專利名稱：一種移動通信終端的小區(qū)搜索方法及其裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及移動通信終端搜索小區(qū)的方法，特別涉及一種移動通信終端的小區(qū)搜索方法及其裝置。
背景技術(shù)：
移動通信系統(tǒng)的終端在開機(jī)后或者丟失網(wǎng)絡(luò)信號的情況下會嘗試搜索合適的小區(qū)。而終端在沒有預(yù)存的小區(qū)信息情況下開機(jī)或開機(jī)后沒有搜索到預(yù)存小區(qū)的情況下，會嘗試在其接收能力的范圍內(nèi)進(jìn)行全頻段的小區(qū)搜索。當(dāng)移動臺支持的頻段比較寬的時候，全頻段的小區(qū)搜索會占用較長的時間。
第三代合作項目(3GPP)標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定的3G頻譜規(guī)劃，參見圖1，圖1為UMTS陸地?zé)o線接入(UTRA)建議的3G頻譜規(guī)劃方案。其中，1920-1980MHz以及2110-2170MHz范圍內(nèi)共60MHZ×2上下行對稱頻譜分配給了“頻分雙工(FDD)”模式，而將1900-1920MHz以及2010-2025MHz范圍內(nèi)兩段不對稱頻譜分配給了“時分雙工(TDD)”模式。
同時規(guī)范中對頻道柵格(Raster)定義如下“規(guī)定的頻道間隔為5MHz/1.6MHz(僅適用于UTRA TDD低碼片速率)，但是在特定的應(yīng)用場合下，為優(yōu)化性能可以對該值進(jìn)行調(diào)整……頻道柵格固定為200KHz，這意味著所有的載頻必須為200KHz的整數(shù)倍”。
在確定了柵格值以后，載波中心頻率就可以表示為Fc＝F0+200kHz×m其中F0為頻帶中某一參考中心頻率，m為一整數(shù)值。
以UTRA FDD模式為例，如果初始頻譜帶寬分配為60MHz×2MHz，那么總計存在(60-5)MHz/200kHz＝275個可能的頻道，所有這些頻道可以根據(jù)其中心頻率可以暫時稱作FID1到FID275。如果按照頻率的大小順序逐一對每一可能頻點(diǎn)進(jìn)行小區(qū)搜索，假定最壞的情況下，每個載波的捕獲時間為500ms，那么全波段的掃描時間會達(dá)到兩分半鐘。在這種情況下，全頻段小區(qū)搜索將消耗大量的處理時間，這樣一方面，如前文所述這將導(dǎo)致移動臺待機(jī)時間的下降，另一方面也使用戶失去足夠的耐心，降低了系統(tǒng)的服務(wù)質(zhì)量。因此，提高“全頻段搜索”的速度，降低全頻段小區(qū)搜索的時間對移動終端而言是很有必要的。
為了提高“全頻段搜索”的速度，已提出了很多算法和方法，目前最常用的方法是在進(jìn)行小區(qū)搜索之前，首先在全頻段范圍內(nèi)對所有頻點(diǎn)的接收功率進(jìn)行測量，然后根據(jù)測量的功率值結(jié)果對所有的頻點(diǎn)由大至小進(jìn)行排序，最后按照由大至小的排序結(jié)果，對每個頻點(diǎn)逐一執(zhí)行小區(qū)搜索。
參見圖2，圖2為現(xiàn)有技術(shù)移動通信終端的小區(qū)搜索裝置的結(jié)構(gòu)和連接示意圖。其中小區(qū)搜索裝置210設(shè)置在移動通信終端的基帶接收機(jī)200中。射頻模塊202將從通過天線201接收的射頻信號解調(diào)為基帶信號發(fā)送給基帶接收機(jī)200。
小區(qū)搜索裝置210的功率測量電路211從射頻模塊202接收基帶信號，根據(jù)基帶信號測量出各個頻點(diǎn)的功率值存儲到存儲器204中，并通知頻點(diǎn)排序電路212。頻點(diǎn)排序電路212從存儲器204中讀取各頻點(diǎn)的功率值，將其按功率值由大到小進(jìn)行降序排列，并按排列順序?qū)㈩l點(diǎn)信息發(fā)送給小區(qū)搜索電路214。小區(qū)搜索電路214按照排列順序?qū)Ω鱾€頻點(diǎn)逐一執(zhí)行小區(qū)搜索過程，小區(qū)搜索電路214搜索出一個可以成功駐留的小區(qū)時，結(jié)束小區(qū)搜索，并將搜索結(jié)果發(fā)送給其他基帶處理模塊203進(jìn)行處理。其他基帶處理模塊203可以將處理結(jié)果發(fā)送給終端的CPU單元執(zhí)行下一步的操作。
另外，公開號為CN 1468021A的專利提出了一種“高速全波段的小區(qū)搜索”方法，該方法首先將整個頻段劃分為若干分波段，然后測量各個分波段中心頻點(diǎn)的信號強(qiáng)度，接著對分波段進(jìn)行排序，根據(jù)排序的結(jié)果選取若干分波段，最后對分波段內(nèi)所有載波執(zhí)行普通小區(qū)搜索。
這兩種方法的基本思想是類似的，即直接基于頻點(diǎn)的測量功率對頻帶內(nèi)頻點(diǎn)進(jìn)行降序排列。由于在頻段內(nèi)任意兩個頻點(diǎn)之間，功率高的頻點(diǎn)中存在網(wǎng)絡(luò)(也就是可以成功駐留的小區(qū)的實(shí)際頻點(diǎn))的概率總是要大于功率低的頻點(diǎn)，因此和不進(jìn)行排序的方法相比，這兩種方法在很大程度上提高了“全頻段搜索”的平均速度，降低了“全頻段搜索”的平均搜索時間。
但是兩種方法均沒有充分利用到相鄰頻點(diǎn)之間的“功率分布曲線”的特征。參見圖3，圖3為全頻段功率分布特征示意圖。其中上半部分示出了測量濾波器帶寬與接收信號帶寬的滑動關(guān)系；下半部分示出了該滑動關(guān)系下的“功率分布曲線”。
