已經(jīng)利用一個交叉混聲器，例如立體聲頻寬控制器編碼為來自朝前的方向，則上述的矩陣元(89年專利中的矩陣元、1996年AES論文矩陣元、1997年3月版中的矩陣元、和在本文中先前所述的矩陣元)全都完全恢復初始的分離度。但是，如果解碼器的輸入包括去相關的左聲道和右聲道，并且其中增加了不相關的中央聲道，即Ain＝Lin+.71*Cin...(26a)Bin＝Rin+.71*Cin...(26b)則當Cin的電平相對于Lin和Rin增加時，解碼器的左前輸出和右前輸出中的C分量不能完全消除，除非Cin相對于Lin和Rin較大。一般來說，在左前輸出和右前輸出中會殘留一些Cin。那么，聽眾聽到了什么？有兩種方式可以計算出聽眾聽到了什么。如果一個聽眾與左揚聲器、右揚聲器和中央揚聲器的距離是精確相等的，則他們聽到的是來自各個揚聲器的聲壓之和。這相當于三個前部輸出相加。在這些條件下，很容易證明左揚聲器和右揚聲器中中央分量的任何減少都會導致中央分量聲壓的凈損失，而不論中央揚聲器的幅值多大。這是因為中央揚聲器輸出總是從A和B輸入之和獲得的，并且當其幅值增大時，Lin和Rin信號的幅值必然跟隨Cin信號的幅值一起增大。但是，如果聽眾與每個揚聲器的距離不等，則該聽眾很可能聽到各個揚聲器的聲壓之和，其相當于三個前部輸出的平方和。事實上，仔細試聽已經(jīng)證明所有揚聲器的功率和實際上最為重要的，所以我們必須考慮所有解碼器輸出，包括后部輸出的平方和。如果我們想要設計矩陣，使得當在立體聲再現(xiàn)與矩陣再現(xiàn)之間轉(zhuǎn)換時能夠保持Lin、Rin和Cin的幅值，中央輸出中Cin分量聲功率的增大必須正比于它在左右輸出中聲功率的減小和它在后部輸出中的減小。較為復雜的是如上所述左前輸出和右前輸出的電平增大3dB。這樣就要求中央輸出提高響度以保持該比值恒定。我們可以將這個要求寫成一組聲功率方程?？梢郧蠼膺@些方程以獲得我們需要的中央揚聲器的增益函數(shù)。我們以前給出了表示杜比全向邏輯解碼器在各種條件下的能量關系的曲線圖。這種全向邏輯解碼器不是最佳的。用我們的新解碼器可以實現(xiàn)同樣的功能。圖23表示當定向傳播向前增大時如果要保持前部三個聲道中輸入信號中央分量的能量所需的中央增益(實線)。如圖所示，所需的中央聲道電平增大是十分陡峭的，即定向傳播值每變化一個dB，中央聲道幅值會增大許多dB。圖中還表示了標準解碼器的增益(點線)。如上所述，對于這個問題有兩種解決方案。我們首先介紹“影片”解決方案。該方案并不完全是數(shù)學方案。在實踐中我們發(fā)現(xiàn)圖23所示的函數(shù)上升過快。中央聲道電平的變化太明顯。我們決定略微放松功率要求，即中央聲道電平比理想情況低大約1dB。如果我們重新計算所說中央值，我們會得到在圖24中實線所示結(jié)果。實際上，我們可以用直線上升代替該曲線的前一部分，如圖24中虛線所示。事實上具有這些中央值的結(jié)果對于影片來說已經(jīng)是很優(yōu)異的了。參見圖24，事實上該實線上升過快。虛線所示的線性斜率工作特性良好。音樂需要一種不同的解決方案。圖23和圖24中所示的中央衰減是在假設以前給出的LFL和LFR矩陣元的前提下導出的。如果我們使用不同的矩陣元會怎么樣？具體地說，我們確實需要積極地從左前輸出和右前輸出中去除中央分量嗎？試聽測試表明過去的左前和右前矩陣元在播放音樂時無需去除中央分量。從聲學意義上講沒有這樣做的必要。從左前和右前輸出中去除的能量必須提供給中央揚聲器，如果我們不從左前和右前揚聲器中去除這個能量，中央揚聲器就無需增強。房間中的聲功率是一樣的。其技巧在于將恰好足夠的能量輸入中央揚聲器中以對于不在軸線位置上的聽眾產(chǎn)生令人信服的前部聲象，同時使對于與左前和右前揚聲器相等距離的聽眾來說立體聲寬度的減小最小化。正如我們在申請No.08/742460中所作的那樣，我們通過試錯法可以找到最佳的中央響度。于是我們可以求得為保持房間中Cin分量功率所需的左前和右前矩陣元。與以前一樣，我們假設中央聲道的電平減小到比89年專利中低4.5dB，或者達到-7.5dB的總衰減。-7.5dB等于0.42。中央矩陣元可以乘以這個系數(shù)，從而可以定義一個新的中央增值函數(shù)(GQ)。對于向前定向傳播CL＝0.42*(1-G(lr)+GC(cs)...(27a)CR＝0.42+GC(cs)...(27b)對于后部定向傳播CL＝0.42*(1-G(lr)...(27c)CR＝0.42...(27d)對于GC(cs)嘗試了多個函數(shù)。下面給出的一個可能不是最佳的，但是已足夠好。它將角度cs用度來表示，并且是通過多次試驗獲得的。用Matlab符號表示<prelisting-type="program-listing"><![CDATA[center_max＝0.65；center_rate＝0.75；center_max2＝1；　　center_rate2＝0.3；　　center_rate3＝0.1；　　If(cs＜12)　　gc(cs-1)＝0.42*10(db*center_rate/(20))；　　tmp＝gc(cs+1)；　　elseif(cs＜30)　　gc(cs+1)＝tmp*10^((cs-11)*center_rate3/(20))；　　if(gc(cs-1)＞center_max)　　gc(cs+1)＝center_max；　　end　　else　　gc(cs+1)＝center_max*10^((cs-29)*center_rate2/(20))；　　if(gc(cs+1)＞center_max2)　　gc(cs+1)＝center_max2；　　end　　end]]></pre>在圖25中繪出了函數(shù)(0.42+GC(cs))。