由于單個頻點(diǎn)的帶寬和頻點(diǎn)的功率測量帶寬均為寬帶(5MHz/1.6MHz*)而且遠(yuǎn)大于頻道柵格(200kHz)。如圖3上半部分所示以5MHz信號帶寬為例，在數(shù)學(xué)上，頻點(diǎn)的功率測量值應(yīng)該等于接收信號和測量濾波器在頻域上按照200KHz為步長進(jìn)行滑動相關(guān)的結(jié)果。在理想的情況下，在實(shí)際頻點(diǎn)周圍會得到一個近似三角分布的功率測量曲線，其峰值處即為實(shí)際頻點(diǎn)的位置，且其寬度為信號帶寬的兩倍。圖3只示出了其中一個帶寬的功率測量值，由圖3可見，隨著測量濾波器帶寬以200kHz的步長逐漸向接收信號帶寬滑動，測量功率值從0開始逐漸增大，直到測量濾波器帶寬與接收信號帶寬重合，測量功率值達(dá)到峰值。以后隨著測量濾波器帶寬逐漸滑動出接收信號帶寬，測量功率值逐漸下降，直到測量濾波器帶寬完全滑動出接收信號帶寬，測量功率值降到0(圖3中未示出)。
但是在實(shí)際環(huán)境中，該“功率分布曲線”的特征經(jīng)常會因?yàn)榘自肼曇约靶诺赖乃ヂ涞雀鞣N因素的影響，打亂其理想的三角形分布，此時中心功率可能不再位于三角形的峰值位置。
例如FID38對應(yīng)的單頻點(diǎn)在理想信道下的功率分布曲線如圖4所示。在實(shí)際環(huán)境中，由于白噪聲以及信道的衰落的影響，使該頻點(diǎn)功率分布曲線可能如圖5所示。圖5中，F(xiàn)ID38對應(yīng)的實(shí)際頻點(diǎn)的功率值由于白噪聲以及信道的衰落的影響降的很低。這種情況下，采用上述兩種方法搜索小區(qū)時，頻點(diǎn)排序的結(jié)果會將FID38對應(yīng)的“實(shí)際頻點(diǎn)”排在其它頻點(diǎn)的后面，因此必須對前面的頻點(diǎn)逐一進(jìn)行小區(qū)搜索并將其一一排除，才能對“實(shí)際頻點(diǎn)”進(jìn)行小區(qū)搜索，才能搜索到FID38，而這一過程可能會占用大量的時間，從而導(dǎo)致整個小區(qū)搜索的平均時間大大增加，由此可見，上述兩種方法在實(shí)際的信道環(huán)境下效果并不理想。

發(fā)明內(nèi)容
有鑒于此，本發(fā)明的主要目的在于提供一種移動通信終端的小區(qū)搜索方法，應(yīng)用該方法能夠加快全頻段小區(qū)搜索的速度。
本發(fā)明另一個主要目的在于提供一種移動通信終端的小區(qū)搜索裝置，該裝置進(jìn)行全頻段小區(qū)搜索的速度較快。
為實(shí)現(xiàn)上述目的的一個方面，本發(fā)明提供了一種移動通信終端的小區(qū)搜索方法，該方法預(yù)先設(shè)置測量的頻率間距和測量時間，其搜索過程包括以下步驟A、按照所述頻率間距和測量時間對需要執(zhí)行小區(qū)搜索的頻段進(jìn)行功率測量，獲得由各頻點(diǎn)功率值形成的該頻段的原始功率分布曲線；B、對獲得的原始功率分布曲線進(jìn)行濾波，獲得濾波后的功率分布曲線；C、按濾波后的功率分布曲線，對各頻點(diǎn)功率值進(jìn)行降序排列；D、按照排序結(jié)果執(zhí)行小區(qū)搜索。
其中，頻率間距可以設(shè)置為3GPP標(biāo)準(zhǔn)中規(guī)定的頻率柵格的2n倍；對UTRAFDD模式，測量時間可以設(shè)置為2n個時隙/2560×2nchips；對UTRA TDD模式，測量時間可以設(shè)置為一個無線幀/無線子幀。
步驟A所述進(jìn)行功率測量的方法可以為測量頻率為頻率間距整數(shù)倍的頻點(diǎn)，對于該頻段內(nèi)其它頻點(diǎn)采用直接補(bǔ)零處理。
對UTRA FDD模式所述測量頻點(diǎn)功率值的方法可以為對在測量時間內(nèi)該頻點(diǎn)接收的各個基帶信號碼片的模值的平方求和；對UTRA TDD模式所述測量頻點(diǎn)功率值的方法可以為測量該頻點(diǎn)在一幀內(nèi)的平均接收功率；或測量該頻點(diǎn)在一幀內(nèi)的某一連續(xù)數(shù)據(jù)長度的最大平均接收功率。
步驟B所述進(jìn)行濾波的方法可以為采用專用濾波器，對原始功率分布曲線進(jìn)行濾波，降低由于白噪聲或/和信道衰落造成的曲線變形的影響，獲得與實(shí)際功率分布接近的濾波后功率分布曲線。
對于3.84Mchips/s碼片速率的3G系統(tǒng)，所述專用濾波器系數(shù)可以設(shè)置為h＝[1 3 6 10 15 21 28 36 42 46 48 48 46 42 36 28 21 15 10 6 3 1]對于1.28Mchips/s碼片速率的3G系統(tǒng)，所述專用濾波器系數(shù)可以設(shè)置為h＝[1 3 6 10 12 12 10 6 3 1]所述步驟B可以進(jìn)一步包括根據(jù)獲得的濾波后的各頻點(diǎn)功率值，確定搜索門限；所述步驟C為對于功率值大于或等于搜索門限的頻率點(diǎn)進(jìn)行降序排列。
所述確定搜索門限的方法可以為根據(jù)情況任意設(shè)置；或通過求兩次均值計算出搜索門限。
所述通過求兩次均值計算出搜索門限的方法可以為先對所有頻點(diǎn)功率值求出第一均值；在對大于或等于該均值的頻點(diǎn)功率值求出第二均值，將第二均值確定為搜索門限。
為實(shí)現(xiàn)上述目的的另一個方面，本發(fā)明提供了一種移動通信終端的小區(qū)搜索裝置，包含功率測量電路、頻點(diǎn)排序電路和小區(qū)搜索電路，該裝置還包含了濾波電路；所述功率測量電路存儲了預(yù)先設(shè)置的測量頻率間距和測量時間，其按照頻率間距和測量時間測量出各個頻點(diǎn)的功率值，存儲到移動通信終端的存儲器中，形成原始功率分布曲線，并通知差值濾波電路；濾波電路從存儲器中獲取各個頻點(diǎn)的功率值，并對各個頻點(diǎn)的功率值進(jìn)行插值濾波，獲得濾波后功率分布曲線，并根據(jù)該濾波后功率分布曲線并通知給頻點(diǎn)排序電路；頻點(diǎn)排序電路從存儲器中讀取大于門限值的各頻點(diǎn)的功率值，將其按功率值大小排列，并按排列順序?qū)㈩l點(diǎn)信息發(fā)送給小區(qū)搜索電路；小區(qū)搜索電路對各個頻點(diǎn)執(zhí)行小區(qū)搜索過程，將搜索結(jié)果發(fā)送出去。
其中，所述的濾波電路可以包含插值濾波器和頻點(diǎn)排序單元；所述插值濾波器從存儲器中獲取各個頻點(diǎn)的功率值，并對各個頻點(diǎn)的功率值進(jìn)行插值濾波獲得濾波后功率分布曲線，通知給頻點(diǎn)排序單元；頻點(diǎn)排序單元根據(jù)該濾波后功率分布曲線確定搜索門限，通知給頻點(diǎn)排序電路。
所述的濾波器系數(shù)可以根據(jù)系統(tǒng)不同有所區(qū)別對于3.84Mchips/s碼片速率的3G系統(tǒng)，其濾波器系數(shù)為h＝[1 3 6 10 15 21 28 36 42 46 48 48 46 4236 28 21 15 10 6 3 1]對于1.28Mchips/s碼片速率的3G系統(tǒng)，該濾波器系數(shù)設(shè)置為h＝[1 3 6 10 12 12 10 6 3 1]。
由上述的技術(shù)方案可見，本發(fā)明的這種移動通信終端的小區(qū)搜索方法及裝置，在獲得測量功率值的原始功率分布曲線后，其進(jìn)行濾波，濾波后的功率分布曲線基本去除了白噪聲及衰落等原因造成的實(shí)際頻率點(diǎn)測量的功率值較低等曲線變形的情況，使得濾波后功率值最大的頻率點(diǎn)更接近于實(shí)際頻率點(diǎn)。這樣，在排序時，實(shí)際功率點(diǎn)必然會排到較前的位置，從而加快了搜索到駐留小區(qū)的時間。因此，本發(fā)明不論對于全頻段小區(qū)搜索、半頻段小區(qū)搜索還是1/4頻段小區(qū)搜索，都能加快搜索的速度。
另外，本發(fā)明還可以在濾波后進(jìn)一步設(shè)置搜索門限值，對功率值大于門限值的頻點(diǎn)進(jìn)行排序和執(zhí)行小區(qū)搜索，從而減少了排序和搜索的頻點(diǎn)，更加快了小區(qū)搜索的速度。


圖1為UTRA建議的3G頻譜規(guī)劃方案；
圖2為現(xiàn)有技術(shù)移動通信終端的小區(qū)搜索裝置的結(jié)構(gòu)和連接示意圖；圖3為全頻段功率分布特征示意圖；圖4為單頻點(diǎn)在理想信道下的功率分布曲線；圖5為單頻點(diǎn)在白噪聲以及信道的衰落的影響下的功率分布曲線；圖6為本發(fā)明較佳實(shí)施例中采用的第一專用濾波器的脈沖響應(yīng)示意圖；圖7為本發(fā)明較佳實(shí)施例中采用的第二專用濾波器的脈沖響應(yīng)示意圖；圖8為采用第一專用濾波器對單頻點(diǎn)在理想信道下的功率分布曲線進(jìn)行濾波后的功率分布曲線；圖9為采用第一專用濾波器對單頻點(diǎn)在白噪聲以及信道的衰落的影響下的功率分布曲線進(jìn)行濾波后的功率分布曲線；圖10為本發(fā)明第一較佳實(shí)施例的小區(qū)搜索流程圖；圖11a為圖10所示實(shí)施例在理想信道情況下的原始全頻段功率分布曲線示意圖；圖11b為圖10所示實(shí)施例在理想信道情況下的濾波后全頻段功率分布曲線示意圖；圖12a為圖10所示實(shí)施例在白噪聲信道下的原始全頻段功率分布曲線示意圖；圖12b為圖10所示實(shí)施例白噪聲信道下的濾波后全頻段功率分布曲線示意圖；圖13a為圖10所示實(shí)施例在白噪聲信道和衰落下的原始全頻段功率分布曲線示意圖；圖13b為圖10所示實(shí)施例在白噪聲信道和衰落下的濾波后全頻段功率分布曲線示意圖；圖14為本發(fā)明第二較佳實(shí)施例的小區(qū)搜索流程圖；圖15a為圖14所示實(shí)施例在白噪聲信道下的原始全頻段功率分布曲線示意圖；
圖15b為圖14所示實(shí)施例白噪聲信道下的濾波后全頻段功率分布曲線示意圖；圖16a為圖14所示實(shí)施例在白噪聲信道和衰落下的原始全頻段功率分布曲線示意圖；圖16b為圖14所示實(shí)施例在白噪聲信道和衰落下的濾波后全頻段功率分布曲線示意圖；圖17a為本發(fā)明第三較佳實(shí)施例在白噪聲信道下的原始全頻段功率分布曲線示意圖；圖17b為本發(fā)明第三較佳實(shí)施例白噪聲信道下的濾波后全頻段功率分布曲線示意圖；圖18a為本發(fā)明第三較佳實(shí)施例在白噪聲信道和衰落下的原始全頻段功率分布曲線示意圖；圖18b為本發(fā)明第三較佳實(shí)施例在白噪聲信道和衰落下的濾波后全頻段功率分布曲線示意圖；圖19a為本發(fā)明第四較佳實(shí)施例在白噪聲信道下的原始全頻段功率分布曲線示意圖；圖19b為本發(fā)明第四較佳實(shí)施例白噪聲信道下的濾波后全頻段功率分布曲線示意圖；圖20a為本發(fā)明第四較佳實(shí)施例在白噪聲信道和衰落下的原始全頻段功率分布曲線示意圖；圖20b為本發(fā)明第四較佳實(shí)施例在白噪聲信道和衰落下的濾波后全頻段功率分布曲線示意圖；圖21為本發(fā)明較佳實(shí)施例中移動通信終端的小區(qū)搜索裝置的結(jié)構(gòu)和連接示意圖；圖22為圖21所示實(shí)施例中插值濾波電路的結(jié)構(gòu)和連接示意圖。
具體實(shí)施例方式
為使本發(fā)明的目的、技術(shù)方案及優(yōu)點(diǎn)更加清楚明白，以下參照附圖并舉幾個實(shí)施例，對本發(fā)明進(jìn)一步詳細(xì)說明。
本發(fā)明的這種移動通信終端的全頻段小區(qū)搜索方法及裝置的主要思想是預(yù)先設(shè)置測量的頻率間距和測量時間，然后對測量的各頻點(diǎn)的功率值的原始功率分布曲線進(jìn)行濾波，根據(jù)濾波后的功率分布曲線對各頻點(diǎn)功率值進(jìn)行降序排列，按照排列結(jié)果執(zhí)行小區(qū)搜索。