注意從0.42(比杜比環(huán)繞低45dB)開始快速上升，其后為平緩上升，最后急劇上升到值1。如果我們假定LFL、LRL和LRR的函數(shù)，我們就可以求解所需的LFR的函數(shù)。我們想要求得在左右輸出中Cin分量應當具有的減小速率，然后設計能夠提供這個減小速率的矩陣元。這些矩陣元還應當使Lin和Rin分量有所增大，并且在左至中央邊界，以及右至中央邊界應當具有目前的形狀。我們假設LFL＝GP(cs)...(28a)LFR＝GF(cs)...(28b)CL＝0.42*(1-G(lr)+GC(cs)...(28c)CR＝0.42+GC(cs)...(28d)然后可以按照下列方式計算左前和右前輸出功率PLR＝(GP2+GF2)*(Lin+Rin)+(GP-GF)2*Cin2...(29a)中央功率為PC＝GC2*(Lin2+Rin2)+2*GC2*Cin2...(29b)后部功率依賴于我們所使用的矩陣元。我們假設在定向傳播向前時后部聲道衰減3dB，和LRL為cos(cs)，LRR為sin(cs)。對于一個揚聲器，PREAR＝(0.71*(cos(cs)*(Lin+0.71*Rin)-sin(cs)*(Rin+0.71*Cin)))2...(29c)如果我們假定Lin2≈Rin2，則對于兩個揚聲器，PREAR＝0.5*Cin2*((cos(cs)-sin(cs))2)+Lin2...(29d)所有三個揚聲器的總功率為PLR+PC+PREARPT＝(GP2+GF2+GC2)*(Lin2+Rin2)+((GP-GF)2+2*GC2)*Cin2+PREAR...(30)Cin功率與Lin和Rin音質(zhì)的比值為(假定Lin2＝Rin2)RATIO＝(((GP(cs)-GF(cs))2+2*(GC(cs)2+0.5*(cos(cs)-sin(cs))2))*Cin2/((2*(GP(cs)2+GC(cs)2+GF(cs)2)+1)*Lin2...(31a)RATIO＝(Cin2/Lin2)*((GP(cs)-GF(cs))2+2*(GC(cs)2)+0.5*(cos(cs)-sin(cs))2/(2*(GP(cs)2+GC(cs)2+GF(cs)2+1)...(31b)對于常規(guī)立體聲，GC＝0，GP＝1，GF＝0。于是，中央與LR功率比值為RATIO＝(Cin2/Lin2)*0.5...(32)如果不論我們的有源矩陣中(Cin2/Lin2)值為多少，這個比值都是恒定的，則((GP(cs)-GF(cs))2+2*(GC(cs)2+0.5*(cos(cs)-sin(cs))2)＝((GP(cs)2+GC(cs)2+GF(cs)2+0.5)...(33)上述方程可以用數(shù)值方法求解。如果我們與以前一樣假設上述的GC，并且GP＝LFL，則可以看到圖26中所示的結(jié)果。在圖26中，實線表示使用新的“音樂”中央衰減函數(shù)GC保持恒定能量比值所需的GF的曲線。虛線表示1997年3月版中的LFR矩陣元sin(cs)*corr1。點線表示sin(cs)，即不含校正項corr1的LFR矩陣元。應當指出，在cs達到30度以前，GF一直接近0，然后急劇增大。我們已經(jīng)發(fā)現(xiàn)最好將cs的值限制在大約33度。實際上從這些曲線導出的LFR具有負號。GF給出了當cs從0向中央增大時LFR矩陣元沿lr＝0軸的形狀。我們需要能夠?qū)⑦@種特性與以前LFR矩陣元特性結(jié)合的一種方法，以前的LFR矩陣元在沿左與中央之間的邊界，以及右與中央之間的邊界上的特性是必須保持的。當cs≤22.5度時實現(xiàn)這個目的的一種方法是定義GF與sin(cs)之間的一個差值函數(shù)。我們可以用多種方式限定這個函數(shù)。用Matlab符號表示法gf_diff＝sin(cs)-gf(cs)forcs＝0∶45；if(gf_diff(cs)＞sin(cs))gf_diff(cs)＝sin(cs)；endif(gf_diff(cs)＜0)gf_diff(cs)＝0；endend％找有界的c/sif(y＜24)bcs＝y(tǒng)-(x-1)；if(bcs＜1)％它限制了最大值bcs＝1；endelsebcs＝47-y-(x-1)；if(bcs＜1)％＞46)bcs＝1；％46；endend現(xiàn)在可以用Matlab符號表示法將LFR矩陣元表示為％這一技巧對邊界進行內(nèi)插％代價當然是分界?。?！if(y＜23)％這是一半該區(qū)域的較易途徑Ifr3d(47-x，47-y)＝-sin_tbl(y)+gf_diff(bcs)；elsetmp＝((47-y-x)/(47-y))*gf_diff(y)；Ifr3d(47-x，47-y)＝-sin_tbl(y)+tmp；end應當指出，上述方程中gf_diff的符號的正號。