其中，“頻率間距”是指相鄰兩次測量頻點(diǎn)間的頻率間隔，頻率間隔越小測量精度越高，相應(yīng)的用于全頻段搜索的測量時間也越長；該值可以設(shè)為3GPP標(biāo)準(zhǔn)中規(guī)定的頻率柵格(200kHz)的2n倍，對應(yīng)UTRA FDD模式以及UTRA TDD(高碼片速率)模式可以采用以下值200kHz，400kHz，800kHz，1600kHz。而對應(yīng)UTRA TDD(低碼片速率)模式可以采用以下值200kHz，400kHz。
“測量時間”是指對應(yīng)每個頻點(diǎn)所使用的測量時間，單個頻點(diǎn)的測量時間越長測量的準(zhǔn)確性也越高，相應(yīng)的用于全頻段搜索的測量時間也越長；該值的設(shè)置可以參考“頻率間距”的設(shè)置，為保證一定性能，需要保證兩者保持一定的比例關(guān)系。比如對于UTRA FDD模式，由于在一幀內(nèi)的功率變化很小，因此可以將“測量時間”適當(dāng)?shù)臏p小，比如減小至n個時隙，在“n個時隙”時間內(nèi)連續(xù)測量該頻點(diǎn)的接收功率值的平均值。當(dāng)然，如果對性能要求不高，也可以采用其他方式根據(jù)實(shí)際情況設(shè)置“頻率間距”和“測量時間”。
表1為UTRA FDD模式下的幾種典型的參考配置

表1表2為UTRA TDD模式下的幾種典型的參考配置

表2本發(fā)明對相鄰頻點(diǎn)之間的“功率分布特征”進(jìn)行了合理利用。首先，從時域上而言，相鄰頻點(diǎn)之間的測量功率存在一定的相關(guān)性，即相鄰頻點(diǎn)的功率值是緩慢變化的，不應(yīng)出現(xiàn)突然的大小變化，本發(fā)明利用了這一相關(guān)性。舉例來說，比如雖然某一頻點(diǎn)的測量功率很小，但是其相鄰頻點(diǎn)的測量功率卻很大，此時，根據(jù)上述的相關(guān)性，依然可以將其相鄰頻點(diǎn)的功率對其進(jìn)行加權(quán)，加權(quán)以后頻點(diǎn)測量功率的準(zhǔn)確性就會大大改善。
其次，從頻域上而言，功率分布的三角形曲線在頻域上大致是一個低頻信號，其主要能量分布于低頻部分，而對噪聲而言，其能量主要分布于整個頻段，而對快衰落而言，其主要能量分布于高頻部分。因此為了降低噪聲和快衰落的影響可以采用低通濾波的方式，降低噪聲和衰落的影響，從而提高測量的準(zhǔn)確性。
因此，本發(fā)明可以采用專用的低通濾波器，通過對測量的全頻帶內(nèi)“原始功率分布曲線”進(jìn)行低通濾波處理，以降低噪聲和快衰落的影響，從而提高測量的準(zhǔn)確性，進(jìn)而盡可能的還原其本來的“功率分布曲線的特征”。
可見，設(shè)置合適的低通濾波器的系數(shù)，是盡可能的還原其本來的“功率分布曲線的特征”一個重要的步驟。申請人根據(jù)反復(fù)實(shí)驗(yàn)，對于3.84Mchips/s碼片速率的3G系統(tǒng)，其濾波器系數(shù)可以設(shè)置為h＝[1 3 6 10 15 21 28 36 42 46 48 48 46 42 36 28 21 15 10 6 3 1]，為描述簡便，該濾波器以下簡稱第一濾波器。
對于1.28Mchips/s碼片速率的3G系統(tǒng)，該濾波器系數(shù)可以設(shè)置為
h＝[1 3 6 10 12 12 10 6 3 1]，為描述簡便，該濾波器以下簡稱第二濾波器。
由于UTRA FDD模式和UTRA TDD模式下第二～第四種配置中，搜索的頻率間距是頻道柵格的2n倍(n＞1)，也就是對于需要進(jìn)行小區(qū)搜索的頻段內(nèi)的所有頻點(diǎn)，測量所有實(shí)際頻率值為頻率間距整數(shù)倍的頻點(diǎn)，對于其它頻點(diǎn)則采用直接“補(bǔ)零”處理。
因此，第一濾波器和第二濾波器都可以采用插值濾波器，能夠先對獲得的原始功率分布曲線進(jìn)行插值處理，也就是對上述“補(bǔ)零”的頻點(diǎn)進(jìn)行處理，再進(jìn)行濾波處理。實(shí)際應(yīng)用中，插值處理和濾波操作也可以單獨(dú)實(shí)現(xiàn)，此時插值處理可以采用任何常見的插值方法。比如線性插值或者二次插值等等，濾波可以采用任何常見的低通濾波器，但是濾波器的階數(shù)要和信號帶寬相匹配。
由于UTRA FDD模式和UTRA TDD模式下第一種配置中，搜索的頻率間距與頻道柵格相等，無需進(jìn)行“補(bǔ)零”處理，因此既可以采用上述的專用插值濾波器也可以常見的低通濾波器來進(jìn)行濾波處理。
以下舉UTRA FDD模式下進(jìn)行全頻段小區(qū)搜索的四個較佳實(shí)施例，對本發(fā)明進(jìn)行詳細(xì)說明。如前文所述，根據(jù)3GPP規(guī)范，UTRA FDD模式下行鏈路使用在2110MHz和2170之間的60MHz頻率帶寬，其中頻道柵格為200KHz，在這種移動通信系統(tǒng)中，頻率信道(簡稱頻道)數(shù)為300個，在下文中可以將這些頻率信道稱為FID1到FID300。
下面的四個較佳實(shí)施例中，均采用上述的第一濾波器或第二濾波器。參見圖6和圖7，圖6為本發(fā)明較佳實(shí)施例中采用的第一專用濾波器的脈沖響應(yīng)示意圖。圖7為本發(fā)明較佳實(shí)施例中采用的第二專用濾波器的脈沖響應(yīng)示意圖。實(shí)際應(yīng)用中，也可以將濾波器系數(shù)設(shè)置為其他值，只要其脈沖響應(yīng)曲線形狀與圖6或圖7相同或接近即可。
參見圖8，圖8為采用第一專用濾波器對單頻點(diǎn)在理想信道下的功率分布曲線進(jìn)行濾波后的功率分布曲線。將圖8與圖4對比可見，單頻點(diǎn)在理想信道下的功率分布曲線在濾波前后很接近，濾波后曲線基本還原了其本來的“功率分布曲線的特征”。
參見圖9，圖9為采用第一專用濾波器對單頻點(diǎn)在白噪聲以及信道的衰落的影響下的功率分布曲線進(jìn)行濾波后的功率分布曲線。將圖9與圖5對比可見，如果實(shí)際頻點(diǎn)對應(yīng)的是FID 38，圖5中的FID 38對應(yīng)實(shí)際頻點(diǎn)的功率值由于白噪聲以及信道的衰落的影響變的很低，而圖9中將實(shí)際頻點(diǎn)的功率值恢復(fù)到了峰值。此種情況下進(jìn)行的頻率點(diǎn)功率值降序排列，會將實(shí)際頻點(diǎn)排在最先的位置，這樣先對該頻點(diǎn)進(jìn)行小區(qū)搜索，就能很快找到FID 38，從而加快了小區(qū)搜索的速度。
以下分別對四個較佳實(shí)施例的小區(qū)搜索過程進(jìn)行詳細(xì)說明。
第一較佳實(shí)施例本實(shí)施例參數(shù)配置采用UTRA FDD參考配置一中的配置，即全頻段搜索的相鄰測量頻點(diǎn)的“頻率間距”為200kHz而對每個頻點(diǎn)功率的“測量時間”為1個時隙/2560chips。本實(shí)施例中“頻率間距”與頻道柵格相等，因此可以采用逐頻點(diǎn)測量的方法，相應(yīng)的測量時間也是四種UTRA FDD實(shí)施方案中最短的。選定了配置后，將配置參數(shù)存儲到移動通信終端中。
參見圖10，圖10為本發(fā)明第一較佳實(shí)施例的小區(qū)搜索流程圖。該流程包括以下步驟步驟101，根據(jù)頻率間距和測量時間對各個頻點(diǎn)的功率值進(jìn)行測量，獲得各個頻點(diǎn)的原始功率值，這些原始功率值形成原始功率分布曲線。
具體的測量方法為Pi=Σk=02559||ri(k)||2,i=0,1,2,3...299---(1)]]>其中，ri(k)為終端在頻道FID(i+1)上接收的任意一段基帶信號，k為對應(yīng)的碼片序號。
步驟102，對原始功率分布曲線進(jìn)行濾波，獲得濾波后功率分布曲線。這里采用了如前文所述的濾波器，其系數(shù)為h＝[1 3 6 10 15 21 28 36 42 46 48 48 46 42 36 28 21 15 10 6 3 1]/256
其中，將系數(shù)除以256的目的是歸一化，沒有實(shí)際的物理意義。
本實(shí)施例的功率分布曲線濾波前后的效果對比參見圖11a～圖13b。
其中，圖11a為圖10所示實(shí)施例在理想信道情況下的原始全頻段功率分布曲線示意圖，圖11b為圖10所示實(shí)施例在理想信道情況下的濾波后全頻段功率分布曲線示意圖。
圖12a為圖10所示實(shí)施例在白噪聲信道下的原始全頻段功率分布曲線示意圖(其載干比C/I為-10dB)，圖12b為圖10所示實(shí)施例白噪聲信道下的濾波后全頻段功率分布曲線示意圖。
圖13a為圖10所示實(shí)施例在白噪聲信道和衰落下的原始全頻段功率分布曲線示意圖(其載干比C/I為-10dB，3GPP測量信道case3)，圖13b為圖10所示實(shí)施例在白噪聲信道和衰落下的濾波后全頻段功率分布曲線示意圖。
從圖11a～圖13b可以很清楚的看出，和“原始全頻段功率分布曲線”相比，“濾波后全頻段功率分布曲線”非常接近實(shí)際的功率分布。
步驟103，根據(jù)濾波后功率分布曲線，確定搜索門限值T。設(shè)置搜索門限可以減少參加排序的頻點(diǎn)，減少執(zhí)行搜索小區(qū)的頻點(diǎn)，進(jìn)一步提高小區(qū)搜索速度，在實(shí)際應(yīng)用中，也可以不設(shè)置門限。
搜索門限值T可以根據(jù)情況任意設(shè)置，為便于實(shí)現(xiàn)，本實(shí)施例采用了兩次求均值的方法，具體如下設(shè)集合A＝{FID(i)|i＝0...299}門限T0＝Mean(A)，其中Mean為均值操作符。
集合B＝{FID(i)|FID(i)＜T0}門限T1＝Mean(B)，其中Mean為均值操作符。
最終門限為T＝T1。
步驟104，對于所有功率大于或等于搜索門限值T的頻點(diǎn)按功率值執(zhí)行由大到小的頻點(diǎn)降序排列。
步驟105，按照排列順序選擇一個頻點(diǎn)。
步驟106，對選擇的頻點(diǎn)執(zhí)行小區(qū)搜索。
步驟107，判斷是否搜索到可以成功駐留的小區(qū)，如果是，則執(zhí)行步驟108；否則執(zhí)行步驟109。
步驟108，記錄該頻點(diǎn)信息后，結(jié)束流程。
步驟109，判斷是否對所有頻點(diǎn)執(zhí)行了小區(qū)搜索，如果是，則結(jié)束流程；否則，返回步驟105，按照排列順序選擇下一個頻點(diǎn)。
第二較佳實(shí)施例本實(shí)施例參數(shù)配置采用UTRA FDD參考配置二中的配置，即“頻率間距”為400kHz而對每個頻點(diǎn)功率的“測量時間”為2個時隙/2560*2chips。
此時，頻點(diǎn)測量為隔點(diǎn)測量一次，需要測量頻點(diǎn)的數(shù)目是第一較佳實(shí)施例的一半，但對每個頻點(diǎn)的“測量時間”卻為第一較佳實(shí)施例的2倍，這樣完成全頻段測量的總時間實(shí)際上并沒有改變。
選定了配置后，將配置參數(shù)存儲到移動通信終端中。
參見圖14，圖14為本發(fā)明第二較佳實(shí)施例的小區(qū)搜索流程圖。該流程包括以下步驟步驟141，根據(jù)頻率間距和測量時間對各個頻點(diǎn)的功率值進(jìn)行測量，也就是對于需要進(jìn)行小區(qū)搜索的頻段內(nèi)的所有頻點(diǎn)，測量所有實(shí)際頻率值為頻率間距整數(shù)倍的頻點(diǎn)。本實(shí)施例中，測量間距為400kHz，測量的頻率點(diǎn)為400kHz、800kHz、1200kHz、1600kHz....