因此，gf_diff抵消了sin(cs)的值，將沿lr＝0軸第一部分的矩陣元值減小到0。參見圖27。應當指出，在圖27中，該平面中部(沒有定向傳播)所說值為零，并且在cs沿lr＝0軸增大到-30度過程中保持為零。然后所說值減小以與沿從左至中央和從右至中央邊界的過去值匹配。24.中央輸出中的平移誤差如果我們將新的中央函數(shù)寫成CL＝0.42*(1-G(lr))+GC(cs)...(34a)CR＝0.42+GC(cs)...(34b)則該函數(shù)沿lr＝0軸工作良好，但是沿從左至中央和從右至中央之間邊界產(chǎn)生平移誤差。在1996年的參考文獻[1](它從未實施過)給出了一個沿左側(cè)邊界的平滑函數(shù)cos(2*cs)。這些值使得在左側(cè)與中央之間平滑平移。我們希望新的中央函數(shù)沿這個邊界具有同樣的特性。我們可以通過增加一個附加函數(shù)xymin對用于實現(xiàn)這個特性的矩陣元進行校正，所說附加函數(shù)用Matlab符號表示為center_fix_tbl＝.8*(corr1-1)；于是，CL＝0.42-0.42*G(lr)+GC(cs)+center_fix_table(xymin)...(35a)CR＝0.42+GC(cs)+center_fix_table(xymin)...(35b)參見圖28所示的CL矩陣元的三維表示。雖然不是完美的，但是這種校正在實踐中作用極佳。在圖28中，注意對于沿左側(cè)與中央之間邊界平移的校正，它是相當平滑的。在圖29中，表示了左前輸出(點線)和中央輸出(實線)的曲線，注意向中央定向傳播位于曲線圖的左側(cè)，而完全向左定向傳播表示在右側(cè)。按照“音樂”策略，我們目前將cs值限制在大約33度，(在軸上標度為大約13的位置)在這個位置所說中央輸出比左側(cè)輸出大約強6dB。25.編碼器的技術細節(jié)邏輯7編碼器具有兩個主要目的。首先，它應當能夠以這樣的方式編碼5.1聲道的音帶，使得能夠用邏輯71解碼器解碼所說編碼信號，并且使主觀變化最小。其次，所說編碼輸出應當是與立體聲兼容的，就是說，它聽起來應當盡可能接近相同素材信號的人工2聲道混聲效果。這種立體聲兼容性的一個重要因素應當是當在一個標準立體聲系統(tǒng)中播放時編碼器的輸出對于初始5聲道混聲中的每個聲源都給出同樣的聽覺響度。在立體聲中聲源的視在位置應當盡可能接近在5聲道初始信號中的視在位置。在與慕尼黑的廣播技術研究院(IRT)討論時，我們清楚了上述立體聲信號的立體聲兼容性的目標利用無源編碼器是無法實現(xiàn)的。所有聲道都具有同等顯著重要性的5聲道錄音必須按照上述方式編碼。這種編碼要求以保持能量不變的方式將環(huán)繞聲道混合到編碼器輸出中。就是說，編碼器輸出的總能量應當相同，而不論驅(qū)動的是哪一個輸入。這種恒定能量設置對于大部分影片聲源和5聲道音樂聲源來說都是必需的，在后一種情況下樂器已經(jīng)均衡地分配到全部5個揚聲器。盡管這種音樂聲源在目前不是很普遍，但是作者認為將來它們會變得很普遍。其中前臺樂器設置在前部三個聲道的音樂錄音，以及后部聲道中的初始混響需要不同的編碼。經(jīng)過一系列測試(在IRT和其它地方)發(fā)現(xiàn)，如果將環(huán)繞聲道以比其它聲道低3dB的方式混合，可以用立體聲兼容方式對這種類型的音樂錄音成功地進行編碼。在歐洲已經(jīng)將這個-3dB電平作為環(huán)繞聲編碼的標準，但是該標準規(guī)定為了特殊的目的也可以采用其它環(huán)繞聲電平值。新編碼器中包含用于檢測環(huán)繞聲道中強信號的有源電路。當偶爾出現(xiàn)這種信號時，該編碼器使用全環(huán)繞聲電平。如果環(huán)繞聲輸入比前部聲道相比持續(xù)為-6dB或更低，則環(huán)繞聲增益逐漸降低3dB，以符合歐洲標準。在申請No.08/742460中的編碼器中也包含這些有源電路。但是，通過在慕尼黑的廣播技術研究院對早期編碼器的測試，我發(fā)現(xiàn)對某些聲源的方向的編碼不正確。為此開發(fā)了一種新的結(jié)構(gòu)用于解決這些問題。新編碼器性能優(yōu)越之處在于它適用于多種難以處理的素材信號。原來的編碼器最初設計為一種無源編碼器。新編碼器也可以在無源模式下工作，但是主要用于在有源模式下工作。所說的有源電路校正了在所說設計中固有的一些小的錯誤。但是，即使沒有這種有源校正，其性能也好于以前的編碼器。通過仔細試聽，發(fā)現(xiàn)了第一版編碼器中的其它一些小問題。這些問題中的許多(但不是全部)在新編碼器中得到了解決。例如，當將立體聲信號同時施加到該編碼器的前部和后部端子時，所得的編碼器輸出過分偏向前部。新編碼器通過略微增大向后偏移補償這種效應。同樣，我們還發(fā)現(xiàn)當對主要為環(huán)繞聲的影片進行編碼時，有時可能丟失對話。通過如上所述對于功率平衡的改變基本克服了這個問題，但是該編碼器還是為了與標準(杜比)解碼器結(jié)合使用。新編碼器通過在這些條件下略微增大編碼器的中央聲道輸入來補償這種效應。26.