具體的測量方法為Pi=Σk=05119||ri(k)||2,i=0,2,4,6,8...298---(2)]]>其中，ri(k)為終端在頻道FID(i+1)上接收的任意一段基帶信號，k為對應(yīng)的碼片序號。
步驟142，對于步驟141中沒有進(jìn)行測量的其它頻點(diǎn)采用直接“補(bǔ)零”處理，也就是將其他頻點(diǎn)的功率值寫為0。
步驟143，對原始功率分布曲線進(jìn)行插值濾波，獲得濾波后功率分布曲線。這里采用了如前文所述的濾波器，其系數(shù)為h＝[1 3 6 10 15 21 28 36 42 46 48 48 46 42 36 28 21 15 10 6 3 1]/256其中，將系數(shù)除以256的目的是歸一化，沒有實(shí)際的物理意義。
本實(shí)施例的功率分布曲線濾波前后的效果對比參見圖15a～圖16b。
其中，圖15a為圖14所示實(shí)施例在白噪聲信道下的原始全頻段功率分布曲線示意圖，圖15b為圖14所示實(shí)施例白噪聲信道下的濾波后全頻段功率分布曲線示意圖。
圖16a為圖14所示實(shí)施例在白噪聲信道和衰落下的原始全頻段功率分布曲線示意圖，圖16b為圖14所示實(shí)施例在白噪聲信道和衰落下的濾波后全頻段功率分布曲線示意圖。
從圖15a～圖16b可以很清楚的看出，和“原始全頻段功率分布曲線”相比，“濾波后全頻段功率分布曲線”非常接近實(shí)際的功率分布。
步驟144～步驟150，如圖14所示，其過程與圖10所示步驟103～步驟109完全相同，這里不再重復(fù)說明。
第三較佳實(shí)施例本實(shí)施例參數(shù)配置采用UTRA FDD參考配置三中的配置，即“頻率間距”為800kHz而對每個頻點(diǎn)功率的“測量時間”為4個時隙/2560*4chips。
此時，頻點(diǎn)測量為每4點(diǎn)測量一次，需要測量頻點(diǎn)的數(shù)目是第一較佳實(shí)施例1/4，但對每個頻點(diǎn)的“測量時間”卻為第一較佳實(shí)施例的4倍，這樣完成全頻段測量的總時間實(shí)際上并沒有改變。
選定了配置后，將配置參數(shù)存儲到移動通信終端中。
本實(shí)施例中的小區(qū)搜索過程與圖14完全相同。只是步驟141中測量的時間和頻點(diǎn)數(shù)不同，本實(shí)施例的測量時間為4個時隙/2560*4chips，測量間距為測量所有實(shí)際頻率值為頻率間距整數(shù)倍的頻點(diǎn)。本實(shí)施例中，測量間距為400kHz，測量的頻率點(diǎn)為800kHz、1600kHz、2400kHz、3200kHz....
具體的測量方法為Pi=Σk=010239||ri(k)||2,i=0,4,8,12,16...296---(3)]]>其中，ri(k)為終端在頻道FID(i+1)上接收的任意一段基帶信號，k為對應(yīng)的碼片序號。
本實(shí)施例的功率分布曲線濾波前后的效果對比參見圖17a～圖18b。
其中，圖17a為本發(fā)明第三較佳實(shí)施例在白噪聲信道下的原始全頻段功率分布曲線示意圖，圖17b為本發(fā)明第三較佳實(shí)施例白噪聲信道下的濾波后全頻段功率分布曲線示意圖。
圖18a為本發(fā)明第三較佳實(shí)施例在白噪聲信道和衰落下的原始全頻段功率分布曲線示意圖，圖18b為本發(fā)明第三較佳實(shí)施例在白噪聲信道和衰落下的濾波后全頻段功率分布曲線示意圖。
從圖17a～圖18b可以很清楚的看出，和“原始全頻段功率分布曲線”相比，“濾波后全頻段功率分布曲線”非常接近實(shí)際的功率分布。
第四較佳實(shí)施例本實(shí)施例參數(shù)配置采用UTRA FDD參考配置四中的配置，即“頻率間距”為1600kHz而對每個頻點(diǎn)功率的“測量時間”為8個時隙(2560*8chips)。
此時，頻點(diǎn)測量為每8點(diǎn)測量一次，需要測量頻點(diǎn)的數(shù)目是第一較佳實(shí)施例的1/8，但對每個頻點(diǎn)的“測量時間”卻為第一較佳實(shí)施例的8倍，這樣完成全頻段測量的總時間實(shí)際上并沒有改變。
選定了配置后，將配置參數(shù)存儲到移動通信終端中。
本實(shí)施例中的小區(qū)搜索過程與圖14完全相同。只是步驟141中測量的時間和頻點(diǎn)數(shù)不同，本實(shí)施例的測量時間為8個時隙/2560*8chips，測量間距為測量所有實(shí)際頻率值為頻率間距整數(shù)倍的頻點(diǎn)。本實(shí)施例中，測量間距為1600kHz，測量的頻率點(diǎn)為1600kHz、3200kHz、4800kHz、6400kHz....