對于設計的解釋新編碼器采用與以前的設計和杜比編碼器一樣的方式處理左聲道、中央聲道和右聲道信號，其中央衰減函數(shù)等于0.71，或-3dB。環(huán)繞聲道看起來比它們更加復雜。函數(shù)fc()和fs()使得環(huán)繞聲道信號進入相對于前部聲道具有90度相移的一個路徑，或者進入沒有相移的一個路徑。在編碼器的基本工作模式下fc等于1，fs等于0，就是說，只有產(chǎn)生90度相移的路徑才是有源的。crx值通常為0.38。它控制每個環(huán)繞聲道負交叉饋入的量。同以前的編碼器一樣，當一個環(huán)繞聲道只有一個輸入時，A和B輸出的幅值比為-0.38/0.91，該比值導致定向傳播角度為22.5度至后側(cè)。同樣，兩個輸出聲道的總功率為單位值，就是說0.91和0.38的平方和為1。雖然在只驅(qū)動一個聲道時該編碼器的輸出相對簡單，但是當同時驅(qū)動兩個環(huán)繞聲輸入時就會出現(xiàn)問題。如果我們用相同的信號驅(qū)動LS和RS輸入端(在影片中經(jīng)常出現(xiàn))，在加法節(jié)點的所有信號是同相的，所以每個輸出聲道的總電平為0.38+0.91或1.29。這個輸出的倍增系數(shù)為1.29，或2.2dB，有些太強了。當兩個環(huán)繞聲道的電平和相位相近時，在該編碼器中包含的有源電路就將函數(shù)fc的值減小2.2dB。當兩個環(huán)繞聲道電平相同而相位相反時產(chǎn)生另一個問題。在這種情況下兩個衰減系數(shù)相減，所以A和B輸出具有相等的幅值和相位，電平為0.91-0.38，或0.53。這個信號將解碼為一個中央方向信號。這個錯誤是嚴重的。以前的編碼器設計在這些條件下產(chǎn)生一個非定向傳播信號，這是合理的。施加到后部輸入端的信號產(chǎn)生一個中央取向信號是不合理的。因此當兩個后部聲道電平相近而相位相反時，使用有源電路增大fs的值。后部聲道的實際路徑與相移路徑混合的結(jié)果是在輸出聲道A和B之間產(chǎn)生90度的相差。這樣就產(chǎn)生一個非定向信號，它正是我們所想要的。如上所述，在慕尼黑IRT的討論中我知道有一種歐洲標準環(huán)繞聲編碼器。這種編碼器簡單地將兩個環(huán)繞聲道衰減3dB，并將它們加入前部聲道。因此，左后聲道被衰減并加入左前聲道中。當用于編碼多聲道電影聲音或具有設置在環(huán)繞聲道中的特殊樂器的錄音時，這種編碼器有許多缺點。這些樂器的響度和方向都被不正確地編碼。但是，這種編碼器對于古典音樂工作性能相當好，其中兩個環(huán)繞聲道基本是交混回響的。所說的3dB衰減是通過試聽為產(chǎn)生立體聲兼容編碼而精心選擇的。我決定當對固定音樂進行編碼時我們的編碼器應當包含這種3dB衰減，通過比較該編碼器中的前部聲道與環(huán)繞聲道的相對電平，可以檢測到這種狀態(tài)。函數(shù)fc在環(huán)繞聲道中的主要作用是當環(huán)繞聲道比前部聲道弱得多時將輸出混聲中環(huán)繞聲道的電平減小3dB。設置有電路用于比較前部和后部電平，并且當后部電平減小3dB時，fc的值最多減小3dB。當后部聲道比前部聲道弱8dB時達到最大衰減。這個有源電路看起來工作良好。它使得新編碼器在處理古典音樂時與歐洲標準編碼器兼容。有源電路的工作使得對于預期在后部聲道中較強的樂器以全電平編碼。環(huán)繞聲道的實數(shù)系數(shù)混聲路徑fs具有另一種功能。當一個聲音信號從左前輸入移動到左后輸入時有源電路檢測到這兩個輸入電平相近并且同相。在這些條件下，fc減小到零，fs增大到1。這種在編碼過程中實數(shù)系數(shù)的改變導致對于這種類型的信號平移更加精確的解碼。實際上這種功能或許不是必需的，但是它似乎是更優(yōu)雅的改進。有一種附加有源電路，目前還沒有在產(chǎn)品中使用。電平檢測電路檢測中央聲道與左前和右前聲道之間的相位關系。一些流行音樂錄音使用5聲道將聲音混合到全部三個前部聲道中。當在全部三個輸入中存在一個強信號時，該編碼器輸出具有過大的聲功率，因為這三個前部聲道將相同加和。當這種情況出現(xiàn)時，有源電路將中央聲道的衰減增大3dB，以恢復編碼器輸出中的功率平衡。歸納而言，有源電路用于1、當兩個聲道同相時將環(huán)繞聲道的電平減小2.2dB。2、當兩個后部聲道不同相時有效地增大后部聲道的實數(shù)系數(shù)混合路徑，以產(chǎn)生一種非定向傳播狀態(tài)。3、當環(huán)繞聲電平比前部電平小得多時，最大可將環(huán)繞聲道電平減小3dB。4、當它們的電平與前部聲道相近時增大后部聲道的電平和負相位。5、當一個聲源從一個前部輸入平移到對應的后部輸入時，使環(huán)繞聲道混聲使用實數(shù)系數(shù)。當中央聲道電平與前部和環(huán)繞聲道輸入電平基本相等時增大編碼器中中央聲道的電平。當在全部三個前部輸入中存在一個共有信號時，減小編碼器中中央聲道的電平。將來對于編碼器的改進可能包含與上述前部聲道的特征2相似的特征。在目前的編碼器中，當兩個前部聲道不同相時，其編碼將使得解碼器將聲音置后。我們想要檢測這種狀態(tài)，并使所得輸出為非定向信號。27.解碼器中的頻率相關電路圖2表示在一種5聲道解碼器中設置在矩陣之后的頻率相關電路的方框圖。其中包括三個部分一個可變低通濾波器、一個可變備用濾波器、和一個HRTF(頭部相關傳遞函數(shù))濾波器。所說HRTF濾波器根據(jù)后部定向傳播電壓c/s的值改變其特征。前兩種濾波器響應用于表示在兩個強定向傳播信號之間間歇期間解碼器輸入信號的平均方向的一個信號而改變它們的特征。這個信號被稱為背景控制信號。28.背景控制信號目前解碼器的一個主要目標是能夠從普通的2聲道立體聲信號最佳地產(chǎn)生一個5聲道環(huán)繞聲信號。另一個重要目標是該解碼器應當能夠?qū)⒗米鳛楸旧暾堃徊糠旨夹g內(nèi)容記載的編碼器編碼為2聲道錄音重構(gòu)為5聲道環(huán)繞聲。這兩種應用的區(qū)別在于感覺環(huán)繞聲道的方式不同。利用普通的立體聲輸入，大部分聲音需要產(chǎn)生在聽眾的前部。環(huán)繞聲揚聲器應當貢獻一種令人愉悅的包絡和環(huán)境感，而不是吸引他們的注意力。經(jīng)過編碼的環(huán)繞聲錄音需要環(huán)繞聲揚聲器更強和更有活力。為了無需使用者調(diào)整而能夠最佳地播放兩種類型的輸入，有必要甄別2聲道錄音和經(jīng)過編碼的5聲道錄音。所說的背景控制信號(BCS)就是用于進行這種甄別的。所說背景控制信號(BCS)與后部定向傳播信號cs相似，并且是由其獲得的。BCS表示cs的負峰值。就是說，當cs是比BCS更小的負值時，就使BCS等于cs。當cs是比BCS更大的正值時，BCS的值緩慢衰減。但是，BCS的衰減包含其它運算。許多類型的音樂包含一系列的強前奏音符，或者在歌曲的情況下包含歌詞。在前奏音符之間有背景音。這種背景音可以由其它樂器演奏的音符構(gòu)成，或者可以由混聲構(gòu)成。用于獲得所說BCS信號的電路保持了前奏音符峰值電平的軌跡。當目前的電平比前奏音符峰值電平低～7dB時，測量cs的電平。在前奏音峰值之間的間隙期間使用cs的值控制BCS的衰減。如果音符之間間隙中的信號為混聲信號，則在通過對5聲道初始信號編碼獲得的錄音中可能有一個凈向后偏置。這是因為在初始向后聲道上的混聲信號將編碼為向后偏置。普通2聲道錄音中的這種混響不具有凈的向后偏置。為實現(xiàn)這種偏置cs為零，或者略微向前。按照這種方式獲得的BCS用于反映錄音的類型。只要存在明顯的向后定向傳播信號，BCS就總是為很強的負值。但是，如果錄音的混聲具有凈向后偏置，即使沒有強的向后定向傳播信號，BCS也可能是負值。我們可以使用BCS調(diào)整這些濾波器，以使解碼器在立體聲與環(huán)繞輸入的解碼中最佳化。29.頻率相關電路5聲道版圖2中所示濾波器中的的第一個是一個簡單的每倍頻程6dB低通濾波器，其具有可調(diào)的截止頻率。當BCS是一個正值或為零時，這個濾波器被設定為使用者可以調(diào)節(jié)的一個值，但是一般約為4kHz。當BCS變?yōu)樨撝禃r，所說截止頻率升高，直到當BCS比22度更向后時為止，該濾波器不是有源的。在播放普通的立體聲信號時，這個低頻濾波器使得后部輸出不突出。至少從V1.11版以來這個濾波器就是解碼器的一部分，但是在早期的解碼器中它是用cs，而不是BCS控制的。第二個濾波器是一個可變備用(shelf)濾波器。該濾波器的低頻部分(頂點)是固定的，為500Hz。其高頻部分(零點)依賴于使用者的調(diào)整和BCS變化。這個濾波器實現(xiàn)了在目前的解碼器中的“聲舞臺”控制。在申請No.08/742460中，“聲舞臺”是借助于矩陣元使用“tv矩陣”校正實現(xiàn)的。當定向傳播方向不確定或者向前時，基于這種工作原理的早期解碼器減小了后部聲道的總電平。在本申請所述的新解碼器中，所說矩陣元不包括“tv矩陣”校正。在新解碼器中，當聲舞臺控制被設定為“向后”時，所說備用濾波器的高頻部分被設定等于低頻部分，換句話說，該備用濾波器沒有衰減，并且具有均勻頻率響應。當所說聲舞臺控制被設定為“不確定”時，所說高頻零點的設定值改變。當BCS為正值或為零時，所說零點移動到710Hz，從而使高頻衰減3dB。對于高頻，其結(jié)果與早期解碼器相同。當定向傳播方向不確定或者前向時有3dB的衰減。但是，低頻部分不衰減。它們以全電平來自房間的側(cè)面。其結(jié)果是使低頻成份更加豐富和更具包絡性，而不會減少后部輸出的高頻成份。當BCS變?yōu)樨撝禃r，所說高頻零點向極點移動，從而當BCS約為22度至后部時，所說備用衰減器沒有衰減。當將聲舞臺設定為“向前”時，工作方式是類似的，但是當BCS為零或負值時所說零點移動到1kHz。這使得高頻成份衰減6dB。而當BCS變?yōu)樨撝禃r衰減又消失。第三個濾波器是用c/s，而不是BCS控制的。這個濾波器用于模仿當聲源位于聽眾前部大約150度方位時人頭部和外耳的頻率響應。這種類型的頻率響應曲線被稱為“頭部相關傳遞函數(shù)”或HRTF。已經(jīng)對于許多不同的人在多個角度測量了這些頻率響應函數(shù)。一般來說，當一個聲源與前部成大約150度時，在大約5kHz頻率處頻率響應存在一個強的陷波。當聲源位于聽眾前方時存在一個類似的陷波，只在這種情況下所說陷波位于大約8kHz。位于聽眾側(cè)面的聲源不產(chǎn)生這些陷波。