具體的測量方法為
Pi=Σk=020479||ri(k)||2,i=0,8,16,24,32...296---(4)]]>其中，ri(k)為終端在頻道FID(i+1)上接收的任意一段基帶信號，k為對應(yīng)的碼片序號。
本實(shí)施例的功率分布曲線濾波前后的效果對比參見圖19a～圖20b。
其中，圖19a為本發(fā)明第四較佳實(shí)施例在白噪聲信道下的原始全頻段功率分布曲線示意圖，圖19b為本發(fā)明第四較佳實(shí)施例白噪聲信道下的濾波后全頻段功率分布曲線示意圖。
圖20a為本發(fā)明第四較佳實(shí)施例在白噪聲信道和衰落下的原始全頻段功率分布曲線示意圖，圖20b為本發(fā)明第四較佳實(shí)施例在白噪聲信道和衰落下的濾波后全頻段功率分布曲線示意圖。
從圖19a～圖20b可以很清楚的看出，和“原始全頻段功率分布曲線”相比，“濾波后全頻段功率分布曲線”非常接近實(shí)際的功率分布。
可見，應(yīng)用本發(fā)明上述實(shí)施例，不但可以減少測量頻點(diǎn)的數(shù)目，而且可以減少每個頻點(diǎn)測量的時間。對于待測量頻點(diǎn)的數(shù)目，利用本發(fā)明可以最多將其減少至全頻段的1/8。而對于頻點(diǎn)測量的時間，利用本發(fā)明最少可以將其減少至一個時隙。因此大大縮短了測量全頻段功率分布曲線所需的時間。
以上是對UTRA FDD模式的四個實(shí)施例進(jìn)行了說明，如果是UTRATDD模式可以參照對上述實(shí)施步驟，對步驟101或步驟141的測量步驟稍加修改，其余步驟完全相同。
具體來說，對于UTRA TDD模式，由于其“時分復(fù)用”的特殊性，不能采用與上述UTRA FDD測量相同的方法，通常采用以下兩種方法之一方法一對測量的頻點(diǎn)，測量其在一幀內(nèi)的平均接收功率，作為該頻道的功率值。
方法二對測量的頻點(diǎn)，測量其在一幀內(nèi)的某一連續(xù)數(shù)據(jù)長度，比如一個時隙的最大平均接收功率，作為該頻道的功率值。
但無論采用何種方式，其“測量時間”最小長度均為一個無線幀/無線子幀。
另外，如果需要半頻段小區(qū)1/4頻段小區(qū)而不是全頻段小區(qū)搜索，本發(fā)明依然適用，搜索的方法相同，只是測量的頻段長短的區(qū)別。
實(shí)際應(yīng)用時，可以在移動通信終端中存儲上述方法的處理軟件來實(shí)現(xiàn)，也可以通過幾個功能模塊配合來實(shí)現(xiàn)。
參見圖21，圖21為本發(fā)明較佳實(shí)施例中移動通信終端的小區(qū)搜索裝置的結(jié)構(gòu)和連接示意圖。其中小區(qū)搜索裝置2110設(shè)置在移動通信終端的基帶接收機(jī)2100中。射頻模塊2102將從通過天線2101接收的射頻信號解調(diào)為基帶信號發(fā)送給基帶接收機(jī)2100。
圖21中，小區(qū)搜索裝置2110不僅包含功率測量電路2111、頻點(diǎn)排序電路2113、和小區(qū)搜索電路2114，還包含了插值濾波電路2112。
其中功率測量電路2111存儲了預(yù)先設(shè)置的測量頻率間距和測量時間，其從射頻模塊2102接收基帶信號，根據(jù)基帶信號，按照頻率間距和測量時間測量出各個頻點(diǎn)的功率值存儲到存儲器2104中，并通知差值濾波電路712。
差值濾波電路2112的濾波器系數(shù)根據(jù)系統(tǒng)不同有所區(qū)別對于3.84Mchips/s碼片速率的3G系統(tǒng)，其濾波器系數(shù)可以設(shè)置為h＝[1 3 6 10 1521 28 36 42 46 48 48 46 42 36 28 21 15 10 6 3 1]對于1.28Mchips/s碼片速率的3G系統(tǒng)，該濾波器系數(shù)可以設(shè)置為h＝[1 3 6 10 12 12 10 6 3 1]。
差值濾波電路2112從存儲器2104中獲取各個頻點(diǎn)的功率值，并對各個頻點(diǎn)的功率值進(jìn)行插值濾波獲得“濾波后功率分布曲線”，并根據(jù)該“濾波后功率分布曲線”確定搜索門限T，通知給頻點(diǎn)排序電路2113。這里確定搜索門限T的方法與上述實(shí)施例相同，不再重復(fù)。當(dāng)然，實(shí)際應(yīng)用中也可以不再設(shè)置門限，而對所有頻點(diǎn)執(zhí)行排序。
參見圖22，圖22為圖21所示實(shí)施例中插值濾波電路的結(jié)構(gòu)和連接示意圖。差值濾波電路2112包含插值濾波器2200和頻點(diǎn)排序單元2201。其中，由插值濾波器2200從存儲器2104中獲取各個頻點(diǎn)的功率值，并對各個頻點(diǎn)的功率值進(jìn)行插值濾波獲得“濾波后功率分布曲線”，通知給頻點(diǎn)排序單元2201。頻點(diǎn)排序單元2201根據(jù)該“濾波后功率分布曲線”確定搜索門限T，通知給頻點(diǎn)排序電路2113。
頻點(diǎn)排序電路2113根據(jù)該門限T從存儲器2104中讀取大于門限值的各頻點(diǎn)的功率值，將其按功率值大小排隊，并按排隊順序?qū)㈩l點(diǎn)信息發(fā)送給小區(qū)搜索電路2114。
小區(qū)搜索電路2114對各個頻點(diǎn)執(zhí)行小區(qū)搜索過程，將搜索結(jié)果發(fā)送給其他基帶處理模塊2103進(jìn)行處理。其他基帶處理模塊203可以將處理結(jié)果發(fā)送給終端的CPU單元執(zhí)行下一步的操作。
上述實(shí)施例所述的執(zhí)行小區(qū)搜索，是指按“3GPPTS25.214附錄C”以及“3GPPTS25.224附錄C/CA”中推薦的“小區(qū)搜索過程”，詳見3GPP標(biāo)準(zhǔn)，這里不再贅述。
由上述的實(shí)施例可見，應(yīng)用本發(fā)明的這種移動通信終端的小區(qū)搜索方法及裝置進(jìn)行小區(qū)搜索，具有頻點(diǎn)測量時間大大減少、測量值逼近實(shí)際分布值，且不易受信道條件的影響等優(yōu)點(diǎn)。
權(quán)利要求
1.一種移動通信終端的小區(qū)搜索方法，其特征在于，該方法預(yù)先設(shè)置測量的頻率間距和測量時間，其搜索過程包括以下步驟A、按照所述頻率間距和測量時間對需要執(zhí)行小區(qū)搜索的頻段進(jìn)行功率測量，獲得由各頻點(diǎn)功率值形成的該頻段的原始功率分布曲線；B、對獲得的原始功率分布曲線進(jìn)行濾波，獲得濾波后的功率分布曲線；C、按濾波后的功率分布曲線，對各頻點(diǎn)功率值進(jìn)行降序排列；D、按照排序結(jié)果執(zhí)行小區(qū)搜索。