人腦利用5kHz陷波的存在作為檢測聲源位于聽者背后的方式之一。目前的5聲道聲音再現(xiàn)標準推薦將兩個后部揚聲器略向后放置在聽眾后面，即與前部+/-110或120度處。這個揚聲器位置在低頻范圍內(nèi)具有良好的包絡性。但是來自聽眾側(cè)面的聲音不會象完全位于聽眾后面的聲音那樣產(chǎn)生相同的刺激度。電影導演常常希望產(chǎn)生聲音來自聽眾背后，而不是來自側(cè)面的效果。通常，收聽房間不具有適合放置完全位于聽眾背后的揚聲器的大小和形狀，側(cè)面的位置是能夠?qū)崿F(xiàn)的最好位置。解碼器中的HRTF增加了后部聲源的頻率陷波，從而一個聽者可以聽到似乎比揚聲器實際位置更遠的聲音。這個濾波器隨cs變化。當cs為正值或零值時，該濾波器值最大。這使得環(huán)境聲音和混響似乎在聽者背后更遠的地方。當cs變?yōu)樨撝禃r，該濾波器值減小。當cs大約為-15度時，該濾波器完全消失，聲源似乎完全來自側(cè)面。當cs變成更小的負值時，該濾波器再次被應用，從而使聲源似乎移動到聽眾背后。當cs完全變?yōu)楹蟛繒r，該濾波器被稍微改變以響應完全向后的聲音的HRTF函數(shù)。30.頻率相關電路7聲道版圖3表示7聲道解碼器中的頻率相關電路。圖中所示電路包含三個部分，盡管在實際實施時次要的兩個部分可能結(jié)合成一個電路。前兩個部分與5聲道解碼器相同，并且執(zhí)行相同的功能。第三個部分是7聲道解碼器獨有的。在V1.11版解碼器和申請No.08/742460中，側(cè)面和后部聲道具有獨立的矩陣元。矩陣元的特性是這樣的，當cs為正值或不確定時，所說側(cè)面和后部輸出除延遲以外都是相同的。在cs變?yōu)楸?2度更小的負值之前，這兩個輸出一直保持相同。當定向傳播方向進一步向后移動時，所說側(cè)面輸出衰減6dB，而后部輸出增值2dB。這使得所說聲音似乎從聽者的側(cè)面移動到聽者的后面。在本解碼器中是利用側(cè)面輸出中的一個可變備用濾波器實現(xiàn)側(cè)面輸出與后部輸出之間的甄別的。當cs向前或為零時圖3所示的第三備用濾波器沒有衰減。當cs變?yōu)楸?2度更小的負值時，該備用濾波器的零點迅速向1100Hz移動，導致高頻衰減大約7dB。雖然是將這個備用濾波器作為與提供“聲舞臺”功能的備用濾波器不同的一個獨立濾波器進行的介紹，但是這兩個備用濾波器的運行可以借助于適合的控制電路結(jié)合在一個備用濾波器中。盡管已經(jīng)介紹和圖示了本發(fā)明的優(yōu)選實施例，但是還存在許多其它可能的實施例，在不脫離本發(fā)明構(gòu)思的前提下，這些和其它改進及變化對于本領域技術人員都是顯然的。權(quán)利要求1.一種解碼器，用于將多個音頻輸入信號解碼成多個音頻輸出信號，所說解碼器包括與所說音頻輸入信號連通的定向傳播信號邏輯，所說定向傳播信號邏輯產(chǎn)生多個定向傳播信號；和至少一個矩陣，所述矩陣包括矩陣系數(shù)，所說矩陣與所說定向傳播信號邏輯和所說音頻輸入信號連通，所述矩陣將所說音頻輸入信號與所說矩陣系數(shù)組合產(chǎn)生多個信號；其中，當組合所說信號產(chǎn)生所說輸出信號時，所說音頻輸出信號的總功率基本相當于所說音頻輸入信號的總功率。2.如權(quán)利要求1所說的解碼器，進一步包括與所說矩陣連通的加法器，所說加法器組合所說信號，產(chǎn)生所說音頻輸出信號。3.如權(quán)利要求1所說的解碼器，其中，所說解碼器根據(jù)計算機可執(zhí)行指令通過計算機邏輯實現(xiàn)。4.一種解碼器，用于將多個音頻輸入信號解碼成多個音頻輸出信號，所說解碼器包括邏輯，用于產(chǎn)生定向傳播信號；和產(chǎn)生作為所說定向傳播信號函數(shù)的所說音頻輸出信號，所說音頻輸出信號的總功率基本相當于所說音頻輸入信號的總功率。5.如權(quán)利要求4所說的解碼器，其中，用于產(chǎn)生所說音頻輸出信號的所說邏輯包括用于產(chǎn)生作為所說定向傳播信號函數(shù)的信號的邏輯，所說信號組合產(chǎn)生所說音頻輸出信號。6.如權(quán)利要求4所說的解碼器，進一步包括用于組合所說信號產(chǎn)生所說音頻輸出信號的邏輯。7.一種解碼器，用于將包括右輸入信號和左輸入信號的音頻輸入信號解碼成包括非定向分量、定向分量、左前輸出信號、和右前輸出信號的音頻輸出信號，所說解碼器包括與所說音頻輸入信號連通的定向傳播信號邏輯，所說定向傳播信號邏輯產(chǎn)生定義所說音頻輸出信號方向的多個定向傳播信號；和至少一個矩陣，所述矩陣包括矩陣系數(shù)，所說矩陣與所說定向傳播信號邏輯和所說音頻輸入信號連通，所述矩陣將所說音頻輸入信號與所說矩陣系數(shù)組合產(chǎn)生多個信號，所說信號組合產(chǎn)生所說輸出信號；其中，至少一個所說矩陣系數(shù)的子集是所說定向傳播信號的函數(shù)，當所說方向是向前方向時，分離所說左前和右前輸出信號中的所說非定向分量，定位所說定向分量，并且基本保持所說右輸入信號和左輸入信號之間和所說左前輸出信號和右前輸出信號之間的功率平衡。8.如權(quán)利要求7所說的解碼器，進一步包括與所說矩陣連通的加法器，所說加法器組合所說信號產(chǎn)生所說音頻輸出信號。