2.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于頻率間距設(shè)置為3GPP標(biāo)準(zhǔn)中規(guī)定的頻率柵格的2n倍；對UTRA FDD模式，測量時間設(shè)置為2n個時隙/2560×2nchips；對UTRA TDD模式，測量時間設(shè)置為一個無線幀/無線子幀。
3.如權(quán)利要求1或2所述的方法，其特征在于步驟A所述進(jìn)行功率測量的方法為測量頻率為頻率間距整數(shù)倍的頻點(diǎn)，對于該頻段內(nèi)其它頻點(diǎn)采用直接補(bǔ)零處理。
4.如權(quán)利要求3所述的方法，其特征在于，對UTRA FDD模式所述測量頻點(diǎn)功率值的方法為對在測量時間內(nèi)該頻點(diǎn)接收的各個基帶信號碼片的模值的平方求和；對UTRA TDD模式所述測量頻點(diǎn)功率值的方法為測量該頻點(diǎn)在一幀內(nèi)的平均接收功率；或測量該頻點(diǎn)在一幀內(nèi)的某一連續(xù)數(shù)據(jù)長度的最大平均接收功率。
5.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，步驟B所述進(jìn)行濾波的方法為采用專用濾波器，對原始功率分布曲線進(jìn)行濾波，降低由于白噪聲或/和信道衰落造成的曲線變形的影響，獲得與實(shí)際功率分布接近的濾波后功率分布曲線。
6.如權(quán)利要求5所述的方法，其特征在于，對于3.84Mchips/s碼片速率的3G系統(tǒng)，所述專用濾波器系數(shù)設(shè)置為h＝[1 3 6 10 15 21 28 36 42 46 48 48 46 42 36 28 21 15 10 6 3 1]對于1.28Mchips/s碼片速率的3G系統(tǒng)，所述專用濾波器系數(shù)設(shè)置為h＝[1 3 6 10 12 12 10 6 3 1]
7.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，所述步驟B進(jìn)一步包括根據(jù)獲得的濾波后的各頻點(diǎn)功率值，確定搜索門限；所述步驟C為對于功率值大于或等于搜索門限的頻率點(diǎn)進(jìn)行降序排列。
8.如權(quán)利要求7所述的方法，其特征在于，所述確定搜索門限的方法為根據(jù)情況任意設(shè)置；或通過求兩次均值計算出搜索門限。
9.如權(quán)利要求7所述的方法，其特征在于，所述通過求兩次均值計算出搜索門限的方法為先對所有頻點(diǎn)功率值求出第一均值；在對大于或等于該均值的頻點(diǎn)功率值求出第二均值，將第二均值確定為搜索門限。
10.一種移動通信終端的小區(qū)搜索裝置，包含功率測量電路、頻點(diǎn)排序電路和小區(qū)搜索電路，其特征在于該裝置還包含了濾波電路；所述功率測量電路存儲了預(yù)先設(shè)置的測量頻率間距和測量時間，其按照頻率間距和測量時間測量出各個頻點(diǎn)的功率值，存儲到移動通信終端的存儲器中，形成原始功率分布曲線，并通知差值濾波電路；濾波電路從存儲器中獲取各個頻點(diǎn)的功率值，并對各個頻點(diǎn)的功率值進(jìn)行插值濾波，獲得濾波后功率分布曲線，并根據(jù)該濾波后功率分布曲線并通知給頻點(diǎn)排序電路；頻點(diǎn)排序電路從存儲器中讀取大于門限值的各頻點(diǎn)的功率值，將其按功率值大小排列，并按排列順序?qū)㈩l點(diǎn)信息發(fā)送給小區(qū)搜索電路；小區(qū)搜索電路對各個頻點(diǎn)執(zhí)行小區(qū)搜索過程，將搜索結(jié)果發(fā)送出去。
11.如權(quán)利要求10所述的小區(qū)搜索裝置，其特征在于所述的濾波電路包含插值濾波器和頻點(diǎn)排序單元；所述插值濾波器從存儲器中獲取各個頻點(diǎn)的功率值，并對各個頻點(diǎn)的功率值進(jìn)行插值濾波獲得濾波后功率分布曲線，通知給頻點(diǎn)排序單元；頻點(diǎn)排序單元根據(jù)該濾波后功率分布曲線確定搜索門限，通知給頻點(diǎn)排序電路。
12.如權(quán)利要求10所述的小區(qū)搜索裝置，其特征在于，所述的濾波器系數(shù)根據(jù)系統(tǒng)不同有所區(qū)別對于3.84Mchips/s碼片速率的3G系統(tǒng)，其濾波器系數(shù)為h＝[1 3 6 10 15 21 28 36 42 46 48 48 46 42 36 28 21 15 10 6 3 1]對于1.28Mchips/s碼片速率的3G系統(tǒng)，該濾波器系數(shù)設(shè)置為h＝[1 3 6 10 1212 10 6 3 1]。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種移動通信終端的小區(qū)搜索方法，預(yù)先設(shè)置測量的頻率間距和測量時間，其搜索過程包括A.按照所述頻率間距和測量時間對需要執(zhí)行小區(qū)搜索的頻段進(jìn)行功率測量，獲得由各頻點(diǎn)功率值形成的該頻段的原始功率分布曲線；B.對獲得的原始功率分布曲線進(jìn)行濾波，獲得濾波后的功率分布曲線；C.按濾波后的功率分布曲線，對各頻點(diǎn)功率值進(jìn)行降序排列；D.按照排序結(jié)果執(zhí)行小區(qū)搜索。本發(fā)明同時公開了一種移動通信終端的小區(qū)搜索裝置，該裝置在現(xiàn)有的小區(qū)搜索裝置中增加了濾波電路，能夠用上述方法進(jìn)行小區(qū)搜索。應(yīng)用本發(fā)明進(jìn)行小區(qū)搜索，具有頻點(diǎn)測量時間大大減少、測量值逼近實(shí)際分布值，且不易受信道條件的影響等優(yōu)點(diǎn)。
文檔編號H04B1/707GK1859666SQ20051006985
公開日2006年11月8日 申請日期2005年4月30日 優(yōu)先權(quán)日2005年4月30日
發(fā)明者高炳濤 申請人:大唐移動通信設(shè)備有限公司, 上海大唐移動通信設(shè)備有限公司