9.如權(quán)利要求7所說的解碼器，其中，所說音頻輸出信號進一步包括中央輸出信號，和當所說方向是向前方向時，所說矩陣系數(shù)的子集減小所說中央輸出信號，分離產(chǎn)生在所說左前和右前輸出信號中的所說非定向分量，和當所說向前方向變?yōu)楦蚯皶r，所說矩陣系數(shù)的子集增加所說中央輸出信號，來定位所說定向分量。10.如權(quán)利要求9所說的解碼器，其中，所說音頻輸入信號包括中央分量，和所說矩陣系數(shù)的子集包括減小所說左前和右前輸出信號中的所說中央分量的左前矩陣系數(shù)和右前矩陣系數(shù)。11.如權(quán)利要求10所說的解碼器，其中，所說矩陣系數(shù)的子集增加所說中央輸出信號，在所說音頻輸出信號保持所說音頻輸入信號的總功率。12.如權(quán)利要求11所說的解碼器，其中，當所說左前、右前、和中央輸出信號的電平基本相等時，所說矩陣系數(shù)的子集增加所說中央輸出信號，在所說音頻輸出信號保持所說音頻輸入信號的總功率。13.如權(quán)利要求9所說的解碼器，其中，所說矩陣系數(shù)的子集，在所說向前方向約為0度到約22.5度時使所說中央輸出信號增加第一個量值，和在所說向前方向在約22.5度到約45度時使所說中央輸出信號增加第二個量值。14.如權(quán)利要求13所說的解碼器，其中，所說矩陣系數(shù)的子集改變所說左前和右前輸出信號中的中央分量，在所說音頻輸出信號保持所說音頻輸入信號的總功率。15.如權(quán)利要求14所說的解碼器，其中，當所說中央分量在所說中央輸出信號比在所說左前輸出信號或在所說右前輸出信號強的情況下，所說矩陣系數(shù)的子集限制所說向前方向。16.如權(quán)利要求7所說的解碼器，其中，所說矩陣系數(shù)的子集定義一個表面，該表面包括由所說定向傳播信號定義的軸，和所說矩陣系數(shù)的子集沿定位所說定向分量的所說軸中的一個定義一個增值。17.如權(quán)利要求16所說的解碼器，其中，所說定向傳播信號包括中央環(huán)繞聲定向傳播信號，和所說增值是沿著由所說中央環(huán)繞聲定向傳播信號定義的軸。18.如權(quán)利要求17所說的解碼器，其中，所說音頻輸入信號包括中央分量，和所說矩陣系數(shù)的子集包括減小所說左前和右前輸出信號中的所說中央分量的左前矩陣系數(shù)和右前矩陣系數(shù)。19.如權(quán)利要求18所說的解碼器，其中，所說增值在所說音頻輸出信號保持所說音頻輸入信號的總功率。20.如權(quán)利要求19所說的解碼器，其中，在所說左前、右前、和中央輸出信號的電平基本相等時，所說增值在所說音頻輸出信號保持所說音頻輸入信號的總功率。21.如權(quán)利要求16所說的解碼器，其中，在所說向前方向約為0度到約22.5度時，所說增值包括第一個量值，和在所說向前方向為約22.5度到約45度，所說增值包括第二個量值。22.如權(quán)利要求21所說的解碼器，其中，所說第二個量值大于所說第一個量值。23.如權(quán)利要求20所說的解碼器，其中，所說矩陣系數(shù)進一步包括左前矩陣元和右前矩陣元，改變所說左前和右前輸出信號中的所說中央分量，在所說音頻輸出信號保持所說音頻輸入信號的總功率。24.如權(quán)利要求23所說的解碼器，其中，當所說中央分量在所說中央輸出信號比在所說左前或在右前輸出信號強的時候，所說左前矩陣元和所說右前矩陣元改變所說左前和右前輸出信號中的所說中央分量，在所說音頻輸出信號保持所說音頻輸入信號的總功率。25.如權(quán)利要求24所說的解碼器，其中，當所說中央分量在所說中央輸出信號強了約6dB時，所說左前矩陣元和所說右前矩陣元改變所說中央分量。26.如權(quán)利要求7所說的解碼器，其中，所說解碼器按照存儲在計算機可讀介質(zhì)中的計算機可執(zhí)行指令通過計算機邏輯實現(xiàn)。27.一種解碼器，用于將多個音頻輸入信號解碼成多個音頻輸出信號包括非定向分量，所說解碼器包括定向傳播信號邏輯，與所說多個音頻輸入信號連通，并產(chǎn)生多個定向傳播信號；至少一個包括矩陣系數(shù)的矩陣，所說矩陣與所說定向傳播信號邏輯和所說音頻輸入信號連通，所述矩陣將所說音頻輸入信號與所說矩陣系數(shù)組合產(chǎn)生被組合產(chǎn)生所說音頻輸出信號的多個信號；其中，產(chǎn)生所說信號的至少有些所說矩陣系數(shù)是所述定向傳播信號的函數(shù)，使所說輸出信號的所說非定向分量在恒定電平下與所說定向傳播信號無關。28.如權(quán)利要求27所說的解碼器，進一步包括與所說矩陣連通的加法器，所說加法器組合所說信號產(chǎn)生所說音頻輸出信號。29.如權(quán)利要求28所說的解碼器，其中，所說解碼器按照存儲在計算機可讀介質(zhì)中的計算機可執(zhí)行指令通過計算機邏輯實現(xiàn)。30.一種解碼器，用于將多個音頻輸入信號解碼成多個音頻輸出信號，包括非定向分量，所說解碼器包括邏輯，用于產(chǎn)生定向傳播信號；和產(chǎn)生作為所說定向傳播信號函數(shù)的所說音頻輸出信號，所說輸出信號的所說非定向分量在恒定電平下與所說定向傳播信號無關。31.如權(quán)利要求30所說的解碼器，其中，用于產(chǎn)生所說音頻輸出信號的所說邏輯包括用于產(chǎn)生作為所說定向傳播信號函數(shù)的信號的邏輯，所說信號組合產(chǎn)生所說音頻輸出信號。32.如權(quán)利要求31所說的解碼器，進一步包括用于組合所說信號產(chǎn)生所說多個音頻輸出信號的邏輯。33.一種解碼器，用于將多個音頻輸入信號解碼成多個音頻輸出信號，包括前輸出信號，所說解碼器包括定向傳播信號邏輯，與所說多個音頻輸入信號連通，并產(chǎn)生定義方向的多個定向傳播信號；至少一個矩陣，包括矩陣系數(shù)，所說矩陣與所說定向傳播信號邏輯和所說音頻輸入信號連通，所述矩陣將所說音頻輸入信號與所說矩陣系數(shù)組合產(chǎn)生被組合來產(chǎn)生所說音頻輸出信號的多個信號，其中，所述矩陣系數(shù)的子集是所述定向傳播信號的函數(shù)，當所說方向約為后方向時，使所說前輸出信號約等于0。34.如權(quán)利要求33所說的解碼器，與所說矩陣連通的加法器，所說加法器組合所說信號產(chǎn)生所說音頻輸出信號。35.如權(quán)利要求33所說的解碼器，其中所說后方向包括左后方向和右后方向，和在所說方向從所說左后方向附近到所說左后方向附近時所說矩陣系數(shù)的子集使所說前輸出信號約等于0。36.如權(quán)利要求33所說的解碼器，所說矩陣系數(shù)的子集包括左前矩陣系數(shù)和右前矩陣系數(shù)，定義一個包括由所說定向傳播信號定義的軸的表面，和沿著在所說方向約為后方向時使所說前輸出信號約等于0的所說軸中的一個包括減值。37.如權(quán)利要求36所說的解碼器，其中，所說定向傳播信號包括中央環(huán)繞聲定向傳播信號，和所說矩陣系數(shù)的子集沿著由所說中央環(huán)繞聲定向傳播信號定義的軸包括所說減值。38.如權(quán)利要求33所說的解碼器，其中，所說音頻輸入信號包括定向分量，非定向分量，和所說定向分量和所說非定向分量之間的功率平衡，所說矩陣系數(shù)包括后矩陣系數(shù)，是所說定向傳播信號的函數(shù)，保持所說音頻輸出信號中的功率平衡。39.如權(quán)利要求33所說的解碼器，其中，所說矩陣元定義一個表面，作為所說定向傳播信號的函數(shù)，其中，所說表面包括象限并且在所說象限中間基本上是連續(xù)的。40.如權(quán)利要求33所說的解碼器，其中，所說解碼器按照存儲在計算機可讀介質(zhì)中的計算機可執(zhí)行指令通過計算機邏輯實現(xiàn)。41.一種解碼器，用于將多個音頻輸入信號解碼成多個音頻輸出信號，包括多個前輸出信號，所說解碼器包括邏輯，用于產(chǎn)生定向傳播信號；和產(chǎn)生作為所說定向傳播信號函數(shù)的所說音頻輸出信號，在所說方向約為后方向時，所說前輸出信號約等于0。42.如權(quán)利要求41所說的解碼器，其中，用于產(chǎn)生所說音頻輸出信號的所說邏輯包括用于產(chǎn)生作為所說定向傳播信號函數(shù)的信號的邏輯，所說信號組合產(chǎn)生所說音頻輸出信號。43.如權(quán)利要求42所說的解碼器，進一步包括用于組合所說信號產(chǎn)生所說音頻輸出信號的邏輯。44.一種解碼器，用于將多個音頻輸入信號解碼成多個音頻輸出信號，所說解碼器包括與所說多個音頻輸入信號連通的定向傳播信號邏輯，所說定向傳播信號邏輯產(chǎn)生多個定向傳播信號；至少一個矩陣，所說矩陣包括矩陣系數(shù)，所說矩陣與所說定向傳播信號邏輯和所說音頻輸入信號連通，所述矩陣將所說音頻輸入信號與所說矩陣系數(shù)組合產(chǎn)生被組合來產(chǎn)生所說音頻輸出信號的多個信號；其中，所說矩陣系數(shù)是所說定向傳播信號的函數(shù)，所述矩陣系數(shù)定義一個表面，所說表面包括由所說定向傳播信號定義的象限，其中，所述表面在所說象限上基本上是連續(xù)的。45.如權(quán)利要求44所說的解碼器，進一步包括與所說矩陣連通的加法器，所說加法器組合所說信號產(chǎn)生所說音頻輸出信號。46.如權(quán)利要求44所說的解碼器，其中，所說矩陣系數(shù)包括定義所說表面的后矩陣系數(shù)。全文摘要本發(fā)明涉及一種解碼器，用于將多個音頻輸入信號解碼成多個音頻輸出信號。解碼器包括與音頻輸入信號連通的定向傳播信號邏輯，和至少一個包括矩陣系數(shù)的矩陣。定向傳播信號邏輯產(chǎn)生多個定向傳播信號。矩陣與定向傳播信號邏輯和音頻輸入信號連通，矩陣將音頻輸入信號與矩陣系數(shù)組合產(chǎn)生多個信號。當組合信號產(chǎn)生輸出信號時，音頻輸出信號的總功率基本相當于音頻輸入信號的總功率。該解碼裝置最佳地調(diào)節(jié)中央聲道的電平，以在再現(xiàn)影片時保持輸入信號的能量比值，或者在再現(xiàn)音樂信號時從左前和右前輸出中消除輸入信號的中央分量。文檔編號H04S3/00GK1691841SQ20051006352公開日2005年11月2日申請日期1998年9月3日優(yōu)先權(quán)日1997年9月5日發(fā)明者戴維·H·格里辛格申請人:雷克西康公司